JP2006223008A

JP2006223008A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP2006223008A
Application number: JP2005031216A
Authority: JP
Inventors: Junpei Uruno; 純平宇留野; Hiroyuki Shoji; 浩幸庄司; Tamahiko Kanouda; 玲彦叶田; Yasuo Kaminaga; 保男神長
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2005-02-08
Filing date: 2005-02-08
Publication date: 2006-08-24
Also published as: US7551462B2; US20060176719A1; DE102006004586A1

Abstract

【課題】ソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータの効率向上。
【解決手段】主電流を制御する制御端子を有し、第１の端子が入力側に接続された第１のスイッチング素子１０１と、この素子の第２の端子に第１の端子が接続された第１のダイオード１０６と、第１のスイッチング素子１０１の第２の端子に接続された１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線１０８（ａ）と、第１のスイッチング素子１０１の第１の端子側に第１の端子が接続された第２のダイオード１０４と、この第２の端子に第１の端子が接続された第２のスイッチング素子１０５と、第２のスイッチング素子１０５の第２の端子に第１の端子が接続され、かつ、第２の端子が第１のスイッチング素子１０１の第２の端子に接続されたトランスの２次巻線１０８（ｂ）とを備える。
【効果】トランスで構成される共振回路を備えることでコンバータ動作時の損失が大幅に低減できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力された電力の電圧を、異なる電圧へ変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

入力された電力の電圧を所望の電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータは、ソフトスイッチング技術によりスイッチング損失を低減することで高効率化ができる。それに伴いスイッチグ素子の駆動周波数を高周波化することでチョークコイルやコンデンサなどの受動素子を小型化できる。そこでソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータの従来例として、〔特許文献１〕特開２００４−１２９３９３号公報に開示されているようなＤＣ−ＤＣコンバータがある。

この特許文献１は直列接続された２つの主スイッチと共振リアクトルと補助スイッチを直列接続した補助共振回路を備えている。主スイッチは交互にオン／オフさせるとともに、その２つの主スイッチのうち一方である第一の主スイッチがオンしたときに、入力側の端子に接続された直流電源からの電気エネルギーを平滑リアクトルに蓄え、前記２つの主スイッチのうちの他方である第２の主スイッチがオンしたときに、平滑リアクトルに蓄えられた電気エネルギーを出力側の端子に接続された負荷へ放出する。また、主スイッチの両方あるいは何れか一方に容量成分を備えており、補助スイッチがオンのときに出力側から共振リアクトルへ電気エネルギーを供給し、容量成分と共振リアクトルとの共振動作に使用することを特徴としている。

特開２００４−１２９３９３号公報

しかしながら、特許文献１の示した回路では共振リアクトルと補助スイッチおよび逆導通防止用のダイオードで構成される補助共振回路が必要となり、回路の大型化とコスト増を招いてしまっていた。しかも、直列接続された補助スイッチとダイオードの補助共振回路に電流が流れるため、補助スイッチとダイオードの損失が発生し効率の低下が懸念され、また、補助スイッチを制御する回路および電源回路が必要となり回路が大型化してしまう問題があった。

上記課題を解決するために本発明は入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電源に接続された整流回路と、該整流回路の第１の端子に主電流を制御する制御端子を有する第１のスイッチング素子の第１の端子が接続され、前記第１のスイッチング素子の第２の端子には、１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線の第１の端子に接続され、前記トランスの１次巻線の第２の端子は前記整流回路の第２の端子に接続され、前記第１のスイッチング素子の第２の端子と第１のダイオードの第１の端子が接続され、前記第１のダイオードの第２の端子に第１のコンデンサの第１の端子が接続され、前記第１のコンデンサの第２の端子と前記整流回路の第２の端子が接続され、前記第１のスイッチング素子と並列に第２のダイオードと第２のコンデンサが接続され、前記第１のスイッチング素子の第１の端子と第３のダイオードの第１の端子が接続され、前記第３のダイオードの第２の端子には、前記主電流を制御する制御端子を有する第２のスイッチング素子の第１の端子が接続され、前記第２のスイッチング素子の第２の端子と、前記トランスの２次巻線の第１の端子が接続され、前記トランスの２次巻線の第２の端子と前記第１のスイッチング素子の第２の端子が接続される共振回路を備えることを特徴とするものである。

上記課題を解決するために本発明は入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電源に接続された整流回路と、前記整流回路の第１の端子に第１のスイッチング素子の第１の端子が接続され、前記第１のスイッチング素子の第２の端子と、１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線の第１の端子が接続され、前記トランスの１次巻線の第２の端子は第１のコンデンサの第１の端子に接続され、前記第１のスイッチング素子の第２の端子と第１のダイオードの第１の端子が接続され、前記第１のダイオードの第２の端子と前記整流回路の第２の端子は接続され、前記第１のコンデンサの第２の端子と前記整流回路の第２の端子は接続され、前記第１のスイッチング素子と並列に第２のダイオードと第２のコンデンサが接続され、前記第１のスイッチング素子の第１の端子と第３のダイオードの第１の端子が接続され、前記第３のダイオードの第２の端子には、主電流を制御する制御端子を有する第２のスイッチング素子の第１の端子が接続され、前記第２のスイッチング素子の第２の端子と、前記トランスの２次巻線の第１の端子は接続され、前記トランスの２次巻線の第２の端子と前記第１のスイッチング素子の第２の端子に接続される共振回路を備えることを特徴とするものである。

