JP2006191711A - 直流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路の簡単化と損失の低減による高効率化と小型化とを図る。
【解決手段】直流電源Ｖｄｃ１の直流電圧をトランスＴ２の１次巻線５ａを介してオン／オフして高周波電圧に変換するスイッチＱ１と、１次巻線の両端に接続されたスイッチＱ２とクランプコンデンサＣ２との直列回路と、２次巻線５ｂの高周波電圧を同期整流する同期整流回路Ｑ４，Ｑ５と、同期整流回路の整流出力を平滑リアクトルＬｏと平滑コンデンサＣｏとで平滑する平滑回路と、軽負荷時の同期整流回路の電流の逆流により、平滑リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーをダイオードＤ５を介して蓄えるコンデンサＣ５と、スイッチＱ２と同期してオンし、コンデンサＣ５に蓄えられたエネルギーをトランスを介して１次側のクランプコンデンサＣ２に帰還させるスイッチＱ５と、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフさせる制御回路１０ａとを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、高効率、小型なＤＣ／ＤＣコンバータ等の直流変換装置に関するものである。

図１２に従来の直流変換装置の回路構成図を示す。図１２に示す直流変換装置では、損失を低減するために、トランスの２次側（出力側）にオン抵抗の小さいＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等からなる同期整流器が用られている。

図１２において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１が接続され、このスイッチＱ１の両端には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との直列回路が接続されている。トランスＴ１の１次巻線５ａの両端には、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２との直列回路が接続され、コンデンサＣ２の両端には抵抗Ｒ２が接続されている。スイッチＱ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。

また、トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ３とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴ１の２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ４のゲートに接続され、トランスＴ１の２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ３のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ３が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ４が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。この同期整流回路は、スイッチＱ１のオン／オフに同期してトランスＴ１の２次巻線５ｂに発生した電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流して出力する。

また、スイッチＱ３の両端には平滑リアクトルＬｏと平滑コンデンサＣｏとが直列に接続され、平滑回路を構成している。この平滑回路は、同期整流回路の整流出力を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路１０は、スイッチＱ１をオンオフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

次に、このように構成された直流変換装置の動作を図１３に示す軽負荷時のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１３において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｑ３ｉはスイッチＱ３のドレイン電流、Ｑ４ｉはスイッチＱ４のドレイン電流、Ｑ３ｖはスイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲート電圧信号を示している。

まず、重負荷時の動作を説明する。ゲート電圧信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と電流Ｑ１ｉが流れる。この電流Ｑ１ｉは時間とともに直線的に増加していく。

また、このとき、トランスＴ１の２次巻線５ｂにも電圧が発生するため、スイッチＱ４がオンし、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ４→５ｂと電流Ｑ４ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。電流Ｑ４ｉは時間とともに直線的に増加していく。このとき、平滑リアクトルＬｏにはＬｏ（Ｉｏ）²／２のエネルギーが蓄えられる。Ｉｏは平滑リアクトルＬｏに流れる電流である。

次に、スイッチＱ１がオフすると、トランスＴ１の２次巻線５ｂの電圧は、逆電圧となるため、スイッチＱ４はオフとなり、スイッチＱ３がオンとなる。このため、平滑リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーにより、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ３→Ｌｏと電流Ｑ３ｉが流れて、引き続き負荷ＲＬに電力が供給される。

次に、スイッチＱ１がオンすると、２次巻線５ｂの電圧は再度逆転して、スイッチＱ４がオンし、スイッチＱ３がオフとなり、同様に動作する。この状態を平滑リアクトルＬｏの電流が連続的に同方向に流れるため、連続モードと呼ぶ。

一方、負荷電流が減少した場合（軽負荷時）には、スイッチＱ１がオフした時（例えば時刻ｔ_３２）の平滑リアクトルＬｏの電流は、スイッチＱ１のオフ期間中にゼロとなるが、引き続きスイッチＱ３がオン状態である。このため、平滑コンデンサＣｏに蓄積された電荷が放電し、Ｃｏ→Ｌｏ→Ｑ３→Ｃｏと電流が流れて、平滑リアクトルＬｏにエネルギーが蓄えられる。

次に、時刻ｔ_３３（時刻ｔ_３１も同じ）において、スイッチＱ１がオンすると、スイッチＱ４がオンし、スイッチＱ３がオフする。このため、平滑リアクトルＬｏの電流は、Ｌｏ→５ｂ→Ｑ４→Ｃｏ→Ｌｏで流れる。このため、エネルギーがトランスＴ１の１次巻線５ａを介して、１次側（入力側）の直流電源Ｖｄｃ１に帰還される。

