JP5237210B2 - 位置検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、レゾルバあるいはシンクロのような回転位置検出器、あるいはそれと同様の位置検出原理に従う直線位置検出器など、回転位置及び直線位置のどちらについても適用できる位置検出装置に関し、特に電気的位相差に基づきアブソリュート位置検出を行なう位置検出装置に関する。

誘導型の回転位置検出器として、１相励磁入力で２相出力（サイン相とコサイン相の出力）を生じるものは「レゾルバ」として知られており、１相励磁入力で３相出力（１２０度ずれた３相）を生じるものは「シンクロ」として知られている。最も古いタイプの在来型のレゾルバは、ステータ側に９０度の機械角で直交する２極（サイン極とコサイン極）の２次巻線を配し、ロータ側に１次巻線を配したものである（１次と２次の関係は逆も可）。このようなタイプのレゾルバはロータの１次巻線に電気的にコンタクトするためのブラシを必要としているので、これが欠点となっている。これに対して、ブラシを不要としたブラシレス・レゾルバの存在も知られている。ブラシレス・レゾルバは、ロータ側においてブラシに代わる回転トランスを設けたものである。一方、レゾルバの励磁方式を、２相励磁入力で１相出力を生じるように変更して、回転角度に応じた電気的位相ずれ角を含む出力信号を得ることにより、検出角度のディジタルデータを得る方式も、知られている。

また、これらの電気的位相検出原理を利用した位置検出装置における位相差検出方式として、本願の発明者らによって提案された下記特許文献１及びこれに対応する米国特許である特許文献２に示された技術も公知である。

上記特許文献１及び２に示された技術においては、基準交流信号（例えばｓｉｎωｔ）によって励磁され、検出対象位置に対応する第１の関数値（例えばサイン関数値）を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号（例えばｓｉｎθｓｉｎωｔ）及び前記検出対象位置に対応する第２の関数値（例えばコサイン関数値）を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号（例えばｃｏｓθｓｉｎωｔ）を出力する位置センサ（例えばレゾルバタイプのセンサ）から出力される該第１及び第２の交流出力信号に基づき、検出対象位置に対応するシフト量（θ）だけ該基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号（例えばｓｉｎ（ωｔ＋θ））と、同じ前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号（例えばｓｉｎ（ωｔ−θ））とを生成し、これらの第１及び第２の電気的交流信号に含まれる正負逆方向の位相シフト検出値（＋θと−θ）を加算的に合成することにより、温度特性誤差成分を相殺的に除去した高精度な検出データを得るようにしている。

下記特許文献３には、上記特許文献１及び２に示されたような位相差検出方式を採用した位置検出装置が示されている。そこに示された位置検出装置のシステム構成は、位置センサ部と演算装置（コンピュータ等）とで構成され、位置センサ部では、上記第１及び第２の電気的交流信号（ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ））のゼロクロス位相に同期するゼロクロス検出信号（ラッチタイミング信号）をそれぞれ出力し、これを演算装置（コンピュータ等）に入力して、これに基づき演算装置（コンピュータ等）にてカウント等を含む位相シフト値の演算を行うようになっている。しかし、この構成では、２つのゼロクロス検出信号（ラッチタイミング信号）に対応する２つの出力配線が必要であった。

下記特許文献４には、検出位置の電気的位相差に対応するパルス幅を持つ１本のＰＷＭ信号を出力するように構成することで、出力配線数を減少するとともに構成の簡略化を図るようにした位置検出装置が示されている。すなわち、上記第１及び第２の電気的交流信号（ｓｉｎ（ωｔ＋θ）とｓｉｎ（ωｔ−θ））のゼロクロス位相に同期するゼロクロス検出信号（ラッチタイミング信号）ＬｐとＬｍの時間差Δｔに相当するＰＷＭ信号を出力するようにしている。ところで、この場合、検出位置の電気的位相差が１８０度以内の位相差に対応していれば問題のないＰＷＭ信号を得ることができるが、１８０度以上の場合は、単純に第１の電気的交流信号（ｓｉｎ（ωｔ＋θ））のゼロクロス検出信号（ラッチタイミング信号）Ｌｐから第２の電気的交流信号（ｓｉｎ（ωｔ−θ））のゼロクロス検出信号（ラッチタイミング信号）Ｌｍまでの時間差Δｔに応答させたＰＷＭ信号は１８０度未満の位相差しか示さないものとなり、正確な位置検出をすることができない。そのために、特許文献４では、検出した電気的位相差が１８０度以内か否かを判定するようにしているが、具体的な構成は示されていない。また、検出した電気的位相差が１８０度以内か否かを判定するという構成は、そもそも実質的には１８０度以内の検出しか行えない構成の検出装置にあっては、そもそもそのような判定をどうすべきか、適切な解決策が提示されない限り、実現困難であった。

