JP6961209B2 - アナログ信号のディジタル変換方法 - Google Patents

Description

本発明は、アナログ信号のディジタル変換方法に関し、特に、２相の励磁信号の何れか一方、又は、２相の回転検出信号の何れか一方が喪失しても、ディジタル変換及び回転位置検出の継続を可能とするための新規な改良に関する。

従来、用いられていたこの種のレゾルバ信号処理回路としては、例えば、特許文献１の構成を図９から図１４において開示することができる。
すなわち、図９において、符号１で示されるものは図１１〜図１４で示すステータ１００に設けられた２相の励磁巻線であり、互いに電気的に９０°位相が異なる第１、第２励磁コイル１ａ，１ｂから構成されている。この各励磁コイル１ａ，１ｂには励磁信号ｓｉｎωｔ及びｃｏｓωｔが入力され、このステータ１００には出力巻線２が設けられている。

前記出力巻線２は、互いにで電気的に位相が９０°異なる第１、第２出力コイル２ａ，２ｂよりなり、各出力コイル２ａ，２ｂからは２相出力のレゾルバ角度出力４を得ることができる。

前記各出力コイル２ａ，２ｂは、図１０のように、第１、第２位相差検出部１０,１１に入力され、各位相差検出部１０,１１には前記励磁巻線１に接続された２相交流電源２０からの２相励磁信号Ｖ_1S，Ｖ_1C の一部が各位相差検出部１０,１１に入力されている。前記各位相差検出部１０,１１からの検出信号θ_S,θ_C は加算器２１に入力されて加算されている。従って、励磁巻線１、ロータ３及び出力巻線２とにより２相励磁/２相出力タイプＶＲ形レゾルバ３０を構成し、各位相差検出部１０,１１と加算部２１によりレゾルバ信号処理回路３１を構成している。なお、前記ロータ３は、ステータ１００とのギャップパーミアンスがＮサイクルの正弦波状に変化する形状のコアのみで形成され、ステータ１００の内側又は外側に設けられている。また、このロータ３はＶＲ型でないコイルを有するブラシレスタイプでも可である。

次に、動作について述べる。まず、２相交流電源２０からの９０°位相のずれた振幅の同一な２相交流電圧Ｖ_1S，Ｖ_1C を励磁巻線１の各励磁コイル１ａ，１ｂに印加する。この時、ロータ３の回転に応じて出力巻線２の各出力コイル２ａ，２ｂからは回転角度に比例して互いに位相がずれた出力電圧Ｖ_2S，Ｖ_2C が各位相差検出部１０,１１に入力され、各位相差検出部１０,１１では、各出力電圧Ｖ_2S，Ｖ_2C と前記２相交流電圧Ｖ_1S，Ｖ_1C の一方の交流電圧Ｖ_1S との位相差からなる検出信号θ_S,θ_C が出力されて加算器２１にて加算される。前記加算器２１にて加算されて出力された加算角度データ２２をＣＰＵ（図示せず）等の演算手段にて２で割ることにより前記各検出信号θ_S,θ_Ｃの中間値を得ることができ、誤差を消除したレゾルバ角度出力θ_Ｓ＋Ｃが得られる。

前記レゾルバ信号処理回路３１の概略動作については、前述の通りであるが、前述の誤差の消除動作について次に詳述する。図１０において、２つの励磁コイル１ａ，１ｂにそれぞれ２相交流電圧Ｖ_1Ｓ＝Ｋ_１ Ｓ1ＮωｔとＶ₁ｃ＝Ｋ₁cosωtの互いに位相がπ／２異なり振幅が同じ交流電圧を印加する。この時、ＶＲ形レゾルバの出力巻線２には励磁電圧位相に対してロータが回転した角度に比例する角度の位相が変化した出力電圧Ｖ_２Ｓ，Ｖ_２Ｃが発生する。前記出力電圧Ｖ_２Ｓ は、Ｖ_２Ｓ＝Ｋ_２ ＳＩＮ{ωｔ＋Ｎ・θ＋ε_Ｓ（θ）}となり、この出力電圧Ｖ_２Ｓ は周知のように回転角度に比例して位相が変化するＮ・θの項とＶＲ形レゾルバの角度誤差ε_Ｓ（θ）＝ε_Ｓ・ＳＩＮ（２Ｎθ）なる成分が存在する。このＶＲ形レゾルバの誤差ε_Ｓ（θ）は２相の励磁巻線１と出力巻線２との磁気的結合のアンバランスから生じる問題が殆どであり、電気角で２サイクルの正弦波状の誤差カーブとなる。従来はこのＮ・θの項の位相を励磁電圧の位相と比較してＶＲ形レゾルバの角度を検出していたが、その中にはε_Ｓ（θ）の角度誤差を含んでおり、高精度化が求められていた。

