JP4677366B2 - モータ制御装置における状態検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータをＰＷＭ制御するモータ制御装置において該モータの状態を検出する状態検出装置に関するものである。

モータ制御装置においては、モータの状態（例えば、位置、速度、磁極、温度等）を検出する状態検出装置が搭載されることが多い。この状態検出装置は、モータ側に配置され、ケーブルを介して制御回路と接続される。

ところで、上記モータ制御装置がモータの巻線電流をＰＷＭ制御するように構成されている場合には、ＰＷＭスイッチングノイズが発生する。このスイッチングノイズは、モータ本体もしくはケーブルを介して状態検出装置の出力信号に重畳されること多く、その場合、この出力信号からモータの状態を精度良く検出することが困難になる。特に、信号用ケーブルと動力用ケーブルとが接近して配設され、かつ、それらのケーブルの長さが大きい場合には、信号用ケーブルに誘導されるスイッチングノイズが大きくなるので、上記モータの状態検出精度がより低下することになる。
そこで、上記スイッチングノイズの影響を低減する手段が提案されている（例えば、特許文献１〜３）。

特開２００１−８４８２号公報 特開２００４−３６４４６０号公報 特開２００３−１５３４９６号公報

しかしながら、特許文献１に記載の技術では、高速で変化するレゾルバの検出信号（ＡＭ変調波信号）に対して、ノイズの入りにくいＰＷＭ三角波の頂点付近でＰＷＭキャリア信号の周波数（数ＫＨｚ〜数１０ＫＨｚ）に同期したＡ／Ｄ変換を実行するので、高速のＡ／Ｄ変換器を必要とする。また、この特許文献１に記載の技術では、原理的に、レゾルバの励磁キャリア周波数がＰＷＭキャリア信号の周波数もしくは該周波数の倍数に限定されることになる。

一方、特許文献２に記載の技術は、レゾルバの検出信号に対するＡ／Ｄ変換のサンプリング周期をＰＷＭスイッチング周期に一致させて、上記Ａ／Ｄ変換結果におけるスイッチングノイズの影響を常に一定にさせるものである。この技術によれば、理論上、上記Ａ／Ｄ変換結果から算出されるモータの回転角への上記スイッチングノイズの影響がキャンセルされることになる。しかし、モータが回転する場合には、ＰＷＭキャリアに対するＰＷＭスイッチングのタイミングが変化するので、実際上、上記スイッチングノイズの影響をキャンセルすることが困難となる。

また、特許文献３に係る技術では、コモンモードコイルを追加使用する必要がある。コイル等の部品は小型化が難しく、このため、上記コモンモードコイルを使用するには大きな実装面積を確保しなければならない。これは、モータ制御装置を小型化する上での支障になる。加えて、この特許文献３に係る技術は、信号を差動伝送することを前提としているので、信号ケーブルの本数が多くなる等の欠点も有している。

本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、高速信号処理機能や大きな実装面積を要する素子を使用することなく、モータの状態検出へのＰＷＭスイッチングノイズの影響を確実に除去することができるモータ制御装置における状態検出装置を提供することにある。

本発明は、モータをＰＷＭ制御するモータ制御装置において該モータの状態を検出する状態検出装置であって、前記モータの状態に対応するアナログ状態信号を発生するとともに、該アナログ状態信号で第１のキャリア信号を振幅変調した振幅変調信号を発生する信号発生手段と、前記第１のキャリア信号を用いて前記振幅変調信号から前記アナログ状態信号を同期復調する復調手段と、前記同期復調されたアナログ状態信号に含まれるＰＷＭスイッチングノイズ成分を平滑する平滑手段と、を備え、前記第１のキャリア信号の周波数ｆ_amと前記ＰＷＭ制御に使用される第２のキャリア信号の周波数ｆ_pwmとを、それらが以下のような関係を有するように設定することにより上記目的を達成している。
ｆ_am＞ｆ_pwmのとき、
ｆ_am＝ｆ_pwm×（ｎ＋０．５）
ｆ_am＜ｆ_pwmのとき、
ｆ_am＝ｆ_pwm／（２ｎ）
ここで、ｎ：正の整数

前記信号発生手段は、前記モータのロータの回転角に対応する信号を前記アナログ状態信号として発生する角度センサを備えることができる。その場合、前記角度センサとして、例えばレゾルバやＭＲセンサが使用される。また、前記信号発生手段が、前記モータの温度に対応する信号を前記アナログ状態信号として発生する温度センサを備えてもよい。