特開平９−１２６８０９号 米国特許第５７１０５０９号 特開２００２−１３１０８４号 特開２００６−２１４９４８号

本発明は、上述の点に鑑みてなされたもので、検出対象位置に応じた位相シフト量θだけ進相シフトされた電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）と遅相シフトされた電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）との位相時間差Δｔを検出するタイプの位置検出装置において、１８０度以上の位相時間差Δｔを正確に測定できるようにした位置検出装置を提供しようとするものである。

本発明に係る位置検出装置は、基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応する第１の関数値を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号及び前記検出対象位置に対応する第２の関数値を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号を出力する位置センサと、前記第１及び第２の交流出力信号に基づき、前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成する回路と、前記第１の電気的交流信号の基準位相のタイミングを始点とし、前記基準交流信号の基準位相のタイミングを経過した後の前記第２の電気的交流信号の基準位相のタイミングを終点として、該始点から終点までの時間間隔で前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す位相出力信号を生成する位相出力回路とを具備することを特徴とすることを特徴とする。

第１の電気的交流信号（ｓｉｎ（ωｔ＋θ））の基準位相のタイミングを始点とし、基準交流信号（ｓｉｎωｔ）の基準位相のタイミングを経過した後の第２の電気的交流信号（ｓｉｎ（ωｔ−θ））の基準位相のタイミングを終点として、該始点から終点までの時間間隔Δｔで前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す位相出力信号を生成するようにしたので、１８０度以上の位相時間差Δｔを正確に検出できるようになる。

漏洩磁束検出型の回転位置検出装置として構成した本発明の一実施例を示す図。

コイル部分の変形例として、高透磁率磁性体の形状を図１の例とは異ならせた例を示す正面略図。

本発明の位置検出装置に含まれる検出用電気回路例を示す図。

本発明の位置検出装置の出力をマイクロコンピュータに接続してなるシステムの一例を示すブロック図。

図３の検出回路構成によって検出データの温度ドリフト補償が行えることを説明するタイミングチャート。

本発明の位置検出装置の出力をマイクロコンピュータに接続してなる検出システムの別の構成例を示すブロック図。

電気的位相角の時間差をカウントする動作例を示すタイミングチャート。

図７に従う時間差カウント動作を行う処理の一例を示すフローチャート。

図７に従う時間差カウント動作を行うように構成したＰＷＭ変換回路の一例を示すロジック回路図。

漏洩磁束検出型の回転位置検出装置のコイル部分の別の構成例を示す図。

コイルと高透磁率磁性体の別の配置例を示す図。

本発明に係る位置検出装置の別の構成例を示す図。

図１は、漏洩磁束検出型の回転位置検出装置として構成された本発明の一実施例に係る位置検出装置において適用される位置センサ１０の構成例を示す図であり、（ａ）は正面略図、（ｂ）は側面略図である。検出対象たる回転軸１に取り付けられたローター（回転子）２は、所定の磁気応答部材を含んで構成されており、該磁気応答部材の一例として、永久磁石ＭＧのＮ極とＳ極を１８０度の間隔で配置した構成からなるものを用いている。その場合、回転軸１のローター２の一回転につき、ローター２の永久磁石ＭＧによる磁界が２サイクル回転する。位置センサ１０は、ローター２の永久磁石ＭＧの漏洩磁束を検出し、ローター２の永久磁石ＭＧによる磁界の現在角度を割り出すことで、回転軸１の回転位置を検出する。

図１（ａ）において、位置センサ１０は、ステータ３として、リング状の回路基板１５において所定の角度間隔で配置された４極のフラットコイル１１，１２，１３，１４を含む。例えば、各極のフラットコイル１１，１２，１３，１４は、渦巻き状のプリント配線からなるもので、渦巻きプリント配線コイルを複数層重ねてインダクタンスを高めている。図１（ｂ）に示すように、ローター２の周囲にステータ３のリング状回路基板１５が嵌め込まれる。図１（ｂ）に示すように、各フラットコイル１１，１２，１３，１４の配置に対応して基板１５の両面において高透磁率磁性体１６が配置される。各高透磁率磁性体１６は例えばアモルファスのような高透磁率材質からなり、薄い板若しくは薄膜を成している。このような高透磁率材質は、フラックスゲートとして機能する。すなわち、高透磁率材質に永久磁石ＭＧの磁極が近接すると、該高透磁率材質は大きな磁束の影響により磁気飽和を起こし、その透磁率を大きく低下させる性質を有している。従って、各フラットコイル１１，１２，１３，１４における各高透磁率磁性体１６は、ローター２の永久磁石ＭＧの磁極Ｓ，Ｎの近接に応じて透磁率を変化させ、対応するコイル１１，１２，１３，１４にそれに応じたインピーダンス変化を生じさせる。このフラックスゲート原理により、ローター２の永久磁石から生じる漏洩磁束を各コイル１１，１２，１３，１４で検知することができる。なお、高透磁率磁性体１６は、各フラットコイル１１，１２，１３，１４の配置に対応して基板１５の片面に配置するだけでもよい。