２相の出力巻線２を用いているため、各出力電圧Ｖ_２Ｓ，Ｖ_２Ｃ は互いに位相がπ／２ずれている。その出力電圧Ｖ_２Ｓ，Ｖ_２Ｃ のうちのＣＯＳ相の出力電圧Ｖ_２Ｃは
Ｖ_２C＝Ｋ_２ ＳＩＮ{ωｔ＋Ｎ(θ＋π/２）+ε_Ｃ(θ）}
となる。ここでＣＯＳ相の角度誤差ε_Ｃ(θ）はＳＩＮ相の角度誤差ε_Ｃ(θ）に対して電気的にπ／２角度がずれているため
ε_Ｃ(θ）＝ε_Ｓ・ＳＩＮ{２Ｎθ＋Ｎπ／２}
＝ε_Ｓ・ＳＩＮ{２Ｎ（θ＋π）}
と表される。

特開平１１−１１８５２１号公報

従来のレゾルバ信号処理回路は、以上のように構成されているため、次のような課題が存在していた。
すなわち、前述の特許文献１の構成は、２相励磁／２相出力の位相変調方式回転検出器より出力されるアナログ信号に対して、信号処理回路にて各励磁信号に対する各相アナログ信号の位相差を検出し、これを平均化して高精度の角度検出及び速度検出を得る方法を提案している。ここで、各位相差検出部より出力される各検出信号は誤差を含んでいるものの、最終的に得られる出力と同様の回転情報を有する角度出力であり、冗長構成の信号処理回路となっている。しかし、冗長系としては２重系構成であり、これらを比較して、回転検出器より出力されるアナログ信号の故障を検出することができるが、故障が発生した時の角度出力の継続は困難である。

本発明は、上記の課題を鑑みてなされたものであり、回転検出器の故障によりアナログ信号の喪失が起きても角度出力を継続させるようにしたアナログ信号のディジタル変換方法を提供することを目的とする。

本発明によるアナログ信号のディジタル変換方法は、２相励磁／２相出力の位相変調方式回転検出器より出力される回転検出信号によりディジタル角度出力を得るようにしたアナログ信号のディジタル変換方法において、前記位相変調方式回転検出器の回転検出信号は、２相の励磁信号に対して振幅変調された回転検出信号の重ね合わせにより得られ、前記回転検出信号のディジタル変換を行う信号処理部は負帰還制御系にて構成され、２相の位相変調信号にフィードバック信号に応じた周波数を有する２相の周波数信号をそれぞれ乗算し、差分を取ることで得られる制御偏差を零にすることにより、前記位相変調方式回転検出器の２相の励磁信号の何れか１つ、又は、前記位相変調方式回転検出器から出力される２相の回転検出信号の何れか１つが喪失しても、継続して前記ディジタル角度出力が得られる方法であり、また、前記ディジタル角度出力が前記周波数信号としてフィードバックされる際に基準周波数分だけフィードバック信号をオフセットさせる方法であり、また、前記制御偏差は制御則を経て角速度信号としてアキュムレータに入力されて累算され、前記アキュムレータよりディジタル角度出力を得る方法であり、また、２相の前記周波数信号の間の位相は９０°ずれている方法であり、また、ディジタル変換の対象となる２相の前記位相変調信号の間の位相は９０°ずれている方法であり、また、２相の前記励磁信号の間の位相は９０°ずれている方法であり、また、前記励磁信号の周波数は基準周波数と同じである方法であり、また、前記制御偏差をディジタル信号化した後に制御則に入力する構成であって、ディジタル信号化の手段としてＡ／Ｄ変換部を用いる方法であり、また、前記制御偏差をディジタル信号化した後に制御則に入力する構成であって、ディジタル信号化の手段としてコンパレータを用いる方法であり、また、前記制御偏差をディジタル信号化した後に制御則に入力する構成であって、前記ディジタル信号化の手段として電圧制御発振器を用いる方法であり、また、前記制御則からの出力をディジタル信号化した後にアキュムレータに入力する構成であって、ディジタル信号化の手段としてＡ／Ｄ変換部を用いる方法であり、また、前記制御則からの出力をディジタル信号化した後にアキュムレータに入力する構成であって、ディジタル信号化の手段としてコンパレータを用いる方法であり、また、前記制御則からの出力をディジタル信号化する構成であって、前記ディジタル信号化の手段として電圧制御発振器を用い、アキュムレータの代りにカウンタを用いる方法であり、また、前記回転検出信号をディジタル信号化した後に前記制御偏差を導出する構成であって、ディジタル信号化の手段としてＡ／Ｄ変換部を用いる方法であり、また、前記励磁信号を発生する励磁回路は入力信号に応じた励磁電流を出力する方法であり、また、前記制御則は積分特性を有し、フィードバックループが２型の制御系で構成される方法である。

