JP6968127B2 - 力率改善コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、力率改善コンバータに関する。

力率改善コンバータは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと非絶縁型昇圧コンバータとを組み合わせたツーコンバータ方式が知られている（例えば特許文献１）。一方、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと非絶縁型昇圧コンバータとを１つに統合したワンコンバータ方式の力率改善コンバータ（例えば特許文献２）も知られている。

また、大出力電源に好適なインターリーブ方式の力率改善回路が知られている（例えば特許文献３）。インターリーブ方式は、力率改善用の２つ昇圧コンバータを並列に設け、各昇圧コンバータを１８０°の位相差で交互に動作させる方式である。

特開２０１４−１３１４５５号公報 特開２０１０−２５２５５３号公報 特開２００２−１０６３２号公報

従来のワンコンバータ方式の力率改善コンバータでは、特許文献２に記載のように、絶縁用のトランスの一次側にスイッチング素子を設けるとともに、トランスの二次側にもフライバック動作を行わせるためのリアクトルおよびスイッチング素子が必要であることから、回路規模が大きくなり、制御が複雑となり、部品点数も多かった。

以上の現状から、本発明は、回路構成が簡素化されるとともに、信頼性があり効率的な力率改善コンバータを提供することを目的とする。

上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・本発明の態様は、各一次コイルに入力電圧をそれぞれ印加可能な第１のトランスおよび第２のトランスと、
前記入力電圧により前記第１のトランスの一次コイルに流れる電流が導通又は遮断するように制御される第１のスイッチング素子と、
前記入力電圧により前記第２のトランスの一次コイルに流れる電流が導通又は遮断するように制御される第２のスイッチング素子と、
前記第１および第２のトランスの二次側に設けられた共通の第１の出力端および第２の出力端と、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が導通したときにその二次コイルに流れ得る第１のフォワード電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第１の電流路と、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が遮断したときにその二次コイルに流れる第１のフライバック電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第２の電流路と、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに流れ得る第１の転流電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第３の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が導通したときにその二次コイルに流れ得る第２のフォワード電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第４の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が遮断したときにその二次コイルに流れる第２のフライバック電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第５の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに流れ得る第２の転流電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第６の電流路とを備えたことを特徴とする。
・ 上記態様において、前記第２の出力端から前記第１のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第１の整流要素と、
前記第２の出力端から前記第２のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第２の整流要素と、
前記第１のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第３の整流要素と、
前記第２のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第４の整流要素と、
前記第２の出力端から前記第１および第２のトランスの各二次コイルの始端への電流を導通可能に接続された第５の整流要素と、を有することが、好適である。
さらにこの好適態様において、前記第１の電流路が、前記第１の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
前記第２の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素と、を含み、
前記第３の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
前記第４の電流路が、前記第２の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素と、を含み、
前記第５の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
前記第６の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素とを含むことが、好適である。
・ 上記態様において、前記第１の出力端に一端が接続されたリアクトルと、
前記第２の出力端から前記第１のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第１の整流要素と、
前記第２の出力端から前記第２のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第２の整流要素と、
前記第１のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第３の整流要素と、
前記第２のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第４の整流要素と、
前記第２の出力端から前記第１および第２のトランスの各二次コイルの始端への電流を導通可能にそれぞれ接続された第５および第６の整流要素と、
前記第１および第２のトランスの各二次コイルの始端から前記リアクトルの他端への電流を導通可能にそれぞれ接続された第７および第８の整流要素と、
を有することが、好適である。
さらにこの好適態様において、前記第１の電流路が、前記第１の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第７の整流要素と、前記リアクトルとを含み、
前記第２の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素と、を含み、
前記第３の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第７の整流要素と、前記リアクトルとを含み、
前記第４の電流路が、前記第２の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第８の整流要素と、前記リアクトルとを含み、
前記第５の電流路が、前記第６の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
前記第６の電流路が、前記第６の整流要素と、前記第８の整流要素と、前記リアクトルとを含むことが、好適である。
・ 上記各態様において、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子が、２つの異なる制御信号の各々によりそれぞれオンオフ制御されることが、好適である。
・ 上記各態様において、前記入力電圧が入力される一対の入力端の間に接続されたコンデンサと、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに当該一次コイルに生じる逆起電圧により前記コンデンサを充電する充電電流を流すための第７の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が導通したときに前記コンデンサから放電される放電電流を当該一次コイルに流すための第８の電流路と、
前記第２のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに当該一次コイルに生じる逆起電圧により前記コンデンサを充電する充電電流を流すための第９の電流路と、
前記第１のトランスの一次コイルの電流が導通したときに前記コンデンサから放電される放電電流を当該一次コイルに流すための第１０の電流路とをさらに有することが、好適である。

本発明によれば、回路構成が簡素化されるとともに、信頼性があり効率的な力率改善コンバータが実現される。

図１は、力率改善コンバータの第１の実施形態の回路例の概略構成図である。 図２は、図１の回路におけるタイミング図である。 図３は、図１の回路におけるモードＩの期間に流れる電流を概略的に示している。 図４は、図１の回路におけるモードIIの期間に流れる電流を概略的に示している。 図５は、図１の回路におけるモードIIIの期間に流れる電流を概略的に示している。 図５は、図１の回路におけるモードIVの期間に流れる電流を概略的に示している。 図７は、力率改善コンバータの痔２の実施形態の回路例の概略構成図である。 図８は、図７の回路におけるタイミング図である。 図９は、図７の回路におけるモードＩの期間に流れる電流を概略的に示している。 図１０は、図７の回路におけるモードIIの期間に流れる電流を概略的に示している。 図１１は、図７の回路におけるモードIIIの期間に流れる電流を概略的に示している。 図１２は、図７の回路におけるモードIVの期間に流れる電流を概略的に示している。 図１３は、力率改善コンバータの第３の実施形態の回路構成を示す。 図１４は、図１３の回路におけるモードIIの開始時の動作例を示している。 図１５は、図１３の回路におけるモードIIIの開始時の動作例を示している。 図１６は、図１３の回路におけるモードIVの開始時の動作例を示している。 図１７は、図１３の回路におけるモードＩの開始時の動作例を示している。

