JP2007185072A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子のスイッチング損失およびダイオードのリカバリー電流による損失を低減可能であり、高効率かつ小型で安価なＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、スイッチング素子Ｑ１、チョークコイルＬ１、出力コンデンサＣ５、フライホイールダイオードＤ３、および第１の巻線Ｔ２Ａと第２の巻線Ｔ２Ｂを有する補助トランスＴ２を備えおり、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａは、その一端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されており、第１の巻線Ｔ２Ａとスイッチング素子Ｑ１とで直列回路を構成している。また、第２の巻線Ｔ２Ｂの一端には、ダイオードＤ２のカソード端子が接続されて、第２の巻線Ｔ２ＢとダイオードＤ２とで直列回路が構成されており、第２の巻線Ｔ２Ｂの他端は直流電源Ｖｉに接続され、ダイオードＤ２のアノードは直流電源Ｖｉの負極側端子に接続されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、詳しくは、スイッチング損失およびダイオードのリカバリー電流による損失を低減可能なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

半導体デバイスのスイッチング制御によって、入力直流電圧を安定化された所望の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータは、効率が高くかつ小型・軽量化が容易である等の利点を有するため、現在、様々な電子機器の電源、あるいはインバータ技術に基づく電動機制御や種々の放電管の点灯回路等に応用されて、それらの不可欠の構成要素となっている。

例えば、従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を、図１１に示す。図１１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、主スイッチング素子である電界効果型トランジスタＱ１、フライホイールダイオードＤ３、チョークコイルＬ１、出力コンデンサＣ５、および制御回路２０２を有しており、電圧Ｖｉは直流電源を、抵抗Ｒ１は負荷をそれぞれ示している。また、コンデンサＣ１は電界効果型トランジスタＱ１のドレイン・ソース間接合容量であり、ダイオードＤ１は、電界効果型トランジスタＱ１の寄生ダイオードである。

直流電源Ｖｉは、その正極側端子が電界効果型トランジスタＱ１の一端であるドレインに接続され、負極側端子は接地されている。電界効果型トランジスタＱ１の一端であるソースは、フライホイールダイオードＤ３のカソードとチョークコイルＬ１の一端に接続され、チョークコイルＬ１の他端は、出力コンデンサＣ５の一端に接続されている。出力コンデンサＣ５の他端およびフライホイールダイオードＤ３のアノードは接地されている。制御回路２０２は、その検出用端子がチョークコイルＬ１の負荷Ｒ１側に接続され、出力端子が電界効果型トランジスタＱ１のゲートに接続されている。

このＤＣ−ＤＣコンバータ２００の動作について説明する。まず、電界効果型トランジスタＱ１がオフ状態で定常状態にあるものとする。このような定常状態において電界効果型トランジスタＱ１がオンすると、電界効果型トランジスタＱ１を介して直流電源ＶｉからチョークコイルＬ１へと電流が流れ、チョークコイルＬ１の負荷Ｒ１側の電圧は、出力コンデンサＣ５によって平滑化されて負荷Ｒ１に印加される。この際、電界効果型トランジスタＱ１のオン期間には、チョークコイルＬ１に、その電流に応じたエネルギーが蓄積されている。その後、電界効果型トランジスタＱ１がオフすると、チョークコイルＬ１の両端に起電力が発生し、この起電力によって維持される電流がフライホイールダイオードＤ３を通じて転流して、オン期間に蓄積されたエネルギーが負荷Ｒ１に供給される。

以上の動作を繰り返すことにより、負荷Ｒ１の両端には電界効果型トランジスタＱ１のデューティー比（「オン期間／（オン期間＋オフ期間）」）に応じた電圧が出力される。ここで、制御回路２０２は、入力電圧Ｖｉおよび負荷Ｒ１の変動によらずに一定の出力電圧を維持するため、検出した出力電圧に基づいて電界効果型トランジスタＱ１のデューティー比を変化させるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行う。

このようなＤＣ−ＤＣコンバータ２００では、ドレイン・ソース間の接合容量Ｃ１や配線による寄生インダクタにより、電界効果型トランジスタＱ１のオンする瞬間やオフする瞬間に、ゼロではないドレイン・ソース間電圧とドレイン電流とが同時に存在する遷移期間が生じ、これによってスイッチング損失が発生する。このスイッチング損失は、オンオフ制御の高周波化によって増大するため、高周波化によってチョークコイルのインダクタンスや出力コンデンサの容量を小さくし、装置の小型化・軽量化を図る上で大きな問題となる。また電界効果型トランジスタＱ１がオフすることによって、フライホイールダイオードＤ３に対して逆バイアスがかかると、その逆回復時間にカソードからアノードへ大きなリカバリー電流が流れ、大きな損失が発生するという問題もある。

これらの問題に対して、従来、共振を利用することによりスイッチング損失やリカバリー電流による損失を低減するいわゆるソフトスイッチング技術が知られており、広範囲な入出力電圧変動に対応するため、例えば、図１２に示すように、スイッチング素子や整流素子の接合容量を利用した共振回路の構成が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図１２に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３００では、電界効果型トランジスタＱ１のソースが共振用コイルＬ２を介してフライホイールダイオードＤ３およびチョークコイルＬ１の接続点に接続され、共振用コイルＬ２とフライホイールダイオードＤ３からなる直列回路が、共振用コンデンサＣ４と電界効果型トランジスタＱ２からなる直列回路に並列に接続されている。また、電界効果型トランジスタＱ２のドレイン・ソース間にはダイオードＤ６とコンデンサＣ６がそれぞれ並列に接続され、電界効果型トランジスタＱ１のドレイン・ソース間にはダイオードＤ１とコンデンサＣ１がそれぞれ並列に接続されており、電界効果型トランジスタＱ１と共振用コイルＬ２からなる直列回路には、ダイオードＤ５が並列に接続されている。