本発明によるアナログ信号のディジタル変換方法は、以上のように構成されているため、次のような効果を得ることができる。
すなわち、位相変調方式回転検出器の２相の励磁信号の何れか１つ、又は、位相変調方式回転検出器から出力される２相の回転検出信号の何れか１つが喪失しても、継続してディジタル角度出力が得られるため、レゾルバの信頼性及びレゾルバを用いた各種機器の信頼性の向上を得ることができる。

本発明によるアナログ信号のディジタル変換方法を示すブロック図である。 図１の他の形態を示すブロック図である。 図１の他の形態を示すブロック図である。 図１の他の形態を示すブロック図である。 図１の他の形態を示すブロック図である。 図１の他の形態を示すブロック図である。 図１の他の形態を示すブロック図である。 図１の他の形態を示すブロック図である。 従来のレゾルバの構成図である。 従来のレゾルバ信号処理を示す回路図である。 図１０のレゾルバを示す構成図である。 図１１のレゾルバの右側面図である。 図１１の他の構成図である。 図１３の右側面図である。

本発明によるアナログ信号のディジタル変換方法は、２相の励磁信号の何れか一方、又は、２相の回転検出信号の何れか一方が喪失しても、ディジタル変換及び回転位置検出の継続を可能とすることである。

以下、図面と共に本発明によるアナログ信号のディジタル変換方法の好適な実施の形態について説明する。
尚、従来例と同一又は同等部分には、同一符号を付して説明する。
図１において、符号３０で示される２相励磁２相出力型の回転検出器であり、前記回転検出器３０には、電流アンプ３１からなる励磁回路３２から出力される２相励磁信号（
Ｅ・sinω_Rt 、Ｅ・cosω_Rt )が入力されている。

前記回転検出器３０は、位相が直交した２相の励磁信号Ｅsinω_Rt _，Ｅcosω_Rt を入力すると、角度θに応じた位相を持った位相変調信号Ｅ_Ｒ1-Ｒ３（＝Ｋ・Ｅ・sin(ω_Rt-θ）)、E_R2-R4(＝Ｋ・Ｅ・cos(ω_Rt-θ）)を回転検出信号として出力する巻線型の検出器である(Ｋは変圧比)。前記回転検出信号Ｅ_Ｒ1-Ｒ３・Ｅ_Ｒ２-R４はそれぞれの励磁信号Ｅsinω_Rt 及びＥcosω_Rt により発生した磁束を検出コイル１で検出することで成り立っており、角度θに応じて振幅を変化させる振幅変調信号の重ね合わせにより構成される。式で説明すると下式の通りである。
E_Ｒ1−Ｒ3＝K・Esinω_Rt・cosθ−K・Ecosω_Rt・sinθ＝K・E・sin(ω_Rt-θ)… (式１)
E_R２−R４＝K・Esinω_Rt・sinθ＋K・Ecosω_Rt・cosθ＝K・E・cos(ω_Rt-θ)… (式２)