以下、例として示した図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
本発明は、力率改善機能と絶縁機能とを兼ね備えた力率改善コンバータを提供する。各実施形態の図面において同一または類似の構成要素には、基本的に同じ符号を付している。

（１）第１の実施形態
（１−１）回路構成
図１は、力率改善コンバータの第１の実施形態の回路例の概略構成図である。第１の実施形態では、２つのトランスＴ１およびＴ２を有する。トランスＴ１は、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２とを有し、トランスＴ２は、一次コイルＮ３と二次コイルＮ４とを有する（各コイルの巻き始端を黒丸で示す）。

＜トランスＴ１、Ｔ２の一次側の構成＞
まず、トランスＴ１、Ｔ２の一次側の構成について説明する。入力電圧は、高電位側の入力端１と、低電位側の入力端２との間に印加される。この例では、入力端２がトランスＴ１、Ｔ２の一次側の基準電位端すなわち接地端である。一次コイルＮ１、Ｎ３の各々の始端が、入力端１に接続されている。

入力電圧は、一例として、正弦波の交流電圧の全波整流後の電圧である。交流電圧は、例えば、系統電源または各種の発電装置から出力される数Ｈｚ〜数十Ｈｚ程度の周波数を有する。しかしながら、本発明の力率改善コンバータは、正弦波以外の方形波若しくは三角波の電圧、または一定電圧の入力電圧に対しても同様に機能することができる。また、全波整流に替えて半波整流した入力電圧でもよい。なお、交流電圧を整流する整流部は、周知であるので図示および説明を省略する。

一次コイルＮ１とスイッチング素子Ｑ１とが直列接続されて第１の入力電流路Ａを構成している。一次コイルＮ３とスイッチング素子Ｑ２とが直列接続されて第２の入力電流路Ｂを構成している。第１の入力電流路Ａおよび第２の入力電流路Ｂの各々の一端は入力端１に、他端は入力端２に、それぞれ接続されている。したがって、第１の入力電流路Ａと第２の入力電流路Ｂとは、入力端１、２に対して互いに並列接続されている。したがって、一次コイルＮ１、Ｎ３の各々に対して入力電圧をそれぞれ印加することができる。

スイッチング素子Ｑ１は、入力電圧により一次コイルＮ１に流れる電流が導通または遮断するように制御される。スイッチング素子Ｑ２は、入力電圧により一次コイルＮ３に流れる電流が導通または遮断するように制御される。

ここでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、一例として、ドレインが一次コイルＮ１、Ｎ３の終端にそれぞれ接続され、ソースが入力端２（接地端）に接続されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、制御端であるゲートに印加される電圧制御信号Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂによりそれぞれオンオフ制御される。制御信号Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂは、例えばＰＷＭ信号である。制御信号Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂの周波数は、入力交流の周波数よりも高く、例えば数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚである。図示しないが、制御信号Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂを生成し、出力する制御部が別途設けられている。

＜トランスＴ１、Ｔ２の二次側の構成＞
トランスＴ１、Ｔ２の二次側には、共通の出力端である高電位側の第１の出力端ｐおよび低電位側の第２の出力端ｎが設けられる。出力端ｐ、ｎの間に力率改善コンバータの出力電圧が出力される。この例では、出力端ｎが、トランスＴ１、Ｔ２の二次側の基準電位端すなわち接地端である。出力端ｐと出力端ｎとの間には平滑コンデンサＣが接続されている。

トランスＴ１の二次コイルＮ２の始端とトランスＴ２の二次コイルＮ４の始端とは、接続点ｘにて互いに接続されている。

さらに、出力端ｎから二次コイルＮ２の終端へ流れる電流を導通可能とする第１の整流要素が接続されている。第１の整流要素は、一例としてダイオードＤ１であり、そのアノードが出力端ｎに、カソードが二次コイルＮ２の終端に接続されている。
同様に、出力端ｎから二次コイルＮ４の終端へ流れる電流を導通可能とする第２の整流要素が接続されている。第２の整流要素は、一例としてダイオードＤ２であり、そのアノードが出力端ｎに、カソードが二次コイルＮ４の終端に接続されている。

さらに、二次コイルＮ２の終端から出力端ｐへ流れる電流を導通可能とする第３の整流要素が接続されている。第３の整流要素は、一例としてダイオードＤ３であり、そのアノードが二次コイルＮ２の終端に、カソードが出力端ｐに接続されている。
同様に、二次コイルＮ４の終端から出力端ｐへ流れる電流を導通可能とする第４の整流要素が接続されている。第４の整流要素は、一例としてダイオードＤ４であり、そのアノードが二次コイルＮ４の終端に、カソードが出力端ｐに接続されている。

さらに、出力端ｎから二次コイルＮ２および二次コイルＮ４の各々の始端（接続点ｘ）へ流れる電流を導通可能とする第５の整流要素が接続されている。第５の整流要素は、一例としてダイオードＤ５であり、そのアノードが出力端ｎに、カソードが接続点ｘに接続されている。

トランスＴ１、Ｔ２は、入力側と出力側を絶縁する絶縁トランスの役割と、力率改善のためのフライバック用リアクトルの役割と、フォワード用リアクトルの役割とを兼ねている。トランスＴ１とトランスＴ２は、同じ構成とすることが好適である。したがって、トランスＴ１の巻数比Ｎ１：Ｎ２と、トランスＴ２の巻数比Ｎ３：Ｎ４とが同じであることが好適である。

（１−２）回路動作
図２〜図６を参照して、図１に示した回路の動作を説明する。図２は、図１の回路における各構成要素の電圧または電流の波形を例示的かつ模式的に示すタイミング図である。

