JP2010110114A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単で安価な回路で位相をずらした並列動作を実現するスイッチング電源装置。
【解決手段】直流電源の両端にスイッチング素子Q11とQ12が直列接続され、Q12の両端に補助巻線Na1を有するトランスT1aの一次巻線Np1とコンデンサCi1が直列接続され、トランスT1aの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備えた第1コンバータ3、直流電源の両端にスイッチング素子Q21とQ22が直列接続され、Q22の両端にトランスT2の一次巻線Np2とコンデンサCi2が直列接続され、トランスT2の二次巻線に発生した電圧を整流する第2整流回路を備えた第2コンバータ4、第1整流回路と第2整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路Co1、補助巻線に接続された共振リアクトルL1と共振コンデンサC1とからなる直列共振回路1の電流に応じてスイッチング素子Q21とQ22をオン／オフさせる制御回路11を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、簡単で安価なスイッチング電源装置に関する。

図１２は従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１２に示すスイッチング電源装置は、電流共振型スイッチング電源装置と呼ばれる方式で、例えば商用電源からの交流電圧を整流平滑した直流電圧を直流入力電圧Ｖｉｎとして入力する。直流入力電圧Ｖｉｎを供給する直流電源Ｖｉｎの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１１(第１スイッチング素子)とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１２(第２スイッチング素子)とが直列に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間（又はスイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間でも良い）には電圧共振コンデンサＣｖ１が接続されるとともに、共振リアクトルＬｒ１とトランスＴ１の一次巻線Ｎｐ１と電流共振コンデンサＣｉ１とからなる第１共振回路が接続されている。共振リアクトルＬｒ１は例えばトランスＴ１のリーケージインダクタンスによって代用される。

スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間にはダイオードＤ１が接続され、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間にはダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の寄生ダイオードであってもよい。

また、トランスＴ１の二次側には、それぞれが逆相となるように巻回された二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２が直列に接続されている。二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２に発生する電圧はダイオードＤ１１，Ｄ１２により整流され、出力平滑コンデンサＣｏ１により平滑されて出力電圧Ｖｏ１として出力される。

スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が同時にオンとなるのを防止するデッドタイムを設けたゲート信号が、制御回路１０からスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のゲートに交互に同じオン幅で入力される。

スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２が交互にオン／オフすると、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２には図１３に示すような共振電流Ｑ１１ｉ，Ｑ１２ｉが流れ、トランスＴ１の二次側にはダイオードＤ１１，Ｄ１２を通して正弦波状の共振電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉが放出される。

出力電圧Ｖｏ１は、図示しないフォトカプラなどの絶縁手段を介して一次側の制御回路１０に帰還され、制御回路１０により出力電圧Ｖｏ１が所定値となるようにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数が制御される。

この電流共振型スイッチング電源装置では、図１３に示すようにそれぞれのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン時には、電流がマイナス方向（ダイオードＤ２，Ｄ１に流れる電流）に流れているため、スイッチング損失が発生しない。また、共振動作を行っているため、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオフ時のサージ電圧も発生しない。このため、低耐圧のスイッチング素子を使用でき、高効率の電源を構成するのに極めて有効な方式である。

しかしながら、図１２に示す電流共振型スイッチング電源装置では、二次側には正弦波状の電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉが交互に流れるため、電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉは不連続動作となる。このため、出力平滑コンデンサＣｏ１に流れるリップル電流Ｃｏ１ｉは、出力電流のおよそ５〜７割程度となり、電流が連続的に流れるフォワードコンバータなどと比較すると大きい。出力平滑コンデンサＣｏ１に一般的に使用される電解コンデンサは、許容リップル電流の規定があり、この規定を満足するためには電解コンデンサを何本か並列接続しなければならない。このため、コスト及び実装面積が増加するという課題を有していた。

この課題を解決するものとして、特許文献１は、複数の回路を並列に接続し、それぞれの回路の位相をずらして動作させることにより電解コンデンサのリップル電流を軽減する方法を開示している。
特開平４−１０５５５２号公報

しかしながら、特許文献１の方式では、制御回路内の高周波発振回路の出力するパルス信号を分周する回路などが必要になり、制御回路が複雑化するとともに高価になるという課題を有していた。

本発明は、簡単で且つ安価な回路により位相をずらした並列動作を実現することができるスイッチング電源装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、第１の発明は、直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に補助巻線を有する第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、前記補助巻線に直列に接続された共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路と、前記直列共振回路に流れる電流に応じて前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる制御回路とを備えることを特徴とする。

第２の発明は、直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に互いに逆極性に巻回された第１補助巻線と第２補助巻線とを有する第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、前記第１補助巻線に直列に接続された第１共振リアクトルと第１共振コンデンサとからなる第１直列共振回路と、前記第１直列共振回路の電流に応じて前記第３スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御回路と、前記第２補助巻線に直列に接続された第２共振リアクトルと第２共振コンデンサとからなる第２直列共振回路と、前記第２直列共振回路の電流に応じて前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御回路とを備えることを特徴とする。