本発明によれば、アナログ状態信号で振幅変調される第１のキャリア信号の周波数ｆ_amとモータのＰＷＭ制御に使用される第２のキャリア信号の周波数ｆ_pwmとの関係を、ＰＷＭスイッチングノイズがキャンセルされるように設定するので、高速信号処理機能や大きな実装面積を要する素子を使用することなく、モータの状態検出へのＰＷＭスイッチングノイズの影響を確実に除去することができる

図１は、本発明の一実施の形態に係る状態検出装置を備えるモータ制御装置のブロック図である。
図１において、レゾルバ１０はモータ２０のロータの回転角を検出し、制御回路３０はこのロータの回転角に基づいてモータ２０の巻線に流す電流を制御する。
レゾルバ１０は、励磁巻線１１および検出巻線１２，１３を備え、モータ２０のロータシャフトに締結されている。
制御回路３０は、発振回路３１と、この発振回路３１から出力されるクロック信号の周波数を２分周する分周回路３２と、この分周回路３２の出力の周波数でレゾルバ１０の励磁巻線１１を励磁する励磁回路３３とを備えている。

この実施の形態においては、発振回路３１の発振周波数を１００ＫＨｚに設定してあるので、レゾルバ１０の励磁巻線１１の励磁周波数は１００ＫＨｚを２分周した５０ＫＨｚである。励磁回路３３の出力電圧、つまり、上記励磁巻線１１の印加電圧をＦ（ｔ）とすると、レゾルバ１０の検出巻線１２および１３の出力電圧Ｖ_aおよびＶ_bは、それぞれ以下のように表される。
Ｖ_a＝Ｋ・ｓｉｎθ・Ｆ（ｔ）
Ｖ_b＝Ｋ・ｃｏｓθ・Ｆ（ｔ）
ここで、Ｋ：比例定数、θ：ロータ回転角

上記励磁巻線１１の印加電圧Ｆ（ｔ）は、時間の関数で規定される電圧である。この印加電圧Ｆ（ｔ）には、一般的に正弦波電圧が使用される。しかし、この電圧Ｆ（ｔ）として三角波電圧や方形波電圧も使用可能であり、本実施形態では、図２（ａ）に示すような方形波電圧を使用している。
上記方形波電圧Ｆ（ｔ）でレゾルバ１０の励磁巻線１１を励磁した場合、例えば検出巻線１２から図２（ｂ）に示すような電圧Ｖ_a、つまり、励磁キャリア信号である上記電圧Ｆ（ｔ）を図２（ｃ）に示すｓｉｎ相変調信号で振幅変調した電圧Ｖ_aが出力される。そして、検出巻線１３からは上記電圧Ｆ（ｔ）をｃｏｓ相変調信号で振幅変調した電圧Ｖ_bが出力される。
なお、レゾルバ１０は、励磁巻線１１および検出巻線１２，１３の一端を接地してあるので、シングルエンドで信号を出力する。

レゾルバ１０の検出巻線１２，１３に接続されたバンドパスフィルタ３４Ａ，３４Ｂは、この検出巻線１２，１３の出力電圧Ｖ_a，Ｖ_bから励磁キャリア周波数（励磁巻線１１の励磁電圧の周波数）成分以外の周波数成分を除去するものである。
同期復調回路３５Ａは、分周回路３２から出力されるクロック信号（図２（ａ）の信号に対応する信号）の「Ｈ」期間においてバンドパスフィルタ３４Ａの出力信号をそのまま出力し、また、「Ｌ」期間においてフィルタ３４Ａの出力信号を反転して出力する。
同様に、同期復調回路３５Ｂは、分周回路３２の出力信号の「Ｈ」期間においてバンドパスフィルタ３４Ｂの出力信号をそのまま出力し、また、「Ｌ」期間においてフィルタ３４Ｂの出力信号を反転して出力する。

したがって、同期復調回路３５Ａからは、図２（ｃ）に示すｓｉｎ相信号が、また、同期復調回路３５Ｂからは、対応するｃｏｓ相信号がそれぞれ出力される。このｓｉｎ相信号およびｃｏｓ相信号は、それぞれローパスフィルタ３６Ａおよび３６Ｂによって励磁キャリア周波数の成分を除去された後、演算回路３７に入力される。
ローパスフィルタ３６Ａ，３６Ｂから出力される電圧Ｖ_a’およびＶ_b’は、それぞれ以下のように表される。
Ｖ_a’＝Ｋ・ｓｉｎθ
Ｖ_b’＝Ｋ・ｃｏｓθ