なお、従来のスイッチング電源装置の関連技術として、例えば特許文献１が知られている。

特開２００２−１０６３６号公報

このように、図１２に示す従来の直流変換装置や特許文献１に記載のスイッチング電源装置にあっては、同期整流を適用する場合に、平滑リアクトルＬｏの電流が連続する重負荷状態では、損失も少なく軽快に機能する。

しかしながら、図１３に示すような軽負荷状態では、平滑リアクトルＬｏの電流は、連続的とならず、帰還モード時に逆流し、スイッチＱ３がオフ時に、平滑リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーが、スイッチＱ４とトランスＴ１を介して、入力側の直流電源Ｖｄｃ１に帰還される。

このとき、スイッチＱ４のオンのタイミングが遅延したり、トランスＴ１のリーケージインダクタンスが大きい場合には、図１３に示すように、大きなスパイク電圧ＳＰが発生し、素子（同期整流器）を破壊する。

この対策として、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２とのアブソーバ等のスパイク電圧吸収回路を装着していた。また、逆電流を検出して、同期整流を停止させたり、あるいは、耐圧の高い素子を用いたりしていた。このため、回路が複雑化するとともに損失が増大していた。

本発明は、回路の簡単化と損失の低減による高効率化と小型化とを図ることができる直流変換装置を提供することにある。

本発明は、前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線を介してオン／オフすることにより高周波電圧に変換する第１スイッチと、前記トランスの１次巻線の両端又は前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された直列回路と、前記トランスの２次巻線に発生する高周波電圧を同期整流する同期整流回路と、この同期整流回路の整流出力を平滑リアクトルと平滑コンデンサとで平滑して直流電圧を出力する平滑回路と、軽負荷時の前記同期整流回路の電流の逆流により、前記平滑リアクトルに蓄えられたエネルギーをダイオードを介して蓄えるコンデンサと、前記第２スイッチと同期してオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスを介して１次側の前記クランプコンデンサに帰還させる第３スイッチと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路とを有することを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の直流変換装置において、前記平滑リアクトルは、前記トランスの補助巻線からなり、前記トランスの２次巻線は、前記トランスの１次巻線と密結合させて巻回され、前記トランスの補助巻線は、前記１次巻線と疎結合させて巻回されることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２記載の直流変換装置において、前記トランスの２次巻線の巻数と補助巻線の巻数とは同数であり、前記２次巻線は、前記トランスの１次巻線に対して逆相に巻回され、前記補助巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記トランスの２次巻線に直列に接続された前記トランスの３次巻線を有し、前記第３スイッチは、前記第２スイッチがオンした時に前記トランスの３次巻線に発生する電圧によりオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスを介して１次側の前記クランプコンデンサに帰還させることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項４記載の直流変換装置において、前記トランスの３次巻線は、前記トランスの１次巻線に対して逆相に巻回されていることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記第３スイッチのオン時間を前記第２スイッチのオン時間より短く設定するオン時間設定手段を有することを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記同期整流回路は、前記トランスの２次巻線の一端と前記平滑コンデンサの一端とに接続された同期整流素子と整流素子との並列回路を有し、前記２次巻線の一端と前記整流素子のカソードとの接続点と前記コンデンサの一端とに接続された第２ダイオードは、前記整流素子のリカバリ時に、リカバリによるエネルギーをこの第２ダイオードを介して前記コンデンサに吸収させることを特徴とする。

本発明によれば、軽負荷時に電流の逆流により平滑リアクトルに蓄えられるエネルギーをダイオードを介してコンデンサに蓄え、第２スイッチのオンに同期してオンする第３スイッチによりエネルギーを損失なく１次側のクランプコンデンサに帰還させることによりスパイク電圧を除去することができる。これにより、同期整流器に使用する素子の耐圧が減少し、低耐圧の素子を使用できる。また、サージアブソーバー等の損失を招く回路が不要となり、損失を低減できる。従って、直流変換装置の高効率化と小型化を図ることができる。