上記課題を解決するために本発明は入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電源に接続された整流回路の第１の端子に、１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線の第１の端子が接続され、前記トランスの１次巻線の第２の端子には、主電流を制御する制御端子を有する第１のスイッチング素子の第１の端子が接続され、前記第１のスイッチング素子の第２の端子と前記整流回路の第２の端子は接続され、前記第１のスイッチング素子の第１の端子と第１のダイオードの第１の端子が接続され、前記第１のダイオードの第２の端子と第１のコンデンサの第１の端子が接続され、前記第１のコンデンサの第２の端子と前記整流回路の第２の端子は接続され、前記第１のスイッチング素子の端子と並列に第２のダイオードと第２のコンデンサが接続され、前記第１のスイッチング素子の第１の端子と前記トランスの２次巻線の第１の端子は接続され、前記トランスの２次巻線の第２の端子と第３のダイオードの第１の端子は接続され、前記第３のダイオードの第２の端子には、主電流を制御する制御端子を有する第２のスイッチング素子の第１の端子が接続され、前記第２のスイッチング素子の第２の端子と、前記整流回路の第２の端子に接続される共振回路を備えることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。

また、本発明は入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、前述の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータのコンデンサを電源とし、前述の降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータが接続され、前記昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータには、前述の共振回路が接続され、前記降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータには、前述の共振回路が接続されることを特徴とするものである。

また、本発明は入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、前述の降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータのコンデンサを電源とし、前述の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータが接続され、前記降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータには、前述の共振回路が接続され、前記昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータには、前述の共振回路が接続され、前記降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの共振回路のトランスの１次巻線が昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータと降圧ＤＣ−ＤＣコンバータのチョークコイルとして共用したことを特徴とするものである。

また、本発明は入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、電源に接続された整流回路と、前記整流回路の第１の端子とインダクタの第１の端子が接続され、前記インダクタの第２の端子と、主電流を制御する制御端子を有する第１のスイッチング素子の第１の端子が接続され、前記第１のスイッチング素子の第２の端子と前記整流回路の第２の端子が接続され、前記第１のスイッチング素子の第２の端子と第１のダイオードの第１の端子が接続され、前記第１のダイオードの第２の端子と、前記整流回路の第２の端子間に、前述の降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータが接続され、前記降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータには前述の共振回路が接続され、前記第１のスイッチング素子が、所望の入力電圧値以下になるとオンし、所望の入力電圧値を超えるとオフする制御回路を備えたこと特徴とするものである。

また、本発明はソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線と２次巻線の結合度が０.２乃至０.９であるトランスを用いることを特徴とするものである。

また、本発明はソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とが両方共オフする期間を設けると共に、少なくとも、第２のスイッチング素子がオンしてから次に第１のスイッチング素子がオンすることを特徴とするものである。

また、本発明はソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１のスイッチング素子を駆動制御する第１のドライブ回路と、第２のスイッチング素子を駆動制御する第２のドライブ回路と、入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、入力電流を検出する入力電流検出手段と、出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、出力電圧を設定する出力電圧設定部と、それらを制御する制御回路を備え、前記入力電圧検出手段の電圧波形と、前記入力電流検出手段の電流波形の形状を一致させ、かつ出力電圧検出部と、出力電圧設定部の電圧値を一致させるように、前記第１のドライブ回路と、前記第２のドライブ回路を制御する制御回路を備えたことを特徴とするものである。

また、本発明はソフトスイッチングコンバータにおいて、第２のスイッチング素子がオンし、次に第１のスイッチング素子の一方の端子と、第１のスイッチング素子の他方の端子との電位差が０Ｖとなったときに第１のスイッチング素子がオンすることを特徴とするものである。

また、本発明はソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第２のスイッチング素子がオンし、次に第２のダイオードに通電している期間に、第１にスイッチング素子がオンすることを特徴とするものである。

また、本発明はソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータおいて、１次巻線と２次巻線を有するトランスが、樹脂成分中に異方性構造が存在する熱伝導性が高い樹脂に金属あるいは無機セラミックスのフィラを混合した高熱伝導樹脂によってモールドしたものであることを特徴とするものである。

また、本発明はソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記１次巻線と２次巻線を有するトランスの２次巻線が、２つ以上に分割されているトランスを用いることを特徴とするものである。

また、本発明はソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第２のスイッチング素子が、逆耐圧を有するスイッチング素子を使うことを特徴とするものである。

上記課題を解決するために本発明は入力された電圧を、異なる電圧へ変換するＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの主電流を制御する制御端子を有し、第１の端子が入力側に接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の第２の端子に接続された１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線と、前記第１のスイッチング素子の第１の端子側に第１の端子が接続されたダイオードと、該ダイオードの第２の端子に第１の端子が接続された第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子の第２の端子に第１の端子が接続され、かつ、第２の端子が前記第１のスイッチング素子の第２の端子に接続された前記トランスの２次巻線とを備えたことを特徴とするものである。

上記課題を解決するために本発明は入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの主電流を制御する制御端子を有し、第１の端子が入力側に接続された第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の第２の端子に第１の端子が接続された第１のダイオードと、前記第１のスイッチング素子の第２の端子に接続された１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線と、前記第１のスイッチング素子の第１の端子側に第１の端子が接続された第２のダイオードと、該第２のダイオードの第２の端子に第１の端子が接続された第２のスイッチング素子と、前記第２のスイッチング素子の第２の端子に第１の端子が接続され、かつ、第２の端子が前記第１のスイッチング素子の第２の端子に接続された前記トランスの２次巻線とを備えたことを特徴とするものである。

上記課題を解決するために本発明は入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータの主電流を制御する制御端子を有する第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の第１の端子に接続された１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線と、前記第１のスイッチング素子の第１の端子に接続された前記トランスの２次巻線と、該トランスの２次巻線の他端に第１の端子が接続されたダイオードと、該ダイオードの第２に端子に第１の端子が接続された第２のスイッチング素子と、該第２のスイッチング素子の第２の端子は前記第１のスイッチング素子の第２の端子に接続されることを特徴とするものである。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、トランスで構成される共振回路を備えることでコンバータ動作時の損失が大幅に低減できる。

