JP2003189602A - Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた電子装置 - Google Patents

Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた電子装置

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JP2003189602A
JP2003189602A JP2001383359A JP2001383359A JP2003189602A JP 2003189602 A JP2003189602 A JP 2003189602A JP 2001383359 A JP2001383359 A JP 2001383359A JP 2001383359 A JP2001383359 A JP 2001383359A JP 2003189602 A JP2003189602 A JP 2003189602A
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mosfet
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JP2001383359A
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Soichi Watabe
聡一 渡部
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Murata Manufacturing Co Ltd
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Murata Manufacturing Co Ltd
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ゼロ電圧スイッチングによるスイッチング損
失やノイズの低減が可能で、しかも広範囲な入力電圧変
動や出力電圧の変動に対応できるにもかかわらず、大型
化や高価格化を招かないＤＣ−ＤＣコンバータおよびそ
れを用いた電子装置を提供する。 【解決手段】 ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースを共振用コイ
ルＬ３を介して整流ダイオードＤ１およびチョークコイ
ルＬ１の接続点に接続しれ、共振用コイルＬ３と整流ダ
イオードＤ１からなる直列回路に並列にコンデンサＣ７
とＭＯＳＦＥＴＱ３からなる直列回路を接続する。ＭＯ
ＳＦＥＴＱ３のドレイン・ソース間にダイオードＤ５と
コンデンサＣ６をそれぞれ並列に接続する。ＭＯＳＦＥ
ＴＱ１と共振用コイルＬ３からなる直列回路に並列にダ
イオードＤ６を接続する。出力端子ＰｏとＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１およびＱ３のゲートとの間に制御回路１１を設け、
ＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ３を、ともにオフする期間を挟ん
で交互にオンするようにＰＷＭ制御で駆動する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＤＣ−ＤＣコンバー
タおよびそれを用いた電子装置、特にスイッチング損失
の低減を図ったＤＣ−ＤＣコンバータおよびそれを用い
た電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６に、従来の降圧型のＤＣ−ＤＣコン
バータの回路図を示す。図６において、ＤＣ−ＤＣコン
バータ１は、直流電源Ｖｉｎ、整流ダイオードＤ１、チ
ョークコイルＬ１、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥ
ＴＱ１、平滑コンデンサＣ１、ダイオードＤ２、コンデ
ンサＣ２、コンデンサＣ３、および制御回路２を備えて
いる。なお、ダイオードＤ２はＭＯＳＦＥＴＱ１のボデ
ィーダイオードで、コンデンサＣ２は同じくＭＯＳＦＥ
ＴＱ１のドレイン・ソース間接合容量すなわち並列容量
である。また、コンデンサＣ３は整流ダイオードＤ１の
アノード・カソード間接合容量すなわち並列容量であ
る。
【０００３】ここで、整流ダイオードＤ１は、一端であ
るカソードがチョークコイルＬ１の一端に接続され、他
端であるアノードが接地されている。ＭＯＳＦＥＴＱ１
は、一端であるソースが整流ダイオードＤ１とチョーク
コイルＬ１との接続点に接続され、他端であるドレイン
が直流電源Ｖｉｎの一端に接続されている。直流電源Ｖ
ｉｎの他端は接地されている。チョークコイルＬ１の他
端は出力端子Ｐｏに接続されている。平滑コンデンサＣ
１は出力端子Ｐｏと接地間に接続されている。そして、
制御回路２は、出力端子ＰｏとＭＯＳＦＥＴＱ１の制御
端子であるゲートとの間に接続されている。
【０００４】次にＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作につい
て説明する。制御回路２はＭＯＳＦＥＴＱ１をオン／オ
フ駆動する。まず、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオンの時には直
流電源Ｖｉｎから入力される入力電圧によって、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ１を介してチョークコイルＬ１に電流が流れ
る。そして、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオフになると、チョー
クコイルＬ１に励磁による慣性があるために、整流ダイ
オードＤ１を介してチョークコイルＬ１に電流が流れ
る。これを繰り返すことによって、出力端子Ｐｏからは
ＭＯＳＦＥＴＱ１のオン、オフのデューティに応じた電
圧が出力される。なお、制御回路２は、出力電圧に応じ
てＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチングのデューティを変化
させることによって、入力電圧の変化や負荷の変動によ
らず出力電圧が一定になるようにＰＷＭ制御を行ってい
る。
【０００５】また、図７に、従来の昇圧型のＤＣ−ＤＣ
コンバータの回路図を示す。図７において、図６と同一
の部分には同じ記号を付す。図７において、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ５は、直流電源Ｖｉｎ、整流ダイオードＤ
３、チョークコイルＬ２、スイッチング素子であるＭＯ
ＳＦＥＴＱ２、平滑コンデンサＣ１、ダイオードＤ４、
コンデンサＣ４、コンデンサＣ５、および制御回路２を
備えている。なお、ダイオードＤ４はＭＯＳＦＥＴＱ２
のボディーダイオードで、コンデンサＣ４は同じくＭＯ
ＳＦＥＴＱ２のドレイン・ソース間接合容量すなわち並
列容量である。また、コンデンサＣ５は整流ダイオード
Ｄ３のアノード・カソード間接合容量すなわち並列容量
である。
【０００６】ここで、整流ダイオードＤ３は、一端であ
るアノードがチョークコイルＬ２の一端に接続され、他
端であるカソードが出力端子Ｐｏに接続されている。Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ２は、一端であるドレインが整流ダイオー
ドＤ３とチョークコイルＬ２との接続点に接続され、他
端であるソースが接地されている。チョークコイルＬ２
の他端は直流電源Ｖｉｎの一端に接続されている。直流
電源Ｖｉｎの他端は接地されている。平滑コンデンサＣ
１は出力端子Ｐｏと接地間に接続されている。そして、
制御回路２は、出力端子ＰｏとＭＯＳＦＥＴＱ２の制御
端子であるゲートとの間に接続されている。
【０００７】次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ５の動作につ
いて説明する。制御回路２はＭＯＳＦＥＴＱ２をオン／
オフ駆動する。まず、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオンの時には
直流電源Ｖｉｎの発生する入力電圧によって、チョーク
コイルＬ２とＭＯＳＦＥＴＱ２を順に介して電流が流
れ、チョークコイルＬ２を励磁する。そして、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ２がオフの時には直流電源Ｖｉｎからチョークコ
イルＬ２と整流ダイオードＤ３を介して電流が流れる。
このとき、チョークコイルＬ２は慣性によって一端が他
端の電位に対して電位が高くなっているため、チョーク
コイルＬ２の他端の電位が入力電圧Ｖｉｎになると一端
の電位はそれ以上となり、昇圧動作が実現される。そし
て、これを繰り返すことによって昇圧された電圧が出力
端子Ｐｏから出力される。なお、制御回路２は、ＤＣ−
ＤＣコンバータ１の場合と同様に、出力電圧に応じてＭ
ＯＳＦＥＴＱ２のスイッチングのデューティを変化させ
ることによって、入力電圧の変化や負荷の変動によらず
出力電圧が一定になるようにＰＷＭ制御を行っている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ＤＣ−ＤＣコンバータ
のスイッチング素子においては、オン時にはスイッチン
グ素子に電流は流れるがオン抵抗がほぼゼロになるため
にほとんど損失がなく、逆にオフ時にはスイッチング素
子に電圧は加わるものの電流が流れないためにほとんど
損失はない。
【０００９】しかしながら、従来のＤＣ−ＤＣコンバー
タ１や５においては、スイッチング素子であるＭＯＳＦ
ＥＴＱ１、Ｑ２のターンオン時およびターンオフ時にお
いて、スイッチング素子に電圧が加わり、しかも電流が