演算回路３７は、上記電圧Ｖ_a’，Ｖ_b’をＡ／Ｄ変換し、さらにＲ／Ｄ変換処理を実行してロータ回転角θを算出する。また、演算回路３７は、ロータ回転角指令θ_comと上記ロータ回転角θの偏差に基づいてモータ巻線電流指令を形成する。分周回路３８は、前記発振回路３１から出力される１００ＫＨｚのクロック信号を５分周した２０ＫＨｚのクロック信号を発生し、これをＰＷＭ（パルス幅変調）キャリア信号として出力する。
ＰＷＭインバータ３９は、上記ＰＷＭキャリア信号に基づくスイッチング動作によって上記モータ巻線電流指令に対応する電流がモータ２０の巻線に流れるようにモータ電流を制御する。

次に、ＰＷＭ制御によって発生するスイッチングノイズとレゾルバ１０の出力信号との関係を図３を参照して説明する。なお、ここでは、モータ５０が停止してその回転角θの変化がないものとする。また、説明を容易にするため、バンドパスフィルタ３４Ａ，３４Ｂの作用は無視する。
図３（ａ）はレゾルバ１０の励磁信号（周波数ｆ_am＝５０ＫＨｚ）を示し、図３（ｂ）はＰＷＭキャリア信号（周波数ｆ_pwm＝２０ＫＨｚ）を示している。ＰＷＭインバータ３９では、上記ＰＷＭキャリア信号に同期したスイッチングノイズが発生する。このスイッチングノイズは、モータ５０本体やケーブル等を介してレゾルバ１０に回り込むので、レゾルバ１０の出力信号には、図３（ｃ）にハッチングを付して示すＰＷＭスイッチングノイズがＰＷＭキャリア信号の立ち上がりタイミングで重畳する。

前記同期復調回路３５Ａ（３５Ｂ）では、分周回路３２の出力信号の「Ｌ」期間、つまり、レゾルバ１０の励磁信号の「Ｌ」期間に該レゾルバ１０の出力信号の極性が反転されるので、同期復調回路３５Ａ（３５Ｂ）からは、図３（ｄ）に示すように、上記スイッチングノイズの非反転成分および反転成分が交互に現れる。そして、このスイッチングノイズの非反転成分および反転成分は、前記ローパスフィルタ３６Ａ（３６Ｂ）によって平滑されてキャンセルされる。この結果、図３（ｅ）に示すように、ローパスフィルタ３６Ａ（３６Ｂ）の出力にはノイズ成分が現れない。

図４は、レゾルバ１０の励磁信号の周波数ｆ_amを４０ＫＨｚとし、ＰＷＭキャリア信号の周波数ｆ_pwmを２０ＫＨｚとしたときのスイッチングノイズとレゾルバ１０の出力信号との関係を示す。
この場合、図４（ｃ）に示す正極性のスイッチングノイズのみがレゾルバ１０の出力信号に重畳することになるので、同期復調回路３５Ａ，３５Ｂの出力には図４（ｄ）に示すような非反転スイッチングノイズが現れる。この結果、ローパスフィルタ３６Ａ，３６Ｂの出力には、図４（ｅ）にハッチングを付して示すように、平滑された上記スイッチングノイズの成分が現れる。これは、モータ２０を回転させた場合に、ローパスフィルタ３６Ａ，３６Ｂの本来の出力信号レベルが上記スイッチングノイズの影響を受けて変化することを意味している。

結局、ｆ_am＞ｆ_pwmの関係にある場合には、次のような結論が導かれる。
ｆ_am＝ｆ_pwm×（ｎ＋０．５） ・・・（１）
ここで、ｎ：正の整数
のときにローパスフィルタ３６Ａ，３６Ｂの出力にＰＷＭスイッチングノイズの影響が現れない。また、
ｆ_am＝ｆ_pwm×ｎ ・・・（２）
のときにローパスフィルタ３６Ａ，３６Ｂの出力に含まれるスイッチングノイズ成分が最大となる。

次に、ｆ_am＜ｆ_pwmの場合について考察する。例えば、図５（ａ），（ｂ）に示すように、ｆ_am＝ｆ_pwm／２とした場合には、レゾルバ１０の出力信号に図５（ｃ）に示す形態でスイッチングノイズが重畳する。これに伴い、図５（ｄ）に示すように、同期復調回路３５Ａ（３５Ｂ）からスイッチングノイズの非反転成分および反転成分が交互に出力されるので、図３の場合と同様に、ローパスフィルタ３６Ａ（３６Ｂ）によってこの非反転成分および反転成分がキャンセルされる。したがって、図５（ｄ）に示すように、ローパスフィルタ３６Ａ（３６Ｂ）の出力には、スイッチングノイズの影響が現れない。