２相の前記回転検出信号Ｅ_Ｒ1-Ｒ３・Ｅ_Ｒ２-R４は回転検出信号Ｅ_Ｒ1-Ｒ３ ・Ｅ_Ｒ２-R４のディジタル変換を行うと共に、図１の後段側の第１、第２乗算器４０,４１と、前記第１、第２乗算器４０,４１に接続された第１減算器４２及び三角関数信号変換部４３と、前記回転検出器３０に２相の励磁信号Ｅ・sinω_Rt 、Ｅ・cosω_Rt を供給する励磁回路３３と、前記励磁回路３３に接続された基準信号発生部３４と、前記第１減算器４２から出力される制御偏差εが入力されるＡ／Ｄ変換部４４、制御則４５及びアキュムレータ４６と、前記アキュムレータ４６からのディジタル角度出力φが入力され前記三角関数信号変換部４３、前記励磁回路３３及び基準信号発生部３４と、から構成される信号処理部３１に入力されており、前記回転検出器３０の２相の励磁信号Ｅsinω_Rt 及びＥcosω_Rt は信号処理部３１の励磁回路３３より供給されている。前記信号処理部３１は負帰還制御系の構成になっており、ディジタル角度出力φは回転検出器３０に乗算される２相の周波数信号にフィードバックされる。負帰還制御系は２相の回転検出信号Ｅ_Ｒ1-Ｒ３、Ｅ_Ｒ２-R４に、フィードバックされたディジタル角度に応じた周波数ω_Ｌを有する２相の周波数信号sinω_Lt、cosω_Lt をそれぞれ乗算し、差分を取ることで得られる制御偏差εを零にするべく機能しており、負帰還制御系が機能した結果として、ディジタル角度出力φが得られる構成となっている。また、フィードバック信号ω_Lt をω_Lt＝ω_Rt−φとすると、制御偏差εの導出式は下式の通りである。
ε＝K・E・cos(ω_Rt-θ)・sinω_Lt- K・E・sin(ω_Rt-θ)・cosω_Lt
＝K・E・sin(ω_Lt-ω_Rt+θ)＝K・E・sin(θ−φ)… （式３）
よってεが零となるように機能すれば、sin(θ−φ)＝０よりφ＝θとなり回転検出器３０の角度θに一致したディジタル角度φが得られる。

前記信号処理部３１の前記フィードバックループ内には積分特性を有する前記アキュムレータ４６と、同じく積分特性を有しフィードバックループの特性改善と安定性を確保するために挿入された前記制御則４５が配置されている。これらによりフィードバックループは２型の制御系となり、回転検出器３０が高速回転しても、ディジタル角度出力φは定常誤差を生じることなく回転検出器３０の角度θに追従する。また、前記制御則４５より出力される信号４５ａは等価的に角速度信号となる。

尚、前記アキュムレータ４６の出力を周波数信号としてフィードバックする際に前記基準周波数信号ω_Rtを第２減算器５０にて加算しているが、これは第２減算器５０の故障をフィードバックループの異常として検出させるための手段である。この構成がない場合、フィードバック信号ωｔはω_Ｌt＝ω_Ｒt＋φであり、アキュムレータ出力をそのままフィードバックする構成となり、ディジタル角度出力φを得るにはアキュムレータ出力より基準周波数信号ω_Ｒt を減算器にて減算する必要があるが、この場合フィードバックループが正常に機能していても、フィードバックループ外の処理となる第２減算器５０にて異常が発生した場合には、そのまま異常なデータが出力されることとなる（図２）。これに対し、当該第２減算器５０をフィードバックループ内に配置すれば、例えば制御偏差ε≠０となった場合を異常状態として検出する手段を設ければ、第２減算器動作の異常はフィードバックループの動作異常として検出が可能となる。
また、前記励磁回路３３が電流アンプ３２で構成され、入力信号に応じた励磁電流を出力することも本発明の特徴である。前記回転検出器３０は位相変調方式回転検出器であり、入出力間の位相ずれはそのまま回転検出信号Ｅ_Ｒ1-Ｒ３・Ｅ_Ｒ２-R４の角度ずれになる。一方、回転検出器３０は巻線型の検出器であり、励磁電流により発生した磁束を検出コイル１で検出することで回転検出信号Ｅ_Ｒ1-Ｒ３・Ｅ_Ｒ２-R４を得るが故に、励磁回路３３が電圧アンプだと励磁電圧位相は入力インピーダンスの温度特性により励磁電流位相に対して変化してしまい、結果として励磁電圧と回転検出信号間の位相ずれが変化してしまうが、励磁回路３３を電流アンプにすることで、励磁回路３３に入力するフィードバック信号に対して、温度変化の影響のない回転検出位相を保つことが可能となる。