特許文献１には、以上のような構成を供えたＤＣ−ＤＣコンバータ３００において、電界効果型トランジスタＱ１、Ｑ２の並列容量Ｃ１、Ｃ６と共振用コイルＬ２との共振によりゼロ電圧スイッチングを実現し、スイッチング損失とノイズの低減を図ることが記載されている。

特開２００３−１８９６０２号公報

しかしながら、図１２に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３００は、複数の電界効果型トランジスタＱ１、Ｑ２と共振用コンデンサＣ４を要するものであるため、部材コストが増大すると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータの大型化を招くという問題がある。また、主スイッチング素子である電界効果型トランジスタＱ１のスイッチング損失とフライホイールダイオードＤ３の損失が低減される代りに、補助スイッチング素子である電界効果型トランジスタＱ２および共振用コイルＬ２に損失が発生するため、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体としての効率の改善が必ずしも顕著に現れないという問題もある。

本発明は、上記課題に鑑みて、スイッチング素子のスイッチング損失およびダイオードのリカバリー電流による損失を低減可能であって、高効率かつ小型で安価なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源から供給される直流電力をスイッチング動作により交流電力に変換するスイッチング素子と、前記交流電力を蓄積および放出するインダクタンス素子と、放出された前記交流電力を整流および平滑化して再び直流電力に変換する整流平滑化回路とを備え、該整流平滑化回路が、整流平滑化回路用ダイオードおよび出力コンデンサを含んでいるＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１の巻線と第２の巻線とを有する補助トランスを備え、前記第１の巻線は、前記スイッチング素子または前記整流平滑化回路用ダイオードに直列に接続されて、前記スイッチング素子と前記第１の巻線、または、前記整流平滑化回路用ダイオードと前記第１の巻線からなる第１の直列回路を構成し、前記第２の巻線にはダイオードが直列に接続されて前記第２の巻線と前記ダイオードからなる第２の直列回路を構成すると共に、
前記第２の直列回路の一端は、前記直流電源の一端または前記出力コンデンサの一端に接続され、前記第２の直列回路の他端は、前記出力コンデンサの他端と共に前記直流電源の他端に接続されており、前記補助トランスに蓄積される電磁エネルギーを、前記スイッチング素子のターンオフ時に、前記第２の直列回路を通じて、前記直流電源に帰還させるか、または、出力側に放出することを特徴とする。

本発明によれば、補助トランスの第１の巻線は、スイッチング素子または整流平滑化回路用ダイオードに直列に接続されているため、スイッチング素子のターンオンの後にスイッチング素子を流れ始める電流は、補助トランスの第１の巻線のインダクタンスにより、一定の立ち上がり期間中に傾きを伴って増大するため、スイッチング素子のターンオン時には、その電流はほぼ０Ａであり、ゼロ電圧スイッチングを実現してスイッチング損失を低減できる。また、この立ち上がり期間において、整流平滑化回路用ダイオードを流れる電流は、負の傾きを得て減少し、その電流が０Ａになった後に、その両端に電圧が印加されるため、ダイオードのリカバリー電流による損失を低減することができる。

この際、補助トランスに蓄積される電磁エネルギーを、第２の直列回路を通じて、直流電源に帰還させるか、または、出力側に放出するものとしたため、スイッチング素子のターンオフ時に高電圧が発生してスイッチング素子の破壊を引き起こす事が回避できると共に、ＤＣ―ＤＣコンバータの高効率化を図ることができる。

本発明の一態様では、本発明に係るＤＣ−ＣＤコンバータは、前記第１の直列回路が前記スイッチング素子を含み、前記整流平滑化回路は、一端が前記インダクタンス素子の一端に接続された前記整流平滑化回路用ダイオードと、一端が前記インダクタンス素子の他端に接続された前記出力コンデンサとを含んでおり、前記第１の直列回路の一端を前記直流電源の一端に接続し、前記第１の直列回路の他端を、前記チョークコイルと前記整流平滑化回路用ダイオードとの接続点に接続すると共に、前記整流平滑化回路用ダイオードの他端を、前記出力コンデンサの他端と共に前記直流電源の他端に接続してなるものである。

本発明の一態様では、本発明に係るＤＣ−ＣＤコンバータは、前記第１の直列回路は、前記整流平滑化回路用ダイオードを含み、前記整流平滑化回路は、一端が前記インダクタンス素子の一端に接続された前記第１の直列回路と、一端が前記インダクタンス素子の他端に接続された前記出力コンデンサとを含んでおり、前記スイッチング素子の一端を前記直流電源の一端に接続し、前記スイッチング素子の他端を、前記インダクタンス素子と前記第１の直列回路との接続点に接続すると共に、前記第１の直列回路の他端を、前記出力コンデンサの他端と共に前記直流電源の他端に接続してなるものである。