流れるという瞬間が存在し、このときに大きなスイッチ
ング損失が発生するという問題がある。しかも、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ１、Ｑ２や整流ダイオードＤ１、Ｄ３に流れる
電流は急峻に変化するため大きなノイズが発生するとい
う問題がある。また、ＭＯＳＦＥＴＱ１やＱ２のターン
オン時に、整流ダイオードＤ１やＤ３の逆回復時間にカ
ソードからアノードへサージ状のリカバリ電流が流れ、
大きな損失が生じるという問題がある。
【００１０】このような問題に対して、共振を利用する
ことによってスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング
やゼロ電流スイッチングを実現する構成が、特許第３０
５５１２１号公報に開示されている。
【００１１】しかしながら、この構成においては、スイ
ッチング損失やノイズの低減は可能だが、共振用コンデ
ンサとして負荷電流を供給するに必要なだけの大きな容
量が必要であり、これに伴い共振用コンデンサと共振用
リアクトルで決まる共振期間がスイッチング素子（スイ
ッチング素子２）のターンオン、ターンオフ時に必要と
なり、オンスイッチング素子のオン期間やオフ期間をそ
れ以上狭くするようなＰＷＭ制御ができない。そのた
め、広範囲な入力電圧変動や出力電圧の変動に十分に対
応できないという問題がある。また、スイッチング素子
に流れる出力電流に正弦波状の共振電流が重畳されるた
め、電流容量の大きなスイッチング素子を用いる必要が
あり、ＤＣ−ＤＣコンバータの大型化や高価格化を招く
という問題もある。
【００１２】本発明は上記の問題点を解決することを目
的とするもので、スイッチング損失やノイズの低減が可
能で、しかも広範囲な入力電圧変動や出力電圧の変動に
対応できるにもかかわらず、大型化や高価格化を招かな
いＤＣ−ＤＣコンバータおよびそれを用いた電子装置を
提供する。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、一端同士が接続
された整流ダイオードおよびチョークコイルと、一端が
共振用コイルを介して前記整流ダイオードおよびチョー
クコイルの接続点に接続された第１のスイッチング素子
と、該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１
のダイオードと、前記共振用コイルおよび前記整流ダイ
オードからなる直列回路に並列に接続されたコンデンサ
および第２のスイッチング素子からなる直列回路と、前
記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２のダ
イオードとを備え、さらに前記第１のスイッチング素
子、前記第２のスイッチング素子および前記整流ダイオ
ードがそれぞれ端子間に並列容量を備えることを特徴と
する。
【００１４】また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング
素子は、ともにオフする期間を挟んで交互にオン駆動さ
れることを特徴とする。
【００１５】また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記整流ダイオードの導通期間において、前記整流ダイ
オードを流れる電流と前記共振用コイルを流れる電流の
和が前記チョークコイルに流れることを特徴とする。
【００１６】また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記第１のスイッチング素子の他端が直流電源の一端に
接続され、前記チョークコイルの他端が出力端子に接続
され、前記整流ダイオードの他端が前記直流電源の他端
に接続され、降圧動作をすることを特徴とする。あるい
は、前記チョークコイルの他端が直流電源の一端に接続
され、前記整流ダイオードの他端が出力端子に接続さ
れ、前記第１のスイッチング素子の他端が前記直流電源
の他端に接続され、昇圧動作をすることを特徴とする。
【００１７】また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、
前記第１のスイッチング素子および前記共振用コイルか
らなる直列回路に並列に接続された第３のダイオードを
備えたことを特徴とする。
【００１８】また、本発明の電子装置は、上記のＤＣ−
ＤＣコンバータを用いたことを特徴とする。
【００１９】このように構成することにより、本発明の
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、損失とノイズの低減
を図ることができる。
【００２０】また、本発明の電子装置においては、消費
電力とノイズの低減を図ることができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】図１に、本発明のＤＣ−ＤＣコン
バータの一実施例の回路図を示す。図１において、図６
と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説
明を省略する。
【００２２】図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０
は、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータで、第１のスイッチ
ング素子であるＭＯＳＦＥＴＱ１の一端すなわちソース
は、共振用コイルＬ３を介して整流ダイオードＤ１およ
びチョークコイルＬ１の接続点に接続されている。ま
た、共振用コイルＬ３と整流ダイオードＤ１からなる直
列回路に並列に、コンデンサＣ７と第２のスイッチング
素子であるＭＯＳＦＥＴＱ３からなる直列回路が接続さ
れている。ＭＯＳＦＥＴＱ３のドレイン・ソース間に
は、ダイオードＤ５とコンデンサＣ６がそれぞれ並列に
接続されている。ダイオードＤ５はＭＯＳＦＥＴＱ３の
ボディーダイオードで、コンデンサＣ６は同じくＭＯＳ
ＦＥＴＱ３の接合容量すなわち並列容量である。また、
ＭＯＳＦＥＴＱ１と共振用コイルＬ３からなる直列回路
に並列にダイオードＤ６が接続されている。そして、出
力端子ＰｏとＭＯＳＦＥＴＱ１およびＱ３の制御端子で
あるゲートとの間には制御回路１１が設けられている。
なお、コンデンサＣ７とＭＯＳＦＥＴＱ３の接続順は、
直列接続でさえあれば逆でも構わない。
【００２３】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０の動作について、図２を参照して説明する。図２
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の各部の電位および電流
の時間変化を示す波形図である。ここで、Ｖｉｎは同じ
記号で表される直流電源ＶｉｎからＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０に入力される定電圧の入力電圧である。また、ｖ
ａはＭＯＳＦＥＴＱ１のソースの電位、ｖｂは整流ダイ
オードＤ１のカソードの電位、ｉａはＭＯＳＦＥＴＱ１
のドレイン側からソース側へ流れる電流、ｉｂは共振用
コイルＬ３をチョークコイルＬ１の方に流れる電流、ｉ
ｃはＭＯＳＦＥＴＱ３をドレイン側からソース側へ流れ
る電流、ｉｄは整流ダイオードＤ１をアノード側からカ
ソード側へ流れる電流である。なお、電流ｉａとｉｃは
ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ３の接合容量であるコンデンサＣ
２、Ｃ６やボディーダイオードであるダイオードＤ２、
Ｄ５を介して流れる電流も含む。また、電流ｉｄは整流
ダイオードＤ１の接合容量であるコンデンサＣ３を介し
て流れる電流を含む。
【００２４】なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０において
は、チョークコイルＬ１としては、インダクタンス値が
例えば３００μＨ程度の大きいものが用いられる。その
ため、チョークコイルＬ１は実質的にほぼ一定の電流Ｉ
ｏｕｔを流す定電流源として動作する。また、コンデン
サＣ７も、ＭＯＳＦＥＴＱ３の接合容量であるコンデン
サＣ６に比べて十分大きい、例えば０．２μＦ程度の容
量値を有するため、実質的にほぼ一定の電圧Ｖｘを発生
する定電圧源として動作する。以下の説明においては、
この２点を前提とする。また、各ダイオードの順方向電
圧に関してはほぼゼロであると仮定して説明する。
【００２５】制御回路１１は、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ３
を、ともにオフする期間を挟んで交互にオンするように
ＰＷＭ制御で駆動する。
【００２６】まず、ＭＯＳＦＥＴＱ１がオン状態にあ
り、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオフ状態にある場合を考える
と、直流電源Ｖｉｎの発生する入力電圧Ｖｉｎによっ
て、直流電源ＶｉｎからＭＯＳＦＥＴＱ１、共振用コイ
ルＬ３、およびチョークコイルＬ１を介して出力端子Ｐ
ｏに電流ｉａ、ｉｂが流れている。その電流値はいずれ
もＩｏｕｔである。ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースの電位ｖ
ａと整流ダイオードＤ１のカソードの電位ｖｂはほぼ入
力電圧Ｖｉｎになっている。コンデンサＣ７は、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ３側が正になるように電圧Ｖｘ（＞０）で充電
されていて、出力電圧Ｖｘの定電圧源として動作する。
そして、ＭＯＳＦＥＴＱ１の接合容量であるコンデンサ
Ｃ２は放電されており、逆にＭＯＳＦＥＴＱ３の接合容
量であるコンデンサＣ６はコンデンサＣ７側が正になる