第３の発明は、直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続された共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路と、前記直列共振回路に流れる電流に応じて前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる制御回路とを備えることを特徴とする。

第４の発明は、直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に互いに逆極性に巻回された第１の二次巻線及び第２の二次巻線を有する第３トランスの一次巻線と第３コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、前記第３トランスの第１の二次巻線に直列に接続された第１共振リアクトルと第１共振コンデンサとからなる第１直列共振回路と、前記第１直列共振回路の電流に応じて前記第３スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御回路と、前記第３トランスの第２の二次巻線に直列に接続された第２共振リアクトルと第２共振コンデンサとからなる第２直列共振回路と、前記第２直列共振回路の電流に応じて前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御回路とを備えることを特徴とする。

第５の発明は、請求項１乃至請求項８のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記直流電源に代えて、第１力率改善回路と第２力率改善回路とを設け、前記第１力率改善回路は、交流電源の交流電圧を整流した整流電圧を第１スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに所定の直流電圧に変換して前記第１コンバータに供給し、前記第２力率改善回路は、前記交流電圧を整流した整流電圧を第２スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに前記第１力率改善回路の第１スイッチのオン幅と同じオン幅で直流電圧に変換して前記第２コンバータに供給することを特徴とする。

第６の発明は、請求項１乃至請求項８のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記直流電源に代えて、分圧用直流電源を設けるとともに、前記分圧用直流電源の両端に第１分圧コンデンサと第２分圧コンデンサとが直列に接続され、前記第１分圧コンデンサの直流電圧が前記第１コンバータに供給され、前記第２分圧コンデンサの直流電圧が前記第２コンバータに供給されることを特徴とする。

第７の発明は、共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路と、前記直列共振回路に直列に接続される巻線を有する第１トランスを少なくとも１つ備え、第１スイッチ回路のオン／オフ動作により第１直流電源から入力電力を入力し、前記第１トランスの二次側から、又は他のトランスの二次側から出力電力を出力する第１コンバータと、第２トランスを備え、第２スイッチ回路のオン／オフ動作により前記第１直流電源又は第２直流電源から入力電力を入力し、前記第２トランスの二次側から出力電力を出力する第２コンバータと、前記第１コンバータと前記第２コンバータとから出力される出力電力を整流平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路と、前記直列共振回路の電流に応じて前記第２スイッチ回路のオン／オフ動作を制御する制御回路とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、制御回路は、共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路の電流に応じて第２コンバータのスイッチング素子をオン／オフさせる。このため、第２コンバータから出力に放出される電流は、第１コンバータから出力される電流に対して位相がずれた電流となる。このため、簡単な回路を追加するのみで、位相をシフトさせた並列動作を実現でき、出力平滑コンデンサのリップル電流を大幅に軽減できる。

以下、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１に示すスイッチング電源装置は、直流電源Ｖｉｎ（第１直流電源）、第１コンバータ３、第２コンバータ４、出力平滑コンデンサＣｏ１を有している。

第１コンバータ３は、図１２に示す従来のスイッチング電源装置に対して、一次巻線Ｎｐ１と二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２と補助巻線Ｎａ１とを有するトランスＴ１ａ(第１トランス)を設けた点が異なるのみであり、その他の構成は同じであるので、その説明は省略する。

第２コンバータ４は、第１コンバータ３と同様に、直流電源Ｖｉｎの両端にはＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２１(第３スイッチング素子)とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２２(第４スイッチング素子)とが直列に接続されている。

なお、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とは、第１スイッチ回路を構成し、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２とは、第２スイッチ回路を構成する。

スイッチング素子Ｑ２２のドレイン−ソース間（又はスイッチング素子Ｑ２１のドレイン−ソース間でもよい）には電圧共振コンデンサＣｖ２が接続されるとともに、共振リアクトルＬｒ２とトランスＴ２(第２トランス)の一次巻線Ｎｐ２と電流共振コンデンサＣｉ２とからなる第２共振回路が接続されている。共振リアクトルＬｒ２は例えばトランスＴ２のリーケージインダクタンスによって代用される。

スイッチング素子Ｑ２２のドレイン−ソース間にはダイオードＤ３が接続され、スイッチング素子Ｑ２１のドレイン−ソース間にはダイオードＤ４が接続されている。ダイオードＤ３，Ｄ４は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の寄生ダイオードであってもよい。

また、トランスＴ２の二次側には、それぞれが逆相（逆極性）となるように巻回された二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２が直列に接続されている。二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧はダイオードＤ２１，Ｄ２２により整流され、出力平滑コンデンサＣｏ１により平滑されて出力電圧Ｖｏ１として出力される。

なお、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２と出力平滑コンデンサＣｏ１とは、整流平滑回路を構成する。

スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲートには制御回路１１が接続され、制御回路１１には、トランスＴ１ａの補助巻線Ｎａ１に接続された共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１とからなる直列共振回路１（直列共振回路）が接続されている。