以下、本発明の直流変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。実施の形態の直流変換装置は、軽負荷時に電流の逆流により平滑リアクトルに蓄えられるエネルギーをダイオードを介してコンデンサに蓄え、第２スイッチのオンに同期してオンする第３スイッチによりエネルギーを損失なく１次側のクランプコンデンサに帰還させることによりスパイク電圧を除去したことを特徴とする。また、同期整流回路に設けられた整流素子のリカバリにより生じるスパイク電圧を抑制することを特徴とする。

図１は実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴ２の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介して第１スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１が接続され、このスイッチＱ１の両端にはダイオードＤ１とコンデンサＣ１とが並列に接続されている。このダイオードＤ１とコンデンサＣ１とはスイッチＱ１の寄生ダイオードと寄生容量であってもよい。

トランスＴ２の１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点には第２スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ２の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はクランプコンデンサＣ２を介して直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はクランプコンデンサＣ２を介して直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されていてもよい。

トランスＴ２の２次巻線５ｂの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ３とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ４とが直列に接続されている。トランスＴ２の２次巻線５ｂの一端（●側）は、スイッチＱ４のゲートに接続され、トランスＴ２の２次巻線５ｂの他端は、スイッチＱ３のゲートに接続されている。スイッチＱ３にはダイオードＤ３が並列に接続され、スイッチＱ４にはダイオードＤ４が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。この同期整流回路は、スイッチＱ１のオン／オフに同期してスイッチＱ３，Ｑ４がオンオフすることでトランスＴ２の２次巻線５ｂに発生した電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流して出力する。

スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ２が並列に接続されている。ダイオードＤ２はスイッチＱ２の寄生ダイオードであってもよい。スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０ａのＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。

トランスＴ２は、１次巻線５ａと、この１次巻線５ａと密結合で且つ同相電圧が発生するように巻回された２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）と、１次巻線５ａと密結合で且つ逆相電圧が発生するように巻回された３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）とを有し、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとは直列に接続されている。

ここで、３次巻線５ｃの逆相電圧とは、スイッチＱ１がオン時にスイッチＱ５がオフし、スイッチＱ１がオフ時にスイッチＱ５がオンするように、３次巻線５ｃが１次巻線５ａに対して巻回されていることである。

ダイオードＤ５のアノードは、２次巻線５ｂの一端とダイオードＤ３のカソードと平滑リアクトルＬｏの一端に接続されている。ダイオードＤ５のカソードはコンデンサＣ５の一端に接続され、コンデンサＣ５の他端は、平滑コンデンサＣｏの一端とダイオードＤ３，Ｄ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ５のカソードとコンデンサＣ５の一端との接続点は、第３スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ５の一端（ドレイン）とダイオードＤ６のカソードに接続され、スイッチＱ５の他端（ソース）とダイオードＤ６のアノードとは、２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとの接続点とダイオードＤ４のカソードに接続されている。スイッチＱ５のゲートは、オン時間設定手段としての波形整形回路１１を介して３次巻線５ｃの一端（●側でない側）に接続されている。

ダイオードＤ６は、スイッチＱ５のドレイン−ソースの両端に接続されている。このダイオードＤ６は、ダイオードＤ４のリカバリ時におけるスパイク電圧によるエネルギーをコンデンサＣ５に吸収することでスパイク電圧を抑制するために設けられている。即ち、ダイオードＤ４のリカバリ時にはＤ３→５ｂ→Ｄ４→Ｄ３とリカバリ電流が流れるが、Ｄ３→５ｂ→Ｄ６→Ｃ５→Ｄ３と電流を流すことでダイオードＤ４のリカバリ時のスパイク電圧を抑制する。

波形整形回路１１は、トランスＴ２の３次巻線５ｃに発生する電圧の波形を整形して、スイッチＱ５のゲートへのドライブ電圧をスイッチＱ２のオン時間より短く設定する。図２に波形整形回路１１の一例を示す。この波形整形回路１１は、一端が３次巻線５ｃに接続され他端がスイッチＱ５のゲートに接続された抵抗ＲＴと、この抵抗ＲＴの他端と接地との間に接続されたコンデンサＣＴとの時定数回路からなる。

この抵抗ＲＴとコンデンサＣＴとの時定数回路は、図３に示すように、入力された３次巻線５ｃの矩形電圧波形Ｖ_ｎ３に対して、コンデンサＣＴの両端電圧Ｖ_ＣＴの波形を直線的に上昇させ、この電圧をスイッチＱ５のゲートに印加することにより、スイッチＱ５のゲートの第１スレッショルド電圧Ｖ_ＴＨ１以上で且つ第２スレッショルド電圧Ｖ_ＴＨ２以下の部分のみスイッチＱ５をオンさせる。