また、スイッチング損失が大幅に低減できることから高周波化を行うことが可能となりトランスおよびコンデンサの小型化およびコスト低減が可能となる。

（実施形態１）
まず図１，図２を用いて本発明の第１の実施形態について説明する。

図１は本発明の第１の実施形態であるソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。本実施形態は入力電圧より高い電圧を出力する昇圧動作と入力電圧より低い電圧を出力する降圧動作の両方の動作を可能にした昇降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータである。

図１の構成を説明すると、商用交流電源１はコイルによるインダクタ３及びコンデンサ４で構成されたフィルタ回路を介し、整流回路２に印加され全波整流され、直流電圧に変換される。ここで整流回路２の高電位側をａ点、低電位側をｂ点とすると、ａ点には主スイッチング素子としてＩＧＢＴ１０１のコレクタ端子が接続されており、このＩＧＢＴ
１０１のコレクタ，エミッタ間には並列にダイオード１０２のカソード，アノードが接続されている。さらにＩＧＢＴ１０１と並列にスナバコンデンサ１０３が接続されている。またａ点にはダイオード１０４のアノード端子が接続され、ダイオード１０４のカソード端子には副スイッチング素子としてＩＧＢＴ１０５のコレクタ端子が接続されている。
ＩＧＢＴ１０１のエミッタ端子をｃ点とすると、ｃ点とｂ点間にはトランス１０８の１次巻線１０８ａが接続され、ＩＧＢＴ１０５のエミッタ端子とｃ点間にはトランス１０８の２次巻線１０８ｂが接続されている。ｃ点にはダイオード１０６のカソードが接続され、ダイオード１０６のアノード端子はグランドに接続されている。コンデンサ１０７はｂ点とグランド間に接続されている。入力電圧検出回路１１６には商用交流電源１の電圧が入力され、入力電流検出素子１０９は商用交流電源１の入力電流を検出し入力電流検出回路
１１０へ接続され、出力電圧検出回路１１３にはｂ点の出力電圧が入力される。入力電流検出回路１１０，出力電圧検出回路１１３，出力電圧設定部１１５の出力が制御回路114へ入力され、制御回路１１４からドライブ回路１１１およびドライブ回路１１２がIGBT
１０１およびＩＧＢＴ１０５の各ゲート端子に接続される。

次に動作について説明する。まず初めにＩＧＢＴ１０１およびＩＧＢＴ１０２がオフ状態の時を説明する。ドライブ回路１１１およびドライブ回路１１２の出力が０ＶとなっているためＩＧＢＴ１０１およびＩＧＢＴ１０２がオフ状態となり電流は流れない。このとき商用電源１は整流回路２より全波整流されコイル３，コンデンサ４の平滑回路により平滑された電圧がコンデンサ４に印加されている。次に時刻ｔ１からｔ６までの動作を説明する。時刻ｔ１でＩＧＢＴ１０１に駆動信号が印加されるがトランス１０８ｂの蓄えられたエネルギーによりダイオード１０４，ＩＧＢＴ１０５，トランス１０８ｂ，ダイオード１０２のループに電流が流れているため、ＩＧＢＴ１０１には電流は流れない。つまり
ＩＧＢＴ１０１がダイオード１０２に流れている期間にオンすることでゼロ電圧スイッチング（以下、ＺＶＳと呼ぶ）、ゼロ電流スイッチング(以下、ＺＣＳと呼ぶ)が可能となりスイッチング損失が発生しなくなる。次に時刻ｔ２でＩＧＢＴ１０１に電流が流れ初め、時刻ｔ３ではダイオード１０４，ＩＧＢＴ１０５，トランス１０８ｂ，コンデンサ４に流れる電流は徐々に減少し流れなくなる。時刻ｔ４でＩＧＢＴ１０１およびＩＧＢＴ１０５をオフするとＩＧＢＴ１０１の電流が遮断され、時刻ｔ４からｔ５に掛けてスナバコンデンサ１０３に電流が流れ、ＩＧＢＴ１０１のコレクタ，エミッタ間電圧はスナバコンデンサ１０３の容量と遮断電流値で決まるｄｖ／ｄｔにより上昇する。つまり、スナバコンデンサ１０３によりＩＧＢＴ１０１のコレクタ，エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔを緩やかにすることでＺＶＳを可能にしターンオフ損失を低減することができる。一方、ＩＧＢＴ105には電流が流れていないためターンオフ損失が発生しない。時刻ｔ６でＩＧＢＴ１０５をオンするとスナバコンデンサ１０３に充電されている電荷はダイオード１０４，ＩＧＢＴ１０５，トランス１０８ｂ，スナバコンデンサ１０３のループに電流を流れ電荷が引き抜かれる。このときトランス１０８ｂの漏れインダクタンスによりターンオン時の電流の傾きｄｉ／ｄｔが緩やかになりＺＣＳとなりターンオン損失を低減できる。ここでｔ６からｔ１までの時間差をΔｔとすると、ＩＧＢＴ１０５をＩＧＢＴ１０１よりΔｔだけ早めにオンさせることでスナバコンデンサ１０３の電荷を引き抜き、ＩＧＢＴ１０１に流れる突入電流を抑制している。このΔｔの最適値はＩＧＢＴ１０１のコレクタ，エミッタ間電圧が０Ｖとなった瞬間にＩＧＢＴ１０１をオンするタイミングが最も効率が良くなる。

次にＩＧＢＴ１０１の導通比と昇降圧比の関係を図３に示す。ここで入力電圧と出力電圧の比を昇降圧比と呼ぶ。昇降圧比が１未満である場合は降圧動作、１を超える場合は昇圧動作である。図３のようにＩＧＢＴ１０１の導通比が５０％において昇降圧比は１となり、導通比５０％未満とすることで降圧動作。導通比５０％超とすることで昇圧動作が可能となる。

次に制御回路の動作について説明する。入力電圧検出回路１１６は商用交流電源１の電圧波形からを検出し制御回路１１４へ入力される。入力電流検出素子１０９は商用交流電源１から入力される電流を検出し、入力電流検出回路１１０は入力電流検出素子１０９の出力信号レベルを制御回路１１４の入力レベルに適した信号に変換する。出力電圧設定部１１５は、使用者が出力電圧を設定するためのインターフェースであり、設定された出力に応じて制御回路１１４に信号を送る。