図２は実施例１に係るスイッチング電源装置の制御回路１１の内部回路図である。図２に示す制御回路１１において、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間には、転流用のダイオードＤ５が接続されるとともに、直列共振回路１とトランスＴ１ａの補助巻線Ｎａ１との直列回路が接続されている。

トランジスタＱ１のコレクタは、例えば制御回路１１の動作電源Ｖｃｃ１に抵抗Ｒ１を介して接続されている。トランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ１との接続点にはドライバ１４が接続され、ドライバ１４の出力はスイッチング素子Ｑ２２のゲートに接続されている。

また、トランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ１との接続点にはインバータ回路１２が接続され、インバータ回路１２の出力はドライバ１３を介してスイッチング素子Ｑ２１のゲートに接続されている。ドライバ１３は、図示していないが、内部でレベルシフト回路が構成され、グランド電位を基準とした信号をスイッチングＱ２１とスイッチングＱ２２との接続点を基準にした信号に変換している。

次にこのように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作について、図３に示す動作波形図を参照しながら説明する。

まず、第１コンバータ３は、図１２に示す従来例と同様にスイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが交互に同じオン幅でオン／オフを繰り返して、トランスＴ１ａの二次側には正弦波状の共振電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉが放出される。

スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが交互にオン／オフすることにより、トランスＴ１ａの補助巻線Ｎａ１には正負対称の方形波状の交流電圧Ｎａ１ｖが発生する。この交流電圧Ｎａ１ｖが共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路１に印加されることにより、直列共振回路１にはトランジスタＱ１のベース−エミッタ間、又はダイオードＤ５を通して三角波状の電流Ｌ１ｉが流れる。

このような共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路１に交流電圧Ｎａ１ｖを印加した場合、電流は電圧に対して９０°位相が遅れる。このため、直列共振回路１に流れる電流Ｌ１ｉは、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン期間の中間点（例えば時刻ｔ２）で正負が切り替わる。

この電流Ｌ１ｉはトランジスタＱ１のベース電流として流れるため、トランジスタＱ１のコレクタ電圧Ｑ１ｖｃｅは、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン期間の中間点（例えば時刻ｔ２）で電圧レベルが切り替わる。

トランジスタＱ１のコレクタ電圧は、ドライバ１４を通してスイッチング素子Ｑ２２のゲート信号Ｑ２２ｖｇｓとして出力される。また、インバータ回路１２によって反転されたトランジスタＱ１のコレクタ電圧は、ドライバ１３を介してスイッチング素子Ｑ２１のゲート信号Ｑ２１ｖｇｓとして出力される。

なお、ドライバ１３，１４は、図示していないが、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の同時オンを防止するための遅延回路を内部に有している。

このようなゲート信号Ｑ２１ｖｇｓ，Ｑ２２ｖｇｓがスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲートに入力されることにより、第２コンバータ４は、第１コンバータ３に対して周波数が等しく、位相が９０°ずれた動作となる。

第２共振回路を構成する共振リアクトルＬｒ２とトランスＴ２の一次巻線Ｎｐ２と電流共振コンデンサＣｉ２との共振時定数を、第１共振回路を構成する共振リアクトルＬｒ１とトランスＴ１ａの一次巻線Ｎｐ１と電流共振コンデンサＣｉ１との共振時定数と同様の値とした場合には、第２コンバータ４から出力に放出される電流Ｄ２１ｉ，Ｄ２２ｉは、第１コンバータ３から出力される電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉに対して位相が９０°ずれた電流となる。このため、出力平滑コンデンサＣｏ１に流れるリップル電流Ｃｏ１ｉは、図１２に示すような従来の１つのコンバータで構成した場合に比べて、およそ５分の１程度に軽減される。

このように実施例１のスイッチング電源装置によれば、制御回路１１は、共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１とからなる直列共振回路１の電流Ｌ１ｉに応じて第２コンバータ４のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２をオン／オフさせる。即ち、簡単な回路を追加するのみで、位相をシフトさせた並列動作を実現でき、出力平滑コンデンサＣｏ１のリップル電流Ｃｏ１ｉを大幅に軽減できる。

図４は本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図４に示す実施例２のスイッチング電源装置は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置に対して、トランスＴ１ｂ、トランジスタＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ５，Ｄ６のみが異なるので、この部分のみを説明する。

トランスＴ１ｂ(第１トランス)は、一次巻線Ｎｐ１と二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２と補助巻線Ｎｂ１，Ｎｂ２とを有している。補助巻線Ｎｂ１(第１補助巻線)と補助巻線Ｎｂ２(第２補助巻線)とは、互いに逆相（逆極性）となるように巻回されている。

トランジスタＱ１(第１制御回路)のベース−エミッタ間には、転流用のダイオードＤ５が接続されるとともに、共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１とからなる直列共振回路１(第１直列共振回路)と、トランスＴ１ｂの補助巻線Ｎｂ１との直列回路が接続されている。トランジスタＱ１のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２１のソースに接続され、トランジスタＱ１のコレクタは、スイッチング素子Ｑ２１のゲートに接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは、抵抗Ｒ１を介して、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２との接続点を基準とした動作電源Ｖｃｃ２に接続されている。