ように充電されている。また、整流ダイオードＤ１の接
合容量であるコンデンサＣ３も充電されている。そし
て、ＭＯＳＦＥＴＱ３と整流ダイオードＤ１には電流が
流れていないので、ｉｃ、ｉｄはいずれもゼロである。
【００２７】次に、時刻ｔ１において、制御回路１１に
よってＭＯＳＦＥＴＱ１がターンオフする。それでも共
振用コイルＬ３が慣性によって電流を流そうとするの
で、それによってコンデンサＣ２が充電され、逆にコン
デンサＣ６が放電される。コンデンサＣ２とＣ６は接合
容量で容量値が非常に小さいため、この充放電は時刻ｔ
２までのわずかな時間で終了する。そのため、電流ｉａ
は時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間にＩｏｕｔからゼロま
で急速に減少する。また、電流ｉｃは符号は負になるが
急速に増加する。コンデンサＣ６の放電が終わると、ダ
イオードＤ５が導通し、ダイオードＤ５を介して共振用
コイルＬ３に向かって電流ｉｃが流れはじめる。そのた
め、電位ｖａはＶｉｎから−Ｖｘまで急速に低下する。
そして、これ以降は電流ｉｂと電流ｉｃの関係は、ｉｂ
＝−ｉｃとなる。
【００２８】時刻ｔ２でダイオードＤ５が導通すること
によってＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインの電位はほぼゼロ
になるため、上記のようにＭＯＳＦＥＴＱ１のソースの
電位ｖａはコンデンサＣ７の電位差Ｖｘの分だけグラン
ドより低い電位である−Ｖｘになる。そして、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ１のソースの電位ｖａが−Ｖｘに低下することに
よって、共振用コイルＬ３をチョークコイルＬ１へ向か
って流れる電流ｉｂが減少しはじめる。チョークコイル
Ｌ１を流れる電流Ｉｏｕｔは変化しないので、電流ｉｂ
の減少を補うためにコンデンサＣ３が放電され、整流ダ
イオードＤ１のカソードの電位ｖｂが低下し、それによ
って時刻ｔ３で整流ダイオードＤ１が導通する。整流ダ
イオードＤ１の導通によって、そのカソードの電位ｖｂ
の低下は終了し、ほぼ接地電位になる。これは、整流ダ
イオードＤ１が導通している間継続する。この時点で共
振用コイルＬ３の両端にはコンデンサＣ７の電位差Ｖｘ
と同じ電位差が、チョークコイルＬ１との接続点側が正
になるように印加されるため、これ以降、共振用コイル
Ｌ３をチョークコイルＬ１に向かって流れる電流ｉｂは
直線的に減少する。そして、その分だけ整流ダイオード
Ｄ１からチョークコイルＬ１への転流電流である電流ｉ
ｄは直線的に増加する。すなわち、時刻ｔ３以降、共振
用コイルＬ３を流れる電流と整流ダイオードＤ１を流れ
る電流の和がチョークコイルＬ１を流れる電流になる。
また、電流ｉｂや電流ｉｄの変化は、コンデンサＣ７の
電位差Ｖｘと共振用コイルＬ３のインダクタンス値によ
って決まる傾きを有するようになる。
【００２９】時刻ｔ３を過ぎてから時刻ｔ４でＭＯＳＦ
ＥＴＱ３がターンオンする。このように、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ１のターンオフからＭＯＳＦＥＴＱ３のターンオンま
でには、ともにオフになるデッドタイムが存在すること
になる。ＭＯＳＦＥＴＱ３がターンオンする時点ではダ
イオードＤ５の導通によってＭＯＳＦＥＴＱ３のドレイ
ン・ソース間の電位差はゼロになっているので、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ３のゼロ電圧スイッチングが行われる。これ以
降はダイオードＤ５を流れていた電流−ｉｃは、ダイオ
ードＤ５ではなくＭＯＳＦＥＴＱ３のソース・ドレイン
間を介して共振用コイルＬ３に向かって流れるようにな
るが、それ以外には回路動作に何の影響も与えない。な
お、ＭＯＳＦＥＴＱ３のターンオンはダイオードＤ５が
導通しているときであればよいので、時刻ｔ２と時刻ｔ
３の間であっても構わない。
【００３０】時刻ｔ４でＭＯＳＦＥＴＱ３がターンオン
してからも、電位ｖａおよび電位ｖｂは変わらないの
で、共振用コイルＬ３を通ってチョークコイルＬ１に流
れる電流ｉｂは直線的に減少し、その分だけ整流ダイオ
ードＤ１からチョークコイルＬ１への転流電流ｉｄは直
線的に増加する。そして、時刻ｔ５で共振用コイルＬ３
をチョークコイルＬ１に向かって流れる電流ｉｂがゼロ
になると、それ以降は共振用コイルＬ３に流れる電流ｉ
ｂの方向が逆転し、ＭＯＳＦＥＴＱ３の方に向かって流
れるようになる。このとき電流ｉｃの方向も正に逆転す
るが、この時点ではＭＯＳＦＥＴＱ３がオン状態にある
ので何も問題なく方向転換する。整流ダイオードＤ１に
流れる電流ｉｄは、共振用コイルＬ３を流れる電流ｉｂ
がゼロになる時刻ｔ５でチョークコイルＬ１を流れる電
流Ｉｏｕｔと一致し、それ以降はチョークコイルＬ１に
流れる電流Ｉｏｕｔと共振用コイルＬ３を逆方向に流れ
る電流−ｉｂを合わせたものとなる。すなわち、この時
点においても共振用コイルＬ３を流れる電流と整流ダイ
オードＤ１を流れる電流の和がチョークコイルＬ１を流
れる電流になっている。共振用コイルＬ３を逆方向に流
れる電流−ｉｂは、オン状態にあるＭＯＳＦＥＴＱ３の
ドレイン・ソース間を介して流れるため、電流ｉｃと電
流ｉｂの関係はｉｃ＝−ｉｂとなる。
【００３１】その後、時刻ｔ６でＭＯＳＦＥＴＱ３がタ
ーンオフすると、共振用コイルＬ３とコンデンサＣ２お
よびＣ６との共振電流、すなわち共振用コイルＬ３を逆
方向に流れる電流−ｉｂによって、それまで充電されて
いたコンデンサＣ２が放電され、逆にコンデンサＣ６が
充電される。そのため、ＭＯＳＦＥＴＱ３のドレインの
電位は上昇し、それに伴って電位ｖａも急速に上昇す
る。コンデンサＣ２とＣ６は接合容量で容量値が非常に
小さいため、この充放電は時刻ｔ７までのわずかな時間
で終了する。そして、時刻ｔ６以降に電位ｖａが上昇す
ることによって、共振用コイルＬ３を逆方向に流れる電
流ｉｂは直線的に減少し始める。そして、その分だけ整
流ダイオードＤ１を流れる電流ｉｄも直線的に減少し始
める。すなわち、この時点においても共振用コイルＬ３
を流れる電流と整流ダイオードＤ１を流れる電流の和が
チョークコイルＬ１を流れる電流になっている。
【００３２】時刻ｔ７でコンデンサＣ２の放電が終わる
とダイオードＤ２が導通し、共振用コイルＬ３を流れる
電流ｉｂは電流ｉａとなってダイオードＤ２を介して直
流電源Ｖｉｎに還流する。この時点で電位ｖａは入力電
圧Ｖｉｎにほぼ一致する。また、電位ｖｂはほぼ接地電
位のままである。なお、この時点では電流−ｉａは電流
−ｉｂと一致しているので、電流−ｉａも直線的に減少
する。そして、電流ｉｂや電流ｉｄの変化は、入力電圧
Ｖｉｎと共振用コイルＬ３のインダクタンス値によって
決まる傾きを有するようになる。
【００３３】時刻ｔ７を過ぎてから時刻ｔ８でＭＯＳＦ
ＥＴＱ１がターンオンする。このように、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ３のターンオフからＭＯＳＦＥＴＱ１のターンオンま
でには、ともにオフになるデッドタイムが存在すること
になる。この時点ではダイオードＤ２の導通によってＭ
ＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ソース間の電位差はゼロな
ので、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゼロ電圧スイッチングが行わ
れる。
【００３４】時刻ｔ７以降、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソース
の電位ｖａが直流電源Ｖｉｎの電圧Ｖｉｎと同じになる
ため、共振用コイルＬ３の一端には入力電圧Ｖｉｎと同
じ順方向の電圧が加わり、逆方向の電流−ｉｂが直線的
に減少する。そして、時刻ｔ９で共振用コイルＬ３の逆
方向の電流−ｉｂがゼロになると、整流ダイオードＤ１
を流れる電流ｉｄはチョークコイルＬ１を流れる電流Ｉ
ｏｕｔに一致する。さらに、時刻ｔ９を過ぎて共振用コ
イルＬ３に順方向の電流ｉｂが流れるようになり直線的
に増加すると、その分だけ整流ダイオードＤ１を流れる
電流ｉｄが減少し、時刻ｔ１０において電流ｉｄがゼロ
になった時点で整流ダイオードＤ１はオフになる。こ
の、時刻ｔ６から時刻ｔ１０までの期間においても、共
振用コイルＬ３を流れる電流と整流ダイオードＤ１を流
れる電流の和がチョークコイルＬ１を流れる電流になっ
ている。すなわち、時刻ｔ３で整流ダイオードＤ１が導
通してから時刻ｔ１０でオフするまでの期間の全体で、
共振用コイルＬ３を流れる電流と整流ダイオードＤ１を
流れる電流の和がチョークコイルＬ１を流れるほぼ一定
の電流になっている。
【００３５】時刻ｔ１０に整流ダイオードＤ１がオフに
なると、共振用コイルＬ３と整流ダイオードＤ１の接合
容量であるコンデンサＣ３で電圧共振が発生し、整流ダ
イオードＤ１のカソードに、入力電圧に共振電圧が重畳
した入力電圧の約２倍の電位ｖｂが発生しようとする。
また、このときコンデンサＣ３の容量値はわずかである
ために発生する電圧の共振周波数が高く、不要ノイズの
発生源になる可能性がある。しかしながら、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ３と共振用コイルＬ３との直列回路に並列に設けら
れたダイオードＤ６は、整流ダイオードＤ１のカソード
から直流電源Ｖｉｎに向かって電流を流すように設けら
れているため、この電圧共振は時刻ｔ１１において電圧
ｖｂが入力電圧Ｖｉｎまで上昇した時点で終了する。な
お、整流ダイオードＤ１の耐圧が十分にあり、しかもノ
イズの影響を心配する必要がない場合には、ダイオード
Ｄ６は必ずしも設けられなくても構わないものである。