次に、２相の励磁信号Ｅ・sinω_Rt 、Ｅ・cosω_Rt あるいは２相の回転検出信号Ｅ_Ｒ1-Ｒ３・Ｅ_Ｒ２-R４ の内、いずれかの信号の一つ、すなわち、Ｅ・sinω_Rt 、Ｅ・cosω_Rt の何れか１つ又は、Ｅ_Ｒ1-Ｒ３・Ｅ_Ｒ２-R４の何れか１つが喪失した場合の動作について説明する。まず、１つの励磁信号Ｅsinωt が喪失した場合について説明する。この場合の回転検出信号は(式１)、(式２)において励磁信号Ｅsinω_Ｒt を０として下式の通りとなる、
Ｅ_Ｒ1-Ｒ３ ＝−Ｋ・Ｅcosω_Rt・sinθ …(式４)
Ｅ_Ｒ２-R４ ＝Ｋ・Ｅcosω_Rt・cosθ …(式５)
(式４)、(式５)の回転検出信号に周波数ω_Ｌ(＝ω_Ｒｔ−φ)を有する２相の基準信号sinω_Lt 、cosω_Ｌt をそれぞれ乗算し、差分を取ることで得られる制御偏差は下式の通りとなる。
ε＝Ｋ・Ｅ・cosω_Rt・cosθ・sinω_Lt＋Ｋ・Ｅ・cosω_Rt・sinθ・cosω_Lt
＝Ｋ・Ｅ・１／２・{sin(θ−φ)＋sin(2ω_Rt＋θ−φ)} …(式６)
(式６)にてε＝０とすると、φ≒θ＋sin2ω_Rt と近似できるが、負帰還制御系は一般的に周波数特性を持っており、励磁周波数に対して適切な帯域幅をとれば、sin2ω_Rtは通常は励磁周波数の２倍の周波数成分であり、高周波数の成分故に減衰されて出力されるため、φはθを中心として微小振動する出力となる。つまり、励磁信号の一方が喪失した場合、誤差は持ちながらもディジタル変換は継続するということを示している。

次に、他の１つの励磁信号Ｅcosωt が喪失した場合も類似の状況となる。この場合の回転検出信号は(式１)、(式２)において励磁信号Ｅcosω_Rt を０として下式の通りとなる、
Ｅ_Ｒ1-Ｒ３＝Ｋ・Ｅ・sinω_Rt・cosθ …（式７）
Ｅ_Ｒ２-R４＝Ｋ・Ｅ・sinω_Rt・sinθ …（式８）
（式７）、（式８）の回転検出信号に、周波数ω_Ｌ(＝ω_Ｒｔ−φ)を有する２相の基準信号sinω_Lt、cosω_Ltをそれぞれ乗算し、差分を取ることで得られる制御偏差は下式の通りとなる。
ε＝Ｋ・Ｅ・sinω_Rt・sinθ・sinω_Lt-Ｋ・Ｅ・sinω_Rt・cosθ・cosω_Lt
＝Ｋ・Ｅ・１／２・{sin(θ−φ)-sin(2ω_Rt＋θ−φ)} …(式９)
(式９)にてε＝０とすると、φ≒θ−sin2ω_Rt と近似でき、負帰還制御系の周波数特性として、励磁周波数に対して適切な帯域幅をとれば、sin2ω_Rt は高周波数の成分故に減衰されて出力されるため、φはθを中心として微小振動する出力となる。つまり、励磁信号の他方が喪失した場合でも、誤差は持ちながらもディジタル変換は継続する。