上記構成により、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータを、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして、好適に構成することができる。

前記第１の直列回路は、前記スイッチング素子を含み、前記整流平滑化回路は、一端が前記インダクタンス素子の一端に接続された前記整流平滑化回路用ダイオードと、一端が前記整流平滑化回路用ダイオードの他端に接続された前記出力コンデンサとを含んでおり、前記インダクタンス素子の他端を前記直流電源の一端に接続し、前記第１の直列回路の一端を前記インダクタンス素子と前記整流平滑化回路用ダイオードとの接続点に接続し、前記第１の直列回路の他端を、前記出力コンデンサの他端と共に前記直流電源の他端に接続してなるものである。

前記第１の直列回路は、前記整流平滑化回路用ダイオードを含み、前記整流平滑化回路は、一端が前記インダクタンス素子の一端に接続された前記第１の直列回路と、一端が前記第１の直列回路の他端に接続された前記出力コンデンサとを含んでおり、前記インダクタンス素子の他端を前記直流電源の一端に接続し、前記スイッチング素子の一端を前記インダクタンス素子と前記第１の直列回路との接続点に接続し、前記スイッチング素子の他端を、前記出力コンデンサの他端と共に前記直流電源の他端に接続してなるものである。

上記構成により、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータを、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとして、好適に構成することができる。

さらに、本発明の一態様では、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、入力側と出力側とを絶縁する主トランスを備えていてもよく、その方式は、フォワード方式、あるいは、フライバック方式とすることができる。

また、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、スナバー回路をさらに備えるものであってもよい。スナバー回路を備えることによって、特に、補助トランスのリーケージインダクタンスを要因とするサージ電圧から、スイッチング素子を保護することができる。

本発明によれば、上記構成としたことにより、スイッチング素子のスイッチング損失および整流素子のリカバリー電流による損失を低減可能であると共に、補助スイッチング素子や共振用コンデンサを要することなく、高効率かつ小型で安価なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが可能となる。

以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。尚以下の各図において同一の構成要素には同一の符号を付し、各実施形態の説明において重複する部分の説明は適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施形態を示す回路図である。図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、スイッチング素子Ｑ１、本実施形態におけるインダクタンス素子であるチョークコイルＬ１、出力コンデンサＣ５、本発明に係る整流平滑化回路用ダイオードであるフライホイールダイオードＤ３、第１の巻線Ｔ２Ａと第２の巻線Ｔ２Ｂを有する補助トランスＴ２、および制御回路１２を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、直流電源Ｖｉから供給される直流電力を、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作により所定の交流電力に変換してチョークコイルＬ１に蓄積し、チョークコイルＬ１から放出される交流電力を、フライホイールダイオードＤ３と出力コンデンサＣ５からなる整流平滑化回路により再び直流電力に変換して負荷Ｒ１に供給するものである。

ここで、スイッチング素子Ｑ１は、好ましくは電界効果型トランジスタからなり、このスイッチング素子Ｑ１に並列に接続されたダイオードＤ１およびコンデンサＣ１は、それぞれ電界効果型トランジスタに内蔵されているボディーダイオードおよびドレイン−ソース間接合容量を示している。ただし、本発明は、使用する素子の種類に限定されるものではなく、例えばスイッチング素子Ｑ１として、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の他のスイッチング素子を使用することもできる。また、使用する素子の特性に応じて、上述したコンデンサＣ１およびダイオードＤ１を、それぞれ対応する外付けの部品により構成することもできる。

また、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａと第２の巻線Ｔ２Ｂとは磁気的に結合されており、巻数比ＮAB（＝Ｔ２Ｂの巻数／Ｔ２Ａの巻数）をもって、第１の巻線Ｔ２Ａ側の電圧と第２の巻線Ｔ２Ｂ側の電圧とが逆極性となるように巻回されている。

本実施形態では、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａは、その一端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されており、第１の巻線Ｔ２Ａとスイッチング素子Ｑ１とで直列回路（第１の直列回路）を構成している。また、第２の巻線Ｔ２Ｂの一端には、ダイオードＤ２のカソード端子が接続されて、第２の巻線Ｔ２ＢとダイオードＤ２とで直列回路（第２の直列回路）が構成されており、第２の巻線Ｔ２Ｂの他端は直流電源Ｖｉに接続され、ダイオードＤ２のアノードは直流電源Ｖｉの負極側端子に接続されている。

図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０において、その整流平滑化回路は、カソードがチョークコイルＬ１の一端に接続されたフライホイールダイオードＤ３と、一端（出力端子）がチョークコイルＬ１の他端に接続された出力コンデンサＣ５からなり、フライホイールダイオードＤ３のアノードは、出力コンデンサＣ５の他端と共に直流電源Ｖｉの負極側端子に接続されている。さらに、第１の直列回路の一端（第１の巻線Ｔ２Ａ側）は、直流電源Ｖｉの正極側端子に接続され、第１の直列回路の他端（スイッチング素子Ｑ１のソース側）は、チョークコイルＬ１とフライホイールダイオードＤ３のカソードとの接続点に接続されている。