制御回路１１４は入力電流と出力電圧および出力電圧設定部１１５からの出力信号に応じてドライブ回路１１１およびドライブ回路１１２の駆動タイミングを制御する。この駆動タイミングは入力電流検出素子が正弦波に制御し、かつ所望の出力電圧値になるように制御される。このような制御を行うことで、力率が約１００％となり高調波の抑制を可能にする。また、ダイオード１０４はＩＧＢＴ１０５が逆耐圧阻止型であれば省略することが可能である。また、電流検出素子１０９はトランス１０８の１次巻線に流れる電流を検出しても同様の効果を得ることができる。

以上説明したように本実施形態によればＩＧＢＴ，ダイオード，スナバコンデンサ、およびトランスで構成される補助共振回路を備えることでＺＶＳ,ＺＣＳターンオン,ＺＶＳターンオフが可能となり損失が大幅に低減できる。さらにスイッチング損失が大幅に低減できることから高周波化が可能となりトランスおよびコンデンサの小型化およびコスト低減が可能となる。さらにＩＧＢＴ１０１の導通比のコントロールにより降圧から昇圧まで出力が可能となる。

（実施形態２）
図４は本発明の第２の実施形態を示す回路図である。本実施形態は降圧形のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータである。図４において図１乃至図３と同一の構成要素には同じ符号が付してある。

図４の構成を説明する。本実施形態が実施形態１と異なる点は、図４においてｃ点にダイオード４０１のカソード端子、ｂ点にダイオード４０１のアノード端子を接続し、疎結合トランス４０２の１次巻線４０２ａがｃ点と出力コンデンサ１０７の正極側に接続されている点である。

次に動作を説明する。ＩＧＢＴ１０１，ＩＧＢＴ１０５がオフ状態での動作は第１の実施形態と同様である。ＩＧＢＴ１０１がオンすると電流がＩＧＢＴ１０１，トランス402a，コンデンサ１０７，コンデンサ４に流れるとともに商用交流電源１，整流回路２，インダクタ３，ＩＧＢＴ１０１，トランス４０２ａ，コンデンサ１０７へと流れる。所定のタイミングでＩＧＢＴ１０１およびＩＧＢＴ１０５をオフすると、トランス４０２ａに蓄えられてエネルギーにより、トランス４０２ａ，コンデンサ１０７，ダイオード４０１に電流が流れるともに商用交流電源１，整流回路２，インダクタ３，スナバコンデンサ１０３，トランス４０２ａ，コンデンサ１０７に電流が流れ、スナバコンデンサ１０３が充電される。このスナバコンデンサ１０３が充電されることでＩＧＢＴ１０１のコレクタ，エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔが緩和され、ＺＶＳが実現できターンオフ損失の低減が可能になる。次にＩＧＢＴ１０５をオンするとスナバコンデンサ１０３に充電されている電荷がダイオード１０４，ＩＧＢＴ１０５，トランス４０２ｂ，スナバコンデンサ１０３と放電される。このときトランス４０２ｂの漏れインダクタンスより流れる電流の傾きｄｉ／ｄｔが緩和されＺＣＳとなりターンオン損失を低減することが可能になる。次にスナバコンデンサ１０３が放電されてからＩＧＢＴ１０１をオンすることでＩＧＢＴ１０１のコレクタ，エミッタ間電圧が０ＶでターンオンすることができためＺＶＳ (Zero Voltage
Switching)，ＺＶＳとなりＩＧＢＴ１０１のターンオン損失は発生しない。以上の動作を繰り返すことで入力電圧を所望の降圧された電圧に変換し出力することができる。

次にＩＧＢＴ１０１の導通比と昇降圧比の関係を図５に示す。図５のように導通比100％で昇降圧比が１となり、導通比を短くすることで昇降圧比が小さくなる。したがって、ＩＧＢＴ１０１の導通比をコントロールすることで高精度な降圧動作が可能になる。また、ダイオード１０４はＩＧＢＴ１０５が逆耐圧阻止型であれば省略することが可能である。

以上説明したように本実施形態によればＩＧＢＴ，ダイオード，スナバコンデンサ、およびトランスで構成される補助共振回路を備えることでＺＶＳ,ＺＣＳターンオン,ＺＶＳターンオフが可能となり損失が大幅に低減できる。さらにスイッチング損失が大幅に低減できることから高周波化が可能となりトランスおよびコンデンサの小型化およびコスト低減が可能となる。またＩＧＢＴ１０１の導通比のコントロールすることにより高精度な降圧動作が可能となる。

（実施形態３）
図６は本発明の第３の実施形態を示す回路図である。本実施形態は昇圧形のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータである。図６において図１乃至図５と同一の構成要素には同じ符号が付してある。

図６の構成を説明する。図６においてａ点とｄ点間にインダクタ３が接続され、ｄ点とｂ点間にコンデンサ４が接続され、ｄ点とｅ点間にトランス６０８の１次巻線６０８ａが接続され、ｄ点とｂ点間にＩＧＢＴ６０１が接続されており、ｄ点にＩＧＢＴ６０１のコレクタ端子、ｂ点にエミッタ端子が接続されている。ＩＧＢＴ６０１のコレクタ端子にダイオード６０２のカソード端子，エミッタ端子にアノード端子が接続されている。さらにＩＧＢＴ６０１と並列にスナバコンデンサ６０３が接続されている。ｄ点からトランス
６０８の２次巻線６０８ｂを介して、ダイオード６０４のアノード端子が接続され、カソード端子はＩＧＢＴ６０５のコレクタ端子に接続され、エミッタ端子はｂ点に接続されている。また、ｄ点にダイオード６０６のアノード端子が接続され、カソード端子はコンデンサ１０７の正極端子に接続されている。コンデンサ１０７の負極端子はｂ点に接続されている。