【００３６】時刻ｔ１１において電圧共振が終了する
と、共振用コイルＬ３の両端の電位はいずれも入力電圧
Ｖｉｎになる。そして、共振用コイルＬ３には、チョー
クコイルＬ１に流れる電流Ｉｏｕｔと、電圧共振期間に
共振用コイルＬ３に蓄えられたエネルギーをダイオード
Ｄ６を介して回生する電流を合わせた一定電流ｉｂが流
れる。
【００３７】この後は再び時刻ｔ１に戻り、このサイク
ルが繰り返される。
【００３８】ここまでの説明では、チョークコイルＬ１
を一定の電流が流れる定電流源であるとみなしていた
が、実際には三角形状のリップル電流が重畳していて、
時刻ｔ１１以降時刻ｔ１に至るまでチョークコイルＬ１
を流れる電流が増加し、その分だけダイオードＤ６を流
れる電流が減少し、時刻ｔ０においてダイオードＤ６を
流れる電流がゼロになり、時刻ｔ０においてダイオード
Ｄ６がオフする。チョークコイルＬ１を流れる電流はそ
の後も時刻ｔ１に至るまで増加するため、その分だけ共
振用コイルＬ３を流れる電流も増加する。そして、共振
用コイルＬ３と整流ダイオードＤ１の接合容量であるコ
ンデンサＣ３とで電圧共振が起こり、整流ダイオードＤ
１のカソードには入力電圧を下回るような共振電圧が発
生し、共振用コイルＬ３に流れる電流ｉｂにも共振電流
が発生する（図２において破線で図示）可能性がある。
ただし、チョークコイルＬ１のインダクタンス値が大き
く、三角形状のリップル電流が小さい場合や、整流ダイ
オードＤ１の接合容量であるコンデンサＣ３の容量が大
きい場合には、時刻ｔ０が時刻ｔ１に一致するために、
このような共振電圧は発生しない。
【００３９】このように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０においては、第１のスイッチング素子であるＭＯ
ＳＦＥＴＱ１と第２のスイッチング素子であるＭＯＳＦ
ＥＴＱ３が、いずれもボディーダイオードが導通するこ
とによってドレイン・ソース間の電位差がなくなってい
る時にターンオンする。そのため、スイッチング素子の
ゼロ電圧スイッチングが実現され、スイッチング損失が
ほとんど発生しない。
【００４０】また、第１のスイッチング素子であるＭＯ
ＳＦＥＴＱ１と第２のスイッチング素子であるＭＯＳＦ
ＥＴＱ３が交互にオン状態になり、しかも同時にオン状
態になる瞬間がないように適切なデッドタイムが設けら
れている。この期間における、ＭＯＳＦＥＴＱ１とＱ３
のターンオン時およびターンオフ時に、ボディーダイオ
ードであるダイオードＤ２、Ｄ５が導通するまで各スイ
ッチング素子の端子間の接合容量、この実施例の場合に
はドレイン・ソース間の接合容量であるコンデンサＣ
２、Ｃ６が、共振用コイルＬ３を流れる電流ｉｂによっ
て充放電される。そのため、接合容量の充電電荷が短絡
によって瞬間的に放電されるということがなく、ノイズ
の発生が抑えられる。
【００４１】また、時刻ｔ３から時刻ｔ１０の間で、整
流ダイオードＤ１を流れる電流ｉｄは、共振用コイルＬ
３を流れる電流ｉｂの変化に伴って連続的に変化するた
めに急激な変化をしない。そのため、ノイズの発生が抑
えられる。
【００４２】また、時刻ｔ１０から時刻ｔ１１の間で、
共振用コイルＬ３と整流ダイオードＤ１の接合容量との
電圧共振によって整流ダイオードＤ１のカソード電圧が
上昇するため、整流ダイオードＤ１のターンオフ時にカ
ソードに入力電圧が急激に印加されることがない。その
ため、カソードに入力電圧が急激に印加される際の逆回
復時間に整流ダイオードＤ１に流れるリカバリ電流がな
く、ノイズと損失の発生が抑えられる。
【００４３】そして、２つのスイッチング素子であるＭ
ＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ３および整流ダイオードＤ１の接合
容量であるコンデンサＣ２、Ｃ６、Ｃ３の容量値はわず
かであるため、共振用コイルＬ３との間で構成される共
振回路の共振周波数は高くなる。すなわち、共振の周期
が短い。従来例の課題で示したように、共振回路の共振
周波数が低くて周期が長いと、ゼロ電圧スイッチングが
可能になる条件が整うまでに時間がかかり、スイッチン
グのデューティーを極端に大きくしたり小さくしたりす
るＰＷＭ制御ができなくなる可能性があるが、共振の周
期が短いとこのような問題は生じず、広範囲な入力電圧
変化や負荷変動による出力電圧変化に追随するＰＷＭ制
御が可能になる。
【００４４】さらに、第１のスイッチング素子であるＭ
ＯＳＦＥＴＱ１に、特許第３０５５１２１号公報のスイ
ッチング素子の場合のような正弦波状の共振電流が重畳
して流れることがないため、必要以上に電流容量の大き
なスイッチング素子を用いる必要がなく、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの大型化と価格上昇を抑制することができる。
【００４５】図３に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの
別の実施例の回路図を示す。図３において、図７と同一
もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省
略する。
【００４６】図３において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０
は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータで、第１のスイッチ
ング素子であるＭＯＳＦＥＴＱ２の一端すなわちドレイ
ンは、共振用コイルＬ４を介して整流ダイオードＤ３お
よびチョークコイルＬ２の接続点に接続されている。ま
た、共振用コイルＬ４と整流ダイオードＤ３からなる直
列回路に並列に、コンデンサＣ９と第２のスイッチング
素子であるＭＯＳＦＥＴＱ４からなる直列回路が接続さ
れている。ＭＯＳＦＥＴＱ４のドレイン・ソース間に
は、ダイオードＤ７とコンデンサＣ８がそれぞれ並列に
接続されている。ダイオードＤ７はＭＯＳＦＥＴＱ４の
ボディーダイオードで、コンデンサＣ８は同じくＭＯＳ
ＦＥＴＱ４の接合容量すなわち並列容量である。また、
共振用コイルＬ４とＭＯＳＦＥＴＱ２からなる直列回路
に並列にダイオードＤ８が接続されている。そして、出
力端子ＰｏとＭＯＳＦＥＴＱ２およびＱ４の制御端子で
あるゲートとの間には制御回路１１が設けられている。
なお、コンデンサＣ９とＭＯＳＦＥＴＱ４の接続順は、
直列接続でさえあれば逆でも構わない。
【００４７】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タ２０の動作について、図４を参照して説明する。図４
は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の各部の電位および電流
の時間変化を示す波形図である。ここで、Ｖｉｎは同じ
記号で表される直流電源ＶｉｎからＤＣ−ＤＣコンバー
タ２０に入力される定電圧の入力電圧である。また、ｖ
ｃはＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインの電位、ｖｄは整流ダ
イオードＤ３のアノードの電位、ｉｅはＭＯＳＦＥＴＱ
２のドレイン側からソース側へ流れる電流、ｉｆは共振
用コイルＬ４をＭＯＳＦＥＴＱ２の方に流れる電流、ｉ
ｇはＭＯＳＦＥＴＱ４をドレイン側からソース側へ流れ
る電流、ｉｈは整流ダイオードＤ３をアノード側からカ
ソード側へ流れる電流である。なお、電流ｉｅとｉｇは
ＭＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ４の接合容量であるコンデンサＣ
４、Ｃ８やボディーダイオードであるダイオードＤ４、
Ｄ７を介して流れる電流も含む。また、電流ｉｈは整流
ダイオードＤ３の接合容量であるコンデンサＣ５を介し
て流れる電流を含む。
【００４８】なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０において
は、チョークコイルＬ２としては、インダクタンス値が
例えば３００μＨ程度の大きいものが用いられる。その
ため、チョークコイルＬ２は実質的にほぼ一定の電流Ｉ
ｉｎを流す定電流源として動作する。ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ２０のような昇圧チョッパ回路の場合には、チョー
クコイルＬ２の電流変化によってエネルギーを蓄えて出
力電力を得るため、実際には概略定電流ではあるが完全
に一定ではなく、電流Ｉｉｎに対応する電流の流れる電
流ｉｅや電流ｉｆには、図４に示すように必ず傾きが発
生するが、ここでは定電流であるとみなす。また、コン
デンサＣ９も、ＭＯＳＦＥＴＱ４の接合容量であるコン
デンサＣ８に比べて十分大きい、例えば０．２μＦ程度
の容量値を有するため、実質的にほぼ一定の電圧Ｖｙを
発生する定電圧源として動作する。以下の説明において
は、この２点を前提とする。また、各ダイオードの順方
向電圧に関してはほぼゼロであると仮定して説明する。
【００４９】制御回路１１は、ＭＯＳＦＥＴＱ２とＱ４
を、ともにオフする期間を挟んで交互にオンするように
ＰＷＭ制御で駆動する。
【００５０】まず、ＭＯＳＦＥＴＱ２がオン状態にあ
り、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオフ状態にある場合を考える
と、直流電源Ｖｉｎの発生する入力電圧Ｖｉｎによっ
て、直流電源ＶｉｎからチョークコイルＬ２、共振用コ
イルＬ４、およびＭＯＳＦＥＴＱ２を介して電流ｉｅ、
ｉｆが流れている。その電流値はいずれもＩｉｎであ
る。ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインの電位ｖｃと整流ダイ
オードＤ３のアノードの電位ｖｄはほぼ接地電位になっ