図２（ａ）（ｂ）は、図１の回路におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御信号Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂを示している。図２は、一例としてＰＷＭ信号である制御信号Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂの２周期に相当する期間を示している。この例ではインターリーブ方式と同様に、制御信号Ｖ_ＡとＶ_Ｂは、同じ周波数とデューティ比を有し、互いの位相差は１８０°である。また一例として、デューティ比は５０％未満としている。

しかしながら、図１の回路では、原理的に制御信号Ｖ_ＡとＶ_Ｂをフレキシブルに設定することが可能である。図１に示した入力電流路Ａ（一次コイルＮ１とスイッチング素子Ｑ１からなる）と、入力電流路Ｂ（一次コイルＮ３とスイッチング素子Ｑ２からなる）は、入力電圧に対して並列接続されているので、スイッチング素子Ｑ１とＱ２は、互いに独立してオンオフ制御することができ、同時にオンとすることもできる。原理的には、制御信号Ｖ_ＡとＶ_Ｂは、周波数および／またはデューティ比が異なっていてもよく、同じ周波数の場合に任意の位相差とすることができる。実際には、制御信号Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂは、入力電圧、入力電流および／または出力電圧等に応じて制御部によってそれぞれ適切に生成される。

図２（ｃ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）は、一次コイルＮ１、一次コイルＮ３、二次コイルＮ２、および二次コイルＮ４にそれぞれ流れる電流波形の一例を示している。ここでは、一次側の各コイルについては、始端に流入する電流を正とし、始端から流出する電流を負とし、そして二次側の各コイルについては、始端から流出する電流を正とし、始端に流入する電流を負として示している。

図２に示すように、回路動作に関して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間をモードＩと、オフ期間をモードIIと称する。また、スイッチング素子Ｑ２のオン期間をモードIIIと、オフ期間をモードIVと称する。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の各々のオンオフに起因する回路動作は、それぞれ独立して生じる。したがって、スイッチング素子Ｑ１のモードＩ、IIにおいて生じる電流と、スイッチング素子Ｑ２のモードIII、IVにおいて生じる電流とは、それぞれ回路上で重ね合わされる。

＜モードＩの動作＞
図３は、モードＩにおける電流を示している（電流の流れを矢印付き太線で示している。以下の図でも同様）。一次側においてスイッチング素子Ｑ１がオンになると、入力電圧により一次コイルＮ１に電流ｉＡが流れる（図２（ｃ）参照）。スイッチング素子Ｑ２はオフなので、一次コイルＮ３には電流は流れない。

一次コイルＮ１に電流ｉＡが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２に、その始端が高電位となる起電圧を生じる。この起電圧により、順バイアスとなるダイオードＤ１を通して、以下の第１の電流路を通って電流ｉ１が流れる（図２（ｅ）（ｆ）参照）。
・ダイオードＤ１→二次コイルＮ２→二次コイルＮ４→ダイオードＤ４→出力端ｐ
ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ５は逆バイアスとなる。電流ｉ１は、負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。

電流ｉ１は、フォワード方式電源におけるフォワード電流に相当し、一次側から二次側に電力が伝達される。この場合、トランスＴ２の二次コイルＮ４が、フォワード方式電源における外付けリアクトルの役割を果たしている。（なお、図３に点線で示す電流ｉ５については、後に図６のモードIVで説明する。）

トランスＴ１には、入力側から入力電流ｉＡが流れ込むので大きな磁気エネルギーが蓄積される。トランスＴ２にも二次コイルＮ４に電流ｉ１が流れて磁気エネルギーが蓄積されるが、トランスＴ１の蓄積量に比べて小さい。これは、トランスＴ２の二次コイルＮ４には、トランスＴ１の二次コイルＮ２の始端電位と平滑コンデンサＣの正側電位との差電圧のみが印加されるためである。

ここで、定常状態における平滑コンデンサＣは、リップル変動を除いてほぼ一定の電圧で充電されている。したがって、電流ｉ１は、二次コイルＮ２の起電圧による始端電位が、平滑コンデンサＣの正側電位を超え得る大きさであるときのみ流れる。例えば正弦波の入力電圧の場合、入力電圧の小さい範囲では、二次コイルＮ２の起電圧も小さいため、フォワード電流ｉ１は流れることができない。一般的なフォワード方式電源においては、これが力率を低下させる原因となる。図２（ｅ）（ｆ）では、モードＩの途中までは電流ｉ１が流れず、モードＩの途中から電流ｉ１が流れるようになった場合を例示している。また、図２（ｃ）に示すように、一次側の電流ｉＡは、二次側の電流ｉ１が流れるか否かに関わらず入力電圧が印加されると流れるが、二次側の電流ｉ１が流れるとトランス作用により一次側の電流ｉＡも増加する。
モードＩで電流ｉ１が流れない場合、トランスＴ１は、トランス作用を行わない単なる磁気エネルギー蓄積コイル（いわゆるフライバック用リアクトル）と同等になる。また、モードＩで電流ｉ１が流れる場合、トランスＴ１に蓄積される磁気エネルギーは、電流ｉ１が流れない場合に比べれば抑制されるが、所定の残留磁束は存在する。

＜モードIIの動作＞
図４は、モードIIにおける電流を示している。一次側において、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、一次側の電流ｉＡが遮断し、二次側の電流ｉ１も遮断される（図２（ｃ）（ｅ）参照）。トランスＴ１、Ｔ２の各コイルＮ１〜Ｎ４にはそれぞれ逆起電圧が生じる。モードＩで蓄積された磁気エネルギーに応じて、トランスＴ１に生じる逆起電圧は大きく、トランスＴ２に生じる逆起電圧は小さい。

二次コイルＮ２の逆起電圧によりダイオードＤ５、Ｄ３が順バイアスとなり、電流ｉ２が、以下の第２の電流路を通って流れる（図２（ｅ）参照）。
・ダイオードＤ５→二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端ｐ
電流ｉ２により、モードＩにおいてトランスＴ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。電流ｉ２は、フライバック方式電源におけるフライバック電流に相当し、入力電圧の大きさに関わらず流れるので力率改善に寄与する。