次に動作を説明する。ＩＧＢＴ６０１，ＩＧＢＴ６０５がオフ状態での動作は第１の実施形態と同様である。ＩＧＢＴ６０５がオンするとスナバコンデンサ６０３に充電されている電荷がトランス６０８ｂを介してダイオード６０４，ＩＧＢＴ６０５へ流れる。このときトランス６０８ｂの漏れインダクタンスよりスナバコンデンサ６０３から流れる電流の傾きｄｉ／ｄｔが緩やかになりＺＣＳを実現している。これによりＩＧＢＴ６０５のターンオン損失の低減を図っている。次にスナバコンデンサの充電電圧が０Ｖとなるとトランス６０８ｂに蓄えられたエネルギーによりダイオード６０２，トランス６０８ｂ，ダイオード６０４，ＩＧＢＴ６０５のループに電流が流れる。このダイオード６０２に電流が流れている期間にＩＧＢＴ６０１がオンする。したがって、ＩＧＢＴ６０１のコレクタ，エミッタ間には正に電圧が印加されていない状態でオンするためターンオン損失が発生しないＺＶＳ，ＺＣＳを実現している。次にトランス６０８ｂのエネルギーがなくなると、商用交流電源１から整流回路２，インダクタ３，トランス６０８ａを介して、ＩＧＢＴ
６０１へ流れるとともにコンデンサ４からトランス６０８ａ，ＩＧＢＴ６０１に流れる。次に所望のタイミングでＩＧＢＴ６０１およびＩＧＢＴ６０５オフするとスナバコンデンサ６０３へ電流が流れ、充電される。このとき遮断電流とスナバコンデンサ６０３の容量で決まる充電時間ｄｖ／ｄｔにより緩やかに充電されることでＺＶＳが実現できＩＧＢＴ６０１のターンオフ損失を低減できる。トランス６０８ａに蓄えられたエネルギーよりダイオード６０６，コンデンサ１０７，コンデンサ４に流れるとともに商用交流電源１から整流回路２，インダクタ３，トランス６０８ａ，ダイオード６０６，コンデンサ４に流れ、コンデンサ４の両端電圧が昇圧される。

図７にＩＧＢＴ６０１の導通比と昇降圧比の関係を示す。ＩＧＢＴ６０１の導通比がゼロ、即ちＩＧＢＴ６０１がオフ状態ではコンデンサ４の電圧がコンデンサ６０７に出力されることになり昇降圧比は１となる。また、図７に示すように導通比を大きくしていくことで昇降圧比が増大する。また、ダイオード６０４はＩＧＢＴ６０５が逆耐圧阻止型であれば省略することが可能である。

以上説明したように本実施形態によればＩＧＢＴ，ダイオード，スナバコンデンサ、およびトランスで構成される補助共振回路を備えることでＺＶＳ,ＺＣＳターンオン,ＺＶＳターンオフが可能となり損失が大幅に低減できる。さらにスイッチング損失が大幅に低減できることから高周波化が可能となりトランスおよびコンデンサの小型化およびコスト低減が可能となる。またＩＧＢＴ６０１の導通比のコントロールすることにより高精度な昇圧動作が可能である。

（実施形態４）
図８は本発明の第４の実施形態を示す回路図である。本実施形態は昇降圧形のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータである。図８において図１乃至図７と同一の構成要素には同じ符号が付してある。

図８の構成を説明する。図８においてａ点とｂ点には前述の実施形態３と同様の回路が接続され、ｅ点とｂ点に前述の実施形態２と同様な回路が接続される構成となっている。

次に動作について説明する。コンデンサ６０７に発生する電圧は前述の実施形態３と同様に昇圧動作を行う。さらにコンデンサ６０７を電源としコンデンサ１０７に発生する電圧は前述の実施形態２と同様に降圧動作を行う。ＩＧＢＴ６０１の導通比と昇降圧比の関係は図７と同様であり、ＩＧＢＴ１０１の導通比と昇降圧比の関係は図５と同様である。

以上のように本実施形態によれば昇圧回路と降圧回路の２つの回路を組み合わせることで昇降圧動作を可能になる。さらに昇圧動作と降圧動作が独立して制御できるためきめ細かく出力電圧の設定が可能となり高精度な昇降圧動作が実現できる。また、ソフトスイッチング化によりスイッチング損失が低減されるため高周波化が可能となる。これによりトランスやコンデンサなどの受動部品の小型化ができることからシステム全体の小型化，低コスト化を実現できる。

（実施形態５）
図９は本発明の第５の実施形態を示す回路図である。本実施形態は昇降圧形のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータである。図９において図１乃至図８と同一の構成要素には同じ符号が付してある。

図９の構成を説明する。図９においてａ点とｂ点には前述の実施形態２と同様の回路が接続され、ｄ点とｂ点に前述の実施形態３と同様な回路が接続される。トランス９０８は１次巻線９０８ａと２つの２次巻線９０８ｂ，９０８ｃを持つ構成となっており、ｃ点にトランス９０８ｂが接続され、ｄ点に９０８ｃが接続されている。

次に動作を説明する。ＩＧＢＴ１０１，ＩＧＢＴ６０５がオフ状態での動作は前述の第１の実施形態と同様である。まず最初に降圧動作について説明する。ＩＧＢＴ１０１がオンするタイミングではダイオード１０４，ＩＧＢＴ１０５，トランス９０８ｂ，ダイオード１０２の経路に電流が流れているためＩＧＢＴ１０１には電流が流れない。所謂ＺＶＳ，ＺＣＳターンオンが実現できている。次にトランス９０８ｂのエネルギーが消費されるとＩＧＢＴ１０１，トランス９０８ａ，ダイオード６０６，コンデンサ１０７，コンデンサ４の経路に電流が流れる。次に所望のタイミングでＩＧＢＴ１０１およびＩＧＢＴ105をオフするとスナバコンデンサ１０３に充電電流が流れＩＧＢＴ１０１のコレクタ，エミッタ間電圧はスナバコンデンサ３の容量とＩＧＢＴ１０１の遮断電流で決まるｄｖ／ｄｔにより緩やかに上昇する。この緩やかなｄｖ／ｄｔによりＺＶＳが実現できターンオフ損失の低減が可能となる。次にトランス９０８ａのエネルギーがダイオード６０６，コンデンサ１０７，ダイオード４０１の経路に電流が流れる。この動作を繰り返すことで降圧動作となる。