ている。コンデンサＣ９はＭＯＳＦＥＴＱ４側が負にな
るように電圧Ｖｙ（＞０）で充電されていて、出力電圧
Ｖｙの定電圧源として動作する。そして、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２の接合容量であるコンデンサＣ４は放電されてお
り、逆にＭＯＳＦＥＴＱ４の接合容量であるコンデンサ
Ｃ８はコンデンサＣ９側が負になるように充電されてい
る。また、整流ダイオードＤ３の接合容量であるコンデ
ンサＣ５もチョークコイルＬ２側が負になるように充電
されている。なお、ＭＯＳＦＥＴＱ４と整流ダイオード
Ｄ３には電流が流れていないので、ｉｇ、ｉｈはいずれ
もゼロである。
【００５１】次に、時刻ｔ１において、制御回路１１に
よってＭＯＳＦＥＴＱ２がターンオフする。それでも共
振用コイルＬ４が慣性によって電流を流そうとするの
で、それによってコンデンサＣ４が充電され、逆にコン
デンサＣ８が放電される。コンデンサＣ４とＣ８は接合
容量で容量値が非常に小さいため、この充放電は時刻ｔ
２までのわずかな時間で終了する。そのため、電流ｉｅ
は時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間にＩｉｎからゼロまで
急速に減少する。また、電流ｉｇは符号は負になるが急
速に増加する。コンデンサＣ８の放電が終わると、ダイ
オードＤ７が導通し、共振用コイルＬ４からダイオード
Ｄ７を通って電流ｉｇが流れはじめる。そのため、電位
ｖｃは接地電位からＶｏｕｔ＋Ｖｙまで急速に上昇す
る。そして、これ以降は電流ｉｆと電流ｉｇの関係はｉ
ｆ＝−ｉｇとなる。
【００５２】時刻ｔ２でダイオードＤ７が導通すること
によってＭＯＳＦＥＴＱ４のソース電位はほぼ出力電圧
Ｖｏｕｔになるため、上記のようにＭＯＳＦＥＴＱ２の
ドレインの電位ｖｃはコンデンサＣ９の電位差Ｖｙの分
だけ出力電圧Ｖｏｕｔより高い電位であるＶｏｕｔ＋Ｖ
ｙになる。そして、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレインの電位
ｖｃがＶｏｕｔ＋Ｖｙに上昇することによって、共振用
コイルＬ４を流れる電流ｉｆが減少しはじめる。チョー
クコイルＬ２を流れる電流Ｉｉｎは変わらないので、電
流ｉｆの減少分によって電流ｉｈが流れ初めてコンデン
サＣ５が放電され、整流ダイオードＤ３のアノードの電
位ｖｄが上昇し、それによって時刻ｔ３で整流ダイオー
ドＤ３が導通する。整流ダイオードＤ３の導通によっ
て、そのアノード電位ｖｄの上昇は終了し、ほぼ出力電
圧Ｖｏｕｔになる。これは、整流ダイオードＤ３が導通
している間継続する。この時点で共振用コイルＬ４の両
端にはコンデンサＣ７の電位差Ｖｙと同じ電位差が、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ２との接続点側が正になるように印加され
るため、これ以降、チョークコイルＬ２を流れる定電流
Ｉｉｎのうち、共振用コイルＬ４の方に流れる電流ｉｆ
は直線的に減少する。そして、その分だけ整流ダイオー
ドＤ３の方に流れる電流ｉｈは直線的に増加する。すな
わち、時刻ｔ３以降、共振用コイルＬ４を流れる電流と
整流ダイオードＤ３を流れる電流の和がチョークコイル
Ｌ２を流れる電流になる。また、電流ｉｆ、電流ｉｈの
変化は、コンデンサＣ９の充電電圧Ｖｙと共振用コイル
Ｌ４のインダクタンス値で決まる傾きを有するようにな
る。
【００５３】時刻ｔ３を過ぎてから時刻ｔ４でＭＯＳＦ
ＥＴＱ４がターンオンする。このように、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２のターンオフからＭＯＳＦＥＴＱ４のターンオンま
でには、ともにオフになるデッドタイムが存在すること
になる。ＭＯＳＦＥＴＱ４がターンオンする時点ではダ
イオードＤ７の導通によってＭＯＳＦＥＴＱ４のドレイ
ン・ソース間の電位差はゼロになっているので、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ４のゼロ電圧スイッチングが行われる。これ以
降は共振用コイルＬ４を流れる電流ｉｆはダイオードＤ
７ではなくＭＯＳＦＥＴＱ４のソース・ドレイン間を介
して負の電流−ｉｇとして流れるようになるが、それ以
外には回路動作に何の影響も与えない。なお、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ４のターンオンはダイオードＤ７が導通している
ときであればよいので、時刻ｔ２と時刻ｔ３の間であっ
ても構わない。
【００５４】時刻ｔ４でＭＯＳＦＥＴＱ４がターンオン
してからも、電位ｖｃおよび電位ｖｄは変わらないの
で、チョークコイルＬ２を流れる定電流Ｉｉｎのうち共
振用コイルＬ４の方に流れる電流ｉｆは直線的に減少
し、その分だけ整流ダイオードＤ３の方に流れる電流ｉ
ｈは直線的に増加する。そして、時刻ｔ５で共振用コイ
ルＬ４からＭＯＳＦＥＴＱ４に向かって流れる電流ｉｆ
がゼロになると、それ以降は共振用コイルＬ４に流れる
電流ｉｆの方向が逆転し、整流ダイオードＤ３の方に向
かって流れるようになる。このとき電流ｉｇの方向も正
に逆転するが、この時点ではＭＯＳＦＥＴＱ４がオン状
態にあるので何も問題なく方向転換する。整流ダイオー
ドＤ３に流れる電流ｉｈは、共振用コイルＬ４を流れる
電流ｉｆがゼロになる時刻ｔ５でチョークコイルＬ２を
流れる電流Ｉｉｎと一致し、それ以降はチョークコイル
Ｌ２に流れる電流Ｉｉｎと共振用コイルＬ４を逆方向に
流れる電流ｉｆを合わせたものとなる。すなわち、この
時点においても共振用コイルＬ４を流れる電流と整流ダ
イオードＤ３を流れる電流の和がチョークコイルＬ２を
流れる電流になっている。共振用コイルＬ４を逆方向に
流れる電流−ｉｆは、オン状態にあるＭＯＳＦＥＴＱ４
のドレイン・ソース間を介して流れてきたものであるた
め、電流ｉｇと電流ｉｆの関係はｉｇ＝−ｉｆとなる。
【００５５】その後、時刻ｔ６でＭＯＳＦＥＴＱ４がタ
ーンオフすると、共振用コイルＬ４とコンデンサＣ４お
よびＣ８との共振電流、すなわち共振用コイルＬ４を逆
方向に流れる電流−ｉｆによって、それまで充電されて
いたコンデンサＣ４が放電され、逆にコンデンサＣ８が
充電される。そのため、ＭＯＳＦＥＴＱ４のソースの電
位は低下し、それに伴って電位ｖｃも急速に低下する。
コンデンサＣ４とＣ８は接合容量で容量値が非常に小さ
いため、この充放電は時刻ｔ７までのわずかな時間で終
了する。そして、時刻ｔ６以降に電位ｖｃが低下するこ
とによって、共振用コイルＬ４を逆方向に流れる電流−
ｉｆは直線的に減少し始める。そして、その分だけ整流
ダイオードＤ３を流れる電流ｉｈも直線的に減少し始め
る。すなわち、この時点においても共振用コイルＬ４を
流れる電流と整流ダイオードＤ３を流れる電流の和がチ
ョークコイルＬ３を流れる電流になっている。
【００５６】時刻ｔ７でコンデンサＣ４の放電が終わる
とダイオードＤ４が導通し、ダイオードＤ４を介して流
れる電流−ｉｅが共振用コイルＬ４を流れる電流−ｉｆ
となる。この時点で電位ｖｃはほぼ接地電位になる。ま
た、電位ｖｄは出力電圧Ｖｏｕｔのままである。なお、
この時点では電流−ｉｅは電流−ｉｆと一致しているの
で、電流−ｉｅも直線的に減少する。そして、電流ｉ
ｆ、電流ｉｈの変化は、出力電圧Ｖｏｕｔと共振用コイ
ルＬ４のインダクタンス値とで決まる傾きを有するよう
になる。
【００５７】時刻ｔ７を過ぎてから時刻ｔ８でＭＯＳＦ
ＥＴＱ２がターンオンする。このように、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ４のターンオフからＭＯＳＦＥＴＱ２のターンオンま
でには、ともにオフになるデッドタイムが存在すること
になる。この時点ではダイオードＤ４の導通によってＭ
ＯＳＦＥＴＱ２のドレイン・ソース間の電位差はゼロな
ので、ＭＯＳＦＥＴＱ２のゼロ電圧スイッチングが行わ
れる。
【００５８】時刻ｔ７以降、ＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイ
ンの電位ｖｃがほぼ接地電位になるため、共振用コイル
Ｌ４の一端には出力電圧Ｖｏｕｔと同じ順方向の電圧が
加わり、逆方向の電流−ｉｆが直線的に減少する。そし
て、時刻ｔ９で共振用コイルＬ４の逆方向の電流−ｉｆ
がゼロになると、整流ダイオードＤ３を流れる電流ｉｈ
はチョークコイルＬ２を流れる電流Ｉｉｎに一致する。
さらに、時刻ｔ９を過ぎて共振用コイルＬ４に順方向の
電流ｉｆが流れるようになり直線的に増加すると、その
分だけ整流ダイオードＤ３を流れる電流ｉｈが減少し、
時刻ｔ１０において電流ｉｈがゼロになった時点で整流
ダイオードＤ３はオフになる。この、時刻ｔ６から時刻
ｔ１０までの期間においても、共振用コイルＬ４を流れ
る電流と整流ダイオードＤ３を流れる電流の和がチョー
クコイルＬ２を流れる電流になっている。すなわち、時
刻ｔ３で整流ダイオードＤ３が導通してから時刻ｔ１０
でオフするまでの期間の全体で、共振用コイルＬ４を流
れる電流と整流ダイオードＤ３を流れる電流の和がチョ
ークコイルＬ４を流れるほぼ一定の電流になっている。
【００５９】時刻ｔ１０に整流ダイオードＤ３がオフに
なると、共振用コイルＬ４と整流ダイオードＤ３の接合
容量であるコンデンサＣ５で電圧共振が発生し、整流ダ
イオードＤ３のアノードに、接地電位に共振電圧が重畳
した負の電位ｖｄが発生しようとする。また、このとき
コンデンサＣ５の容量値はわずかであるために発生する
電圧の共振周波数が高く、不要ノイズの発生源になる可
能性がある。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴＱ２と共振用
コイルＬ４との直列回路に並列に設けられたダイオード
Ｄ８は、接地から整流ダイオードＤ３のアノードに向か
って電流を流すような方向で設けられているため、この
電圧共振は時刻ｔ１１において接地電位まで低下した時
点で終了する。なお、整流ダイオードＤ３の耐圧が十分
にあり、しかもノイズの影響を心配する必要がない場合
には、ダイオードＤ８は必ずしも設けられなくても構わ
ないものである。
【００６０】時刻ｔ１１において電圧共振が終了する
と、共振用コイルＬ４の両端の電位はいずれも接地電位
になる。そして、共振用コイルＬ４には、チョークコイ
ルＬ２に流れる電流Ｉｉｎと、時刻ｔ１０から時刻ｔ１
１の電圧共振期間に共振用コイルＬ４に蓄えられたエネ
ルギーをダイオードＤ８を介して回生する電流を合わせ
た一定電流ｉｆが流れる。
【００６１】この後は再び時刻ｔ１に戻り、このサイク
ルが繰り返される。
【００６２】ここまでの説明では、チョークコイルＬ２
を一定の電流が流れる定電流源であるとみなしていた
が、実際には三角形状のリップル電流が重畳していて、
チョークコイルＬ２を流れる電流は時刻ｔ１０から時刻
ｔ１まで増加し、時刻ｔ１から時刻ｔ１０まで減少す
る。ただ、時刻ｔ１０以降もダイオードＤ８を流れる電
流が存在するために電流ｉｆは増加する。そして、ダイ
オードＤ８を流れる電流が減少し、その分だけ時刻ｔ１
１以降共振用コイルＬ４を流れる電流が減少し、時刻ｔ
０においてダイオードＤ８を流れる電流がゼロになり、
ダイオードＤ８がオフする。この時点で共振用コイルＬ
４に流れる電流はチョークコイルＬ２に流れる電流と一
致する。チョークコイルＬ２を流れる電流はその後は時
刻ｔ１に至るまで増加するため、その分だけ共振用コイ
ルＬ４を流れる電流も増加する。
【００６３】このように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバー
タ２０においては、第１のスイッチング素子であるＭＯ
ＳＦＥＴＱ２と第２のスイッチング素子であるＭＯＳＦ
ＥＴＱ４が、いずれもボディーダイオードが導通するこ
とによってドレイン・ソース間の電位差がなくなってい
る時にターンオンする。そのため、スイッチング素子の
ゼロ電圧スイッチングが実現され、スイッチング損失が
ほとんど発生しない。
【００６４】また、第１のスイッチング素子であるＭＯ
ＳＦＥＴＱ２と第２のスイッチング素子であるＭＯＳＦ
ＥＴＱ４が交互にオン状態になり、しかも同時にオン状
態になる瞬間がないように適切なデッドタイムが設けら
れている。この期間における、ＭＯＳＦＥＴＱ２とＱ４
のターンオン時およびターンオフ時に、ボディーダイオ
ードであるダイオードＤ４、Ｄ７が導通するまで各スイ
ッチング素子の端子間の接合容量、この実施例の場合に
はドレイン・ソース間の接合容量であるコンデンサＣ
４、Ｃ８が、共振用コイルＬ４を流れる電流ｉｆによっ
て充放電される。そのため、接合容量の充電電荷が短絡
によって瞬間的に放電されるということがなく、ノイズ
の発生が抑えられる。
【００６５】また、時刻ｔ３から時刻ｔ１０の間で、整
流ダイオードＤ３を流れる電流ｉｈは、共振用コイルＬ
４を流れる電流ｉｆの変化に伴って連続的に変化するた
めに急激な変化をしない。そのため、ノイズの発生が抑
えられる。
【００６６】また、時刻ｔ１０から時刻ｔ１１の間で、
共振用コイルＬ４と整流ダイオードＤ２の接合容量との
電圧共振によって整流ダイオードＤ３のアノード電圧が
低下するため、整流ダイオードＤ３のターンオフ時にア
ノードに接地電位が急激に印加されることがない。その
ため、アノードに接地電位が急激に印加される際の逆回
復時間に整流ダイオードＤ３に流れるリカバリ電流がな
く、ノイズと損失の発生が抑えられる。
【００６７】そして、２つのスイッチング素子であるＭ
ＯＳＦＥＴＱ２、Ｑ４および整流ダイオードＤ３の接合
容量であるコンデンサＣ４、Ｃ８、Ｃ５の容量値はわず
かであるため、共振用コイルＬ４との間で構成される共
振回路の共振周波数は高くなる。すなわち、共振の周期
が短い。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の場合と
同様に、広範囲な入力電圧変化や負荷変動による出力電
圧変化に追随するＰＷＭ制御が可能になる。
【００６８】さらに、これもＤＣ−ＤＣコンバータ１０
の場合と同様に、第１のスイッチング素子であるＭＯＳ
ＦＥＴＱ２に正弦波状の共振電流が重畳して流れること
がないため、必要以上に電流容量の大きなスイッチング
素子を用いる必要がなく、ＤＣ−ＤＣコンバータの大型
化と価格上昇を抑制することができる。
【００６９】なお、上記の各実施例においては、正電源
の降圧および昇圧用のＤＣ−ＤＣコンバータについて示
したが、負電源の降圧および昇圧用のＤＣ−ＤＣコンバ
ータであっても同様に構成することができ、正電源の場
合と同様の作用効果を奏するものである。
【００７０】また、上記の各実施例においては、スイッ
チング素子としてボディーダイオードが内蔵されるＭＯ
ＳＦＥＴを用いていたが、ボディーダイオードの内蔵さ
れないバイポーラトランジスタや３端子サイリスタなど
を用い、これに並列に、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオー
ドと同じ向きでダイオードを外付け接続したものでも構
わないもので、ＭＯＳＦＥＴの場合と同様の作用効果を
奏するものである。
【００７１】また、第１、第２のスイッチング素子、お
よび整流ダイオードが並列容量として接合容量を有する
ものとしたが、例えば共振用コイルとの間の共振の条件
を最適なものにできない場合には、さらに外付けのコン
デンサを並列に接続しても構わないものである。
【００７２】図５に、本発明の電子装置の一実施例の斜
視図を示す。図５において、電子装置の１つであるプリ
ンタ３０は電源回路として本発明のＤＣ−ＤＣコンバー
タ１０を使用している。
【００７３】プリンタ３０においては、本発明のＤＣ−
ＤＣコンバータ１０を用いることによって消費電力とノ
イズの低減を図ることができる。
【００７４】なお、図５に示したプリンタ３０において
は図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０を用いたが、
図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータ２０を用いても構わ
ないもので、同様の作用効果を奏するものである。
【００７５】また、本発明の電子装置はプリンタに限ら
れるものではなく、ノートパソコンや携帯情報機器な
ど、ＤＣ−ＤＣコンバータの必要なあらゆる電子装置を
含むものである。
【００７６】
【発明の効果】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれ
ば、一端同士が接続された整流ダイオードおよびチョー
クコイルと、一端が共振用コイルを介して整流ダイオー
ドおよびチョークコイルの接続点に接続された第１のス
イッチング素子と、第１のスイッチング素子に並列に接
続された第１のダイオードと、共振用コイルおよび整流
ダイオードからなる直列回路に並列に接続されたコンデ
ンサおよび第２のスイッチング素子からなる直列回路
と、第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の
ダイオードとを備えることによって、第１のスイッチン
グ素子、第２のスイッチング素子および整流ダイオード
がそれぞれ端子間に有する並列容量と共振用コイルとの
共振によってゼロ電圧スイッチングが実現でき、損失と
ノイズの低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例を示
す回路図である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各点の信
号波形を示す波形図である。
【図３】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの別の実施例を
示す回路図である。
【図４】図３のＤＣ−ＤＣコンバータにおける各点の信
号波形を示す波形図である。
【図５】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図であ
る。
【図６】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図であ
る。
【図７】従来の別のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図
である。
【符号の説明】
１０、２０…ＤＣ−ＤＣコンバータ １１…制御回路 Ｖｉｎ…直流電源 Ｑ１、Ｑ２…ＭＯＳＦＥＴ（第１のスイッチング素子） Ｑ３、Ｑ４…ＭＯＳＦＥＴ（第２のスイッチング素子） Ｌ１、Ｌ２…チョークコイル Ｌ３、Ｌ４…共振用コイル Ｄ１、Ｄ３…整流ダイオード Ｃ７、Ｃ９…コンデンサ Ｃ１…平滑コンデンサ Ｄ２、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ７…ＭＯＳＦＥＴのボディーダイ
オード Ｃ２、Ｃ４、Ｃ６、Ｃ８…ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソ
ース間接合容量 Ｃ３、Ｃ５…整流ダイオードのアノード・カソード間接
合容量 Ｄ６、Ｄ８…ダイオード ３０…プリンタ

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 一端同士が接続された整流ダイオードお
    よびチョークコイルと、一端が共振用コイルを介して前
    記整流ダイオードおよびチョークコイルの接続点に接続
    された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチン
    グ素子に並列に接続された第１のダイオードと、前記共