同時に、二次コイルＮ４の逆起電圧により、電流ｉ３が、以下の第３の電流路を通って流れる（図２（ｆ）参照）
・ダイオードＤ５→二次コイルＮ４→ダイオードＤ４→出力端ｐ
電流ｉ３により、モードＩにおいてトランスＴ２に蓄積された磁気エネルギーが放出される。電流ｉ３は、モードＩのフォワード電流ｉ１の転流電流に相当する。したがって、モードＩにおいて入力電圧が小さいためにフォワード電流ｉ１が流れないときは、転流電流ｉ３も流れない。ダイオードＤ５は、フリーホイーリングダイオードの役割を果たす。

電流ｉ２および電流ｉ３は、合流して負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。

＜モードIIIの動作＞
図５は、モードIIIにおける電流をそれぞれ示している。モードIIIにおける回路動作は、上述したモードＩにおける回路動作とほぼ対称的になり、実質的に同じである。

図５に示すように、モードIIIでは、一次側ではモードＩにおける電流ｉＡと同様に、電流ｉＢが一次コイルＮ３に流れる（図２（ｄ）参照）。二次側ではモードＩにおける電流ｉ１と対称的な電流ｉ４が、以下の第４の電流路を通って流れる（図２（ｅ）（ｆ）参照）。
・ダイオードＤ２→二次コイルＮ４→二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端ｐ
電流ｉ４は、負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。電流ｉ４も、電流ｉ１と同様にフォワード電流であり、この場合は、トランスＴ１の二次コイルＮ２がフォワード方式電源における外付けリアクトルの役割を果たしている。

電流ｉ４も、入力電圧が小さい範囲で流れない場合がある。図２（ｅ）（ｆ）では、モードIIIの途中までは電流ｉ４が流れず、モードIIIの途中から電流ｉ４が流れるようになった場合を例示している。また、図２（ｄ）に示すように、一次側の電流ｉＢは、二次側の電流ｉ４が流れるか否かに関わらず入力電圧が印加されると流れるが、二次側の電流ｉ４が流れるとトランス作用により一次側の電流ｉＢも増加する。
モードIIIで電流ｉ４が流れない場合、トランスＴ２は、トランス作用を行わない単なる磁気エネルギー蓄積コイル（いわゆるフライバック用リアクトル）と同等になる。また、モードIIIで電流ｉ４が流れる場合、トランスＴ２に蓄積される磁気エネルギーは、電流ｉ４が流れない場合に比べて抑制されるが、所定の残留磁束は存在する。

なおこの例では、点線で示すように、モードIIにおける二次側のフライバック電流ｉ２がモードIIIになっても残留している（図２（ｅ）参照）が、これは必ず残留するものではない。但し、モードIIIで残留している電流ｉ２は、ダイオードＤ５を通らず、ダイオードＤ２および二次コイルＮ４から二次コイルＮ２を通って流れる。

モードIIIでは、トランスＴ２の二次コイルＮ４に生じた起電圧が、トランスＴ１の二次コイルＮ２の始端に印加される。これによりトランスＴ１の一次コイルＮ１にも起電圧を生じる。その結果、一次コイルＮ１の終端電位（スイッチング素子Ｑ１のドレイン電位）は、入力電圧から、一次コイルＮ１に生じた起電圧の分だけ降下した電位となる。このことは、スイッチング素子Ｑ１に対する耐電圧要求が軽減されることを意味する。なお、上述のモードＩでは言及しなかったが、モードＩにおけるスイッチング素子Ｑ２についても同様のことが言える。

＜モードIVの動作＞
図６は、モードIVにおける電流をそれぞれ示している。モードIVにおける回路動作は、上述したモードIIにおける回路動作とほぼ対称的になり、実質的に同じである。

図６に示すように、モードIVは、一次側では電流が流れず、二次側ではモードIIにおける電流ｉ２と対称的な電流ｉ５が、以下の第５の電流路を通って流れる（図２（ｆ）参照）。
・ダイオードＤ５→二次コイルＮ４→ダイオードＤ４→出力端ｐ
電流ｉ５は、フライバック方式電源におけるフライバック電流に相当し、入力電圧の大きさに関わらず流れるので力率改善に寄与する。電流ｉ５はトランスＴ２に生じる大きな逆起電圧により流れるので、図３に示したように次の周期のモードＩにおいても残留する場合がある（但し、モードＩではダイオードＤ５を通らない）が、これは必ず残留するものではない。

またモードIVでは、モードIIにおける電流ｉ３と対称的な電流ｉ６が、以下の第６の電流路を通って流れる（図２（ｅ）参照）。
・ダイオードＤ５→二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端ｐ
電流ｉ６は、モードIIIのフォワード電流ｉ４の転流電流に相当する。したがって、モードIIIにおいて入力電圧が小さいためにフォワード電流ｉ４が流れないときは、転流電流ｉ６も流れない。ダイオードＤ５は、フリーホイーリングダイオードの役割を果たす。電流ｉ５および電流ｉ６は、合流して負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。

図２のタイミング図に示すように、電流ｉ２、ｉ５および電流ｉ３、ｉ６のように次第に減少していく電流の持続時間は、回路定数や負荷電流の大きさにより決定される。

＜第１の実施形態の特徴＞
第１の実施形態の力率改善コンバータでは、入力電圧の大きさに関わらず（入力電圧が小さいときでも）、モードIIおよびモードIVのフライバック電流ｉ２、ｉ５が流れることができる。入力電圧が十分大きいときは、フライバック電流ｉ２、ｉ５に加えて、モードＩおよびモードIIIにおいてフォワード電流ｉ１、ｉ４が流れることができ、モードIIおよびモードIVにおいてさらに転流電流ｉ３、ｉ６が流れることができる。