次に昇圧動作について説明する。昇圧動作ではＩＧＢＴ１０１を常時オン状態としておく必要がある。ＩＧＢＴ１０５はオフ状態である。ＩＧＢＴ６０１がオンするタイミングではトランス９０８ｃ，ダイオード６０４，ＩＧＢＴ６０５，ダイオード６０２の経路に電流が流れているためＩＧＢＴ６０１には電流が流れない。所謂ＺＶＳ，ＺＶＳターンオンとなる。次にトランス９０８ｃのエネルギーが消費されるとＩＧＢＴ１０１，トランス９０８ａ，ＩＧＢＴ６０１，コンデンサ４の経路に電流が流れるトランス９０８ａにエネルギーを蓄える。次に所望のタイミングでＩＧＢＴ６０１およびＩＧＢＴ６０５をオフするとスナバコンデンサ６０３に充電電流が流れＩＧＢＴ６０１のコレクタ，エミッタ間電圧はスナバコンデンサ１０３の容量とＩＧＢＴ６０１の遮断電流で決まるｄｖ／ｄｔにより緩やかに上昇する。この緩やかなｄｖ／ｄｔによりＺＶＳが実現できターンオフ損失の低減が可能となる。次にトランス９０８ａのエネルギーがダイオード６０６，コンデンサ１０７，ダイオード４０１の経路に電流が流れる。この動作を繰り返すことで昇圧動作となる。

以上のように本実施形態によれば昇圧部のチョークコイルと降圧部のチョークコイルを１つにすることができるためトランスサイズの小型化が可能になり、システムの小型化，低コスト化が可能となる。

（実施形態６）
図１０は本発明の第６の実施形態を示す回路図である。本実施形態は昇降圧形のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータである。図１０において図１乃至図９と同一の構成要素には同じ符号が付してある。

図１０の構成を示す。図１０において商用交流電源１から整流回路２を介しインダクタ１００５に接続され、インダクタ１００５とｂ点間にＩＧＢＴ１００１が接続される。さらにＩＧＢＴ１００１のコレクタ端子にダイオード１００２のアノード端子が接続され、ｈ点にダイオード１００２カソード端子が接続される。ｈ点とｂ点には前述の実施形態２のａ点，ｂ点が接続される構成となっている。

次に図１１を用い動作を説明する。入力電圧検出回路の出力値がある所定の値以下の時にＩＧＢＴ１００１をスイッチング動作し入力電流を流し、ある所定値以上になった場合にＩＧＢＴ１００１のスイッチング動作を休止しコンデンサ１００３に電流を流す動作を行う。このような動作をすることでＩＧＢＴ１００１の導通期間をできるだけ短くし、かつ入力電圧が低い部分のみＩＧＢＴ１００１が動作するためＩＧＢＴ１００１が消費する電力が低減できる。これにより高効率で力率を改善することが可能となる。また降圧動作をする場合には前述の実施形態２と同様の動作を行うことでソフトスイッチング動作が可能となり損失の低減になる。

以上のように本実施形態によれば昇圧部のスイッチング動作を入力電圧により動作，休止を設定することで昇圧部の損失を大幅に低減できる。さらに降圧部もソフトスイッチング化できることから昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの低損失化となり、大幅な高効率化が可能となる。

（実施形態７）
図１２は本発明の第７の実施形態を示すトランスの構造図である。

図１２のトランス１２１０は１次巻線１２０１，２次巻線１２０２，高熱伝導樹脂1203，鉄心１２０４を有している。このトランス１２１０は１次巻線と２次巻線を備えており、比透磁率が高く、高周波特性に優れた鉄心を備えている。更にこの鉄心にはギャップが設けられており１次巻線と２次巻線の結合度を弱くする構成となっている。さらにトランスの周囲および内部に高熱伝導樹脂で固めている。高熱伝導樹脂は樹脂中に熱伝導の高い金属や無機セラミックスフィラを混合するなどの方法で作ることができる。

具体的にこの高熱伝導性部材の組成としては、熱伝導率が５Ｗ／ｍＫ以上、体積抵抗率は１０Ｅ６Ωcm以上の高抵抗部材、更に望ましくは１０Ｅ１６Ωcm以上の絶縁部材が望ましい。高熱伝導性部材はエポキシ樹脂組成等の樹脂が望ましく、具体的な物材の例としては熱硬化性樹脂組成物がエポキシ樹脂組成物と無機フィラ（例えば、無機セラミックスフィラ）を含み、該エポキシ樹脂組成物はメソゲンを有するエポキシ樹脂モノマーを含み、該エポキシ樹脂組成物中のメソゲン含有量が３１重量％以上であり、熱硬化性により製造できる物材を用いることができる。

図１３はトランスの結合度とＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率の関係を示すグラフである。実験結果によれば図１２のようにトランスの結合度は０.２〜０.９の間に設定することで変換効率９０％以上を達成することが可能となる。

以上のように本実施形態によれば高熱伝導樹脂に覆われた疎結合トランスにおいて結合度が０.２〜０.９とすることで変換効率９０％以上を確保できる。また、高熱伝導樹脂により放熱性が良くなり冷却装置の削除あるいは小型化が可能となり、システムの小型，低コスト化が可能となる。