    振用コイルおよび前記整流ダイオードからなる直列回路
    に並列に接続されたコンデンサおよび第２のスイッチン
    グ素子からなる直列回路と、前記第２のスイッチング素
    子に並列に接続された第２のダイオードとを備え、さら
    に前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチン
    グ素子および前記整流ダイオードがそれぞれ端子間に並
    列容量を備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
    タ。
  2. 【請求項２】 前記第１のスイッチング素子と前記第２
    のスイッチング素子は、ともにオフする期間を挟んで交
    互にオン駆動されることを特徴とする、請求項１に記載
    のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  3. 【請求項３】 前記整流ダイオードの導通期間におい
    て、前記整流ダイオードを流れる電流と前記共振用コイ
    ルを流れる電流の和が前記チョークコイルに流れること
    を特徴とする、請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコ
    ンバータ。
  4. 【請求項４】 前記第１のスイッチング素子の他端が直
    流電源の一端に接続され、前記チョークコイルの他端が
    出力端子に接続され、前記整流ダイオードの他端が前記
    直流電源の他端に接続され、降圧動作をすることを特徴
    とする、請求項１ないし３のいずれかに記載のＤＣ−Ｄ
    Ｃコンバータ。
  5. 【請求項５】 前記チョークコイルの他端が直流電源の
    一端に接続され、前記整流ダイオードの他端が出力端子
    に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端が前記
    直流電源の他端に接続され、昇圧動作をすることを特徴
    とする、請求項１ないし３のいずれかに記載のＤＣ−Ｄ
    Ｃコンバータ。
  6. 【請求項６】 前記第１のスイッチング素子および前記
    共振用コイルからなる直列回路に並列に接続された第３
    のダイオードを備えたことを特徴とする、請求項１ない
    し５のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  7. 【請求項７】 請求項１ないし６のいずれかに記載のＤ
    Ｃ−ＤＣコンバータを用いたことを特徴とする電子装
    置。
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Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005012993A (ja) * 2003-06-20 2005-01-13 Power Integrations Inc スイッチング・モード電源の電圧調整回路のコストを削減するための方法
WO2006087850A1 (ja) * 2005-02-15 2006-08-24 Murata Manufacturing Co., Ltd. 電源装置
WO2007015520A1 (ja) * 2005-08-03 2007-02-08 Murata Manufacturing Co., Ltd. 電源装置
JP2007074828A (ja) * 2005-09-07 2007-03-22 Mitsumi Electric Co Ltd 電流共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ、それに使用される電流検出回路、および電流検出方法
JP2007288876A (ja) * 2006-04-14 2007-11-01 Hitachi Computer Peripherals Co Ltd 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた電源装置
US7321224B2 (en) 2004-06-24 2008-01-22 Minebea Co., Ltd. DC-DC converter with clamping capacitor and output winding for reduced output voltage ripple
US7324355B2 (en) 2006-01-10 2008-01-29 Minebea Co., Ltd. Dc-DC converter
CN100435461C (zh) * 2005-09-13 2008-11-19 尼克森微电子股份有限公司 自动适应电压定位的高速脉宽调变控制装置及方法
US7486055B2 (en) 2004-04-30 2009-02-03 Mineba Co., Ltd. DC-DC converter having a diode module with a first series circuit and a second series with a flywheel diode
JP2009136139A (ja) * 2007-11-01 2009-06-18 Origin Electric Co Ltd 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR20110064078A (ko) * 2009-12-07 2011-06-15 엘지이노텍 주식회사 전원 공급 장치
JP2012178946A (ja) * 2011-02-28 2012-09-13 Honda Motor Co Ltd 直流電圧昇圧装置
JP2017079511A (ja) * 2015-10-19 2017-04-27 コーセル株式会社 スイッチング電源装置

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3425418B2 (ja) * 2000-09-20 2003-07-14 ティーディーケイ株式会社 昇圧型スイッチング電源装置
DE10234080A1 (de) * 2002-07-26 2004-02-05 Philips Intellectual Property & Standards Gmbh Gleichspannungsabwärtswandler
DE10317380A1 (de) * 2003-04-15 2004-11-18 Infineon Technologies Ag Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler
US7091752B2 (en) * 2003-09-30 2006-08-15 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for simplifying the control of a switch
KR101083083B1 (ko) * 2003-12-12 2011-11-17 필립스 루미리즈 라이팅 캄파니 엘엘씨 Ｄｃ-ｄｃ 변환기
JP2005246551A (ja) * 2004-03-04 2005-09-15 Fanuc Ltd 放電加工用電源装置
DE102004050060B4 (de) * 2004-10-13 2018-02-08 Osram Gmbh Tiefsetzerschaltung
JP2007028829A (ja) * 2005-07-19 2007-02-01 Mitsumi Electric Co Ltd 電流共振型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその共振電流制御方法
JP2007028830A (ja) * 2005-07-19 2007-02-01 Mitsumi Electric Co Ltd スイッチング電源およびその制御方法
JP4636249B2 (ja) * 2005-07-19 2011-02-23 ミツミ電機株式会社 電流共振型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそのゼロ電流スイッチング実現方法
JP2007129841A (ja) * 2005-11-04 2007-05-24 Toshiba Corp 電源回路および半導体集積装置
US7602163B2 (en) * 2005-12-20 2009-10-13 Dell Products L.P. Coupled inductor output regulation
JP4783652B2 (ja) * 2006-03-20 2011-09-28 株式会社リコー 高効率電源回路および該高効率電源回路を組み込んだ電子機器
JP4861040B2 (ja) * 2006-04-06 2012-01-25 株式会社日立製作所 単方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
US7579814B2 (en) * 2007-01-12 2009-08-25 Potentia Semiconductor Corporation Power converter with snubber
US20090091950A1 (en) * 2007-10-04 2009-04-09 Hsing-Kuo Chao Power converting circuit with open load protection function
JP5217535B2 (ja) * 2008-03-17 2013-06-19 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8659273B2 (en) * 2008-10-27 2014-02-25 Dell Products L.P. Soft-switching voltage regulation in a step-down circuit