次に１つの回転検出信号Ｅ_Ｒ1-Ｒ３ が喪失した場合について説明する。この場合の制御偏差は(式３)においてＥ_Ｒ1-Ｒ３ の成分を０とすることで導出できる。
ε＝K・E・cos(ω_Rt-θ)・sinω_Lt-0・cosω_Rt＝K・E・1／2{sin(ω_Lt-ω_Rt＋θ)+sin
(ω_Lt+ω_Rt-θ)} ＝K・E・1／2{sin(θ-φ)+ sin(2ω_Rt-θ-φ)} …(式１０)
(式１０)にてε＝０とすると、φ≒θ+sin2(ω_Rt-θ)と近似でき、負帰還制御系の周波数特性として、励磁周波数に対して適切な帯域幅をとれば、sin2(ω_Rt-θ)は高周波数の成分故に減衰されて出力されるため、φはθを中心として微小振動する出力となる。つまり、回転検出信号の一方が喪失した場合、誤差は持ちながらもディジタル変換は継続する。
また、他の１つのみの回転検出信号Ｅ_Ｒ２-R４ が喪失した場合も類似の状況となる。この場合の制御偏差は(式３)においてＥ_Ｒ２-R４ の成分を０とすることで導出できる。
ε＝０・sinω_Lt- K・E・sin(ω_Rt-θ)・cosω_Lt＝K・E・1／2{sin(ω_Lt-ω_Rt+θ)-sin
(ω_Lt+ω_Rt-θ)} ＝K・E・1／2{sin(θ-φ)- sin(2ω_Rt-θ-φ)} …(式１１)
(式１１)にてε＝０とすると、φ≒θ−sin2(ω_Rt-θ)と近似でき、負帰還制御系の周波数特性として、励磁周波数に対して適切な帯域幅をとれば、sin2(ω_Rt-θ)は高周波数の成分故に減衰されて出力されるため、φはθを中心として微小振動する出力となる。つまり、回転検出信号の他方が喪失した場合も、誤差は持ちながらもディジタル変換は継続する。
以上の通り、本発明においては回転検出器の励磁信号、回転検出信号における何れか1つが喪失した場合にも、ディジタル変換が可能であり、正しい角度出力φを継続させることができることから、信頼性を高めたアナログ／ディジタル変換が可能である。

次に本発明の実現構成について説明する。
図１においてはアナログ信号をディジタル信号化する手段は制御則４５の手前のＡ／Ｄ変換部４４であり、制御偏差εをＡ／Ｄ変換部４４によりディジタル化しているが、アキュムレータ４６よりも入力側であれば、ディジタル化の手段および、ディジタル化する場所の限定はない。ディジタル化する手段の例としてはＡ／Ｄ変換部４４の他に、コンパレータ、ＶＣＯが挙げられる。図３〜図８に各種ディジタル化手段での本発明の実現手段を示す。尚、図７の構成ではアキュムレータの代りにカウンタを用いる構成となる。
前述のように、図２の構成においては、図１の第２減算器５０が除去され、前記アキュムレータ４６からの出力ω_Ｒｔ-φが前記三角関数信号変換部４３に入力され、前記アキュムレータ４６の後段には、前記ディジタル角度出力φを出力するための前記第２減算器５０が設けられている。
尚、図２の各部の構成は、図１と同等であるため、同一又は同等部分には同一符号を付し、その説明は、ここでは省略している。

次に、本発明の他の形態である図３の構成においては、図１における前記Ａ／Ｄ変換部４４の代りにコンパレータ７０を用いて、図１の構成と同等の作用効果を得ることができる。
尚、図３の各部の構成は、図１と同等であるため、同一又は同等部分には同一符号を付し、その説明はここでは省略している。

次に、本発明の他の形態である図４の構成においては、図１におけるＡ／Ｄ変換部４４の代りに、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４４ａを用い、偏差εのディジタル化を行うことができる。
尚、図４の構成は、図１と同等であるため、図１と同一又は同等部分には同一符号を付し、その説明はここでは省略している。

次に、本発明の他の形態である図５の構成においては、図１の構成におけるＡ／Ｄ変換部４４と制御則４５とを逆配置とし、前記制御則４５の出力４５ａをＡ／Ｄ変換部４４でＡ／Ｄ変換することでも、図１と同等の作用効果を得ることができる。
尚、図５の構成は、図１と同等であるため、図１と同一又は同等部分には同一符号を付し、その説明はここでは省略している。

次に、本発明の他の形態である図６の構成においては、図１の構成におけるＡ／Ｄ変換部４４の代りにコンパレータ６０を用い、制御則４５の出力４５ａがコンパレータ６０に入力され、ディジタル化された前記偏差εが前記アキュムレータ４６からディジタル角度出力φとして出力される。
尚、図６の構成は、図１と同等であるため、図１と同一又は同等部分には同一符号を付し、その説明はここでは省略している。