制御回路１０ａは、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

また、制御回路１０ａは、スイッチＱ１をターンオンするときに、スイッチＱ１の電圧がスイッチＱ１と並列に接続されたコンデンサＣ１とトランスＴ２の１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンス（図示せず）との共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスイッチＱ１をオンさせる。

次に、このように構成された実施例１の直流変換装置の動作を図４に示す軽負荷時のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図４において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、Ｄ５ｉはダイオードＤ５に流れるドレイン電流、Ｑ５ｖはスイッチＱ５のドレイン−ソース間電圧、Ｑ５ｉはスイッチＱ５のドレイン電流、Ｑ３ｖはスイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲート電圧信号、Ｑ２ｇはスイッチＱ２のゲート電圧信号、Ｑ５ｇはスイッチＱ５のゲート電圧信号を示している。

まず、スイッチＱ２がターンオフすると、トランスＴ２の１次及び２次巻線間のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが低下していく。そして、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖがゼロ電圧でスイッチＱ１をオンすると、スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチが実現される。

次に、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１と電流Ｑ１ｉが流れる。このとき、トランスＴ２の２次巻線５ｂにも電圧が発生するため、スイッチＱ４がオンし、５ｂ→Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ４→５ｂと電流Ｑ４ｉ（図示せず）が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。このとき、平滑リアクトルＬｏにはＬｏ（Ｉｏ）²／２のエネルギーが蓄えられる。Ｉｏは平滑リアクトルに流れる電流である。

次に、スイッチＱ１がターンオフすると、１次巻線５ａに蓄えられた励磁エネルギーにより電流が流れてコンデンサＣ１が充電される。このとき、トランスＴ２の１次及び２次巻線間のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ１とにより共振し、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。

そして、スイッチＱ１の電位がクランプコンデンサＣ２の電位と同電位となったとき、ダイオードＤ２が導通して、クランプコンデンサＣ２が充電されていく。このとき、スイッチＱ２をオンさせることによりスイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。また、トランスＴ２の２次巻線５ｂの電圧は、逆電圧となるため、スイッチＱ４はオフとなり、スイッチＱ３がオンとなる。このため、平滑リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーにより、Ｌｏ→Ｃｏ→Ｑ３→Ｌｏと電流Ｑ３ｉ（図示せず）が流れて、引き続き負荷ＲＬに電力が供給される。

次に、スイッチＱ２がオンすると、Ｃ２→Ｑ２→５ａ→Ｃ２の経路で１次巻線５ａにエネルギーが帰還される。

一方、負荷電流が減少した場合（軽負荷時）には、スイッチＱ１がオフした時（例えば時刻ｔ_２）の平滑リアクトルＬｏの電流は、スイッチＱ１のオフ期間中にゼロとなるが、引き続きスイッチＱ３がオン状態である。このため、平滑コンデンサＣｏに蓄積された電荷が放電し、Ｃｏ→Ｌｏ→Ｑ３→Ｃｏと電流が流れて、平滑リアクトルＬｏにエネルギーが蓄えられる。

次に、時刻ｔ_３（時刻ｔ_１も同じ）において、スイッチＱ２がオフし、スイッチＱ１がオンすると、スイッチＱ３がオフし、スイッチＱ４がオンする。このため、平滑リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ５を介してコンデンサＣ５に蓄えられる。即ち、ダイオードＤ５がオンして、エネルギーがコンデンサＣ５に蓄えられるため、スパイク電圧は、吸収される。

次に、時刻ｔ_４（時刻ｔ_２も同じ）において、スイッチＱ１がオフし、スイッチＱ２がオンすると、トランスＴ２の２次巻線５ｂの一端の電圧がスイッチＱ３のゲートに印加されてスイッチＱ３がオンする。

また、波形整形回路１１は、トランスＴ２の３次巻線５ｃの一端に発生した電圧に基づき、スイッチＱ２がオン時した後の時刻ｔ_４１〜ｔ_４２（時刻ｔ_２１〜ｔ_２２も同じ）において、スイッチＱ５のゲートにゲート電圧信号Ｑ５ｇを印加してスイッチＱ５をオンさせる。このため、コンデンサＣ５のエネルギーは、Ｃ５→Ｑ５→５ｂ→Ｄ３→Ｃ５と放出される（ダイオードＤ３は、平滑リアクトルＬｏにより電流が流れているため、短絡状態である。）。このため、トランスＴ２の１次巻線５ａに電圧が誘起される。