第１の実施形態の力率改善コンバータは、絶縁用のトランスＴ１、Ｔ２が、力率改善用のリアクトルとしても機能する。したがって、絶縁用のトランス以外に別のトランスまたはリアクトルが不要であるので、回路をコンパクトにでき、部品点数を低減できる。この結果、信頼性および効率が向上する。

従来のワンコンバータ方式の力率改善コンバータにおいて、絶縁用のトランスの二次側に設けられていたスイッチング素子が不要となるので、スイッチング制御が簡素になり、これによっても信頼性が向上する。

さらに、フォワードおよびフライバックの双方の動作を含むので、トランスの利用効率が高くなる。

（２）第２の実施形態
（２−１）回路構成
図７は、力率改善コンバータの第２の実施形態の回路例の概略構成図である。図７の回路は、２つのトランスＴ１およびＴ２とリアクトルＬとを有する。トランスＴ１は、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２とを有し、トランスＴ２は、一次コイルＮ３と二次コイルＮ４とを有する。リアクトルＬはコアを有する。なお、第１の実施形態と同一の構成については、説明を省略または簡略化する場合がある。

＜トランスＴ１、Ｔ２の一次側の構成＞
トランスＴ１、Ｔ２の一次側の構成および入力電圧については、第１の実施形態と同じである。

＜トランスＴ１、Ｔ２の二次側の構成＞
トランスＴ１、Ｔ２の二次側には、共通の出力端である高電位側の第１の出力端ｐおよび低電位側の第２の出力端ｎが設けられる。出力端ｐと出力端ｎとの間には平滑コンデンサＣが接続されている。

第１の整流要素、第２の整流要素、第３の整流要素および第４の整流要素については、トランスＴ１、Ｔ２および出力端ｐ、ｎとの関係において第１の実施形態と同様に接続されている。

さらに、出力端ｎから二次コイルＮ２および二次コイルＮ４の各始端へそれぞれ流れる電流を導通可能とする第５の整流要素および第６の整流要素がそれぞれ接続されている。第５の整流要素は、一例としてダイオードＤ５であり、そのアノードが出力端ｎに、カソードが二次コイルＮ２の始端に接続されている。第６の整流要素は、一例としてダイオードＤ６であり、そのアノードが出力端ｎに、カソードが二次コイルＮ４の始端に接続されている。

第２の実施形態では、外付けのリアクトルＬが設けられている。リアクトルＬの一端は、出力端ｐに接続されている。

さらに、二次コイルＮ２および二次コイルＮ４の各始端からリアクトルＬの他端へそれぞれ流れる電流を導通可能とする第７の整流要素および第８の整流要素がそれぞれ接続されている。第７の整流要素は、一例としてダイオードＤ７であり、そのアノードが二次コイルＮ２の始端に、カソードがリアクトルＬの他端に接続されている。第８の整流要素は、一例としてダイオードＤ８であり、そのアノードが二次コイルＮ４の始端に、カソードがリアクトルＬの他端に接続されている。

トランスＴ１とトランスＴ２は、同じ構成とすることが好適である。したがって、トランスＴ１の巻数比Ｎ１：Ｎ２と、トランスＴ２の巻数比Ｎ３：Ｎ４を同じとすることが好適である。

（２−２）回路動作
図８〜図１２を参照して、図７に示した回路の動作を説明する。図８は、図７の回路における各構成要素の電圧または電流の波形を例示的かつ模式的に示すタイミング図である。

図８（ａ）（ｂ）は、図２（ａ）（ｂ）と同じであり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御信号Ｖ_Ａ、Ｖ_Ｂを示している。また、図２と同様に、回路動作に関して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間をモードＩと、オフ期間をモードIIと称し、スイッチング素子Ｑ２のオン期間をモードIIIと、オフ期間をモードIVと称する。

図８（ｃ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）（ｇ）は、一次コイルＮ１、一次コイルＮ３、二次コイルＮ２、二次コイルＮ４、およびリアクトルＬにそれぞれ流れる電流波形の一例を示している。ここでは、一次側の各コイルについては、始端に流入する電流を正とし、始端から流出する電流を負とし、そして二次側の各コイルについては、始端から流出する電流を正とし、始端に流入する電流を負として示している。リアクトルＬについては出力端ｐへと流れる方向を正としている。

＜モードＩの動作＞
図９は、モードＩにおける電流を示している。一次側においてスイッチング素子Ｑ１がオンになると、入力電圧により一次コイルＮ１に電流ｉＡが流れる（図８（ｃ）参照）。スイッチング素子Ｑ２はオフなので、一次コイルＮ３には電流は流れない。

一次コイルＮ１に電流ｉＡが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２に、その始端が高電位となる起電圧を生じる。この起電圧により、順バイアスとなるダイオードＤ１、Ｄ７を通して、以下の第１の電流路を通って電流ｉ１が流れる（図８（ｅ）参照）。
・ダイオードＤ１→二次コイルＮ２→ダイオードＤ７→リアクトルＬ→出力端ｐ
ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ８は逆バイアスとなる。電流ｉ１は、負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。

電流ｉ１は、フォワード方式電源におけるフォワード電流に相当し、一次側から二次側に電力が伝達される。この場合、リアクトルＬが、フォワード方式電源における外付けリアクトルの役割を果たしている。

トランスＴ１には、入力側から入力電流ｉＡが流れ込むので大きな磁気エネルギーが蓄積される。一方、トランスＴ２には電流が流れず、磁気エネルギーが蓄積されないので、第１の実施形態に比べてトランスＴ２の磁気飽和が起こり難い。