一方、周波数ｆ_am，ｆ_pwmの関係が例えばｆ_am＝ｆ_pwm／３の場合には、図４の場合に準じた形態でレゾルバ１０の出力信号にスイッチングノイズが重畳する。したがって、図４の場合と同様に、ローパスフィルタ３６Ａ，３６Ｂの出力に含まれるスイッチングノイズ成分が最大となる。

結局、ｆ_am＜ｆ_pwmの関係においては、
ｆ_am＝ｆ_pwm／（２ｎ） ・・・（３）
の場合にスイッチングノイズがキャンセルされ、
ｆ_am＝ｆ_pwm／（２ｎ＋１） ・・・（４）
の場合にスイッチングノイズによる影響が最大になる。

本実施形態においては、上記の考察に基づき、レゾルバ１０の励磁信号の周波数ｆ_amとＰＷＭキャリア信号の周波数ｆ_pwmを、ｆ_am＞ｆ_pwmにおいて式（１）の関係を満たすように、また、ｆ_am＜ｆ_pwmにおいて式（３）の関係を満たすように設定している。
従って、本実施形態によれば、レゾルバ１０の出力に含まれるＰＷＭスイッチングノイズの影響を受けることなくモータ２０のロータ回転角が検出されて、モータ２０の回転角の制御精度が向上する。

なお、レゾルバ１０の励磁信号とＰＷＭキャリア信号とが同期していない場合には、時間とともに両信号の位相がずれていくため、スイッチングノイズ成分の向きおよび大きさが周期的に変化する。しかし、この場合でも、上記式（１）、（３）の関係に従って周波数ｆ_am，ｆ_pwmの比を設定することにより、ＰＷＭスイッチングノイズのキャンセル効果を得ることができる。したがって、ＰＷＭキャリア信号を分周器３８から得る代わりに、所定周波数のキャリア信号を発生する独立した発振器から得るように構成することも可能である。

上記実施形態に係る状態検出装置は、モータ２０のロータの回転角を検出する手段としてレゾルバ１０を使用しているが、このレゾルバ１０に代えてＭＲ（Magneto resistance）センサを使用することもできる。
図６に示すように、上記ＭＲセンサ４０は、ブリッジ接続した磁気抵抗素子４１〜４４と、前記モータ２０のロータに取り付けられた図示していない磁石とを備え、磁気抵抗素子４１，４３の共通接続点が前記励磁回路３３の出力に接続されるとともに、磁気抵抗素子４２，４４の共通接続点が接地されている。
このＭＲセンサ４０においては、上記磁石の回転変位による磁界の強度および方向の変化に応じて磁気抵抗素子４１〜４４の抵抗値Ｒ₁〜Ｒ₄が以下のように変化する。
Ｒ₁＝Ｒ_C−Ｒ_V・ｓｉｎθ
Ｒ₂＝Ｒ_C＋Ｒ_V・ｓｉｎθ
Ｒ₃＝Ｒ_C−Ｒ_V・ｃｏｓθ
Ｒ₄＝Ｒ_C＋Ｒ_V・ｃｏｓθ
ここで、Ｒ_C：抵抗一定成分、Ｒ_V：抵抗変化分

したがって、ｓｉｎ相の中点（磁気抵抗素子４１，４２の共通接続点）からは、
Ｖ_ma＝Ｒ₂／（Ｒ₁＋Ｒ₂）×Ｆ（ｔ）＝〔（１／２）＋Ｒ_V・ｓｉｎθ／（２Ｒ
_C）〕×Ｆ（ｔ）
という信号電圧が出力され、また、ｃｏｓ相の中点からは、
Ｖ_mb＝Ｒ₄／（Ｒ₃＋Ｒ₄）×Ｆ（ｔ）＝〔（１／２）＋Ｒ_V・ｃｏｓθ／（２Ｒ
_C）〕×Ｆ（ｔ）
という信号電圧が出力される。

上記ＭＲセンサ４０の出力電圧Ｖ_ma，Ｖ_mbは、前記レゾルバ１０の出力電圧Ｖ_a，Ｖ_bと同様に、励磁キャリア信号を振幅変調したものである。したがって、ＭＲセンサ４０の励磁信号の周波数ｆ_amとＰＷＭキャリア信号の周波数ｆ_pwmを、ｆ_am＞ｆ_pwmにおいて式（１）の関係を満たすように、また、ｆ_am＜ｆ_pwmにおいて式（３）の関係を満たすように設定することにより、レゾルバ１０を使用した場合と同様に、ＰＷＭスイッチングノイズの影響を受けることなくモータ２０のロータ回転角を検出することが可能になる。
なお、上記ＭＲセンサ４０に代えて可変磁気抵抗型レゾルバを使用することも可能であり、その場合、該可変磁気抵抗型レゾルバの各巻線抵抗が上記ＭＲセンサ４０の磁気抵抗素子４１〜４４と同様の形態でブリッジ接続される。