１次巻線５ａに誘起された電圧により、５ａ→Ｑ２（Ｄ２）→Ｃ２→５ａと電流が流れてクランプコンデンサＣ２が充電される。さらに、クランプコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、トランスＴ２の励磁インダクタンスに移動し、スイッチＱ１がオンした時に直流電源Ｖｄｃ１に帰還される。

図４に示すように、スイッチＱ２のオン期間中（ゲート電圧信号Ｑ２ｇがＨレベルの期間中）で且つスイッチＱ５のオン期間（例えば、時刻ｔ_２１〜ｔ_２２や時刻ｔ_４１〜ｔ_４２）に、電流Ｑ５ｉが流れ、トランスＴ２の１次側のクランプコンデンサＣ２に帰還していることがわかる。エネルギーの帰還量は、スイッチＱ５のオン期間で決定されるため、スイッチＱ５のオン期間を調整することにより、帰還量を調整することができる。

また、図４に示すように、スイッチＱ３の電圧Ｑ３ｖは、クランプされてスパイク電圧は発生しない。このため、スイッチＱ３の耐圧を低くすることができる。従って、オン抵抗の低い素子が使用できることにより、さらに損失を低減することができる。

このように、実施例１のアクティブクランプによる共振型の直流変換装置によれば、トランスＴ２の１次及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを大きくし、このリーケージインダクタンスとコンデンサＣ１との共振を利用してスイッチＱ１，Ｑ２のゼロ電圧スイッチを実現しているため、このリーケージインダクタンスにより、スパイク電圧の発生はより顕著となるが、軽負荷時に電流の逆流により平滑リアクトルＬｏに蓄えられるエネルギーをダイオードＤ５を介してコンデンサＣ５に蓄え、スイッチＱ２のオンに同期してオンするスイッチＱ５によりエネルギーを損失なくトランスＴ２の１次側のクランプコンデンサＣ２に帰還させることによりスパイク電圧を除去することができる。これにより、整流素子の耐圧が減少し、低耐圧の素子の使用により、オン抵抗を減少できる。また、スパイク電圧防止用のＣ−Ｒアブソーバも除去できるため、回路を簡単化できる。

図５は同期整流回路のみの場合における直流変換装置の重負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。図６は実施例１の場合における直流変換装置の重負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。図５に示すように、スイッチＱ３の両端にスパイク電圧ＳＰが発生している。図６に示す実施例１では、発生するスパイク電圧は、ダイオードＤ５により、コンデンサＣ５の電圧にクランプされるため、抑制できる。また、ダイオードＤ６により、ダイオードＤ４のリカバリ時におけるスパイク電圧によるエネルギーをコンデンサＣ５に吸収することで、スパイク電圧を抑制することができる。このため、スイッチＱ３及びダイオードＤ３は、低耐圧の素子が使用でき、損失を低減することができる。同様に、スイッチＱ４及びダイオードＤ４も低耐圧の素子が使用できる。

また、波形整形回路１１は、第１スレッショルド電圧Ｖ_ＴＨ１以上で且つ第２スレッショルド電圧Ｖ_ＴＨ２以下の部分のみスイッチＱ５をオンさせる。即ち、スイッチＱ５のオン時間をスイッチＱ２のオン時間より短く設定しているので、重負荷時のスイッチＱ５の電流を減少させることができる。なお、第２スレッショルド電圧Ｖ_ＴＨ２を調整することにより、スイッチＱ５のオン期間を調整することができる。

図７は実施例２の直流変換装置の回路構成図である。図７に示す実施例２の直流変換装置は、図１に示す実施例１の直流変換装置に対して、波形整形回路１１を削除した点のみが異なる。図７に示すその他の構成は、図１に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細は省略する。

このような実施例２の直流変換装置にあっても、実施例１の直流変換装置と同様な効果が得られる。

図８は実施例３の直流変換装置の回路構成図である。図８に示す実施例３の直流変換装置は、図１に示す実施例１の直流変換装置に対して、トランスＴ３が１次巻線５ａ乃至４次巻線５ｄ（巻数ｎ４、本発明の補助巻線に対応）を有し、１次巻線５ａと４次巻線５ｄとを疎結合させ、１次巻線５ａと２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃとを密結合させている点が相違し、スイッチＱ１がオン時には、動作状態でのトランスＴ３の直流励磁を、１次巻線５ａと４次巻線５ｄとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルし、また、スイッチＱ１がオフ時には、動作状態でのトランスＴ３の直流励磁を、２次巻線５ｂと４次巻線５ｄとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルし、励磁インダクタンスを高くして、励磁電流が少なく損失を低減させることを特徴とする。