例えば、図示例のように、ローター２の一回転につき、ローター２の永久磁石の磁極Ｓ，Ｎによる磁界が２サイクル回転する場合は、ローター２の回転角度をφとすると、該ローター２の回転角度φに応じた永久磁石の漏洩磁束に応じて各フラットコイル１１，１２，１３，１４における各高透磁率磁性体１６にはφに対して２倍の周期性を持つ（つまり、該回転角度φに相関する）磁気飽和が生ぜしめられ、各コイル１１，１２，１３，１４においては、前記磁気飽和の周期的変化に応じてインピーダンスが変化せしめられる。

ここで、高透磁率磁性体１６の形状を適切に設定することにより、ローター２の回転角度φに応じて第１のコイル１１（サイン極Ｓ）に生じるインピーダンス変化の特性が正弦関数ｓｉｎθと同等若しくはそれに近いものとなるようにすることができる。なお、θ＝２φである。また、第１のコイル１１から時計方向に機械角で約９０度ずれて配置された第２のコイル１２（マイナスサイン極−Ｓ）では、ローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性がマイナス正弦関数−ｓｉｎθと同等若しくはそれに近いものとなるようにすることができる。同様に、第１のコイル１１から時計方向に機械角で約２２５度ずれて配置された第３のコイル１３（コサイン極Ｃ）では、ローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性が余弦関数ｃｏｓθと同等若しくはそれに近いものとなるようにすることができる。また、第１のコイル１１から時計方向に機械角で約３１５度ずれて配置された第４のコイル１４（マイナスコサイン極−Ｃ）では、ローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性がマイナス余弦関数−ｃｏｓθと同等若しくはそれに近いものとなるようにすることができる。なお、各コイル１１〜１４の機械的配置は、上記例に限らず、適宜設計変更可能である。要は、各コイル１１〜１４におけるローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性がそれぞれｓｉｎθ，−ｓｉｎθ，ｃｏｓθ，−ｃｏｓθとなるようにすればよい。

なお、高透磁率磁性体１６の形状は、図１（ａ）では、各フラットコイル１１，１２，１３，１４の円形状に合わせて略円形状としている。このような略円形状であっても、ローター２の変位方向に関して漸次変化する形状であるから、近接したローター２の変位に伴って磁気飽和の変化特性が正弦関数的特性を示すようにすることができるかもしれない。しかし、より好ましくは、図２に示すように、高透磁率磁性体１６の形状は、眼の輪郭のような先細り形状を有するものとするのがよいかもしれない。いずれにせよ、上述のように、各コイル１１〜１４におけるローター２の回転角度φに応じたインピーダンス変化の特性がそれぞれｓｉｎθ，−ｓｉｎθ，ｃｏｓθ，−ｃｏｓθとなるように、若しくはできるだけそれに近いものとなるように、高透磁率磁性体１６の形状を、ローター２の変位方向に関して漸次変化する形状とする。

このように、第１及び第２のコイル１１，１２は、ローター２から生じる漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置され、かつ、第３及び第４のコイル１３，１４も、ローター２から生じる漏洩磁束の変化に対して互いに逆相となるように配置されている。そして、第１及び第２のコイル１１，１２の組と前記第３及び第４のコイル１３，１４の組とがローター２から生じる漏洩磁束の変化に対して互いに所定位相（π／２）だけずれるように配置されている。

図３は、位置センサ１０に適用される検出用電気回路例を示す。図３において、各コイル１１〜１４は可変インダクタンス要素として等価的に示されている。各コイル１１〜１４は、基準交流信号源４０から与えられる所定の高周波交流信号（便宜上、これをＥｓｉｎωｔで示す）によって１相で励磁される。各コイル１１〜１４に生じる電圧Ｖａ，Ｖｃ，Ｖｂ，Ｖｄは、等価的に、下記のように、検出対象たるローター２の回転位置φに対応する角度変数θ（＝２φ）に応じた上記コイル１１〜１４毎のインピーダンス値に応じた大きさを示す。なお、Ｐ₀は磁気回路の定数要素である。
Ｖａ＝（Ｐ₀＋ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｂ＝（Ｐ₀＋ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｃ＝（Ｐ₀−ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
Ｖｄ＝（Ｐ₀−ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ

アナログ演算器３１は、下記のように、サイン相に相当するコイル１１の出力電圧Ｖａと、それに対して差動変化するマイナスサイン相に相当するコイル１２の出力電圧Ｖｃとの差を求め、角度変数θのサイン関数特性の振幅係数を持つ交流出力信号を生成する。
Ｖａ−Ｖｃ＝（Ｐ₀＋ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ−（Ｐ₀−ｓｉｎθ）ｓｉｎωｔ
＝２ｓｉｎθｓｉｎωｔ
アナログ演算器３２は、下記のように、コサイン相に相当するコイル１３の出力電圧Ｖｂと、それに対して差動変化するマイナスコサイン相に相当するコイル１４の出力電圧Ｖｄとの差を求め、角度変数θのコサイン関数特性の振幅係数を持つ交流出力信号を生成する。
Ｖｂ−Ｖｄ＝（Ｐ₀＋ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ−（Ｐ₀−ｃｏｓθ）ｓｉｎωｔ
＝２ｃｏｓθｓｉｎωｔ

こうして、検出対象たる回転位置φに相関する角度変数θを含む２つの周期的振幅関数（ｓｉｎθとｃｏｓθ）によってそれぞれ振幅変調された２つの交流出力信号「２ｓｉｎθｓｉｎωｔ」と「２ｃｏｓθｓｉｎωｔ」が得られる（以下、係数の「２」は省略する。）。これは、従来からレゾルバとして知られた検出器のサイン相出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びコサイン相出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔと同等のものである。なお、サイン相及びコサイン相という呼び名、及び２つの交流出力信号の振幅関数のサイン、コサインの表わし方は便宜的なものであり、一方がサインで他方がコサインでありさえすれば、どちらをサインと言ってもよい。すなわち、Ｖａ−Ｖｃ＝ｃｏｓθｓｉｎωｔで、Ｖｂ−Ｖｄ＝ｓｉｎθｓｉｎωｔである、と表現してもよい。

基準交流信号源４０及びアナログ演算器３１，３２の部分が、各コイル１１〜１４を所定の基準交流信号で励磁し、該各コイル１１〜１４のインピーダンスに応じた出力信号を各コイル１１〜１４から生成すると共に、第１及び第２のコイル１１，１２の出力信号を差動合成して第１の合成出力交流信号ｓｉｎθｓｉｎωｔを生成し、かつ、第３及び第４のコイル１３，１４の出力信号を差動合成して第２の合成出力交流信号ｃｏｓθｓｉｎωｔを生成するセンサ回路に相当する。

ここで、温度ドリフト特性の補償について説明すると、温度に応じて各コイル１１〜１４のインピーダンスが変化し、その出力電圧Ｖａ〜Ｖｄも変動する。しかし、これらを演算合成したサイン及びコサイン関数特性の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔにおいては、「Ｖａ−Ｖｃ」及び「Ｖｂ−Ｖｄ」の演算によって、コイルの温度ドリフト誤差が補償されるので、温度ドリフトによるコイルインピーダンス変化の影響を受けないものとなる。従って、精度のよい検出が可能である。また、その他の回路部分例えば基準交流信号源４０等での温度ドリフト特性も、後述するように自動的に補償される。

本実施例においては、演算器３１、３２から出力される２つの交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔに基づき、位相検出方式で回転位置検出を行う。この場合の位相検出方式としては、例えば特開平９−１２６８０９号公報に示された技術を適宜用いるとよい。例えば、一方の交流出力信号ｓｉｎθｓｉｎωｔをシフト回路３３で電気的に９０度シフトすることで、交流信号ｓｉｎθｃｏｓωｔを生成し、これと他方の交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔをアナログ加算器３４で加算合成することで、ｓｉｎ（ωｔ＋θ）なる、θに応じてプラス方向（進相）に位相シフトされた交流信号（位相成分θを交流位相ずれに変換した信号）を生成する。

一方、シフト回路３３から出力される交流出力信号ｓｉｎθｃｏｓωｔと他方の交流出力信号ｃｏｓθｓｉｎωｔとをアナログ引算器３６で引算合成することで、ｓｉｎ（ωｔ−θ）なる、θに応じてマイナス方向（遅相）に位相シフトされた交流信号（位相成分θを交流位相ずれに変換した信号）を生成する。