トランジスタＱ２(第２制御回路)のベース−エミッタ間には、転流用のダイオードＤ６が接続されるとともに、共振リアクトルＬ２と共振コンデンサＣ２とからなる直列共振回路２(第２直列共振回路)と、トランスＴ１ｂの補助巻線Ｎｂ２との直列回路が接続されている。トランジスタＱ２のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２２のソースに接続され、トランジスタＱ２のコレクタは、スイッチング素子Ｑ２２のゲートに接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ２を介して、グランドを基準とした動作電源Ｖｃｃ３に接続されている。

次にこのように構成された実施例２のスイッチング電源装置の動作について、図５に示す動作波形図を参照しながら説明する。

まず、第１コンバータ３ａは、図１２に示す従来例と同様にスイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが交互に同じオン幅でオン／オフを繰り返して、トランスＴ１ｂの二次側には正弦波状の共振電流Ｄ１１ｉ，Ｄ１２ｉが放出される。

スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とが交互にオン／オフすることにより、トランスＴ１ｂの補助巻線Ｎｂ１，Ｎｂ２には正負対称の方形波状の交流電圧Ｎｂ１ｖ，Ｎｂ２ｖがそれぞれ正負反転した波形として発生する。この交流電圧Ｎｂ１ｖ，Ｎｂ２ｖが共振リアクトルＬ１，Ｌ２と共振コンデンサＣ１，Ｃ２の直列共振回路１，２に印加されることにより、直列共振回路１，２にはトランジスタＱ１，Ｑ２のベース−エミッタ間、又はダイオードＤ５，Ｄ６を通して三角波状の電流Ｌ１ｉ，Ｌ２ｉが流れる。

このような共振リアクトルＬ１，Ｌ２と共振コンデンサＣ１，Ｃ２との直列共振回路１，２に交流電圧Ｎｂ１ｖ，Ｎｂ２ｖを印加した場合、電流は電圧に対して９０°位相が遅れる。このため、直列共振回路１，２に流れる電流Ｌ１ｉ，Ｌ２ｉは、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のオン期間の中間点（例えば時刻ｔ２）で正負が切り替わる。

この電流Ｌ１ｉ，Ｌ２ｉはトランジスタＱ１，Ｑ２のベース電流として流れるため、トランジスタＱ１，Ｑ２は、直列共振回路１，２に正の電流が流れている期間のみオンとなる。トランジスタＱ１，Ｑ２がオフの期間には抵抗Ｒ１，Ｒ２によりスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２にゲート信号が入力される。

即ち、図４に示す構成を採用することにより、直列共振回路１，２の電流Ｌ１ｉ，Ｌ２ｉは正負反転した電流であるので、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２には第１コンバータ３ａに対して周波数が等しく、位相が９０°ずれたゲート信号Ｑ２１ｖｇｓ，Ｑ２２ｖｇｓが交互に入力される。

これにより、実施例１と同様に出力平滑コンデンサＣｏ１のリップル電流Ｃｏ１ｉを軽減することができる。また、デッドタイムは、抵抗Ｒ１，Ｒ２とスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート容量との時定数により、オン時刻を遅らせることにより生成でき、実施例１に比べて、遅延回路やレベルシフト回路を削除できる。

図６は本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図６に示す実施例３のスイッチング電源装置は、図４に示す実施例２のスイッチング電源装置に対して、トーテムポール型接続されたトランジスタＱ１，Ｑ３(第１ドライブ回路)と、トーテムポール型接続されたトランジスタＱ２，Ｑ４(第２ドライブ回路)とを設けた点が異なる。

共振リアクトルＬ１と共振コンデンサＣ１との直列共振回路１の一端は、トランジスタＱ１，Ｑ３のベースに接続され、トランジスタＱ１，Ｑ３のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２１のゲートに接続されている。トランジスタＱ３のコレクタは、スイッチング素子Ｑ２１のソースに接続され、トランジスタＱ１のコレクタは、抵抗Ｒ１を介して動作電源Ｖｃｃ２に接続されている。

共振リアクトルＬ２と共振コンデンサＣ２との直列共振回路２の一端は、トランジスタＱ２，Ｑ４のベースに接続され、トランジスタＱ２，Ｑ４のエミッタは、スイッチング素子Ｑ２２のゲートに接続されている。トランジスタＱ４のコレクタは、スイッチング素子Ｑ２２のソースに接続され、トランジスタＱ２のコレクタは、抵抗Ｒ２を介して動作電源Ｖｃｃ３に接続されている。

このような構成において、直列共振回路１，２には実施例２と同様に第１コンバータ３ａに対して９０°位相のずれた正負対称の三角波状の電流が、トランジスタＱ１，Ｑ３及びトランジスタＱ２，Ｑ４のベース−エミッタ間に流れる。