（実施形態８）
図１４は本発明の第８の実施形態を示すトランスの構造図である。

図１４のトランスの構造が前述の実施形態７のトランスと異なっている点は２次巻線が２つ設けられている点である。このような構成にすることで前述の実施形態５記載の回路に用いるトランスを１つの構造で構成することが可能となり小型化が図れる。

以上のように本実施形態によれば２次巻線を２つ設けることでトランスの小型化が可能となり回路の小型化および低コスト化が実現できる。

（実施形態９）
図１５は本発明の第９の実施形態を示す回路図である。本実施形態は昇降圧形のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータを示している。図１５において図１と同一の構成要素には同じ符号が付してある。

第１の実施形態と異なる点は、スイッチング素子として逆耐圧を持つＩＧＢＴ１５０１を使う点である。動作については第１の実施形態と同様の構成を採用できる。

以上のように本実施形態によれば、逆耐圧を持つＩＧＢＴ１５０１を用いることで、第１の実施形態のダイオード１０４が省略でき、回路の小型化，低コスト化，低損失化を実現できる。

以上の実施形態１乃至９によれば、ＩＧＢＴの例を中心に説明してきたが、ソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータはＩＧＢＴに限定されるものではなく、パワーMOSFETやその他の絶縁ゲート半導体装置，バイポーラトランジスタにおいても同様の効果を得られることは当業者にとって明らかである。

本発明の第１の実施形態の昇降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１の動作を示すタイムチャートである。図１の動作を説明する図である。本発明の第２の実施形態の降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図４の動作を説明する図である。本発明の第３の実施形態の昇圧形のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図６の動作を説明する図である。本発明の第４の実施形態の昇降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。本発明の第５の実施形態の昇降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。本発明の第６の実施形態の昇降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１０の動作を説明する図である。本発明の第７の実施形態のトランスの構造図である。図１２のトランスの結合度とＤＣ−ＤＣコンバータの効率の関係を示す図である。本発明の第８の実施形態のトランスの構造図である。本発明の第９の実施形態の昇降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。

符号の説明

１…商用交流電源、２…整流回路、３，１００５…インダクタ、４，１０７，１００３…コンデンサ、１０１，６０１，１００１…ＩＧＢＴ、１０２，１０４，１０６，４０１，６０２，６０４，６０６，１００３…ダイオード、１０３，６０３…スナバコンデンサ、１０５…副スイッチング素子、１０８，４０２，６０８，９０８，１０８ａ，４０２ａ，６０８ａ，９０８ａ，１２０１…トランス、１０８ｂ，４０２ｂ，６０８ｂ，９０８ｂ，９０８ｃ，１２０２，１４０１…トランス２次巻線、１０９…電流検出素子、１１０…入力電流検出回路、１１１，１１２，８２１，８２２,８２３,８２４,１００４,１００５，１００６…ドライブ回路、１１３…出力電圧検出回路、１１４…制御回路、１１５…出力電圧設定部、１１６…入力電圧検出回路、１２０３…高熱伝導樹脂、１２０４…鉄心、１５０１…逆耐圧を持つＩＧＢＴ。