フォワード電流ｉ１は、二次コイルＮ２の起電圧による始端電位が、平滑コンデンサＣの正側電位を超え得る大きさであるときのみ流れる。入力電圧の小さい範囲では、二次コイルＮ２の起電圧も小さいため、フォワード電流ｉ１は流れることができない。図８（ｅ）（ｇ）では、モードＩの途中までは電流ｉ１が流れず、モードＩの途中から電流ｉ１が流れるようになった場合を例示している。また、図８（ｃ）に示すように、一次側の電流ｉＡは、二次側の電流ｉ１が流れるか否かに関わらず入力電圧が印加されると流れるが、二次側の電流ｉ１が流れるとトランス作用により一次側の電流ｉＡも増加する。
モードＩで電流ｉ１が流れない場合、トランスＴ１は、トランス作用を行わない単なる磁気エネルギー蓄積コイル（いわゆるフライバック用リアクトル）と同等になる。また、モードＩで電流ｉ１が流れる場合、トランスＴ１に蓄積される磁気エネルギーは、電流ｉ１が流れない場合に比べて抑制されるが、所定の残留磁束は存在する。また、リアクトルＬは、電流ｉ１が流れると磁気エネルギーが蓄積される。

＜モードIIの動作＞
図１０は、モードIIにおける電流を示している。一次側において、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、一次側の電流ｉＡが遮断し、二次側の電流ｉ１も遮断される（図８（ｃ）（ｅ）参照）。トランスＴ１の各コイルＮ１、Ｎ２には、モードＩで蓄積された磁気エネルギーに応じた大きさの逆起電圧が生じる。

二次コイルＮ２の逆起電圧によりダイオードＤ５、Ｄ３が順バイアスとなり、電流ｉ２が、以下の第２の電流路を通って流れる（図８（ｅ）参照）。
・ダイオードＤ５→二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端ｐ
電流ｉ２により、モードＩにおいてトランスＴ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。電流ｉ２は、フライバック方式電源におけるフライバック電流に相当し、入力電圧の大きさに関わらず流れるので力率改善に寄与する。

同時にモードIIでは、リアクトルＬの逆起電圧により、電流ｉ３が、以下の第３の電流路を通って流れる（図８（ｇ）参照）
・ダイオードＤ５→ダイオードＤ７→リアクトルＬ→出力端ｐ
電流ｉ３は、モードＩのフォワード電流ｉ１の転流電流に相当する。リアクトルＬに転流電流ｉ３が流れることにより、モードＩでリアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーが放出される。ダイオードＤ５は、フリーホイーリングダイオードの役割を果たす。モードＩにおいて入力電圧が小さいために電流ｉ１が流れないときは、電流ｉ３も流れない。

電流ｉ２および電流ｉ３は、合流して負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。

＜モードIIIの動作＞
図１１は、モードIIIにおける電流をそれぞれ示している。モードIIIにおける回路動作は、上述したモードＩにおける回路動作とほぼ対称的になり、実質的に同じである。

図１１に示すように、モードIIIでは、一次側において電流ｉＢが一次コイルＮ３に流れる（図８（ｄ）参照）。二次側ではモードＩにおける電流ｉ１と対称的な電流ｉ４が、以下の第４の電流路を通って流れる（図８（ｆ）参照）。
・ダイオードＤ２→二次コイルＮ４→ダイオードＤ８→リアクトルＬ→出力端ｐ
電流ｉ４は、負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。

電流ｉ４も、電流ｉ１と同様にフォワード電流であり、この場合も、リアクトルＬが外付けリアクトルの役割を果たしている。電流ｉ４も、入力電圧が小さい範囲で流れることができない場合がある。図８（ｆ）（ｇ）では、モードIIIの途中までは電流ｉ４が流れず、モードIIIの途中から電流ｉ４が流れるようになった場合を例示している。また、図８（ｄ）に示すように、一次側の電流ｉＢは、二次側の電流ｉ４が流れるか否かに関わらず入力電圧が印加されると流れるが、二次側の電流ｉ４が流れるとトランス作用により一次側の電流ｉＢも増加する。
モードIIIで電流ｉ４が流れない場合、トランスＴ２は、トランス作用を行わない単なる磁気エネルギー蓄積コイル（いわゆるフライバックトランス）と同等になる。また、モードＩで電流ｉ４が流れる場合、トランスＴ２に蓄積される磁気エネルギーは、電流ｉ４が流れない場合に比べて抑制されるが、所定の残留磁束は存在する。リアクトルＬは、電流ｉ４が流れると磁気エネルギーが蓄積される。

ここで図８（ｅ）を参照すると、モードIIのフライバック電流ｉ２が、この例ではモードIIIになっても残留している（図１１には示していない）が、これは必ず残留するとは限らない。

＜モードIVの動作＞
図１２は、モードIVにおける電流をそれぞれ示している。モードIVにおける回路動作は、上述したモードIIにおける回路動作とほぼ対称的になり、実質的に同じである。

図１２に示すように、モードIVは、一次側では電流が流れず、二次側ではモードIIにおける電流ｉ２と対称的な電流ｉ５が、以下の第５の電流路を通って流れる（図８（ｆ）参照）。
・ダイオードＤ６→二次コイルＮ４→ダイオードＤ４→出力端ｐ
電流ｉ５は、フライバック方式電源におけるフライバック電流に相当し、入力電圧の大きさに関わらず流れるので力率改善に寄与する。電流ｉ５はトランスＴ２に生じる大きな逆起電圧により流れるので、次の周期のモードＩにおいても残留する場合がある（図８（ｆ）参照）が、これは必ず残留するものではない。

同時にモードIVでは、リアクトルＬの逆起電圧により、モードIIにおける電流ｉ３と対称的な電流ｉ６が、以下の第６の電流路を通って流れる（図８（ｇ）参照）。
・ダイオードＤ５→二次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端ｐ
電流ｉ６は、モードIIIのフォワード電流ｉ４の転流電流に相当する。リアクトルＬに転流電流ｉ６が流れることにより、モードIIIでリアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーが放出される。ダイオードＤ６は、フリーホイーリングダイオードの役割を果たす。モードIIIにおいて入力電圧が小さいために電流ｉ４が流れないときは、電流ｉ６も流れない。