また、制御回路１２は、その検出用端子が出力コンデンサＣ５とチョークコイルＬ１との接続点に接続され、その出力端子がスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されており、出力端子から出力されるゲート駆動信号によりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作をＰＷＭ制御することで、所定の出力電圧を保持する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、以上のような構成により、降圧動作を実施するものである。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作を説明するが、その基本動作を分かりやすくするため、ここでは、スイッチング素子Ｑ１のオン抵抗、各ダイオードの順方向電圧、およびスイッチング素子Ｑ１の寄生容量は、いずれもゼロであるものと仮定する。以下、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンとなって定常動作する段階、その後、スイッチング素子Ｑ１が再びオフする段階のそれぞれの動作について、図２に示す電流状態図、および図３に示すタイミングチャートを参照して詳細に説明する。

図３に示すＶｇｓはスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧であり、図２および図３に示すＶｄｓはスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、ＶＬ１はチョークコイルＬ１の両端の電圧、ＶＤ３はフライホイールダイオードＤ３の両端の電圧であって、それぞれ図２に示す−から＋への方向を正方向として定義する。また、Ｉｄはスイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流、ＩＤ３はフライホイールダイオードＤ３に流れる電流、ＩＬ１はチョークコイルＬ１に流れる電流、ＩＤ２はダイオードＤ２に流れる電流であって、それぞれ図２に示す矢印の方向を正方向として定義する（なお、Ｉｄにはスイッチング素子Ｑ１の接合容量Ｃ１やボディーダイオードＤ１を通じて流れる電流は含まないものとし、全段階を通じて負荷Ｒ１には一定の電流Ｉｏが供給されている）。

ここで、図２（ａ）はスイッチング素子Ｑ１がオンしている時の電流状態（図３の期間ｔ２〜ｔ３）を示し、図２（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１がオフした直後（図３の期間ｔ３〜ｔ５）の電流状態を示している。

図３において、期間ｔ２〜ｔ３では、スイッチング素子Ｑ１はオン状態であり、図２（ａ）に示すように、直流電源Ｖｉから補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａを介してスイッチング素子Ｑ１に電流Ｉｄが流れ、チョークコイルＬ１には電流ＩＬ１が流れており、チョークコイルＬ１には、電流ＩＬ１による電磁エネルギーが蓄積される。また、この期間中、フライホイールダイオードＶＤ３には、逆バイアス方向の電圧ＶＤ３が印加されており、電流ＩＤ３は流れていない。したがって、「ＩＬ１＝Ｉｄ」である。

また、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａには電流Ｉｄが流れており、この時、第２の巻線Ｔ２Ｂに誘起される電圧の方向は、ダイオードＤ２に対して逆方向となって第２の巻線に電流は流れないため、補助トランスＴ２には、電流Ｉｄによる電磁ネルギーが蓄積されている。

次いで、時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、図２（ｂ）に示すように、電流Ｉｄは０になり、その後、時刻ｔ４において、フライホイールダイオードＤ３が導通し、電流ＩＬ１が、フライホイールダイオードＤ３の電流ＩＤ３として転流を開始する。したがって、時刻ｔ３以後、スイッチング素子Ｑ１が再びターンオンする（時刻ｔ０）まで、「ＩＬ１＝ＩＤ３」であり、この間、チョークコイルＬ１に蓄えられた電磁エネルギーが出力側に放出される。

また、電流Ｉｄ３の遮断により補助トランスＴ２の第２の巻線Ｔ２Ｂに誘起される電圧の方向は、ダイオードＤ２に対して順方向となるため、期間ｔ４〜ｔ５において、第２の巻線Ｔ２ＢとダイオードＤ２からなる直列回路（第２の直列回路）を通じて電流ＩＤ２が流れる。これによって、補助トランスＴ２に蓄積された電磁エネルギーは、直流電源Ｖｉへ帰還される。

ここで、電流ＩＤ２が流れる期間は、スイッチング素子Ｑ１がオフしている期間（ｔ３〜ｔ６）を最大としてそれ以下の期間であればよい。また、電流ＩＤ２が流れている期間中は、スイッチング素子のドレインーソース間電圧Ｖｄｓとして、入力直流電圧Ｖｉに補助トランスＴ２のフライバック電圧が重畳された電圧が印加される。

その後、時刻ｔ６を経て時刻ｔ０において、スイッチング素子がターンオンしてドレイン−ソース間が導通すると、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓがゼロに降下し、電流Ｉｄが流れ始める。ここで、本実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、スイッチング素子Ｑ１と補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａとで直列回路（第１の直列回路）が構成されているため、第１の巻線Ｔ２Ａのインダクタンスが、０Ａから立ち上がる電流Ｉｄに傾きを与えることになる（期間ｔ０〜ｔ１）。

また、この立ちあがり期間（ｔ０〜ｔ１）中、フライホイールダイオードＤ３を流れる電流ＩＤ３、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｄ３、及び、チョークコイルＬ１を流れる電流ＩＬ１は、「ＩＬ１＝ＩＤ３＋Ｉｄ」の関係を満たしているため、電流ＩＤ３は、負の傾きを有して減少し、フライホイールダイオードＤ３の両端の電圧ＶＤ３は、時刻ｔ１において電流ＩＤ３が０Ａになり、再び「ＩＬ１＝Ｉｄ」となった後に上昇する（期間ｔ１〜ｔ２）。