上記実施形態に係る状態検出装置は、検出されるモータ２０の状態が該モータのロータの回転角であるが、本発明は、このロータの回転角とは異なるモータ２０の状態を検出する場合にも有効に適用することができる。
すなわち、例えば、モータ２０の温度を検出する場合には、図７に示すように、温度センサ５０を構成するサーミスタ５１と抵抗器５２の直列回路に励磁回路の出力電圧を印加する。この場合、温度に対応する信号で励磁キャリアを振幅変調した信号がサーミスタ５１と抵抗器５２の共通接続点から出力される。そこで、励磁信号の周波数ｆ_amとＰＷＭキャリア信号の周波数ｆ_pwmを、ｆ_am＞ｆ_pwmにおいて式（１）の関係を満たすように、また、ｆ_am＜ｆ_pwmにおいて式（３）の関係を満たすように設定することにより、ＰＷＭスイッチングノイズの影響を受けることなくモータ２０の温度を精度よく検出することができる。
なお、検出されるモータの温度は、該モータの過負荷の検出等に活用される。

本発明の一実施の形態に係る状態検出装置を備えるモータ制御装置のブロック図である。 （ａ）は励磁電圧の波形図を、（ｂ）レゾルバの振幅変調出力信号の波形図を、（ｃ）は復調されたレゾルバの出力信号の波形図をそれぞれ例示したものである。 励磁キャリア信号の周波数とＰＷＭキャリア信号の周波数とがある関係にあるときのスイッチングノイズとレゾルバの出力信号との関係を示す波形図である。 励磁キャリア信号の周波数とＰＷＭキャリア信号の周波数とが他の関係にあるときのスイッチングノイズとレゾルバの出力信号との関係を示す波形図である。 励磁キャリア信号の周波数とＰＷＭキャリア信号の周波数とがさらに別の関係にあるときのスイッチングノイズとレゾルバの出力信号との関係を示す波形図である。 ＭＲセンサの磁気抵抗素子の接続図である。 温度センサとして使用するサーミスタの接続図である。

符号の説明

１０ レゾルバ
１１ 励磁巻線
１２，１３ 検出巻線
２０ モータ
３０ 制御回路
３１ 発振回路
３２，３８ 分周回路
３３ 励磁回路
３５Ａ，３５Ｂ 同期復調回路
３６Ａ，３６Ｂ ローパスフィルタ
３７ 演算回路
３９ ＰＷＭインバータ
４０ ＭＲセンサ
５０ 温度センサ

Claims (5)

1. モータをＰＷＭ制御するモータ制御装置において該モータの状態を検出する状態検出装置であって、
   前記モータの状態に対応するアナログ状態信号を発生するとともに、該アナログ状態信号で第１のキャリア信号を振幅変調した振幅変調信号を発生する信号発生手段と、
   前記第１のキャリア信号を用いて前記振幅変調信号から前記アナログ状態信号を同期復調する復調手段と、
   前記同期復調されたアナログ状態信号に含まれるＰＷＭスイッチングノイズ成分を平滑する平滑手段と、を備え、
   前記第１のキャリア信号の周波数ｆ_amと前記ＰＷＭ制御に使用される第２のキャリア信号の周波数ｆ_pwmとを、それらが以下のような関係を有するように設定したことを特徴とするモータ制御装置における状態検出装置。
   ｆ_am＞ｆ_pwmのとき、
   ｆ_am＝ｆ_pwm×（ｎ＋０．５）
   ｆ_am＜ｆ_pwmのとき、
   ｆ_am＝ｆ_pwm／（２ｎ）
   ここで、ｎ：正の整数
2. 前記信号発生手段が、前記モータのロータの回転角に対応する信号を前記アナログ状態信号として発生する角度センサを備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置における状態検出装置。
3. 前記角度センサがレゾルバであることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置における状態検出装置。
4. 前記角度センサがＭＲセンサであることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置における状態検出装置。
5. 前記信号発生手段が、前記モータの温度に対応する信号を前記アナログ状態信号として発生する温度センサを備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置における状態検出装置。

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