直列共振回路１，２の電流が正の期間にはトランジスタＱ１，Ｑ２にベース電流が流れ、トランジスタＱ１，Ｑ２の増幅作用によって動作電源Ｖｃｃ２，Ｖｃｃ３からスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲートに電圧が印加される。

一方、直列共振回路１，２の電流が負の期間にはトランジスタＱ３，Ｑ４にベース電流が流れ、トランジスタＱ３，Ｑ４の増幅作用によってスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のゲート電圧が引き抜かれる。

即ち、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２には第１コンバータ３ａに対して周波数が等しく、位相が９０°ずれたゲート信号が交互に入力される。これにより、実施例１と同様に出力平滑コンデンサＣｏ１のリップル電流を軽減することができる。

次に、実施例３のトーテムポール型接続したトランジスタによるドライブ回路の変形例について説明する。飽和状態のトランジスタがオフに切り替わるとき、少数キャリアの影響でトランジスタのオフに遅延時間が生じる。トーテムポール型接続されたトランジスタに矩形波状の電圧を入力した場合、入力電圧の切り替わり時にトランジスタのベース−エミッタ間が逆バイアスされる。このため、少数キャリアが急速に引き抜かれ、出力の遅延時間を短くでき、スイッチング電源のドライブ回路として広く用いられている。

しかし、本発明の実施例３では、トーテムポール型のドライブ回路への入力信号は、電圧源ではなく、直列共振回路１，２からの電流源であるので、直列共振回路１，２の電流が反転しても、その電流値がトランジスタのベースに蓄積された少数キャリアの電荷量に達するまではトランジスタがオフできず、電流の向きの切り替わりに対して遅延時間が生じる。

図７は実施例３に係るスイッチング電源装置の第１変形例の回路図である。この第１変形例は、ドライブ回路の遅延時間を解消したものである。図７の第１変形例は、図６に示す実施例３に対してドライブ回路のみが異なるため、その他の共通部分については説明を省略する。

図７において、トランジスタＱ１，Ｑ３のコレクタ−ベース間に、例えばショットキバリアダイオードなどの順方向電圧降下の低いダイオードＤ７，Ｄ８を追加している。なお、図示していないが、トランジスタＱ２，Ｑ４についても同様にダイオードを追加する。

このように構成することで、トランジスタＱ１，Ｑ３がオンに切り替わったときにベースに流れている直列共振回路１，２の電流は、追加したダイオードＤ７，Ｄ８(第１ダイオード)を通り、コレクタ−エミッタ間を流れることになる。このため、トランジスタＱ１，Ｑ３のベースには余分な電荷が蓄積されず、直列共振回路１，２の電流が反転してからの遅延時間を短くすることができる。

図８は実施例３に係るスイッチング電源装置の第２変形例の回路図である。図８に示す第２変形例は、図７に示す第１変形例に対して、直列共振回路１とトランジスタＱ１，Ｑ３のベースとの間にダイオードＤ９，Ｄ１０(第２ダイオード)を追加し、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間に抵抗Ｒ３を追加している。なお、図示していないが、トランジスタＱ２，Ｑ４にも同様にダイオードと抵抗を追加している。

このような構成することで、トランジスタＱ１，Ｑ３のオフについては図７に示すドライブ回路と同様に遅延時間を短くできる。また、直列共振回路１，２の電流が負から正に切り替わるとき、始めは抵抗Ｒ３に電流が流れるため、トランジスタＱ１は直ちにオンしない。抵抗Ｒ３の電圧降下がトランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧に達した後にベース電流が流れ込み、トランジスタＱ１がオンとなる。従って、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値によりスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２がオフからオンに切り替わるタイミング、即ち、デッドタイムを調整することができる。

図９は本発明の実施例４に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図６に示す実施例３では、直列共振回路１，２をトランスＴ１ｂの補助巻線Ｎｂ１、Ｎｂ２に接続していた。

これに対して、図９に示す実施例４では、一次巻線Ｎｐ３と二次巻線Ｎｓ３１，Ｎｓ３２とを有するトランスＴ３(第１トランス)を設け、トランスＴ３の二次巻線Ｎｓ３１の一端に直列共振回路１の一端を接続し、トランスＴ３の二次巻線Ｎｓ３２の一端に直列共振回路２の一端を接続している。スイッチング素子Ｑ１２の両端に、コンデンサＣ３とトランスＴ３の一次巻線Ｎｐ３との直列回路を接続している。なお、トランスＴ１は、他のトランスを構成する。

このような構成においても、トランスＴ３の二次巻線Ｎｓ３１，Ｎｓ３２に発生する電圧は、正負対称の交流電圧であるので、実施例３の効果と同様の効果が得られる。

実施例１乃至実施例４では、第１コンバータと第２コンバータとを位相をずらして並列運転する方法について説明した。第１，第２コンバータは、共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２、トランスＴ１ａ，Ｔ２の一次巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２、電流共振コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２による第１共振回路及び第２共振回路の共振動作により、電流共振コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を振幅させ、その電圧を二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２，Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生させてエネルギーを伝達している。