以上のように、スイッチング素子Ｑ１の電流Ｉｄは、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａのインダクタンスにより与えられる傾きを伴って増大するため、スイッチング素子のターンオン時（ｔ０）には、電流Ｉｄはほぼ０Ａであり、ゼロ電圧スイッチングを実現してスイッチング損失を低減できる。また、期間ｔ０〜ｔ１において、フライホイールダイオードＤ３の電流ＩＤ３は逆の傾きを得て減少し、電流ＩＤ３が０Ａになった後に、フライホイールダイオードＤ３の両端に電圧ＶＤ３が印加されるため、フライホイールダイオードＤ３のリカバリー電流による損失を低減することができる。

この際、電流Ｉｄの立ちあがりに傾きを与えるインダクタンスを、補助トランスＴ２により構成したことにより、補助トランスＴ２に蓄積された電磁エネルギーを、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ時に直流電源Ｖｉへ帰還させることができ、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ時に高電圧が発生してスイッチング素子Ｑ１の破壊を引き起こす事が回避できると共に、ＤＣ―ＤＣコンバータの高効率化を図ることができる。

なお、上述したように、ダイオードＤ２に電流ＩＤ２が流れている期間中は、スイッチング素子のドレインーソース間電圧Ｖｄｓとして、入力直流電圧Ｖｉに補助トランスＴ２のフライバック電圧が重畳された電圧が印加されるため、補助トランスＴ２の巻数比ＮABは、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間の耐圧を勘案の上、適切な値を選択する必要がある。

また、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａとスイッチング素子Ｑ１とで構成される第１の直列回路において、スイッチング素子Ｑ１を直流電源Ｖｉ側、第１の巻線Ｔ２ＡをチョークコイルＬ１側に接続するものとし、補助トランスＴ２の第２巻線Ｔ２ＢとダイオードＤ２からなる第２の直列回路は、直流電源Ｖｉに接続されるものとしたが、本実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータは、この態様に限定されるものではない。

例えば、図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ２０のように、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａとスイッチング素子Ｑ１とで構成される第１の直列回路を、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａの一端をスイッチング素子Ｑ１のソースに接続して構成して、第１の直列回路の一端（スイッチング素子Ｑ１のドレイン側）を直流電源Ｖｉの正極側端子に接続し、第１の直列回路の他端（第１の巻線Ｔ２Ａ側）をチョークコイルＬ１とフライホイールダイオードＤ３のカソードとの接続点に接続するものであってもよい。

また、図４に示すように、第２の巻線Ｔ２ＢとダイオードＤ２とで構成される第２の直列回路の一端を、直流電源Ｖｉの正極側端子ではなく、出力コンデンサＣ５の出力端子に接続するものであってもよく、これによって、補助トランスＴ２に蓄積された電磁エネルギーを出力側に放出することにより、無効エネルギーを少なくし、エネルギーの効率の向上が図れる。

尚、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０では、補助トランスＴ２に蓄積された電磁エネルギーを直流電源Ｖｉに帰還する回路構成、図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ２０では、補助トランスＴ２に蓄積された電磁エネルギーを出力側に放出する回路構成となっているが、この回路構成については、ＤＣ−ＤＣコンバータの個々の出力仕様に応じて適切な回路構成を適宜選択することができる。

以下、本発明の他の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータを説明するが、それらの基本的な動作は、図２および図３を参照して上述した第１の実施形態の動作と同様のものであるため、その説明は省略し、以下では、各実施形態に特有の構成を説明する。

（第２の実施形態）
図５は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第２の実施形態を示す回路図である。図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、図１および図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０、２０と同様の基本構成を備えた降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであるが、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａの一端がフライホイールダイオードＤ３のカソードに接続されており、第１の巻線Ｔ２ＡとフライホイールダイオードＤ３とで直列回路（第１の直列回路）を構成する点で異なるものである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の回路構成を詳述すれば、次のようなものである。ＤＣ−ＤＣコンバータ３０では、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａは、その一端がフライホイールダイオードＤ３のカソードに接続されており、第１の巻線Ｔ２ＡとフライホイールダイオードＤ３とで直列回路（第１の直列回路）を構成している。また、第２の巻線Ｔ２Ｂの一端には、ダイオードＤ２のカソード端子が接続されて、第２の巻線Ｔ２ＢとダイオードＤ２とで直列回路（第２の直列回路）が構成されており、第２の巻線Ｔ２Ｂの他端は出力コンデンサＣ５の一端（出力端子）に接続され、ダイオードＤ２のアノードは直流電源Ｖｉの負極側端子に接続されている。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０の整流平滑化回路は、一端（第１の巻線Ｔ２Ａ側）がチョークコイルＬ１の一端に接続された第１の直列回路と、一端（出力端子）がチョークコイルＬ１の他端に接続された出力コンデンサＣ５からなり、第１の直列回路の他端（ダイオードＤ３のアノード側）は、出力コンデンサＣ５の他端と共に直流電源Ｖｉの負極側端子に接続されている。さらに、スイッチング素子Ｑ１の一端（ドレイン側）は、直流電源Ｖｉの正極側端子に接続され、スイッチング素子Ｑ１の他端（ソース側）は、チョークコイルＬ１と第１の直列回路との接続点に接続されている。