次に、本発明の他の形態である図７の構成においては、図１におけるＡ／Ｄ変換部４４代りに電圧制御発振器４４ａを用いると共に、この電圧制御発振器４４ａを前記制御則４５の後段に配置しているが、図１の構成と図７の構成は、同じ作用効果が得られる。

次に、本発明の他の形態である図８の構成においては、図１の構成におけるＡ／Ｄ変換部４４を第１乗算器４０、第２乗算器４１の前段に配置し、乗算以降の信号処理をディジタル的に行う構成であり、制御偏差εを制御則４５を経て角速度信号４５ａとしてアキュムレータ４６で累算され、前記アキュムレータ４６からディジタル角度出力φを得ている。
尚、図８の構成においては、図１の構成と同一又は同等部分には同一符号を付し、その説明は省略している。

次に、本発明によるアナログ信号のディジタル変換方法の要旨とするところは、以下の通りである。
すなわち、２相励磁／２相出力の位相変調方式回転検出器より出力される回転検出信号によりディジタル角度出力を得るようにしたアナログ信号のディジタル変換方法において、前記位相変調方式回転検出器の回転検出信号は、２相の励磁信号に対して振幅変調された回転検出信号の重ね合わせにより得られ、前記回転検出信号のディジタル変換を行う信号処理部は負帰還制御系にて構成され、２相の位相変調信号にフィードバック信号に応じた周波数を有する２相の周波数信号をそれぞれ乗算し、差分を取ることで得られる制御偏差を零にすることにより、前記位相変調方式回転検出器の２相の励磁信号の何れか１つ、又は、前記位相変調方式回転検出器から出力される２相の回転検出信号の何れか１つが喪失しても、継続して前記ディジタル角度出力が得られる方法であり、また、前記ディジタル角度出力が前記周波数信号としてフィードバックされる際に基準周波数分だけフィードバック信号をオフセットさせる方法であり、また、前記制御偏差は制御則を経て角速度信号としてアキュムレータに入力されて累算され、前記アキュムレータよりディジタル角度出力を得る方法であり、また、２相の前記周波数信号の間の位相は９０°ずれている方法であり、また、ディジタル変換の対象となる２相の前記位相変調信号の間の位相は９０°ずれている方法であり、また、２相の前記励磁信号の間の位相は９０°ずれている方法であり、また、前記励磁信号の周波数は基準周波数と同じ方法であり、また、前記制御偏差をディジタル信号化した後に前記制御則に入力する構成であって、ディジタル信号化の手段としてＡ／Ｄ変換部を用いた方法であり、また、前記制御偏差をディジタル信号化した後に制御則に入力する構成であって、ディジタル信号化の手段としてコンパレータを用いた方法であり、また、前記制御偏差をディジタル信号化した後に制御則に入力する構成であって、前記ディジタル信号化の手段として電圧制御発振器を用いた方法であり、また、前記制御則からの出力をディジタル信号化した後にアキュムレータに入力する構成であって、ディジタル信号化の手段としてＡ／Ｄ変換部を用いた方法であり、また、前記制御則からの出力をディジタル信号化した後にアキュムレータに入力する構成であって、ディジタル信号化の手段としてコンパレータを用いた方法であり、また、前記制御則からの出力をディジタル信号化する構成であって、前記ディジタル信号化の手段として電圧制御発振器を用い、アキュムレータの代りにカウンタを用いた方法であり、また、前記回転検出信号をディジタル信号化した後に前記制御偏差を導出する構成であって、ディジタル信号化の手段としてＡ／Ｄ変換部を用いた方法であり、また、前記励磁信号を発生する励磁回路は入力信号に応じた励磁電流を出力する方法であり、また、前記制御則は積分特性を有し、フィードバックループが２型の制御系で構成される方法である。

本発明によるアナログ信号のディジタル変換方法は、位相変調方式回転検出器の２相の励磁信号の何れか１つ、又は、２相の回転検出信号の何れか１つが喪失しても継続してディジタル角度出力が得られるため、レゾルバ及びレゾルバを用いた装置の信頼性を向上させることができる。