４次巻線５ｄは、図１に示す平滑リアクトルＬｏに対応した位置に設けられている。トランスＴ３の２次巻線５ｂの巻数とトランスＴ３の４次巻線５ｄの巻数とは同数となっている。トランスＴ３の２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃは、トランスＴ３の１次巻線５ａに対して逆相に巻回され、トランスＴ３の４次巻線５ｄは、トランスＴ３の１次巻線５ａと同相に巻回されている。

ここで、３次巻線５ｃの逆相電圧とは、スイッチＱ１がオン時にスイッチＱ５がオフし、スイッチＱ１がオフ時にスイッチＱ５がオンするように、３次巻線５ｃが１次巻線５ａに対して巻回されていることである。

また、ダイオードＤ５のアノードは、２次巻線５ｂとダイオードＤ４のカソードとの接続点とスイッチＱ４の一端（ドレイン）とスイッチＱ３のゲートに接続され、ダイオードＤ５のカソードは、コンデンサＣ５を介してダイオードＤ４のアノードとダイオードＤ３のアノードと平滑コンデンサＣｏの一端に接続されている。ダイオードＤ５とコンデンサＣ５との接続点は、スイッチＱ５の一端（ドレイン）とダイオードＤ６のカソードとに接続され、スイッチＱ５の他端（ソース）とダイオードＤ６のアノードとは４次巻線５ｄの一端とダイオードＤ３のカソードとに接続されている。スイッチＱ５のゲートは、波形整形回路１１を介して３次巻線５ｃの一端（●側でない側）に接続されている。

図８に示すその他の構成は、図１に示す構成と同一であり、同一部分には同一符号を付し、その詳細は省略する。

図９は実施例３の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。図９に示すトランスは、日の字型のコア２０を有し、コア２０のコア部２０ａには、１次巻線５ａと、１次巻線５ａと近接して１次巻線５ａと密結合させた２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃと、１次巻線５ａと疎結合させた４次巻線５ｄとが巻回されている。１次巻線５ａと４次巻線５ｄとを疎結合させるために、コア部２０ａには２次巻線５ｂ及び３次巻線５ｃと４次巻線５ｄとの間に突起部２０ｂが形成されている。また、この突起部２０ｂにより漏れ磁束が増加するので、４次巻線５ｄのリーケージインダクタンスを大きくすることができる。

次にこのように構成された実施例３の直流変換装置の動作を図１０に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

なお、図１０では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、ダイオードＤ２に流れる電流Ｄ２ｉ、トランスＴ３の４次巻線５ｄに流れる電流ｎ４ｉを示している。

まず、重負荷時の動作を説明する。時刻ｔ_１において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ１→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流Ｑ１ｉ（１次巻線５ａに流れる電流Ｉ１に相当）が流れる。また、これと同時に１次巻線５ａに疎結合した４次巻線５ｄにも電圧が発生し、５ｄ→Ｃｏ→Ｑ３→５ｄで電流ｎ４ｉ（電流Ｉ１に対応した電流Ｉ１´に相当）が流れるため、負荷ＲＬに電力が供給される。４次巻線５ｄは、１次巻線５ａと疎結合に結合され、大きなリーケージインダクタンスを有する。このとき、等アンペアターンの法則により、Ｉ１・ｎ１＝Ｉ１´・ｎ４が成立し、直流励磁分はキャンセルされる。

次に、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１をオフさせると、１次巻線５ａに蓄えられた励磁エネルギーにより電流が流れてコンデンサＣ１が充電される。このとき、トランスＴ３の１次巻線５ａのリーケージインダクタンス（図示せず）とコンデンサＣ１とにより電圧共振が形成されて、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが急激に上昇する。

そして、スイッチＱ１の電位がクランプコンデンサＣ２の電位と同電位となったとき、ダイオードＤ２が導通して、ダイオード電流Ｄ２ｉ（図１０に示す。）が流れてクランプコンデンサＣ２が充電されていく。このとき、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。