電流ｉ５および電流ｉ６は、合流して負荷（図示せず）に供給され、出力端ｎに戻る。

図８のタイミング図に示すように、電流ｉ２、ｉ５および電流ｉ３、ｉ６のように次第に減少していく電流の持続時間は、回路定数や負荷電流の大きさにより決定される。

＜第２の実施形態の特徴＞
第２の実施形態の力率改善コンバータでは、入力電圧の大きさに関わらず（入力電圧が小さいときでも）、モードIIおよびモードIVのフライバック電流ｉ２、ｉ５が流れることができる。入力電圧が十分大きいときは、フライバック電流ｉ２、ｉ５に加えて、モードＩおよびモードIIIにおいてフォワード電流ｉ１、ｉ４が流れることができ、モードIIおよびモードIVにおいてさらに転流電流ｉ３、ｉ６が流れることができる。

第２の実施形態の力率改善コンバータは、絶縁用のトランスＴ１、Ｔ２とは別に、外付けのリアクトルを設けている。これにより、第１の実施形態のように一方のトランスを流れるフォワード電流が他方のトランスに流れないので、他方のトランスが磁気飽和を起こし難い。また、トランスＴ１、Ｔ２は入力される電力を変換する必要があるため、ある程度大きなインダクタンスが必要であるのに対し、リアクトルＬはインダクタンスを比較的小さくできる。その結果、大きな出力を得ることができる。

さらに、トランスからリアクトルＬへとフォワード電流が流れることにより、当該トランス自身も磁束の上昇が抑制され、磁気飽和し難くなる。

さらに、フォワードおよびフライバックの双方の動作を含むので、トランスの利用効率が高くなる。

（３）第３の実施形態
（３−１）回路構成
図１３を参照して本発明の第３の実施形態の回路構成を説明する。第３の実施形態は、トランスＴ１、Ｔ２の一次側の構成に関する。第３の実施形態は、上述した第１の実施形態または第２の実施形態のトランスＴ１、Ｔ２の二次側の構成と組み合わせて適用することができる。

トランスＴ１、Ｔ２の一次コイルと二次コイルの結合度が１未満であると、トランス作用におけるリーケージインダクタンスが大きくなる。その場合、リーケージインダクタンスが小さい場合に比べて一次コイルの電流が遮断したときの逆起電圧が大きくなる。すなわち、より大きな電圧が一次コイルの終端に生じ、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に印加される。このため、通常はスナバ回路等が設けられる。しかしながら一般的なスナバ回路は、損失が大きい。本発明の第３の実施形態は、トランスＴ１、Ｔ２の一次コイルの逆起電圧を抑制するための回路構成を提供する。

図１３は、第３の実施形態の回路構成を示す。図１３では、入力交流電圧と、全波整流回路ＤＢも示している。入力端１、２の間にコンデンサＣ１が接続されている。

入力端１と一次コイルＮ１の始端との間にスイッチング素子Ｑ３が接続され、入力端１と一次コイルＮ３の始端との間にスイッチング素子Ｑ４が接続されている。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は、一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ３は、ドレインが入力端１に接続され、ソースが一次コイルＮ１の始端に接続されている。スイッチング素子Ｑ４は、ドレインが入力端１に接続され、ソースが一次コイルＮ３の始端に接続されている。スイッチング素子Ｑ３はスイッチング素子Ｑ１と同じ電圧制御信号Ｖ_Ａにより導通または遮断を制御される。スイッチング素子Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ２と同じ電圧制御信号Ｖ_Ｂにより導通または遮断を制御される。電圧制御信号Ｖ_ＡとＶ_Ｂは、例えば図２（ａ）（ｂ）に示したように互いに１８０°位相の異なるＰＷＭ信号である。

さらに、一例としてダイオードＤ９である第９の整流要素が設けられ、そのアノードを一次コイルＮ１の終端に、そのカソードを入力端１に接続されている。また、一例としてダイオードＤ１０である第１０の整流要素が設けられ、そのアノードを一次コイルＮ３の終端に、そのカソードを入力端１に接続されている。

さらに、一例としてダイオードＤ１１である第１１の整流要素が設けられ、そのアノードを入力端２に、そのカソードを一次コイルＮ１の始端に接続されている。また、一例としてダイオードＤ１２である第１２の整流要素が設けられ、そのアノードを入力端２に、そのカソードを一次コイルＮ３の始端に接続されている。

（３−２）回路動作
図１４〜図１７を参照して、図１３の回路の動作を説明する。
図１４は、モードIIの開始時の状態を示している。モードIIの開始時には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３が導通状態から遮断状態に移行する。これにより一次コイルＮ１において、始端が低電位、終端が高電位の逆起電圧が生じる。この逆起電圧により、以下の第７電流路を通ってコンデンサＣ１の充電電流ｉＣが流れる。
・入力端２→ダイオードＤ１１→一次コイルＮ１→ダイオードＤ９→コンデンサＣ１

これにより、逆起電圧を生じるトランスＴ１の磁気エネルギーがコンデンサＣ１に運ばれ蓄積されることになる。この結果、一次コイルＮ１の逆起電圧のスパイクが抑制される。その結果、スイッチング素子Ｑ１に印加される高電圧が緩和される。

図１５は、モードIIIの開始時の状態を示している。モードIIIの開始時には、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４が遮断状態から導通状態に移行する。これにより、一次コイルＮ３に入力電圧が印加され、入力電流ｉＢが流れる。

同時に、コンデンサＣ１から放電電流ｉＤが以下の第８の電流路を通って流れる。
・コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４→一次コイルＮ３→スイッチング素子Ｑ２→入力端２
これにより、コンデンサＣ１に蓄積されていたエネルギーがトランスＴ２に運ばれ、二次側への電力伝達に寄与することができる。

図１６は、モードIVの開始時の状態を示している。モードIIと実質的に同じ動作であるが、モードIIのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３に替えてモードIVではスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４が導通状態から遮断状態に移行する。この場合、一次コイルＮ３に生じる逆起電圧により、以下の第９の電流路を通ってコンデンサＣ１の充電電流ｉＣが流れる。
・入力端２→ダイオードＤ１２→一次コイルＮ３→ダイオードＤ１０→コンデンサＣ１