これらのシフト回路３３、アナログ加算器３４、アナログ引算器３６の部分が、第１及び第２の合成出力交流信号ｓｉｎθｃｏｓωｔ及びｃｏｓθｓｉｎωｔに基づき、ローター２の回転位置φに対応するシフト量θだけ基準交流信号ｓｉｎωｔに対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）と、同じ検出対象回転位置φに対応するシフト量θだけ基準交流信号ｓｉｎωｔに対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）を生成する信号生成回路に相当する。

そして、進相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロスをコンパレータ３５で検出し、ゼロクロス検出パルスＬｐを生成する。また、遅相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）のゼロクロスをコンパレータ３７で検出し、ゼロクロス検出パルスＬｍを生成する。ゼロクロス検出パルスＬｐは、上記第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相（位相角０）のタイミングを示している。ゼロクロス検出パルスＬｍは、上記第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相（位相角０）のタイミングを示している。

コンパレータ３５から出力される進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐは、進相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）における位相シフト量θを、基準交流信号ｓｉｎωｔのゼロ位相時点に対する進み時間位置で示すタイミング信号に相当する。

また、コンパレータ３７から出力される遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍは、遅相シフトされた交流検出信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）における位相シフト量θを、基準交流信号ｓｉｎωｔのゼロ位相時点からの遅れ時間位置で示すタイミング信号に相当する。

このように、進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍのどちらもが、ローター２の回転位置φに対応する位相シフト量θを、時間位置で示す検出データである。従って、原理的には、進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍのどちらか一方を、ローター２の回転位置φの検出信号として出力するようにすればよい。しかし、後述するように温度ドリフト補償した検出データを得るためには、両方を用いるのがよい。

図３に示された各回路３１〜３７、４０は１つの回路基板１５上にユニット化して収容されて回路ユニットとしてまとめられる。そして、該回路ユニットと位置センサ１０とが、ケーシング内に収納されて、検出対象たる回転軸１に取り付けられる。図４は、位置センサ１０と回路ユニットとを含む位置検出ユニット１００を、その検出出力を利用するためのマイクロコンピュータ２０に接続してなるシステム構成例を示す。マイクロコンピュータ２０と図３実施例回路との間は、少なくとも直流電源供給ラインと２本の出力ライン２１ａ，２１ｂで接続されるだけでよい。この２本の出力ライン２１ａ，２１ｂには、上述の進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍがそれぞれ出力される。マイクロコンピュータ２０は、タイミング信号キャプチャ用の入力ポートを複数有しており、この入力ポートに上記出力ライン２１ａ，２１ｂをそれぞれ接続する。マイクロコンピュータ２０は該入力ポートに接続されたライン２１ａ，２１ｂから与えられる２つのタイミング信号（パルスＬｐとＬｍ）の時間差Δｔをカウントすることで、ローター２の回転位置φに対応する位相角データθをデジタル的に測定する。なお、この例の場合、位相角データθは、ローター２の１８０度の回転範囲を１サイクルとしてその１サイクル範囲内のアブソリュート値で回転位置を示す。１８０度を越える回転範囲に関しては、サイクル数をインクリメントすることで検出可能である。

コンパレータ３５、３７及びマイクロコンピュータ２０でΔｔをカウントする部分が、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相と第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相と第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相とに基づき、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）と第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相差を示す位相出力信号を生成する位相出力回路に相当する。勿論、マイクロコンピュータ２０に代えて、パルスＬｐとＬｍの時間差Δｔをカウントするデジタル回路を使用してもよい。

なお、マイクロコンピュータ２０では、ライン２１ａ，２１ｂから与えられる２つのタイミング信号（パルスＬｐとＬｍ）の時間差Δｔをカウントするだけでよく、センサ１０内に設けられた基準交流信号源４０から発生される基準交流信号ｓｉｎωｔのゼロ位相時点を知る必要がない。よって、コンピュータ２０の側での時間測定のための処理・構成が簡素化される。一方、ケーシング内に収納されたセンサ１０内の回路では、基準交流信号源４０としてアナログ発振回路により又はサイン波関数発生器などを使用して、外部から供給される直流電源に基づき、内部で基準交流信号ｓｉｎωｔを発生するだけでよく、これを同期化のための参照信号としてマイクロコンピュータ２０に与える必要がないので、外部端子の構成を簡素化でき、コスト削減につながる。