本実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３０では、図３に示す期間ｔ０〜ｔ１において、フライホイールダイオードＤ３に直列に接続された第１の巻線Ｔ２Ａのインダクタンスが、フライホイールダイオードＤ３を流れる電流ＩＤ３に負の傾きを与えるものであり、フライホイールダイオードＤ３の両端の電圧ＶＤ３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の場合と同様に、電流ＩＤ３が０Ａになった後に上昇する。また、本実施形態においても、期間ｔ０〜ｔ１の間、「ＩＬ１＝ＩＤ３＋Ｉｄ」となるため、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｄは、正の傾きを有して０Ａから立ち上がることになる。このようにして、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０は、上述した第１の実施形態と同様の作用・効果を得るものである。

（第３の実施形態）
図６は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第３の実施形態を示す回路図である。図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータ４０は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータである点で上述した第１および第２の実施形態と相違するものであり、その回路構成を詳述すれば、次のようなものである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４０において、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａは、その一端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されており、第１の巻線Ｔ２Ａとスイッチング素子Ｑ１とで直列回路（第１の直列回路）を構成している。また、第２の巻線Ｔ２Ｂの一端には、ダイオードＤ２のカソード端子が接続されて、第２の巻線Ｔ２ＢとダイオードＤ２とで直列回路（第２の直列回路）が構成されており、第２の巻線Ｔ２Ｂの他端は直流電源Ｖｉに接続され、ダイオードＤ２のアノードは直流電源Ｖｉの負極側端子に接続されている。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の整流平滑化回路は、アノードがチョークコイルＬ１の一端に接続されたフライホイールダイオード（整流平滑化回路用ダイオード）Ｄ３と、一端（出力端子）がフライホイールダイオードＤ３のカソードに接続された出力コンデンサＣ５からなり、チョークコイルＬ１の他端は、直流電源Ｖｉの正極側端子に接続され、第１の直列回路の一端（第１の巻線Ｔ２Ａ側）は、チョークコイルＬ１とフライホイールダイオードＤ３との接続点に接続され、第１の直列回路の他端（スイッチング素子Ｑ１のソース側）は、出力コンデンサＣ５の他端と共に直流電源Ｖｉの他端に接続されている。

このような構成によって、本実施形態における昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ４０は、上述した第１および第２の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータと同様の作用・効果を得るものである。

（第４の実施形態）
図７は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第４の実施形態を示す回路図である。図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータ４０と同様の基本構成を備えた昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであるが、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａの一端が出力整流ダイオードＤ４のアノードに接続されており、第１の巻線Ｔ２Ａと出力整流ダイオードＤ４とで直列回路（第１の直列回路）を構成する点で異なるものである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の回路構成を詳述すれば、次のようなものである。ＤＣ−ＤＣコンバータ５０では、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａは、その一端が出力整流ダイオードＤ４のアノードに接続されており、第１の巻線Ｔ２Ａと出力整流ダイオードＤ４とで直列回路（第１の直列回路）を構成している。また、第２の巻線Ｔ２Ｂの一端には、ダイオードＤ２のカソード端子が接続されて、第２の巻線Ｔ２ＢとダイオードＤ２とで直列回路（第２の直列回路）が構成されており、第２の巻線Ｔ２Ｂの他端は直流電源Ｖｉの正極側端子に接続され、ダイオードＤ２のアノードは、直流電源Ｖｉの負極側端子に接続されている。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の整流平滑化回路は、一端（第１の巻線Ｔ２Ａ側）がチョークコイルＬ１の一端に接続された第１の直列回路と、一端（出力端子）が第１の直列回路の他端（フライホイールダイオードＤ３のカソード側）に接続された出力コンデンサＣ５からなり、チョークコイルＬ１の他端は、直流電源Ｖｉの正極側端子に接続され、スイッチング素子Ｑ１の一端（ドレイン側）は、チョークコイルＬ１と第１の直列回路との接続点に接続され、スイッチング素子の他端（ソース側）は、出力コンデンサＣ５の他端と共に直流電源Ｖｉの他端に接続されている。

このような構成によって、本実施形態における昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ５０は、上述した第１〜第３の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータと同様の作用・効果を得るものである。

（第５の実施形態）
図８は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第５の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。図８に示すＤＣ−ＤＣコンバータ６０は、絶縁型フォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。

図８に示すフォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータ６０の構成を、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１０の構成と概略的に比較すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０には、主トランスＴ１が追加されて入出力が絶縁されており、主トランスＴ１の二次側に出力整流ダイオードＤ４が追加されている点で相違するものである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ６０において、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａは、その一端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されており、第１の巻線Ｔ２Ａとスイッチング素子Ｑ１とで直列回路（第１の直列回路）を構成している。また、第２の巻線Ｔ２Ｂの一端には、ダイオードＤ２のカソード端子が接続されて、第２の巻線Ｔ２ＢとダイオードＤ２とで直列回路（第２の直列回路）が構成されており、第２の巻線Ｔ２Ｂの他端は直流電源Ｖｉの正極側端子に接続され、ダイオードＤ２のアノードは直流電源Ｖｉの負極側端子に接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ６０の整流平滑化回路は、主トランスＴ１の二次側に形成されており、主トランスＴ１の二次巻線Ｔ１Ｂの一端にアノードが接続され、チョークコイルＬ１の一端にカソードが接続された出力整流ダイオードＤ４と、一端（出力端子）がチョークコイルＬ１の他端に接続された出力コンデンサＣ５と、チョークコイルＬ１と出力整流ダイオードＤ４との接続点にカソードが接続されたフライホイールダイオードＤ３からなり、フライホイールダイオードＤ３の他端は、出力コンデンサＣ５の他端と共に主トランスＴ１の二次巻線Ｔ１Ｂの他端に接続されている。