このため、共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２、一次巻線のインダクタンス、電流共振コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の容量等のばらつきにより、トランスＴ１ａ，Ｔ２の二次巻線Ｎｓ１１，Ｎｓ１２，Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧が大きく異なる場合がある。トランスＴ１ａ，Ｔ２の二次側は整流ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２と出力平滑コンデンサＣｏ１との間に電流を制御するものがないため、二次巻線電圧が低い側は二次巻線電圧が出力平滑コンデンサＣｏ１の電圧より低い電圧となる。このため、整流ダイオードＤ１１，Ｄ１２又はＤ２１，Ｄ２２が導通せずに、２つのコンバータ３，４の内の一方のコンバータのみで電力を供給することになる。即ち、本来、２つのコンバータ３，４で供給する電力を１つのコンバータが背負うことになり、各スイッチング素子の発熱等の虞れがある。

そこで、実施例５のスイッチング電源装置は、この課題を解決したものである。図１０は本発明の実施例５に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１０に示す実施例５のスイッチング電源装置は、図９に示す実施例４のスイッチング電源装置の直流電源Ｖｉｎに代えて、交流電源ＡＣ、全波整流回路ＤＢ、昇圧リアクトルＬ３１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３１（第１スイッチ）とダイオードＤ３１とコンデンサＣ３１（第１直流電源）とからなる第１ＰＦＣ回路２３（第１力率改善回路）、昇圧リアクトルＬ４１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ４１（第２スイッチ）とダイオードＤ４１とコンデンサＣ４１（第２直流電源）とからなる第２ＰＦＣ回路２４（第２力率改善回路）、制御回路１５を設けた点が異なる。

第１ＰＦＣ回路２３は、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２との直列回路の両端に接続され、交流電源ＡＣの交流電圧を全波整流回路ＤＢで整流した整流電圧を、スイッチング素子Ｑ３１を制御回路１５の制御によりオン／オフして力率を改善するとともに所定の直流電圧に変換する。

第２ＰＦＣ回路２４は、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２との直列回路の両端に接続され、交流電源ＡＣの交流電圧を全波整流回路ＤＢで整流した整流電圧を、スイッチング素子Ｑ４１を制御回路１５の制御によりオン／オフして力率を改善するとともに第１ＰＦＣ回路２３のオン幅と同じオン幅で直流電圧に変換する。

２つのＰＦＣ回路２３，２４は、１つの制御回路１５により制御される。即ち、第１コンバータ３ｂに接続される側の第１ＰＦＣ回路２３の出力電圧のみ制御回路１５により制御され、第２ＰＦＣ回路２４の出力電圧は監視されず、電圧制御される第１ＰＦＣ回路２３のオン幅（スイッチング素子Ｑ３１のオン幅）と同じオン幅（スイッチング素子Ｑ４１のオン幅）で動作させている。

以上の構成において、第１共振回路と第２共振回路にばらつきがない場合、２つのＰＦＣ回路２３，２４の出力電圧はおよそ同じ電圧となる。しかし、第１共振回路と第２共振回路にばらつきが生じた場合、トランスＴ１，Ｔ２の二次側に放出される電力が第１コンバータ３ｂと第２コンバータ４とで異なってくる。

第１コンバータ３ｂに比較して、第２コンバータ４が出力する電力が大きい場合、第２ＰＦＣ回路２４の出力電圧は第１ＰＦＣ回路２３の出力電圧よりも低くなる。これに対して、第１コンバータ３ｂに比較して、第２コンバータ４が出力する電力が小さい場合、第２ＰＦＣ回路２４の出力電圧は第１ＰＦＣ回路２３の出力電圧よりも高くなる。

このように第１コンバータ３ｂと第２コンバータ４とに入力される電圧が変化すると、電流共振コンデンサＣｉ２の電圧が変化し、トランスＴ２の二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧に変化が生ずる。例えば、第１コンバータ３ｂに比較して、第２コンバータ４が出力する電力が大きい場合、第２ＰＦＣ回路２４の出力電圧が低下し、併せてトランスＴ２の二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧が低下して、第２コンバータ４から出力される電力が低下する。このため、第１コンバータ３ｂと第２コンバータ４との出力する電力が釣り合ったところで安定した動作となる。即ち、複雑な制御を行うことなく、ＰＦＣ回路２３，２４を追加するのみで、２つのコンバータ３ｂ，４の電流バランスを実現することができる。

図１１は本発明の実施例６に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。実施例６では、直流電源Ｖｉｎの両端には、分圧コンデンサＣ３３（第１分圧コンデンサ、第１直流電源）と分圧コンデンサＣ４３（第２分圧コンデンサ、第２直流電源）とが直列に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２との直列回路は、分圧コンデンサＣ３３の両端に接続され、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２との直列回路は、分圧コンデンサＣ４３の両端に接続されている。