１ 検出コイル
３ ロータ
３０ 回転検出器
３１ 信号処理部（負帰還制御系）
３２ 電流アンプ
３３ 励磁回路
３４ 基準信号発生部
４０ 第１乗算器
４１ 第２乗算器
４２ 第１減算器
４３ 三角関数信号変換部
４４ Ａ／Ｄ変換部
４４ａ 電圧制御発振器
４５ 制御則
４５ａ 信号（角速度信号）
４６ アキュムレータ
５０ 第２減算器
７０ コンパレータ
１００ ステータ
ε 制御偏差
φ 角度データ（ディジタル角度出力）
[K・E・sin(ω_Rt-θ)][E_R1-E_R3] 回転検出信号(位相変調信号)
[K・E・cos(ω_Rt-θ)][E_R2-E_R4] 回転検出信号(位相変調信号)
ω_Rt 基準周波数信号
E・sinω_Rt 励磁信号
E・cosω_Rt 励磁信号
ω_Ｌt フィードバック信号
cosω_Ｌt 、sinω_Ｌt ２相の基準信号

Claims (16)

1. ２相励磁／２相出力の位相変調方式回転検出器より出力される回転検出信号によりディジタル角度出力を得るようにしたアナログ信号のディジタル変換方法において、前記位相変調方式回転検出器の回転検出信号は、２相の励磁信号に対して振幅変調された回転検出信号の重ね合わせにより得られ、前記回転検出信号のディジタル変換を行う信号処理部は負帰還制御系にて構成され、２相の位相変調信号にフィードバック信号に応じた周波数を有する２相の周波数信号をそれぞれ乗算し、差分を取ることで得られる制御偏差を零にすることにより、前記位相変調方式回転検出器の２相の励磁信号の何れか１つ、又は、前記位相変調方式回転検出器から出力される２相の回転検出信号の何れか１つが喪失しても、継続して前記ディジタル角度出力が得られることを特徴とするアナログ信号のディジタル変換方法。
2. 前記ディジタル角度出力が前記周波数信号としてフィードバックされる際に基準周波数分だけフィードバック信号をオフセットさせることを特徴とする請求項１記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
3. 前記制御偏差は制御則を経て角速度信号としてアキュムレータに入力されて累算され、前記アキュムレータよりディジタル角度出力を得ることを特徴とする請求項１又は２記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
4. ２相の前記周波数信号の間の位相は９０°ずれていることを特徴とする請求項１ないし３の何れか１項に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
5. ディジタル変換の対象となる２相の前記位相変調信号の間の位相は９０°ずれていることを特徴とする請求項１ないし４の何れか１項に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
6. ２相の前記励磁信号の間の位相は９０°ずれていることを特徴とする請求項１ないし５の何れか１項に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
7. 前記励磁信号の周波数は基準周波数と同じであることを特徴とする請求項１ないし６の何れか１項に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
8. 前記制御偏差をディジタル信号化した後に制御則に入力する構成であって、ディジタル信号化の手段としてＡ／Ｄ変換部を用いたことを特徴とする請求項１ないし７の何れか１項に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
9. 前記制御偏差をディジタル信号化した後に制御則に入力する構成であって、ディジタル信号化の手段としてコンパレータを用いることを特徴とする請求項１ないし７の何れか１項に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
10. 前記制御偏差をディジタル信号化した後に制御則に入力する構成であって、前記ディジタル信号化の手段として電圧制御発振器を用いることを特徴とする請求項１ないし７の何れか１項に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
11. 前記制御則からの出力をディジタル信号化した後にアキュムレータに入力する構成であって、ディジタル信号化の手段としてＡ／Ｄ変換部を用いることを特徴とする請求項３に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
12. 前記制御則からの出力をディジタル信号化した後にアキュムレータに入力する構成であって、ディジタル信号化の手段としてコンパレータを用いることを特徴とする請求項３に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
13. 前記制御則からの出力をディジタル信号化する構成であって、前記ディジタル信号化の手段として電圧制御発振器を用い、アキュムレータの代りにカウンタを用いることを特徴とする請求項３に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
14. 前記回転検出信号をディジタル信号化した後に前記制御偏差を導出する構成であって、ディジタル信号化の手段としてＡ／Ｄ変換部を用いることを特徴とする請求項１ないし７の何れか１項に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
15. 前記励磁信号を発生する励磁回路は入力信号に応じた励磁電流を出力することを特徴とする請求項１ないし１４の何れか１項に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
16. 前記制御則は積分特性を有し、フィードバックループが２型の制御系で構成されることを特徴とする請求項３，８ないし１３の何れか１項に記載のアナログ信号のディジタル変換方法。

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