また、主トランスＴ１の一次巻線Ｔ１Ａの一端は、直流電源Ｖｉの正極側端子に接続され、第１の直列回路の一端（第１の巻線Ｔ２Ａ側）は、主トランスＴ１の一次巻線Ｔ１Ａの他端に接続され、第１の直列回路の他端（スイッチング素子Ｑ１のソース側）は、直流電源Ｖｉの負極側端子に接続されている。

このような構成によって、本実施形態における絶縁型フォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータ６０は、上述した第１〜第４の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータと同様の作用・効果を得るものである。

（第６の実施形態）
図９は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第６の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータ７０は、絶縁型フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。

図９に示すフライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ７０の構成を、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータ４０の構成と概略的に比較すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ７０は、チョークコイルＬ１に代り、主トランスＴ１が付加されて入出力が絶縁されている点で相違するものである。

ＤＣ−ＤＣコンバータ７０において、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａは、その一端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されており、第１の巻線Ｔ２Ａとスイッチング素子Ｑ１とで直列回路（第１の直列回路）を構成している。また、第２の巻線Ｔ２Ｂの一端には、ダイオードＤ２のカソード端子が接続されて、第２の巻線Ｔ２ＢとダイオードＤ２とで直列回路（第２の直列回路）が構成されており、第２の巻線Ｔ２Ｂの他端は出力コンデンサＣ５の一端（出力端子）に接続され、ダイオードＤ２のアノードは出力コンデンサＣ５の他端に接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ７０の整流平滑化回路は、主トランスＴ１の二次側に形成されており、主トランスＴ１の二次巻線Ｔ１Ｂの一端にアノードが接続された出力整流ダイオードＤ４と、出力整流ダイオードＤ４のカソードに一端（出力端子）が接続された出力コンデンサＣ５からなり、出力コンデンサＣ５の他端は、ダイオードＤ２のアノードと共に主トランスＴ１の二次巻線Ｔ１Ｂの他端に接続されている。

主トランスＴ１の一次巻線Ｔ１Ａの一端は、直流電源Ｖｉの正極側端子に接続され、第１の直列回路の一端（第１の巻線Ｔ２Ａ側）は、主トランスＴ１の一次巻線Ｔ１Ａの他端に接続され、第１の直列回路の他端（スイッチング素子Ｑ１のソース側）は、直流電源Ｖｉの負極側端子に接続されている。

以上、第５及び第６の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ６０、７０は、いずれも従来の代表的な絶縁型の回路方式を有するＤＣ−ＤＣコンバータに対して、本発明の主要構成要素である補助トランスＴ２を適用したものであり、上述した構成を有することにより、上述した第１〜第４の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータと同様の作用・効果を得るものである。

なお、フォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータ６０における主トランスＴ１は、絶縁された入力側と出力側との間の電力伝送手段として機能するものであり、本発明に係るインダクタンス素子は、主トランスＴ１の二次側に接続されたチョークコイルＬ１により構成されるのに対して、フライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータ７０における主トランスＴ１は、絶縁された入力側と出力側との間の電力伝送手段として機能すると共に、本発明に係るインダクタンス素子としての機能も果すものである。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ６０、７０のいずれにおいても、補助トランスＴ２の第１の巻線Ｔ２Ａを、整流平滑化回路用ダイオードである出力整流ダイオードＤ４またはフライホイールダイオードＤ３に直列に接続して、本実施形態における第１の直列回路を構成するものであってもよい。さらに、補助トランスＴ２に蓄積された電磁エネルギーを、直流電源Ｖｉに帰還させるか、または、出力側に放出するかは、ＤＣ−ＤＣコンバータの仕様に応じて、適宜選択することができる。

（第７の実施形態）
図１０は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第７の実施形態を示す回路図である。図１０（ａ）〜（ｃ）は、いずれも本発明に係る先述した基本回路に、周知の代表的なスナバー回路を付加した回路例であり、図１０（ａ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータ８０は、上述したＤＣ−ＤＣコンバータ１０にスナバー回路１３を備えた回路、図１０（ｂ）に示すＤＣ−ＤＣコンバータ９０は上述したＤＣ−ＤＣコンバータ６０に、別のスナバー回路１４を備えた回路、図１０（ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、上述したＤＣ−ＤＣコンバータ７０に、さらに別のスナバー回路１５を備えた回路である。

スナバー回路の付加は、補助トランスＴ２のリーケージインダクタンスの影響によりスイッチング素子のターンオフ時に発生するサージ電圧を、スイッチング素子Ｑ１が許容できない場合に有効である。すなわち、スナバー回路は、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ時に発生するサージ電圧がスイッチング素子Ｑ１に影響しないように、サージ電圧を制限する働きをする。なお、スナバー回路は図１０に示す回路例１３、１４、１５に限定されるものではなく、各種の回路構成が使用できる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明してきたが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。例えば、補助トランスＴ２の第２の巻線Ｔ２Ｂに直列に接続されるダイオードＤ２の接続位置は、ダイオードＤ２と第２の巻線Ｔ２Ｂとで、適切な方向に電流が流れる直列回路を構成する限り、上述した位置に限定するものではない。また、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電流検出の為の抵抗やカレントトランス等を、スイッチング素子に直列に付加したり、入出力電流の流れるラインに付加することもできる。