US8564984B2 (en) * 2010-12-10 2013-10-22 Futurewei Technologies, Inc. Soft switching DC/DC converters and methods
CN102354483B (zh) * 2011-06-29 2014-07-23 深圳Tcl新技术有限公司 Led背光源升压驱动电路、led背光源及液晶显示装置
US9312400B2 (en) 2011-07-01 2016-04-12 Tyco Electronics Corporation Power harvesting device
US9496755B2 (en) 2011-09-26 2016-11-15 Qualcomm Incorporated Systems, methods, and apparatus for rectifier filtering for input waveform shaping
US20130077360A1 (en) * 2011-09-26 2013-03-28 Qualcomm Incorporated Systems, methods, and apparatus for rectifier filtering for input waveform shaping
JP5988214B2 (ja) * 2012-12-04 2016-09-07 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 点灯装置およびそれを用いた照明器具
CN103023322A (zh) * 2012-12-18 2013-04-03 黄文辉 一种软开关的降压式变换电路及其控制策略
TWI644505B (zh) * 2017-09-19 2018-12-11 朋程科技股份有限公司 直流轉直流轉換器及其能量分配方法
CN107966079A (zh) * 2017-11-03 2018-04-27 中国电波传播研究所（中国电子科技集团公司第二十二研究所） 一种遥控起爆装置及方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS602026A (ja) * 1983-06-16 1985-01-08 株式会社東芝 電力供給回路
US4727308A (en) * 1986-08-28 1988-02-23 International Business Machines Corporation FET power converter with reduced switching loss
US4801859A (en) * 1986-12-23 1989-01-31 Sundstrand Corporation Boost/buck DC/DC converter
US4974141A (en) * 1988-05-18 1990-11-27 Viteq Corporation AC to DC power converter with input current waveform control for buck-boost regualtion of output
JPH03138894A (ja) * 1989-10-23 1991-06-13 Nissan Motor Co Ltd 放電灯点灯装置
US5736842A (en) * 1996-07-11 1998-04-07 Delta Electronics, Inc. Technique for reducing rectifier reverse-recovery-related losses in high-voltage high power converters
JP3055121B2 (ja) 1996-09-13 2000-06-26 サンケン電気株式会社 チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN1055804C (zh) * 1998-04-27 2000-08-23 深圳市华为电气股份有限公司 一种软开关拓扑电路
DE19841341A1 (de) * 1998-09-10 2000-03-16 Bosch Gmbh Robert Abwärts-Drosselwandler
JP4463369B2 (ja) * 2000-02-24 2010-05-19 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路及びｄｃ−ｄｃコンバータ

Cited By (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4554243B2 (ja) * 2003-06-20 2010-09-29 パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド スイッチング・モード電源の電圧調整回路のコストを削減するための方法
JP2005012993A (ja) * 2003-06-20 2005-01-13 Power Integrations Inc スイッチング・モード電源の電圧調整回路のコストを削減するための方法
US7486055B2 (en) 2004-04-30 2009-02-03 Mineba Co., Ltd. DC-DC converter having a diode module with a first series circuit and a second series with a flywheel diode
US7321224B2 (en) 2004-06-24 2008-01-22 Minebea Co., Ltd. DC-DC converter with clamping capacitor and output winding for reduced output voltage ripple
GB2427969B (en) * 2005-02-15 2008-05-21 Murata Manufacturing Co Power supply apparatus
WO2006087850A1 (ja) * 2005-02-15 2006-08-24 Murata Manufacturing Co., Ltd. 電源装置
GB2427969A (en) * 2005-02-15 2007-01-10 Murata Manufacturing Co Power supply unit
CN100466436C (zh) * 2005-02-15 2009-03-04 株式会社村田制作所 电源装置
WO2007015520A1 (ja) * 2005-08-03 2007-02-08 Murata Manufacturing Co., Ltd. 電源装置
US7307407B2 (en) 2005-08-03 2007-12-11 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power supply apparatus
JP2007074828A (ja) * 2005-09-07 2007-03-22 Mitsumi Electric Co Ltd 電流共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ、それに使用される電流検出回路、および電流検出方法
JP4711060B2 (ja) * 2005-09-07 2011-06-29 ミツミ電機株式会社 電流共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ、それに使用される電流検出回路、および電流検出方法
CN100435461C (zh) * 2005-09-13 2008-11-19 尼克森微电子股份有限公司 自动适应电压定位的高速脉宽调变控制装置及方法
US7324355B2 (en) 2006-01-10 2008-01-29 Minebea Co., Ltd. Dc-DC converter
JP2007288876A (ja) * 2006-04-14 2007-11-01 Hitachi Computer Peripherals Co Ltd 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた電源装置
US7812575B2 (en) 2006-04-14 2010-10-12 Hitachi Computer Peripherals Co., Ltd. Bidirectional DC-DC converter and power supply apparatus with the same
JP2009136139A (ja) * 2007-11-01 2009-06-18 Origin Electric Co Ltd 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR20110064078A (ko) * 2009-12-07 2011-06-15 엘지이노텍 주식회사 전원 공급 장치
KR101683878B1 (ko) 2009-12-07 2016-12-07 엘지이노텍 주식회사 전원 공급 장치
JP2012178946A (ja) * 2011-02-28 2012-09-13 Honda Motor Co Ltd 直流電圧昇圧装置
JP2017079511A (ja) * 2015-10-19 2017-04-27 コーセル株式会社 スイッチング電源装置

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