ここで、再び温度ドリフト特性の補償について説明する。温度ドリフト特性によって、例えば基準交流信号源４０で発生する交流信号の周波数や振幅レベルに変動が起きたり、その他の回路要素や信号線路でのインピーダンスが変動した場合、検出される前記進相シフトのゼロクロス検出パルスＬｐと遅相シフトのゼロクロス検出パルスＬｍにおけるそれぞれの位相シフト値θには温度ドリフト特性による誤差εが含まれることになる。しかし、この誤差εは両検出パルスＬｐ，Ｌｍにおいて同値同一方向（同値同一符号）で現われるので、２つの検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）の時間差Δｔにおいては、自動的に誤差εが相殺されることになる。従って、温度ドリフトによる回路等のインピーダンス変化の影響を受けず、高精度な検出が可能となる。

図５は、この温度補償の様子を模式的に示すタイミング図である。（ａ）は温度ドリフトによる誤差εがない場合の検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）の発生タイミング例を示し、時間差Δｔは、理論的には２θであり、正確な回転位置を示す。（ｂ）は温度ドリフトによる誤差εがある場合の検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）の発生タイミング例を示す。この場合、進相の検出パルスＬｐは、基準交流信号のゼロ位相時点に対して、誤差εを含む「＋θ−ε」に相当する進み時間だけ先行して発生し、遅相の検出パルスＬｍは、基準交流信号のゼロ位相時点に対して、誤差εを含む「−θ−ε」に相当する遅れ時間だけ遅れて発生する。しかし、２つの検出パルスＬｐ，Ｌｍ（タイミング信号）のそれぞれがこのように誤差εを含んでいても、両者の時間差Δｔにおいては、自動的に誤差εが相殺され、正確な回転位置を示す理論値２θに対応している。このように、温度ドリフト補償が達成されている。

図６は、位置検出ユニット１００内に搭載する回路構成の別の例を示す。図６の例では、位置検出ユニット１００内の回路構成は、図３の回路構成に加えて、進相の検出パルスＬｐと遅相の検出パルスＬｍとのを時間差Δｔに対応するパルス幅を持つ可変パルス幅信号ＰＷＭを形成するＰＷＭ変換回路３８を更に備える。このＰＷＭ変換回路３８で形成された該時間差Δｔに対応するパルス幅を持つ可変パルス幅信号ＰＷＭは、１本の出力ライン２１ｃを介して出力され、マイクロコンピュータ２０に入力される。マイクロコンピュータ２０は、ＰＷＭ信号キャプチャ用の入力ポートを有しており、この入力ポートに上記出力ライン２１ｃを接続する。マイクロコンピュータ２０は該入力ポートに接続されたライン２１ｃからのＰＷＭ信号のパルス時間幅Δｔをカウントすることで、ローター２の回転位置φに対応する位相角データθをデジタル的に測定する。この回路構成例においては、出力ライン２１ｃが１本で済むので、より一層、構成を簡素化できる。

ところで、上述のように、パルスＬｐとＬｍの時間差Δｔをカウントする場合、図７（ａ）に示すように、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）に対して、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の電気的位相角シフト＋θ（つまりＬｐのタイミング）及び第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相角シフト−θ（つまりＬｍのタイミング）が１８０度以内であれば、単純にパルスＬｐとＬｍの時間差Δｔをカウントすることで正確な位相角シフトデータθ（つまり２θ）を得ることができる。

一方、図７（ｂ）に示すように、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）に対して、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の電気的位相角シフト＋θ（つまりＬｐ₁のタイミング）及び第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相角シフト−θ（つまりＬｍ₁のタイミング）が１８０度以上の場合は、単純に、パルスＬｐとＬｍの時間差Δｔをカウントしたのでは、今回サイクルのパルスＬｐ₁のタイミングと前回サイクルのパルスＬｍ₀の時間差をカウントしてしまうことになり、正確な位相角シフトデータθ（つまり２θ）を得ることができない。そこで、そのような場合でも、正確な位相角シフトデータθ（つまり２θ）を得ることができるようにすることが新たな課題となる。

そのような課題を解決するために、図４の実施例において、位置検出ユニット１００側で基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）を示す基準ゼロクロスパルスＲ₀を生成して、これをマイクロコンピュータ２０に供給し、マイクロコンピュータ２０の側において、例えば、図８に示すような手順で時間差Δｔのカウントを行うとよい。図８においては、要するに、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｐのタイミング）を始点とし、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相のタイミング（Ｒ₀）を経過した後の第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｍのタイミング）を終点として、該始点から終点までの時間間隔Δｔで第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差（２θ）を示す位相出力信号を生じるようにしている。