図１７は、一例としてモードＩの開始時の状態を示している。モードIIIと実質的に同じ動作であるが、モードIIIのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４に替えてモードＩではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３が遮断状態から導通状態に移行する。これにより、一次コイルＮ１に入力電圧が印加され、入力電流ｉＡが流れる。

同時に、コンデンサＣ１から放電電流ｉＤが以下の第１０の電流路を通って流れる。
・コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ３→一次コイルＮ１→スイッチング素子Ｑ１→入力端２
これにより、コンデンサＣ１に蓄積されていたエネルギーがトランスＴ１に運ばれ、二次側への電力伝達に寄与することができる。

（４）その他の実施形態
上述した実施形態おいて、スイッチング部におけるスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外にＩＧＢＴまたはバイポーラトランジスタでもよい。

上述した各実施形態おいて、各ダイオードは、一方向への電流を導通可能でありかつ逆方向の電流を遮断する整流要素の一例である。従って、同様の整流機能を有する他の素子または回路に置き換えることができる。

以上に説明した本発明の絶縁型力率改善コンバータは、図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。

１、２ 入力端
ｐ 第１の出力端（正の出力端）
ｎ 第２の出力端（接地端）
Ｔ１、Ｔ２ トランス
Ｎ１、Ｎ３ 一次コイル
Ｎ２、Ｎ４ 二次コイル
Ｌ リアクトル
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９、Ｄ１０、Ｄ１１、Ｄ１２ ダイオード
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｃ１ コンデンサ

Claims (7)

1. 各一次コイルに入力電圧をそれぞれ印加可能な第１のトランスおよび第２のトランスと、
   前記入力電圧により前記第１のトランスの一次コイルに流れる電流が導通又は遮断するように制御される第１のスイッチング素子と、
   前記入力電圧により前記第２のトランスの一次コイルに流れる電流が導通又は遮断するように制御される第２のスイッチング素子と、
   前記第１および第２のトランスの二次側に設けられた共通の第１の出力端および第２の出力端と、
   前記第１のトランスの一次コイルの電流が導通したときにその二次コイルに流れ得る第１のフォワード電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第１の電流路と、
   前記第１のトランスの一次コイルの電流が遮断したときにその二次コイルに流れる第１のフライバック電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第２の電流路と、
   前記第１のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに流れ得る第１の転流電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第３の電流路と、
   前記第２のトランスの一次コイルの電流が導通したときにその二次コイルに流れ得る第２のフォワード電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第４の電流路と、
   前記第２のトランスの一次コイルの電流が遮断したときにその二次コイルに流れる第２のフライバック電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第５の電流路と、
   前記第２のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに流れ得る第２の転流電流を前記第１および第２の出力端へと出力するための第６の電流路とを備えたことを特徴とする力率改善コンバータ。
2. 前記第２の出力端から前記第１のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第１の整流要素と、
   前記第２の出力端から前記第２のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第２の整流要素と、
   前記第１のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第３の整流要素と、
   前記第２のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第４の整流要素と、
   前記第２の出力端から前記第１および第２のトランスの各二次コイルの始端への電流を導通可能に接続された第５の整流要素と、を有することを特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ。
3. 前記第１の電流路が、前記第１の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
   前記第２の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素と、を含み、
   前記第３の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
   前記第４の電流路が、前記第２の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素と、を含み、
   前記第５の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
   前記第６の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素とを含むことを特徴とする請求項２に記載の力率改善コンバータ。
4. 前記第１の出力端に一端が接続されたリアクトルと、
   前記第２の出力端から前記第１のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第１の整流要素と、
   前記第２の出力端から前記第２のトランスの二次コイルの終端への電流を導通可能に接続された第２の整流要素と、
   前記第１のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第３の整流要素と、
   前記第２のトランスの二次コイルの終端から前記第１の出力端への電流を導通可能に接続された第４の整流要素と、
   前記第２の出力端から前記第１および第２のトランスの各二次コイルの始端への電流を導通可能にそれぞれ接続された第５および第６の整流要素と、
   前記第１および第２のトランスの各二次コイルの始端から前記リアクトルの他端への電流を導通可能にそれぞれ接続された第７および第８の整流要素と、
   を有することを特徴とする請求項１に記載の力率改善コンバータ。
5. 前記第１の電流路が、前記第１の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第７の整流要素と、前記リアクトルとを含み、
   前記第２の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第１のトランスの二次コイルと、前記第３の整流要素と、を含み、
   前記第３の電流路が、前記第５の整流要素と、前記第７の整流要素と、前記リアクトルとを含み、
   前記第４の電流路が、前記第２の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第８の整流要素と、前記リアクトルとを含み、
   前記第５の電流路が、前記第６の整流要素と、前記第２のトランスの二次コイルと、前記第４の整流要素とを含み、
   前記第６の電流路が、前記第６の整流要素と、前記第８の整流要素と、前記リアクトルとを含むことを特徴とする請求項４に記載の力率改善コンバータ。
6. 前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子が、２つの異なる制御信号の各々によりそれぞれオンオフ制御されることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の力率改善コンバータ。
7. 入力電圧が入力される一対の入力端の間に接続されたコンデンサと、
   前記第１のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに当該一次コイルに生じる逆起電圧により前記コンデンサを充電する充電電流を流すための第７の電流路と、
   前記第２のトランスの一次コイルの電流が導通したときに前記コンデンサから放電される放電電流を当該一次コイルに流すための第８の電流路と、
   前記第２のトランスの一次コイルの電流が遮断したときに当該一次コイルに生じる逆起電圧により前記コンデンサを充電する充電電流を流すための第９の電流路と、
   前記第１のトランスの一次コイルの電流が導通したときに前記コンデンサから放電される放電電流を当該一次コイルに流すための第１０の電流路とをさらに有することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の力率改善コンバータ。

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