次に、クランプコンデンサＣ２への充電が完了し、クランプコンデンサＣ２へ蓄えられた電荷は、スイッチＱ２を介して１次巻線５ａに帰還される。このとき、１次巻線５ａの●有り側が−で●無し側が＋であるため、トランスＴ３の２次側でも、２次巻線５ｂの●有り側が−で●無し側が＋となり、４次巻線５ｄの●有り側が−で●無し側が＋となる。また、４次巻線５ｄのリーケージインダクタンス（図示せず）により、５ｂ→５ｄ→Ｃｏ→Ｑ４→５ｂで電流ｎ４ｉが流れ続ける。このため、負荷ＲＬにはスイッチＱ１がオン時でもオフ時でも電流が流れることになり、平滑コンデンサＣｏのリップル電流を軽減できる。

また、トランスＴ３の２次巻線５ｂと４次巻線５ｄとは、巻数が同じで極性が逆であることから、両巻線５ｂ，５ｄの起磁力は打ち消されてゼロとなる。即ち、直流励磁分がキャンセルされる。

従って、トランスＴ３の１次側から見た２次側のインピーダンスは高くなり、時刻ｔ_３（時刻ｔ_１と同様）において、スイッチＱ２がオフした場合には、スイッチＱ２の電流は、ほとんどコンデンサＣ１を放電する。このため、スイッチＱ１の電位は降下してゼロとなり、ダイオードＤ１が導通する。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、ゼロ電圧スイッチを達成することができる。

一方、負荷電流が減少した場合（軽負荷時）には、スイッチＱ１がオフした時の４次巻線５ｄの電流は、スイッチＱ１のオフ期間中にゼロとなるが、引き続きスイッチＱ４がオン状態である。このため、平滑コンデンサＣｏに蓄積された電荷が放電し、Ｃｏ→５ｄ→５ｂ→Ｑ４→Ｃｏと電流が流れて、４次巻線５ｄにエネルギーが蓄えられる。

次に、スイッチＱ２がオフし、スイッチＱ４がオフする。このため、４次巻線５ｄに蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤ５を介してコンデンサＣ５に蓄えられる。即ち、ダイオードＤ５がオンして、エネルギーがコンデンサＣ５に蓄えられるため、スパイク電圧は、吸収される。

次に、波形整形回路１１は、トランスＴ３の３次巻線５ｃの一端に発生した電圧に基づき、スイッチＱ２がオン時した後（スイッチＱ２のオン期間中）において、スイッチＱ５のゲートにゲート電圧信号Ｑ５ｇを印加してスイッチＱ５をオンさせる。このため、コンデンサＣ５のエネルギーは、Ｃ５→Ｑ５→５ｂ→Ｑ４→Ｃ５と放出される。このため、トランスＴ３の１次巻線５ａに電圧が誘起される。

１次巻線５ａに誘起された電圧により、５ａ→Ｑ２（Ｄ２）→Ｃ２→５ａと電流が流れてクランプコンデンサＣ２が充電される。さらに、クランプコンデンサＣ２に蓄えられたエネルギーは、トランスＴ３の励磁インダクタンスに移動し、スイッチＱ１がオンした時に直流電源Ｖｄｃ１に帰還される。エネルギーの帰還量は、スイッチＱ５のオン期間で決定されるため、スイッチＱ５のオン期間を調整することにより、帰還量を調整することができる。

このため、スイッチＱ４の電圧Ｑ４ｖは、クランプされてスパイク電圧は発生しない。このため、スイッチＱ４の耐圧を低くすることができる。従って、オン抵抗の低い素子が使用できることにより、さらに損失を低減することができる。

このように実施例３の直流変換装置によれば、軽負荷時に電流の逆流により４次巻線５ｄに蓄えられるエネルギーをダイオードＤ５を介してコンデンサＣ５に蓄え、スイッチＱ２のオンに同期してオンするスイッチＱ５によりエネルギーを損失なくトランスＴ３の１次側のクランプコンデンサＣ２に帰還させることによりスパイク電圧を除去することができる。

また、ダイオードＤ６により、ダイオードＤ３のリカバリ時におけるスパイク電圧によるエネルギーをコンデンサＣ５に吸収することで、スパイク電圧を抑制することができる。このため、低耐圧の素子が使用でき、損失を低減することができる。