図８の処理は、基準ゼロクロスパルスＲ₀の発生タイミングでスタートする。ステップＳ１では、Δｔのカウント動作中であるか（カウントフラグが立っているか）を判定する。ＹＥＳであれば、ステップＳ２に行き、Ｌｍの発生タイミングが到来したかを判定する。Ｌｍの発生タイミングになると、ステップＳ３でΔｔのカウント動作を終了する。この場合、Δｔのカウントデータを回転位置検出データとして保存し、カウントフラグをリセットする。その後、ステップＳ４でＬｐの発生タイミングが到来したかを判定する。Ｌｐの発生タイミングが到来したならば、ステップＳ５でΔｔのカウント動作を開始し、カウントフラグを立てる。ステップＳ３のＹＥＳを経てステップＳ４，Ｓ５の処理に進むのは、図７（ａ）の例のように、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）に対して、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の電気的位相角シフト＋θ（つまりＬｐのタイミング）及び第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相角シフト−θ（つまりＬｍのタイミング）が１８０度以内である場合である。

ステップＳ４がＮＯの場合は、ステップＳ６で基準ゼロクロスパルスＲ₀の発生タイミングが到来したかを判定し、到来していなければ、ステップＳ４に戻る。つまり、ステップＳ４とステップＳ６を巡回することにより、ＬｐとＲ₀のいずれか早い方の発生に応じて処理を行う。Ｒ₀が発生する前にＬｐが発生した場合は、上述のようにステップＳ５に進む。

一方、Ｌｐが発生する前にＲ₀が発生した場合は、ステップＳ６でＹＥＳと判定し、図８のルーチンのスタートにジャンプする。この場合、Δｔのカウント動作中ではない（カウントフラグがリセットされている）ので、ステップＳ１はＮＯであり、ステップＳ４に進む。ステップＳ４では、Ｌｐの発生タイミングが到来したかを判定する。Ｌｐの発生タイミングが到来したならば、ステップＳ５でΔｔのカウント動作を開始し、カウントフラグを立てる。そして、このルーチンを終了し、次にＲ₀が発生するまで待機する。ステップＳ１のＮＯからステップＳ４、Ｓ５の処理を行うのは、図７（ｂ）の例のように、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）に対して、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の電気的位相角シフト＋θ（つまりＬｐのタイミング）及び第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の電気的位相角シフト−θ（つまりＬｍのタイミング）が１８０度以上の場合である。

一方、上記のような課題を解決するために、図６の実施例においては、位置検出ユニット１００側に設けられたＰＷＭ変換回路３８において、上記図８の処理のコンセプトと同様に、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｐのタイミング）を始点とし、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相のタイミング（Ｒ₀）を経過した後の第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｍのタイミング）を終点とするように、ＰＷＭ信号を生成するようにロジック回路を構成すればよい。そのためには、ＰＷＭ変換回路３８を例えば図９に示すように構成するとよい。図９においては、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロス検出パルスＬｐをフリップフロップ３８１のセット入力Ｓに入力し、このフリップフロップ３８１のセット出力ＱをＡＮＤゲート３８２に入力し、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相（０度）のタイミングで発生するパルスＲ₀をＡＮＤゲート３８２の他方入力に入力し、ＡＮＤゲート３８２の出力をフリップフロップ３８３のセット入力Ｓに入力する。フリップフロップ３８３のセット出力ＱはＡＮＤゲート３８４に入力され、ＡＮＤゲート３８４の他の入力には第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）のゼロクロス検出パルスＬｍが入力され、ＡＮＤゲート３８４の出力はフリップフロップ３８１のリセット入力Ｒに入力される。フリップフロップ３８１のセット出力Ｑが回転位置に応じた時間差Δｔを示すＰＷＭ信号として出力ライン２１ｃに出力される。そして、フリップフロップ３８１のセット出力Ｑをインバータ３８５で反転した信号がフリップフロップ３８３のリセット入力Ｒに入力される。この構成によれば、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）のゼロクロス検出パルスＬｐの発生タイミングでフリップフロップ３８１がセットされ、フリップフロップ３８１がセットされた状態で基準位相（０度）のタイミングパルスＲ₀が発生されると、ＡＮＤゲート３８２のＡＮＤ条件が成立してフリップフロップ３８３がセットされ、フリップフロップ３８３がセットされた状態で第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）のゼロクロス検出パルスＬｍが発生されると、ＡＮＤゲート３８４のＡＮＤ条件が成立してフリップフロップ３８１がリセットされる。これにより、第１の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ＋θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｐのタイミング）を始点とし、基準交流信号ｓｉｎωｔの基準位相のタイミング（Ｒ₀）を経過した後の第２の電気的交流信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）の基準位相のタイミング（つまりＬｍのタイミング）を終点とするように、ＰＷＭ信号を生成することができる。そして、ＰＷＭ信号が０に立ち下がったとき、インバータ３８５の出力１によりフリップフロップ３８３がリセットされる。