第１コンバータ３ｂと第２コンバータ４とが出力に供給する電力が等しい場合、分圧コンデンサＣ３３，Ｃ４３の両端電圧は、直流電源Ｖｉｎの直流電圧を半分に分圧した電圧となる。

しかし、第１共振回路と第２共振回路にばらつきが生じ、それぞれのコンバータ３ｂ，４から出力に供給される電力が異なった場合、分圧コンデンサＣ３３と分圧コンデンサＣ４３との分圧比に差が生ずる。例えば、第１コンバータ３ｂに比較して、第２コンバータ４が出力する電力が大きい場合、分圧コンデンサＣ３３の両端電圧に比較して分圧コンデンサＣ４３の両端電圧が低下する。

即ち、第２コンバータ４の入力電圧が低下することになり、トランスＴ２の二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧が低下して、第２コンバータ４から出力される電力が低下する。このため、第１コンバータ３ｂと第２コンバータ４との出力する電力が釣り合ったところで安定した動作となる。

これに対して、第１コンバータ３ｂに比較して、第２コンバータ４が出力する電力が小さい場合、分圧コンデンサＣ３３の両端電圧に比較して分圧コンデンサＣ４３の両端電圧が上昇する。即ち、第２コンバータ４の入力電圧が上昇することになり、トランスＴ２の二次巻線Ｎｓ２１，Ｎｓ２２に発生する電圧が上昇して、第２コンバータ４から出力される電力が増加する。このため、第１コンバータ３ｂと第２コンバータ４との出力する電力が釣り合ったところで安定した動作となる。即ち、簡単な構成で、２つのコンバータ３ｂ，４の電流バランスを実現することができる。

なお、本発明は上述した実施例に限定されるものではない。実施例１乃至実施例６では電流共振型スイッチング電源装置を例示したが、プッシュプル型のスイッチング電源装置などにも適用できる。

また、図１０に示す実施例５のスイッチング電源装置の第１ＰＦＣ回路２３及び第２ＰＦＣ回路２４は、実施例１乃至実施例３のいずれかのスイッチング電源装置に適用しても良い。

また、図１１に示す実施例６のスイッチング電源装置の分圧コンデンサＣ３３及び分圧コンデンサＣ４３は、実施例１乃至実施例３のいずれかのスイッチング電源装置に適用しても良い。

本発明の実施例１に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 実施例１に係るスイッチング電源装置の制御回路１１の内部回路図である。 実施例１に係るスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施例２に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 実施例２に係るスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。 本発明の実施例３に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 実施例３に係るスイッチング電源装置の第１変形例の回路図である。 実施例３に係るスイッチング電源装置の第２変形例の回路図である。 本発明の実施例４に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例５に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例６に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の動作を示す波形図である。

符号の説明

１，２ 直列共振回路
３，３ａ，３ｂ 第１コンバータ
４ 第２コンバータ
１０，１１，１５ 制御回路
１２ インバータ回路
１３，１４ ドライバ
２３ 第１ＰＦＣ回路
２４ 第２ＰＦＣ回路
Ｖｉｎ 直流電源
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ４１ スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４ トランジスタ
Ｄ１〜Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ３１，Ｄ４１ ダイオード
Ｔ１，Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ２，Ｔ３ トランス
Ｎｐ１，Ｎｐ２，Ｎｐ３ 一次巻線
Ｎｓ１１，Ｎｓ１２，Ｎｓ２１，Ｎｓ２２，Ｎｓ３１，Ｎｓ３２ 二次巻線
Ｎａ１，Ｎｂ１，Ｎｂ２ 補助巻線
Ｃ３３，Ｃ４３ 分圧コンデンサ
Ｃｏ１ 出力平滑コンデンサ
Ｌ３１，Ｌ４１ 昇圧リアクトル
Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌ１，Ｌ２ 共振リアクトル
Ｃ１，Ｃ２ 共振コンデンサ
Ｃｉ１，Ｃｉ２ 電流共振コンデンサ
Ｃｖ１，Ｃｖ２ 電圧共振コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
ＡＣ 交流電源
ＤＢ 全波整流回路

Claims (11)