また、トランスＴ３の２次側に４次巻線５ｄを設け、１次巻線５ａと４次巻線５ｄとを疎結合させ、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとを密結合させ、スイッチＱ１がオン時には、動作状態でのトランスＴ３の直流励磁は、１次巻線５ａと４次巻線５ｄとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされ、また、スイッチＱ１がオフ時には、動作状態でのトランスＴ３の直流励磁は、２次巻線５ｂと４次巻線５ｄとにおいて同一で逆な起磁力によりキャンセルされる。このため、励磁インダクタンスを高くできるため、励磁電流が少なく損失も低減できる。また、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる。

図１１は実施例４の直流変換装置の回路構成図である。図１１に示す実施例４の直流変換装置は、図８に示す実施例３の直流変換装置に対して、波形整形回路１１を削除した点のみが異なる。図１１に示すその他の構成は、図８に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その詳細は省略する。

このような実施例４の直流変換装置にあっても、実施例３の直流変換装置と同様な効果が得られる。

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。

実施例１の直流変換装置の回路構成図である。 実施例１の直流変換装置に設けられた波形整形回路の一例を示す図である。 図２に示す波形整形回路の動作波形を示す図である。 実施例１の直流変換装置の軽負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。 同期整流回路のみの場合における直流変換装置の重負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１の場合における直流変換装置の重負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例２の直流変換装置の回路構成図である。 実施例３の直流変換装置の回路構成図である。 実施例３の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。 実施例３の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例４の直流変換装置の回路構成図である。 従来の直流変換装置の回路構成図である。 図１２に示す直流変換装置の軽負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖｄｃ１ 直流電源
１０，１０ａ 制御回路
Ｑ１〜Ｑ５ スイッチ
ＲＬ 負荷
Ｒ１，Ｒ２，ＲＴ 抵抗
Ｌｏ 平滑リアクトル
Ｃｏ 平滑コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ５，ＣＴ コンデンサ
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ トランス
５ａ １次巻線（ｎ１）
５ｂ ２次巻線（ｎ２）
５ｃ ３次巻線（ｎ３）
５ｄ ４次巻線（ｎ４）
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
１１ 波形整形回路
２０ コア
２０ａ コア部
２０ｂ 突起部

Claims (7)

1. 直流電源の直流電圧をトランスの１次巻線を介してオン／オフすることにより高周波電圧に変換する第１スイッチと、
   前記トランスの１次巻線の両端又は前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された直列回路と、
   前記トランスの２次巻線に発生する高周波電圧を同期整流する同期整流回路と、
   この同期整流回路の整流出力を平滑リアクトルと平滑コンデンサとで平滑して直流電圧を出力する平滑回路と、
   軽負荷時の前記同期整流回路の電流の逆流により、前記平滑リアクトルに蓄えられたエネルギーをダイオードを介して蓄えるコンデンサと、
   前記第２スイッチと同期してオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスを介して１次側の前記クランプコンデンサに帰還させる第３スイッチと、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路と、
   を有することを特徴とする直流変換装置。
2. 前記平滑リアクトルは、前記トランスの補助巻線からなり、
   前記トランスの２次巻線は、前記トランスの１次巻線と密結合させて巻回され、前記トランスの補助巻線は、前記１次巻線と疎結合させて巻回されることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
3. 前記トランスの２次巻線の巻数と補助巻線の巻数とは同数であり、前記２次巻線は、前記トランスの１次巻線に対して逆相に巻回され、前記補助巻線は、前記１次巻線と同相に巻回されていることを特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
4. 前記トランスの２次巻線に直列に接続された前記トランスの３次巻線を有し、
   前記第３スイッチは、前記第２スイッチがオンした時に前記トランスの３次巻線に発生する電圧によりオンし、前記コンデンサに蓄えられたエネルギーを前記トランスを介して１次側の前記クランプコンデンサに帰還させることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。
5. 前記トランスの３次巻線は、前記トランスの１次巻線に対して逆相に巻回されていることを特徴とする請求項４記載の直流変換装置。
6. 前記第３スイッチのオン時間を前記第２スイッチのオン時間より短く設定するオン時間設定手段を有することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置。
7. 前記同期整流回路は、前記トランスの２次巻線の一端と前記平滑コンデンサの一端とに接続された同期整流素子と整流素子との並列回路を有し、前記２次巻線の一端と前記整流素子のカソードとの接続点と前記コンデンサの一端とに接続された第２ダイオードは、
   前記整流素子のリカバリ時に、リカバリによるエネルギーをこの第２ダイオードを介して前記コンデンサに吸収させることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載の直流変換装置。

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