なお、位置センサ１０における検出用コイル１１〜１４の構成は、上記実施例のようなプリント回路基板に形成されたフラットコイル型のものに限らず、どのようなタイプでもよい。例えば、図１０は、高透磁率磁性体のコア２６の周りにコイル１１〜１４を巻回したタイプからなっている。あるいは、図１１に示すように、単体のコイル１１に隣接して所定形状の高透磁率磁性体１６を配置する構成でもよい。フラックスゲートタイプのセンサにおいては、漏洩磁束に敏感に応答して検出を行うことができるので、漏洩磁束の発生源であるローター２から発生される漏洩磁束の向きとコイルの軸線の向きとの関係には自由度があり、コイルの配置の許容度が高い。

本発明は、上述のようなフラックスゲートタイプの位置センサに限らず、どのようなタイプの位置センサにおいても適用することができる。例えば、位置センサの磁気応答部材として、上記のような永久磁石ではなく、公知のように、磁性体（鉄のような高磁性材質）又は反磁性体（銅のような良導電かつ非磁性の材質）、あるいは磁性体と反磁性体を組み合わせたものなどを用いてもよい。

図１２は、本発明に適用可能な位置センサの一実施例を示す概略図であって、ステータに配置された４極（Ｓ，−Ｓ，Ｃ，−Ｃ）のコイル１１〜１４と、ローター２００の表面上に形成・配置された磁気応答部材３００（磁性体又は反磁性体あるいは磁性体と反磁性体を組み合わせたもの）との物理的配置関係の一例を正面略図によって示したものである。ローター２００の表面上には所定形状（例えば偏心形状）の磁気応答部材３００が形成されており、該磁気応答部材３００はローター２の回転に合わせて回転する。ステータは検出用コイルとして４つのコイル１１〜１４を含んでおり、この例の場合、各コイル１１〜１４内を通る磁束が回転軸１の軸線方向を指向する。ステータとローター２００とは、ステータの各コイル１１〜１４のコイルコア（例えば鉄心などの磁性体コア）の端面とローター２００表面上に形成された磁気応答部材３００とが所定の間隔を空けた状態で、すなわち各コイル１１〜１４のコイルコアの端面とローター２００の磁気応答部材３００の表面との間に空隙が形成されるようにして互いに対向する位置に配置されており、ローター２００はステータに対して非接触で回転する。磁気応答部材３００と向き合う各コイル１１〜１４のコイルコアの端面の面積がローター２００の回転位置に応じて変化することによって、回転軸１の回転角度を検出することができるように構成されている。なお、図１２では、ステータにおいて、サイン極Ｓのコイル１１とマイナスサイン極−Ｓのコイル１２が機械角で１８０度の間隔で配置され、また、コサイン極Ｃのコイル１３とマイナスコサイン極−Ｃのコイル１４も機械角で１８０度の間隔で配置され、サイン極Ｓのコイル１１とコサイン極Ｃのコイル１３は機械角で９０度の間隔を成すように配置されている。これにより、回転軸１の３６０度にわたる回転角φが、３６０度にわたる電気的位相角θにて、アブソリュートで検出される。すなわち、θ＝φの関係である。

また、本発明は、回転位置検出に限らず、直線位置検出、あるいは傾き角検出、ねじれ角検出など、種々のタイプの位置検出装置において適用可能である。また、上記実施例では、検出コイルの構成として、交流励磁したコイルのインピーダンスを検出する構成を採用しているが、これに限らず、各極毎に交流励磁される１次コイルと誘導出力を生じる２次コイルとを含む構成を採用してもよい。

２ ローター（回転子）
３ ステータ
１０ センサ（位置検出装置）
１１，１２，１３，１４ コイル
１５ 回路基板
１６ 高透磁率磁性体
ＭＧ 永久磁石
３００ 磁気応答部材

Claims (2)

1. 基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応する第１の関数値を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号及び前記検出対象位置に対応する第２の関数値を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号を出力する位置センサと、
   前記第１及び第２の交流出力信号に基づき、前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応するシフト量だけ前記基準交流信号に対して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成する回路と、
   前記第１の電気的交流信号の基準位相のタイミングを始点とし、前記基準交流信号の基準位相のタイミングを経過した後の前記第２の電気的交流信号の基準位相のタイミングを終点として、該始点から終点までの時間間隔で前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の電気的位相差を示す位相出力信号を生成する位相出力回路と
   を具備することを特徴とする位置検出装置。
2. 前記位相出力回路は、前記第１の電気的交流信号と前記第２の電気的交流信号の位相差を示すＰＷＭ信号を，前記位相出力信号として、生成する請求項１に記載の位置検出装置。

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