1. 直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に補助巻線を有する第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、
   前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、
   前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、
   前記補助巻線に直列に接続された共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路と、
   前記直列共振回路に流れる電流に応じて前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる制御回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記制御回路は、前記直列共振回路に流れる電流が正のときに前記第３スイッチング素子をオンさせ、前記直列共振回路に流れる電流が負のときに前記第４スイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に互いに逆極性に巻回された第１補助巻線と第２補助巻線とを有する第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、
   前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、
   前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、
   前記第１補助巻線に直列に接続された第１共振リアクトルと第１共振コンデンサとからなる第１直列共振回路と、
   前記第１直列共振回路の電流に応じて前記第３スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御回路と、
   前記第２補助巻線に直列に接続された第２共振リアクトルと第２共振コンデンサとからなる第２直列共振回路と、
   前記第２直列共振回路の電流に応じて前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 前記第１制御回路は、トーテムポール接続された第１及び第２トランジスタを有し、前記第１及び第２トランジスタの各ベース端子が前記第１直列共振回路と前記第１補助巻線とからなる直列回路の一端に接続され、各エミッタ端子が前記第１直列共振回路と前記第１補助巻線とからなる直列回路の他端と前記第３スイッチング素子の制御端子とに接続された第１ドライブ回路を備え、
   前記第２制御回路は、トーテムポール接続された第３及び第４トランジスタを有し、前記第３及び第４トランジスタの各ベース端子が前記第２直列共振回路と前記第２補助巻線とからなる直列回路の一端に接続され、各エミッタ端子が前記第２直列共振回路と前記第２補助巻線とからなる直列回路の他端と前記第４スイッチング素子の制御端子とに接続された第２ドライブ回路を備えることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
5. 前記第１ドライブ回路及び前記第２ドライブ回路の各々は、各トランジスタについてベース端子とコレクタ端子との間に接続されたダイオードを備えることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
6. 前記第１制御回路は、トーテムポール接続された第１及び第２トランジスタを有し、前記第１及び第２トランジスタの各ベース端子及び各コレクタ端子がそれぞれにダイオードを介して前記第１直列共振回路と前記第１補助巻線とからなる直列回路の一端に接続され、各エミッタ端子が前記第１直列共振回路と前記第１補助巻線とからなる直列回路の他端と前記第３スイッチング素子の制御端子とに接続され、前記第１トランジスタのベース端子及びエミッタ端子間に抵抗が接続された第１ドライブ回路を備え、
   前記第２制御回路は、トーテムポール接続された第３及び第４トランジスタを有し、前記第３及び第４トランジスタの各ベース端子及び各コレクタ端子がそれぞれにダイオードを介して前記第２直列共振回路と前記第２補助巻線とからなる直列回路の一端に接続され、各エミッタ端子が前記第２直列共振回路と前記第２補助巻線とからなる直列回路の他端と前記第４スイッチング素子の制御端子とに接続され、前記第３トランジスタのベース端子及びエミッタ端子間に抵抗が接続された第２ドライブ回路を備えることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
7. 直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、
   前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、
   前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、
   前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続された共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路と、
   前記直列共振回路に流れる電流に応じて前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる制御回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
8. 直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に第１トランスの一次巻線と第１コンデンサとが直列に接続され、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に互いに逆極性に巻回された第１の二次巻線及び第２の二次巻線を有する第３トランスの一次巻線と第３コンデンサとが直列に接続され、前記第１トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第１整流回路を備える第１コンバータと、
   前記直流電源の両端に第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とが直列に接続され、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子の両端に第２トランスの一次巻線と第２コンデンサとが直列に接続され、前記第２トランスの二次巻線に発生した電圧を整流する第２整流回路を備える第２コンバータと、
   前記第１整流回路と前記第２整流回路とから出力される電流を平滑する平滑回路と、
   前記第３トランスの第１の二次巻線に直列に接続された第１共振リアクトルと第１共振コンデンサとからなる第１直列共振回路と、
   前記第１直列共振回路の電流に応じて前記第３スイッチング素子をオン／オフさせる第１制御回路と、
   前記第３トランスの第２の二次巻線に直列に接続された第２共振リアクトルと第２共振コンデンサとからなる第２直列共振回路と、
   前記第２直列共振回路の電流に応じて前記第４スイッチング素子をオン／オフさせる第２制御回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
9. 前記直流電源に代えて、第１力率改善回路と第２力率改善回路とを設け、
   前記第１力率改善回路は、交流電源の交流電圧を整流した整流電圧を第１スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに所定の直流電圧に変換して前記第１コンバータに供給し、
   前記第２力率改善回路は、前記交流電圧を整流した整流電圧を第２スイッチによりオン／オフして力率を改善するとともに前記第１力率改善回路の第１スイッチのオン幅と同じオン幅で直流電圧に変換して前記第２コンバータに供給することを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
10. 前記直流電源に代えて、分圧用直流電源を設けるとともに、前記分圧用直流電源の両端に第１分圧コンデンサと第２分圧コンデンサとが直列に接続され、前記第１分圧コンデンサの直流電圧が前記第１コンバータに供給され、前記第２分圧コンデンサの直流電圧が前記第２コンバータに供給されることを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
11. 共振リアクトルと共振コンデンサとからなる直列共振回路と、
    前記直列共振回路に直列に接続される巻線を有する第１トランスを少なくとも１つ備え、第１スイッチ回路のオン／オフ動作により前記第１直流電源から入力電力を入力し、前記第１トランスの二次側から、又は他のトランスの二次側から出力電力を出力する第１コンバータと、
    第２トランスを備え、第２スイッチ回路のオン／オフ動作により第１直流電源又は第２直流電源から入力電力を入力し、前記第２トランスの二次側から出力電力を出力する第２コンバータと、
    前記第１コンバータと前記第２コンバータとから出力される出力電力を整流平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路と、
    前記直列共振回路の電流に応じて前記第２スイッチ回路のオン／オフ動作を制御する制御回路と、
    を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。

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