本発明の第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの電流状態を示す図であり、（ａ）はスイッチング素子のオン期間、（ｂ）はスイッチング素子のオフ期間の電流状態を示すものである。 図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示すタイミングチャートである。 本発明の第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの別の構成例を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 本発明の第３の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 本発明の第４の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 本発明の第５の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 本発明の第６の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。 本発明の第７の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図であり、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ異なるスナバー回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの例を示す。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの別の一例を示す回路図である。

符号の説明

１０，２０，３０，４０，５０，６０，７０，８０，９０，１００：ＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｃ１，Ｃ４：コンデンサ、Ｃ５：出力コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２：ダイオード、Ｄ３：フライホイールダイオード（整流平滑化回路用ダイオード）、Ｄ４：出力整流ダイオード（整流平滑化回路用ダイオード）、Ｌ１：チョークコイル（インダクタンス素子）、Ｑ１：スイッチング素子、Ｒ１：負荷、Ｔ１：主トランス、Ｔ１Ａ：一次巻線、Ｔ１Ｂ：二次巻線、Ｔ２：補助トランス、Ｔ２Ａ：第１の巻線、Ｔ２Ｂ：第２の巻線、Ｖｉ：直流電源

Claims (9)

1. 直流電源から供給される直流電力をスイッチング動作により交流電力に変換するスイッチング素子と、前記交流電力を蓄積および放出するインダクタンス素子と、放出された前記交流電力を整流および平滑化して再び直流電力に変換する整流平滑化回路とを備え、該整流平滑化回路が、整流平滑化回路用ダイオードおよび出力コンデンサを含んでいるＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   第１の巻線と第２の巻線とを有する補助トランスを備え、前記第１の巻線は、前記スイッチング素子または前記整流平滑化回路用ダイオードに直列に接続されて、前記スイッチング素子と前記第１の巻線、または、前記整流平滑化回路用ダイオードと前記第１の巻線からなる第１の直列回路を構成し、前記第２の巻線にはダイオードが直列に接続されて前記第２の巻線と前記ダイオードからなる第２の直列回路を構成すると共に、
   前記第２の直列回路の一端は、前記直流電源の一端または前記出力コンデンサの一端に接続され、前記第２の直列回路の他端は、前記出力コンデンサの他端と共に前記直流電源の他端に接続されており、
   前記補助トランスに蓄積される電磁エネルギーを、前記スイッチング素子のターンオフ時に、前記第２の直列回路を通じて、前記直流電源に帰還させるか、または、出力側に放出することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記第１の直列回路は、前記スイッチング素子を含み、
   前記整流平滑化回路は、一端が前記インダクタンス素子の一端に接続された前記整流平滑化回路用ダイオードと、一端が前記インダクタンス素子の他端に接続された前記出力コンデンサとを含んでおり、
   前記第１の直列回路の一端を前記直流電源の一端に接続し、前記第１の直列回路の他端を、前記チョークコイルと前記整流平滑化回路用ダイオードとの接続点に接続すると共に、前記整流平滑化回路用ダイオードの他端を、前記出力コンデンサの他端と共に前記直流電源の他端に接続してなることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記第１の直列回路は、前記整流平滑化回路用ダイオードを含み、
   前記整流平滑化回路は、一端が前記インダクタンス素子の一端に接続された前記第１の直列回路と、一端が前記インダクタンス素子の他端に接続された前記出力コンデンサとを含んでおり、
   前記スイッチング素子の一端を前記直流電源の一端に接続し、前記スイッチング素子の他端を、前記インダクタンス素子と前記第１の直列回路との接続点に接続すると共に、前記第１の直列回路の他端を、前記出力コンデンサの他端と共に前記直流電源の他端に接続してなることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記第１の直列回路は、前記スイッチング素子を含み、
   前記整流平滑化回路は、一端が前記インダクタンス素子の一端に接続された前記整流平滑化回路用ダイオードと、一端が前記整流平滑化回路用ダイオードの他端に接続された前記出力コンデンサとを含んでおり、
   前記インダクタンス素子の他端を前記直流電源の一端に接続し、前記第１の直列回路の一端を前記インダクタンス素子と前記整流平滑化回路用ダイオードとの接続点に接続し、前記第１の直列回路の他端を、前記出力コンデンサの他端と共に前記直流電源の他端に接続してなることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記第１の直列回路は、前記整流平滑化回路用ダイオードを含み、
   前記整流平滑化回路は、一端が前記インダクタンス素子の一端に接続された前記第１の直列回路と、一端が前記第１の直列回路の他端に接続された前記出力コンデンサとを含んでおり、
   前記インダクタンス素子の他端を前記直流電源の一端に接続し、前記スイッチング素子の一端を前記インダクタンス素子と前記第１の直列回路との接続点に接続し、前記スイッチング素子の他端を、前記出力コンデンサの他端と共に前記直流電源の他端に接続してなることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 入力側と出力側とを絶縁する主トランスを備えていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. フォワード方式であることを特徴とする請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. フライバック方式であることを特徴とする請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. スナバー回路をさらに備えることを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
   

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