Claims

入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
電源の整流回路の第１の端子に主電流を制御する制御端子を有する第１のスイッチング素子の第１の端子が接続され、
前記第１のスイッチング素子の第２の端子には、１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線の第１の端子に接続され、
前記トランスの１次巻線の第２の端子は前記整流回路の第２の端子に接続され、
前記第１のスイッチング素子の第２の端子と第１のダイオードの第１の端子が接続され、
前記第１のダイオードの第２の端子に第１のコンデンサの第１の端子が接続され、
前記第１のコンデンサの第２の端子と前記整流回路の第２の端子が接続され、
前記第１のスイッチング素子と並列に第２のダイオードと第２のコンデンサが接続され、
前記第１のスイッチング素子の第１の端子と第３のダイオードの第１の端子が接続され、
前記第３のダイオードの第２の端子には、前記主電流を制御する制御端子を有する第２のスイッチング素子の第１の端子が接続され、
前記第２のスイッチング素子の第２の端子と、前記トランスの２次巻線の第１の端子が接続され、
前記トランスの２次巻線の第２の端子と前記第１のスイッチング素子の第２の端子が接続される共振回路を備えることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
電源の整流回路の第１の端子に主電流を制御する制御端子を有する第１のスイッチング素子の第１の端子が接続され、
前記第１のスイッチング素子の第２の端子と、１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線の第１の端子が接続され、
前記トランスの１次巻線の第２の端子は第１のコンデンサの第１の端子に接続され、
前記第１のスイッチング素子の第２の端子と第１のダイオードの第１の端子が接続され、
前記第１のダイオードの第２の端子と前記整流回路の第２の端子は接続され、前記第１のコンデンサの第２の端子と前記整流回路の第２の端子は接続され、
前記第１のスイッチング素子と並列に第２のダイオードと第２のコンデンサが接続され、
前記第１のスイッチング素子の第１の端子と第３のダイオードの第１の端子が接続され、
前記第３のダイオードの第２の端子には、主電流を制御する制御端子を有する第２のスイッチング素子の第１の端子が接続され、
前記第２のスイッチング素子の第２の端子と、前記トランスの２次巻線の第１の端子は接続され、
前記トランスの２次巻線の第２の端子と前記第１のスイッチング素子の第２の端子が接続される共振回路を備えることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
電源の整流回路の第１の端子に、１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線の第１の端子が接続され、前記トランスの１次巻線の第２の端子には、主電流を制御する制御端子を有する第１のスイッチング素子の第１の端子が接続され、前記第１のスイッチング素子の第２の端子と前記整流回路の第２の端子は接続され、前記第１のスイッチング素子の第１の端子と第１のダイオードの第１の端子が接続され、前記第１のダイオードの第２の端子と第１のコンデンサの第１の端子が接続され、前記第１のコンデンサの第２の端子と前記整流回路の第２の端子は接続され、
前記第１のスイッチング素子の端子と並列に第２のダイオードと第２のコンデンサが接続され、前記第１のスイッチング素子の第１の端子と前記トランスの２次巻線の第１の端子は接続され、前記トランスの２次巻線の第２の端子と第３のダイオードの第１の端子は接続され、前記第３のダイオードの第２の端子には、主電流を制御する制御端子を有する第２のスイッチング素子の第１の端子が接続され、前記第２のスイッチング素子の第２の端子と、前記整流回路の第２の端子が接続される共振回路を備えることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記請求項３に記載の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータのコンデンサを電源とし、
前記請求項２に記載の降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータが接続され、
前記昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータには、請求項３に記載の共振回路が接続され、前記降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータには、請求項２に記載の共振回路が接続されることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記請求項２に記載の降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータのコンデンサを電源とし、
前記請求項３に記載の昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータが接続され、
前記降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータには、請求項２記載の共振回路が接続され、
前記昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータには、請求項３に記載の共振回路が接続され、前記降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの共振回路のトランスの１次巻線が昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータと降圧ＤＣ−ＤＣコンバータのチョークコイルとして共用したことを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
電源の整流回路の第１の端子と第１のインダクタの第１の端子が接続され、
前記第１のインダクタの第２の端子と、主電流を制御する制御端子を有する第１のスイッチング素子の第１の端子が接続され、
前記第１のスイッチング素子の第２の端子と前記整流回路の第２の端子が接続され、
前記第１のスイッチング素子の第２の端子と第１のダイオードの第１の端子が接続され、
前記第１のダイオードの第２の端子と、前記整流回路の第２の端子間に、前記請求項２に記載の降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータが接続され、
前記降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータには請求項２に記載の補助共振回路が接続され、
前記第１のスイッチング素子が、所望の入力電圧値以下になるとオンし、所望の入力電圧値を超えるとオフする制御回路を搭載したことを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１乃至請求項６のいずれかに記載のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線と２次巻線の結合度が０.２乃至０.９であるトランスを用いることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とが両方共オフする期間を設けると共に、少なくとも、第２のスイッチング素子がオンしてから次に第１のスイッチング素子がオンすることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１乃至請求項６の何れか１項に記載のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
第１のスイッチング素子を駆動制御する第１のドライブ回路と、第２のスイッチング素子を駆動制御する第２のドライブ回路と、入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、入力電流を検出する入力電流検出手段と、出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、出力電圧を設定する出力電圧設定部と、それらを制御する制御回路を備え、前記入力電圧検出手段の電圧波形と、前記入力電流検出手段の電流波形の形状を一致させ、かつ出力電圧検出部と、出力電圧設定部の電圧値を一致させるように、前記第１のドライブ回路と、前記第２のドライブ回路を制御する制御回路を備えたことを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項８に記載のソフトスイッチングコンバータにおいて、
第２のスイッチング素子がオンし、次に第１のスイッチング素子の一方の端子と、第１のスイッチング素子の他方の端子との電位差が０Ｖとなったときに第１のスイッチング素子がオンすることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項８に記載のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
第２のスイッチング素子がオンし、次に第２のダイオードに通電している期間に、第１にスイッチング素子がオンすることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項７に記載のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータおいて、
１次巻線と２次巻線を有するトランスが、樹脂成分中に異方性構造が存在する熱伝導性が高い樹脂に金属あるいは無機セラミックスのフィラを混合した高熱伝導樹脂によってモールドしたものであることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項７に記載のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記１次巻線と２次巻線を有するトランスの２次巻線が、２つ以上に分割されているトランスを用いることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１乃至６に記載のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第２のスイッチング素子が、逆耐圧を有するスイッチング素子を使うことを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力された電圧を、異なる電圧へ変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
ＤＣ−ＤＣコンバータの主電流を制御する制御端子を有し、第１の端子が入力側に接続された第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子の第２の端子に接続された１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線と、
前記第１のスイッチング素子の第１の端子側に第１の端子が接続されたダイオードと、
該ダイオードの第２の端子に第１の端子が接続された第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子の第２の端子に第１の端子が接続され、かつ、第２の端子が前記第１のスイッチング素子の第２の端子に接続された前記トランスの２次巻線とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
ＤＣ−ＤＣコンバータの主電流を制御する制御端子を有し、第１の端子が入力側に接続された第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子の第２の端子に第１の端子が接続された第１のダイオードと、
前記第１のスイッチング素子の第２の端子に接続された１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線と、
前記第１のスイッチング素子の第１の端子側に第１の端子が接続された第２のダイオードと、
該第２のダイオードの第２の端子に第１の端子が接続された第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子の第２の端子に第１の端子が接続され、かつ、第２の端子が前記第１のスイッチング素子の第２の端子に接続された前記トランスの２次巻線とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力された電圧を、異なる電圧へ変換するソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
ＤＣ−ＤＣコンバータの主電流を制御する制御端子を有する第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子の第１の端子に接続された１次巻線と２次巻線を有するトランスの１次巻線と、
前記第１のスイッチング素子の第１の端子に接続された前記トランスの２次巻線と、
該トランスの２次巻線の他端に第１の端子が接続されたダイオードと、
該ダイオードの第２に端子に第１の端子が接続された第２のスイッチング素子と、
該第２のスイッチング素子の第２の端子は前記第１のスイッチング素子の第２の端子に接続されることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１５乃至請求項１７の何れか１項に記載のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とが両方共オフする期間を設けると共に、少なくとも、第２のスイッチング素子がオンしてから次に第１のスイッチング素子がオンすることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１８に記載のソフトスイッチングコンバータにおいて、
第２のスイッチング素子がオンし、次に第１のスイッチング素子の一方の端子と、第１のスイッチング素子の他方の端子との電位差が０Ｖとなったときに第１のスイッチング素子がオンすることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。
請求項１８に記載のソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
第２のスイッチング素子がオンし、次に第２のダイオードに通電している期間に、第１にスイッチング素子がオンすることを特徴とするソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータ。