JP2003324956A - 直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法及び直列共振型ブリッジインバータ回路 - Google Patents
直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法及び直列共振型ブリッジインバータ回路Info
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- JP2003324956A JP2003324956A JP2002133746A JP2002133746A JP2003324956A JP 2003324956 A JP2003324956 A JP 2003324956A JP 2002133746 A JP2002133746 A JP 2002133746A JP 2002133746 A JP2002133746 A JP 2002133746A JP 2003324956 A JP2003324956 A JP 2003324956A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直列共振型インバータ回路における軽負荷時
の制御性を大幅に改善し、効率の向上と出力リプルの低
減とを図ること。 【解決手段】 ダイオードを逆並列した半導体スイッチ
をフルブリッジ回路に構成し、このフルブリッジ回路２
の交流出力側に共振用インダクタンス６、共振用コンデ
ンサ５及び負荷回路１６を接続してなる直列共振型ブリ
ッジインバータ回路の制御方法において、出力電力が予
め決めた電力の範囲にあるときは、フルブリッジ回路２
をフルブリッジ形態で動作させ、出力電力が予め決めた
電力の範囲よりも小さいときには、フルブリッジ回路２
を等価的にハーフブリッジ形態で動作させる直列共振型
ブリッジインバータ回路の制御方法。
の制御性を大幅に改善し、効率の向上と出力リプルの低
減とを図ること。 【解決手段】 ダイオードを逆並列した半導体スイッチ
をフルブリッジ回路に構成し、このフルブリッジ回路２
の交流出力側に共振用インダクタンス６、共振用コンデ
ンサ５及び負荷回路１６を接続してなる直列共振型ブリ
ッジインバータ回路の制御方法において、出力電力が予
め決めた電力の範囲にあるときは、フルブリッジ回路２
をフルブリッジ形態で動作させ、出力電力が予め決めた
電力の範囲よりも小さいときには、フルブリッジ回路２
を等価的にハーフブリッジ形態で動作させる直列共振型
ブリッジインバータ回路の制御方法。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】 この発明は、出力電力が予め決
めた電力の範囲よりも小さい場合の制御特性を改善した
直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法及び直列
共振型ブリッジインバータ回路に関する。
めた電力の範囲よりも小さい場合の制御特性を改善した
直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法及び直列
共振型ブリッジインバータ回路に関する。
【０００２】
【従来技術】 通常、単相の直列共振型ブリッジインバ
ータ回路は、直流電圧源に跨がって、逆並列ダイオード
を有する２組の半導体スイッチでフルブリッジ回路を構
成し、このフルブリッジ回路の交流出力側にに共振用イ
ンダクタンス、共振用コンデンサ及び負荷回路を接続し
てなり、共振用インダクタンスと共振用コンデンサの直
列共振周波数に関連する駆動周波数で前記２組の半導体
スイッチを１組づつ交互に駆動して前記負荷回路に電力
を供給する。この直列共振型ブリッジインバータ回路で
は、負荷回路をトランスと整流回路と負荷とで構成した
場合、直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。
ータ回路は、直流電圧源に跨がって、逆並列ダイオード
を有する２組の半導体スイッチでフルブリッジ回路を構
成し、このフルブリッジ回路の交流出力側にに共振用イ
ンダクタンス、共振用コンデンサ及び負荷回路を接続し
てなり、共振用インダクタンスと共振用コンデンサの直
列共振周波数に関連する駆動周波数で前記２組の半導体
スイッチを１組づつ交互に駆動して前記負荷回路に電力
を供給する。この直列共振型ブリッジインバータ回路で
は、負荷回路をトランスと整流回路と負荷とで構成した
場合、直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。
【０００３】 この種の直列共振型ブリッジインバータ
回路は、半導体スイッチを流れる電流が正弦波となり、
ゼロ電流ターンオン、ターンオフ（ＺＣＳ）が可能で、
スイッチング損失が少なく、高効率である。また、ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、トランスの２次側回路の整流回
路にはチョークコイルが不要なコンデンサインプット回
路が使用できるので、高電圧電源、特に、医療用Ｘ線電
源などの高電圧電源に利用されている。
回路は、半導体スイッチを流れる電流が正弦波となり、
ゼロ電流ターンオン、ターンオフ（ＺＣＳ）が可能で、
スイッチング損失が少なく、高効率である。また、ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、トランスの２次側回路の整流回
路にはチョークコイルが不要なコンデンサインプット回
路が使用できるので、高電圧電源、特に、医療用Ｘ線電
源などの高電圧電源に利用されている。
【０００４】 図７は、従来の直列共振型イブリッジン
バータ回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ示すものであ
り、その回路構成、動作を説明しながら従来の問題点を
説明する。１は直流電源、２はこの直流電源に接続され
た電圧型ブリッジインバータであり、直流電源１に跨が
って２個のＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂが直列接続され、また直
流電源１に跨がって２個のＩＧＢＴ３Ｃ、３Ｄが直列接
続されている。そして、各ＩＧＢＴにはダイオード４
Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄが逆並列に接続されている。電圧
型ブリッジインバータ２の交流出力、ＩＧＢＴ３Ａ、３
Ｂの直列接続点とＩＧＢＴ３Ｃ、３Ｄの直列接続点間に
は、共振用コンデンサ５、共振用インダクタンス６、ト
ランス７の１次巻線８が直列接続される。トランス７の
２次巻線９には４個のダイオード１０、１１，１２，１
３からなるブリッジ整流回路１４が接続され、さらに、
フィルタコンデンサ１５が接続され、負荷装置１６が接
続されている。各ＩＧＢＴには、制御回路１７からゲー
ト信号VgA 、VgB、VgC 、VgD がパルストランス、又は
フォトカプラなどのような信号絶縁回路１８Ａ、１８
Ｂ、１８Ｃ、１８Ｄを通して供給される。ゲート信号Vg
A とVgD は互いに同相であり、ゲート信号VgB 、VgC は
ゲート信号VgA 、VgD に対して逆相である。この結果、
ＩＧＢＴ３Ａ、３Ｄの組とＩＧＢＴ３Ｃ、３Ｂの組が交
互に一定時間オンする。
バータ回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ示すものであ
り、その回路構成、動作を説明しながら従来の問題点を
説明する。１は直流電源、２はこの直流電源に接続され
た電圧型ブリッジインバータであり、直流電源１に跨が
って２個のＩＧＢＴ３Ａ、３Ｂが直列接続され、また直
流電源１に跨がって２個のＩＧＢＴ３Ｃ、３Ｄが直列接
続されている。そして、各ＩＧＢＴにはダイオード４
Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄが逆並列に接続されている。電圧
型ブリッジインバータ２の交流出力、ＩＧＢＴ３Ａ、３
Ｂの直列接続点とＩＧＢＴ３Ｃ、３Ｄの直列接続点間に
は、共振用コンデンサ５、共振用インダクタンス６、ト
ランス７の１次巻線８が直列接続される。トランス７の
２次巻線９には４個のダイオード１０、１１，１２，１
３からなるブリッジ整流回路１４が接続され、さらに、
フィルタコンデンサ１５が接続され、負荷装置１６が接
続されている。各ＩＧＢＴには、制御回路１７からゲー
ト信号VgA 、VgB、VgC 、VgD がパルストランス、又は
フォトカプラなどのような信号絶縁回路１８Ａ、１８
Ｂ、１８Ｃ、１８Ｄを通して供給される。ゲート信号Vg
A とVgD は互いに同相であり、ゲート信号VgB 、VgC は
ゲート信号VgA 、VgD に対して逆相である。この結果、
ＩＧＢＴ３Ａ、３Ｄの組とＩＧＢＴ３Ｃ、３Ｂの組が交
互に一定時間オンする。
【０００５】 図８（Ａ）、（Ｂ）はそれぞれ一例とし
て、２４kW定格の高電圧ＤＣ−ＤＣコンバータの定格の
１００％負荷（６０kV−４００mA）運転におけるインバ
ータ電流Ipと負荷電圧Voの波形を示す。インバータ回路
は共振用コンデンサ５、共振用インダクタンス６の共振
周波数よりも低い駆動周波数４０ｋHzで駆動されてい
る。インバータ回路を流れるインバータ電流Ipはピーク
値が２００Aであるが、ほぼ完全な正弦波であり、ゼロ
電流でターンオンすると共に、ゼロ電流でターンオフす
るため、スイッチング損失が減少している。このとき、
負荷電圧Voのリプルは約１kVである。この種のコンバー
タでは、負荷電圧の制御、例えば、負荷電圧の定電圧制
御は駆動周波数fsの変化で行われ、負荷が軽くなったと
き、あるいは電源電圧が上昇したときには、駆動周波数
fsを低下させて定電圧に維持する。
て、２４kW定格の高電圧ＤＣ−ＤＣコンバータの定格の
１００％負荷（６０kV−４００mA）運転におけるインバ
ータ電流Ipと負荷電圧Voの波形を示す。インバータ回路
は共振用コンデンサ５、共振用インダクタンス６の共振
周波数よりも低い駆動周波数４０ｋHzで駆動されてい
る。インバータ回路を流れるインバータ電流Ipはピーク
値が２００Aであるが、ほぼ完全な正弦波であり、ゼロ
電流でターンオンすると共に、ゼロ電流でターンオフす
るため、スイッチング損失が減少している。このとき、
負荷電圧Voのリプルは約１kVである。この種のコンバー
タでは、負荷電圧の制御、例えば、負荷電圧の定電圧制
御は駆動周波数fsの変化で行われ、負荷が軽くなったと
き、あるいは電源電圧が上昇したときには、駆動周波数
fsを低下させて定電圧に維持する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】 このためある電力よ
りも小さな軽負荷、すなわち小電力負荷になると駆動周
波数fsを低下せねばならず、負荷電圧Voのリプルが増大
する欠点がある。図９（Ａ）、（Ｂ）は、上記と同一定
格の高電圧電源における定格の２５％負荷運転（３０kV
−２００mA）におけるインバータ電流Ipの波形と負荷電
圧Voのリプルをそれぞれ示す。定電圧を維持するために
は、駆動周波数fsを８kHz まで低下せねばならず、イン
バータ電流Ipのピーク値が３００Ａ以上まで増加し、リ
プル電圧が５kVにも増加する。すなわち、この種の直列
共振コンバータでは、軽負荷時の出力特性がかなり悪化
するという問題がある。このため、従来は、インバータ
回路の直流入力電圧を制御すること、又は共振用インダ
クタンス６、共振用コンデンサ５の値を負荷電力に応じ
て切り替えるなどの方法が採用されているが、いずれも
装置が複雑になったり、コストが上昇するなどの問題が
ある。
りも小さな軽負荷、すなわち小電力負荷になると駆動周
波数fsを低下せねばならず、負荷電圧Voのリプルが増大
する欠点がある。図９（Ａ）、（Ｂ）は、上記と同一定
格の高電圧電源における定格の２５％負荷運転（３０kV
−２００mA）におけるインバータ電流Ipの波形と負荷電
圧Voのリプルをそれぞれ示す。定電圧を維持するために
は、駆動周波数fsを８kHz まで低下せねばならず、イン
バータ電流Ipのピーク値が３００Ａ以上まで増加し、リ
プル電圧が５kVにも増加する。すなわち、この種の直列
共振コンバータでは、軽負荷時の出力特性がかなり悪化
するという問題がある。このため、従来は、インバータ
回路の直流入力電圧を制御すること、又は共振用インダ
クタンス６、共振用コンデンサ５の値を負荷電力に応じ
て切り替えるなどの方法が採用されているが、いずれも
装置が複雑になったり、コストが上昇するなどの問題が
ある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】 この課題を解決するた
め、請求項１の発明は、直流電圧源に跨がって、ダイオ
ードを逆並列した半導体スイッチをフルブリッジ回路に
構成し、このフルブリッジ回路の交流出力側に共振用イ
ンダクタンス、共振用コンデンサ及び負荷回路を接続し
てなり、前記共振用インダクタンスと共振用コンデンサ
の直列共振周波数に関連する駆動周波数で前記半導体ス
イッチを駆動して前記負荷回路に電力を供給する直列共
振型ブリッジインバータ回路の制御方法において、出力
電力が予め決めた電力の範囲にあるときは、前記フルブ
リッジ回路をフルブリッジ形態で動作させ、前記出力電
力が前記予め決めた電力の範囲よりも小さいときには、
前記フルブリッジ回路を等価的にハーフブリッジ形態で
動作させる直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方
法を提案するものである。この発明によれば、軽負荷時
にも直列共振型ブリッジインバータ回路のスイッチング
半導体素子の制御周波数を低下させずに対応できるの
で、出力のリプルを十分に小さくでき、また電力損失の
軽減などができる。
め、請求項１の発明は、直流電圧源に跨がって、ダイオ
ードを逆並列した半導体スイッチをフルブリッジ回路に
構成し、このフルブリッジ回路の交流出力側に共振用イ
ンダクタンス、共振用コンデンサ及び負荷回路を接続し
てなり、前記共振用インダクタンスと共振用コンデンサ
の直列共振周波数に関連する駆動周波数で前記半導体ス
イッチを駆動して前記負荷回路に電力を供給する直列共
振型ブリッジインバータ回路の制御方法において、出力
電力が予め決めた電力の範囲にあるときは、前記フルブ
リッジ回路をフルブリッジ形態で動作させ、前記出力電
力が前記予め決めた電力の範囲よりも小さいときには、
前記フルブリッジ回路を等価的にハーフブリッジ形態で
動作させる直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方
法を提案するものである。この発明によれば、軽負荷時
にも直列共振型ブリッジインバータ回路のスイッチング
半導体素子の制御周波数を低下させずに対応できるの
で、出力のリプルを十分に小さくでき、また電力損失の
軽減などができる。
【０００８】 請求項２の発明は、上記課題を解決する
ため、請求項１において、出力電力の検出値が基準電力
よりも大きなときは、前記フルブリッジ回路を構成する
２組の前記半導体スイッチを交互に駆動してスイッチン
グさせることにより前記フルブリッジ回路をフルブリッ
ジ形態で動作させ、前記出力電力が前記基準電力以下の
ときには、前記２組のうちの第１の組の前記半導体スイ
ッチの内の一方を継続してオン、他方を継続してオフさ
せ、第２の組の前記半導体スイッチを交互にオン、オフ
動作させることにより、前記フルブリッジ回路を等価的
にハーフブリッジ形態で動作させる直列共振型ブリッジ
インバータ回路の制御方法を提案するものである。
ため、請求項１において、出力電力の検出値が基準電力
よりも大きなときは、前記フルブリッジ回路を構成する
２組の前記半導体スイッチを交互に駆動してスイッチン
グさせることにより前記フルブリッジ回路をフルブリッ
ジ形態で動作させ、前記出力電力が前記基準電力以下の
ときには、前記２組のうちの第１の組の前記半導体スイ
ッチの内の一方を継続してオン、他方を継続してオフさ
せ、第２の組の前記半導体スイッチを交互にオン、オフ
動作させることにより、前記フルブリッジ回路を等価的
にハーフブリッジ形態で動作させる直列共振型ブリッジ
インバータ回路の制御方法を提案するものである。
【０００９】 請求項３の発明は、上記課題を解決する
ため、請求項１において、出力電力の検出値が基準電力
よりも大きなときは、前記フルブリッジ回路を構成する
２組の前記半導体スイッチを交互に駆動してスイッチン
グさせることにより前記フルブリッジ回路をフルブリッ
ジ形態で動作させ、前記出力電力が前記基準電力以下の
ときには、前記２組のうちの第１の組の前記半導体スイ
ッチの内の一方をオン、オフさせ、他方を継続してオフ
させ、第２の組の前記半導体スイッチを交互にオン、オ
フ動作させることにより、前記フルブリッジ回路を等価
的にハーフブリッジ形態で動作させる直列共振型ブリッ
ジインバータ回路の制御方法を提案するものである。
ため、請求項１において、出力電力の検出値が基準電力
よりも大きなときは、前記フルブリッジ回路を構成する
２組の前記半導体スイッチを交互に駆動してスイッチン
グさせることにより前記フルブリッジ回路をフルブリッ
ジ形態で動作させ、前記出力電力が前記基準電力以下の
ときには、前記２組のうちの第１の組の前記半導体スイ
ッチの内の一方をオン、オフさせ、他方を継続してオフ
させ、第２の組の前記半導体スイッチを交互にオン、オ
フ動作させることにより、前記フルブリッジ回路を等価
的にハーフブリッジ形態で動作させる直列共振型ブリッ
ジインバータ回路の制御方法を提案するものである。
【００１０】 請求項４の発明は、上記課題を解決する
ため、請求項１ないし請求項３のいずれかにおいて、前
記基準電力は、前記負荷回路について予め求められた出
力電力データに基づいて決められる直列共振型ブリッジ
インバータ回路の制御方法を提案するものである。
ため、請求項１ないし請求項３のいずれかにおいて、前
記基準電力は、前記負荷回路について予め求められた出
力電力データに基づいて決められる直列共振型ブリッジ
インバータ回路の制御方法を提案するものである。
【００１１】 請求項５の発明では、上記課題を解決す
るため、請求項４において、前記基準電力は、前記負荷
回路の定格出力電圧と定格出力電流とに基づいて決めら
れる直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法を提
案するものである。
るため、請求項４において、前記基準電力は、前記負荷
回路の定格出力電圧と定格出力電流とに基づいて決めら
れる直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法を提
案するものである。
【００１２】 請求項６の発明では、上記課題を解決す
るため、直流電圧源に跨がって、ダイオードを逆並列し
た半導体スイッチをフルブリッジ回路に構成し、このフ
ルブリッジ回路の交流出力側に共振用インダクタンス、
共振用コンデンサ及び負荷回路を接続してなり、前記共
振用インダクタンスと共振用コンデンサの直列共振周波
数に関連する駆動周波数で前記半導体スイッチを駆動し
て前記負荷回路に電力を供給する直列共振型ブリッジイ
ンバータ回路において、前記半導体スイッチをスイッチ
ングさせるための制御信号を発生する制御回路と、出力
電圧と出力電流の検出値の組み合わせが基準電力以下の
とき小電力負荷信号を出力する小電力負荷信号発生回路
と、前記制御信号の他に前記小電力信号を受けるときに
は、前記フルブリッジ回路を構成する２組の前記半導体
スイッチの内の第１の組の前記半導体スイッチの内の一
方を継続してオフ動作させる継続オフ回路と、前記制御
信号と前記小電力負荷信号を受けるとき、前記フルブリ
ッジ回路を構成する２組の前記半導体スイッチの内の片
方の組の前記半導体スイッチの他方をスイッチング動
作、又は継続してオン動作させる回路とを備えた直列共
振型ブリッジインバータ回路を提案するものである。
るため、直流電圧源に跨がって、ダイオードを逆並列し
た半導体スイッチをフルブリッジ回路に構成し、このフ
ルブリッジ回路の交流出力側に共振用インダクタンス、
共振用コンデンサ及び負荷回路を接続してなり、前記共
振用インダクタンスと共振用コンデンサの直列共振周波
数に関連する駆動周波数で前記半導体スイッチを駆動し
て前記負荷回路に電力を供給する直列共振型ブリッジイ
ンバータ回路において、前記半導体スイッチをスイッチ
ングさせるための制御信号を発生する制御回路と、出力
電圧と出力電流の検出値の組み合わせが基準電力以下の
とき小電力負荷信号を出力する小電力負荷信号発生回路
と、前記制御信号の他に前記小電力信号を受けるときに
は、前記フルブリッジ回路を構成する２組の前記半導体
スイッチの内の第１の組の前記半導体スイッチの内の一
方を継続してオフ動作させる継続オフ回路と、前記制御
信号と前記小電力負荷信号を受けるとき、前記フルブリ
ッジ回路を構成する２組の前記半導体スイッチの内の片
方の組の前記半導体スイッチの他方をスイッチング動
作、又は継続してオン動作させる回路とを備えた直列共
振型ブリッジインバータ回路を提案するものである。
【００１３】 請求項７の発明では、上記課題を解決す
るため、前記小電力負荷信号発生回路は、負荷の小電力
出力特性を示す基準電力が記憶されたメモリを備えた直
列共振型ブリッジインバータ回路を提案するものであ
る。
るため、前記小電力負荷信号発生回路は、負荷の小電力
出力特性を示す基準電力が記憶されたメモリを備えた直
列共振型ブリッジインバータ回路を提案するものであ
る。
【００１４】 請求項８の発明では、上記課題を解決す
るため、請求項６又は請求項７において、前記負荷回路
は、整流回路及び負荷からなり、該負荷回路と共にＤＣ
−ＤＣコンバータを構成する直列共振型ブリッジインバ
ータ回路を提案するものである。
るため、請求項６又は請求項７において、前記負荷回路
は、整流回路及び負荷からなり、該負荷回路と共にＤＣ
−ＤＣコンバータを構成する直列共振型ブリッジインバ
ータ回路を提案するものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】 本発明は、直列共振型ブリッジ
インバータ回路において、出力電力が予め決めた電力の
範囲にあるときは、フルブリッジ回路をフルブリッジ形
態で動作させ、他方、出力電力が前記予め決めた電力の
範囲よりも小さいときには、フルブリッジ回路を等価的
にハーフブリッジ形態で動作させることを特徴とするも
のである。
インバータ回路において、出力電力が予め決めた電力の
範囲にあるときは、フルブリッジ回路をフルブリッジ形
態で動作させ、他方、出力電力が前記予め決めた電力の
範囲よりも小さいときには、フルブリッジ回路を等価的
にハーフブリッジ形態で動作させることを特徴とするも
のである。
【００１６】 図１は本発明の実施例である直列共振イ
ンバータ回路を示す。主回路構成は一般的な回路構成と
同一であるが、スイッチング半導体素子として用いられ
るＩＧＢＴ３A 、３B 、３C 、３D をスイッチングさせ
るための制御信号を発生する制御回路１７とＩＧＢＴ３
C のゲートとの間に、小電力負荷信号S が印加されてい
る期間では制御信号を継続して阻止して、ＩＧＢＴ３C
のゲートにゲート信号VgC を与えない継続オフ回路１９
が設けられる。また、制御回路１７とＩＧＢＴ３D のゲ
ートとの間に、小電力負荷信号S が印加されている期間
では制御信号から継続オンのゲート信号VgC を生成し
て、ＩＧＢＴ３C のゲートに継続オンのゲート信号VgC
を与える継続オン回路２０が接続される。すなわち、負
荷電力が定格近辺など比較的大きな範囲の負荷条件では
小電力負荷信号S が印加されないので、制御信号VgD 、
VgC はそのままＩＧＢＴ３D 、３C に伝達され、ＩＧＢ
Ｔ３C と３D は通常のオン、オフ動作を繰り返す。
ンバータ回路を示す。主回路構成は一般的な回路構成と
同一であるが、スイッチング半導体素子として用いられ
るＩＧＢＴ３A 、３B 、３C 、３D をスイッチングさせ
るための制御信号を発生する制御回路１７とＩＧＢＴ３
C のゲートとの間に、小電力負荷信号S が印加されてい
る期間では制御信号を継続して阻止して、ＩＧＢＴ３C
のゲートにゲート信号VgC を与えない継続オフ回路１９
が設けられる。また、制御回路１７とＩＧＢＴ３D のゲ
ートとの間に、小電力負荷信号S が印加されている期間
では制御信号から継続オンのゲート信号VgC を生成し
て、ＩＧＢＴ３C のゲートに継続オンのゲート信号VgC
を与える継続オン回路２０が接続される。すなわち、負
荷電力が定格近辺など比較的大きな範囲の負荷条件では
小電力負荷信号S が印加されないので、制御信号VgD 、
VgC はそのままＩＧＢＴ３D 、３C に伝達され、ＩＧＢ
Ｔ３C と３D は通常のオン、オフ動作を繰り返す。
【００１７】 一方、負荷電力が前記範囲よりも小さな
所定の範囲になると、後述するように小電力負荷信号S
が発生され、この小電力負荷信号S が発生されている期
間は、ゲート信号VgC は阻止されてＩＧＢＴ３C は継続
してオフとなり、ゲート信号VgD は連続信号となってＩ
ＧＢＴ３D に印加され、ＩＧＢＴ３D は継続してオンと
なる。
所定の範囲になると、後述するように小電力負荷信号S
が発生され、この小電力負荷信号S が発生されている期
間は、ゲート信号VgC は阻止されてＩＧＢＴ３C は継続
してオフとなり、ゲート信号VgD は連続信号となってＩ
ＧＢＴ３D に印加され、ＩＧＢＴ３D は継続してオンと
なる。
【００１８】 小電力負荷信号S は、小電力負荷信号発
生回路２１により生ずる。小電力負荷信号発生回路２１
は、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動運転を通常のブリッジ
運転で行い、起動後に負荷電圧Voと負荷電流Ioを検出し
て、その組み合わせが予め定められた小電力の範囲内に
あるのか否かを判別し、その小電力の範囲内にあるとき
のみ小電力信号S を発生する。具体的には、負荷電圧Vo
と負荷電流Ioが後で説明する図６の出力特性の小電力曲
線３の内側、つまり小電力曲線３と縦軸と横軸に囲まれ
た範囲内ある場合のみ、小電力信号S を発生する。した
がって、途中で負荷条件が増大の方向に変化して、負荷
電圧Voと負荷電流Ioの組み合わせが小電力曲線３の外側
にはみ出し、ハーフブリッジ形態の運転で出力を維持で
きないときには、通常の運転状態、つまり、フルブリッ
ジ形態の運転に戻す。前述のような判別は、図６に示す
ような所定の小電力曲線３をメモリに記憶させたＣＰＵ
などを用いることにより、当業者にとって容易に実現す
ることができる。特に、Ｘ線電源などのように、高電圧
出力前に予めＸ線管の電圧、電流を設定する場合には、
運転開始前に小電力運転か、通常運転かを決めることが
できるので、判別制御はより簡素化できる。
生回路２１により生ずる。小電力負荷信号発生回路２１
は、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動運転を通常のブリッジ
運転で行い、起動後に負荷電圧Voと負荷電流Ioを検出し
て、その組み合わせが予め定められた小電力の範囲内に
あるのか否かを判別し、その小電力の範囲内にあるとき
のみ小電力信号S を発生する。具体的には、負荷電圧Vo
と負荷電流Ioが後で説明する図６の出力特性の小電力曲
線３の内側、つまり小電力曲線３と縦軸と横軸に囲まれ
た範囲内ある場合のみ、小電力信号S を発生する。した
がって、途中で負荷条件が増大の方向に変化して、負荷
電圧Voと負荷電流Ioの組み合わせが小電力曲線３の外側
にはみ出し、ハーフブリッジ形態の運転で出力を維持で
きないときには、通常の運転状態、つまり、フルブリッ
ジ形態の運転に戻す。前述のような判別は、図６に示す
ような所定の小電力曲線３をメモリに記憶させたＣＰＵ
などを用いることにより、当業者にとって容易に実現す
ることができる。特に、Ｘ線電源などのように、高電圧
出力前に予めＸ線管の電圧、電流を設定する場合には、
運転開始前に小電力運転か、通常運転かを決めることが
できるので、判別制御はより簡素化できる。
【００１９】 図２は小電力負荷信号S と各ＩＧＢＴの
ゲート信号VgA 、VgB 、VgC 、VgD を示す。図２におい
て，時間t0-t1 は定格負荷近辺の相対的に大きい負荷条
件にあり、負荷電圧Voと負荷電流Ioの組み合わせが所定
の小電力負荷値に相当する基準電力よりも大きな期間で
あるので、小電力負荷信号S はＬレベルである。この結
果、継続オフ回路１９、継続オン回路２０とも動作せ
ず、制御回路１７から従来と同様に、ＩＧＢＴ３A 、３
D の組とＩＧＢＴ３C 、３B の組に交互にゲート信号が
与えられ、対応する各ＩＧＢＴは交互にオン、オフ動作
を行う。
ゲート信号VgA 、VgB 、VgC 、VgD を示す。図２におい
て，時間t0-t1 は定格負荷近辺の相対的に大きい負荷条
件にあり、負荷電圧Voと負荷電流Ioの組み合わせが所定
の小電力負荷値に相当する基準電力よりも大きな期間で
あるので、小電力負荷信号S はＬレベルである。この結
果、継続オフ回路１９、継続オン回路２０とも動作せ
ず、制御回路１７から従来と同様に、ＩＧＢＴ３A 、３
D の組とＩＧＢＴ３C 、３B の組に交互にゲート信号が
与えられ、対応する各ＩＧＢＴは交互にオン、オフ動作
を行う。
【００２０】 一方、時間t1-t2 の小電力負荷期間、つ
まり負荷電圧Voと負荷電流Ioの組み合わせが所定の小電
力負荷値に相当する基準電力以下の期間では、小電力負
荷信号S がＨレベルとなり、継続オフ回路１９、継続オ
ン回路２０とも動作して、ＩＧＢＴ３C にはゲート信号
を与えず継続してオフ、ＩＧＢＴ３D にはゲート信号を
継続的に与えてオンのままとする。他のゲート信号は時
間t0-t1 と同様である。すなわち、ＩＧＢＴ３A とＩＧ
ＢＴ３B のみが交互にオン、オフ動作を行う。
まり負荷電圧Voと負荷電流Ioの組み合わせが所定の小電
力負荷値に相当する基準電力以下の期間では、小電力負
荷信号S がＨレベルとなり、継続オフ回路１９、継続オ
ン回路２０とも動作して、ＩＧＢＴ３C にはゲート信号
を与えず継続してオフ、ＩＧＢＴ３D にはゲート信号を
継続的に与えてオンのままとする。他のゲート信号は時
間t0-t1 と同様である。すなわち、ＩＧＢＴ３A とＩＧ
ＢＴ３B のみが交互にオン、オフ動作を行う。
【００２１】 図３はこのときの等価回路を示し、図４
は動作説明図である。図４において、I1はＩＧＢＴ３A
がオンしたときの共振電流、I2はＩＧＢＴ３B がオンし
たときの共振電流、Vcは共振用コンデンサ５の電圧を示
す。図３で、ＩＧＢＴ３C は継続オフなので切り離し、
ＩＧＢＴ３D は継続オンなので結線してある。前述のよ
うに、時刻t0で、定格負荷電力時と同様なゲート信号Vg
A によりＩＧＢＴ３A がオンすると、直流電源１から共
振用コンデンサ５を図示極性に充電しながらトランス７
の１次巻線８に電流I1を流して負荷電力を供給し、共振
用コンデンサ５が電源電圧以上の電圧Vcに充電され、電
流I1が反転してダイオード４A を通して帰還電流が流れ
る。共振用コンデンサ５の電圧Vcはそのまま時刻t1まで
維持される。
は動作説明図である。図４において、I1はＩＧＢＴ３A
がオンしたときの共振電流、I2はＩＧＢＴ３B がオンし
たときの共振電流、Vcは共振用コンデンサ５の電圧を示
す。図３で、ＩＧＢＴ３C は継続オフなので切り離し、
ＩＧＢＴ３D は継続オンなので結線してある。前述のよ
うに、時刻t0で、定格負荷電力時と同様なゲート信号Vg
A によりＩＧＢＴ３A がオンすると、直流電源１から共
振用コンデンサ５を図示極性に充電しながらトランス７
の１次巻線８に電流I1を流して負荷電力を供給し、共振
用コンデンサ５が電源電圧以上の電圧Vcに充電され、電
流I1が反転してダイオード４A を通して帰還電流が流れ
る。共振用コンデンサ５の電圧Vcはそのまま時刻t1まで
維持される。
【００２２】 次に、時刻t1でＩＧＢＴ３B がオンし
て、図示極性の共振用コンデンサ５から共振用インダク
タンス６、トランス７の１次巻線８からなる閉回路を通
して放電電流I2を流すことにより、負荷電力が供給され
る。このとき、共振用コンデンサ５の電圧が図示とは逆
の極性に反転され、次に帰還ダイオード４Bを通して再
び図示極性に反転する。この極性の電圧になっても、Ｉ
ＧＢＴ３B はすでにオフしているので、共振用コンデン
サ５の電圧VcはＩＧＢＴ３A の次のオン時刻t2まで維持
される。
て、図示極性の共振用コンデンサ５から共振用インダク
タンス６、トランス７の１次巻線８からなる閉回路を通
して放電電流I2を流すことにより、負荷電力が供給され
る。このとき、共振用コンデンサ５の電圧が図示とは逆
の極性に反転され、次に帰還ダイオード４Bを通して再
び図示極性に反転する。この極性の電圧になっても、Ｉ
ＧＢＴ３B はすでにオフしているので、共振用コンデン
サ５の電圧VcはＩＧＢＴ３A の次のオン時刻t2まで維持
される。
【００２３】 すなわち、ハーフブリッジ回路の動作モ
ードとなる。したがって、小電力負荷時には等価的にイ
ンバータ回路２の電源電圧が１/ ２に半減されたのと等
しくなり、出力電圧も１／２、出力電力では１／４とな
る。負荷がこの出力条件に適合したとき、小電力負荷信
号S が発生され。このハーフブリッジ形態の動作モード
により、小負荷電力の供給でも周波数を従来ほど低下さ
せる必要がなくなり、また、ＩＧＢＴを流れる電流のピ
ーク値、実効値が減少する。このため、出力電圧リプ
ル、ＩＧＢＴの電力損失、トランスの巻線損失も減少す
る利点がある。この場合、ＩＧＢＴ３D は、オン駆動の
ままなので、ターンオン損失、ターンオフ損失が生じる
ことがなく、効率が一層向上する。
ードとなる。したがって、小電力負荷時には等価的にイ
ンバータ回路２の電源電圧が１/ ２に半減されたのと等
しくなり、出力電圧も１／２、出力電力では１／４とな
る。負荷がこの出力条件に適合したとき、小電力負荷信
号S が発生され。このハーフブリッジ形態の動作モード
により、小負荷電力の供給でも周波数を従来ほど低下さ
せる必要がなくなり、また、ＩＧＢＴを流れる電流のピ
ーク値、実効値が減少する。このため、出力電圧リプ
ル、ＩＧＢＴの電力損失、トランスの巻線損失も減少す
る利点がある。この場合、ＩＧＢＴ３D は、オン駆動の
ままなので、ターンオン損失、ターンオフ損失が生じる
ことがなく、効率が一層向上する。
【００２４】 図５は、図７で示した前記従来回路と同
一の軽負荷条件（３０kV−２００ｍA ）の場合における
本発明に係るインバータ電流Ipの波形と負荷電圧Voのリ
プルを示す。インバータ回路２の駆動周波数fsは、低下
させなくとも出力電圧の制御が可能なことから４０ｋHz
のままであり、インバータ回路の電流Ipのピーク値は１
００A と、従来に比べて大幅に低下している。駆動周波
数fsを低下させなくとも良いので、リプル電圧は１ｋV
以下に低下している。従来のインバータ回路の軽負荷時
の特性を示す図９と比較すれば、従来の制御に比べて本
発明では軽負荷の特性が大幅に向上しているのが分か
る。なお、図５の波形で、インバータ電流Ipのオン時間
（正のパルス時間）は図８における定格運転時のオン時
間よりも小さくなっているので、小電力負荷信号S によ
りＩＧＢＴのゲート信号のオン幅を多少短くする必要が
ある。また、別の方法として、ＩＧＢＴを流れていた電
流が逆転し、逆並列ダイオードを電流が流れ始めたこと
を検出して、相当するＩＧＢＴのゲート信号をオフさせ
れば自動的に制御できる。これらは当業者に容易な技術
であり、説明は省略する。
一の軽負荷条件（３０kV−２００ｍA ）の場合における
本発明に係るインバータ電流Ipの波形と負荷電圧Voのリ
プルを示す。インバータ回路２の駆動周波数fsは、低下
させなくとも出力電圧の制御が可能なことから４０ｋHz
のままであり、インバータ回路の電流Ipのピーク値は１
００A と、従来に比べて大幅に低下している。駆動周波
数fsを低下させなくとも良いので、リプル電圧は１ｋV
以下に低下している。従来のインバータ回路の軽負荷時
の特性を示す図９と比較すれば、従来の制御に比べて本
発明では軽負荷の特性が大幅に向上しているのが分か
る。なお、図５の波形で、インバータ電流Ipのオン時間
（正のパルス時間）は図８における定格運転時のオン時
間よりも小さくなっているので、小電力負荷信号S によ
りＩＧＢＴのゲート信号のオン幅を多少短くする必要が
ある。また、別の方法として、ＩＧＢＴを流れていた電
流が逆転し、逆並列ダイオードを電流が流れ始めたこと
を検出して、相当するＩＧＢＴのゲート信号をオフさせ
れば自動的に制御できる。これらは当業者に容易な技術
であり、説明は省略する。
【００２５】 図６は、本発明の直列共振型インバータ
回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの出力特性を示す。
横軸は負荷電流、縦軸は出力電圧である。曲線１は直列
共振型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ
の一般的な最大出力特性であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ
としては、この範囲に収まる定格出力特性曲線２の範囲
内を使用する。すなわち、定格電圧Vo' と定格電流Io'
以下の範囲で使用する。小電力曲線３は本発明によるハ
ーフブリッジ制御で所望の出力が得られる最大出力特性
を示し、曲線１を電圧、電流とも１／２に減少させたも
のである。すなわち、定格出力特性曲線２の中、小電力
曲線３の範囲は本発明によるハーフブリッジ形態の制御
で所望の出力が得られるので、この範囲では駆動周波数
の低下、リプルの増加などを抑えることができる。な
お、前にも述べたが、小電力負荷信号発生回路２１に備
えられた不図示のＣＰＵなどに、予め求めた小電力曲線
３の電力特性を記憶させておき、その小電力曲線を基準
電力として、負荷電圧Voと負荷電流Ioの検出値の組み合
わせが前記基準電力の範囲内にあるのか否かを判別し、
前記基準電力の範囲内にあるときだけ、小電力信号S が
発生されれば良い。
回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの出力特性を示す。
横軸は負荷電流、縦軸は出力電圧である。曲線１は直列
共振型インバータ回路を使用したＤＣ−ＤＣコンバータ
の一般的な最大出力特性であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ
としては、この範囲に収まる定格出力特性曲線２の範囲
内を使用する。すなわち、定格電圧Vo' と定格電流Io'
以下の範囲で使用する。小電力曲線３は本発明によるハ
ーフブリッジ制御で所望の出力が得られる最大出力特性
を示し、曲線１を電圧、電流とも１／２に減少させたも
のである。すなわち、定格出力特性曲線２の中、小電力
曲線３の範囲は本発明によるハーフブリッジ形態の制御
で所望の出力が得られるので、この範囲では駆動周波数
の低下、リプルの増加などを抑えることができる。な
お、前にも述べたが、小電力負荷信号発生回路２１に備
えられた不図示のＣＰＵなどに、予め求めた小電力曲線
３の電力特性を記憶させておき、その小電力曲線を基準
電力として、負荷電圧Voと負荷電流Ioの検出値の組み合
わせが前記基準電力の範囲内にあるのか否かを判別し、
前記基準電力の範囲内にあるときだけ、小電力信号S が
発生されれば良い。
【００２６】 ここで、図１の実施例において、ＩＧＢ
Ｔ３D を継続してオンさせたが、ＩＧＢＴ３A と同じゲ
ート信号でオン、オフさせても良い。この場合、ＩＧＢ
Ｔ３B がオンすることにより共振用コンデンサ５から放
電電流I2が流れて共振用コンデンサ５の電圧Vcが反転す
るが、その後は、ＩＧＢＴ３D がＩＧＢＴ３B と同時に
オフしているので、ＩＧＢＴ３B の逆並列ダイオード４
B を通して流れる反転電流がなくなる。この結果、ＩＧ
ＢＴ３D の継続オンよりも若干だけ出力電力を増加する
ことができる。そして、この場合には、継続オン回路を
削除できる。
Ｔ３D を継続してオンさせたが、ＩＧＢＴ３A と同じゲ
ート信号でオン、オフさせても良い。この場合、ＩＧＢ
Ｔ３B がオンすることにより共振用コンデンサ５から放
電電流I2が流れて共振用コンデンサ５の電圧Vcが反転す
るが、その後は、ＩＧＢＴ３D がＩＧＢＴ３B と同時に
オフしているので、ＩＧＢＴ３B の逆並列ダイオード４
B を通して流れる反転電流がなくなる。この結果、ＩＧ
ＢＴ３D の継続オンよりも若干だけ出力電力を増加する
ことができる。そして、この場合には、継続オン回路を
削除できる。
【００２７】 なお、以上の実施例では直列共振型ブリ
ッジインバータ回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの実
施例について述べたが、本発明は基本的には直列共振型
ブリッジインバータ回路であり、必ずしも出力整流用の
整流回路は必要ではなく、必要に応じて交流出力電圧や
電流を検出し、検出した交流電圧や交流電流を整流して
検出電圧、検出電流として用いても良い。また、スイッ
チング半導体素子としてＩＧＢＴを用いたが、ＭＯＳＦ
ＥＴなど他のスイッチング半導体素子を同様にして用い
ることができる。さらにまた、実施例では単一のスイッ
チング半導体素子４個をブリッジに接続したが、２個以
上並列接続したスイッチング半導体素子をブリッジに接
続、又は２個以上直列接続したスイッチング半導体素子
をブリッジに接続したブリッジ回路でも勿論よい。
ッジインバータ回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータの実
施例について述べたが、本発明は基本的には直列共振型
ブリッジインバータ回路であり、必ずしも出力整流用の
整流回路は必要ではなく、必要に応じて交流出力電圧や
電流を検出し、検出した交流電圧や交流電流を整流して
検出電圧、検出電流として用いても良い。また、スイッ
チング半導体素子としてＩＧＢＴを用いたが、ＭＯＳＦ
ＥＴなど他のスイッチング半導体素子を同様にして用い
ることができる。さらにまた、実施例では単一のスイッ
チング半導体素子４個をブリッジに接続したが、２個以
上並列接続したスイッチング半導体素子をブリッジに接
続、又は２個以上直列接続したスイッチング半導体素子
をブリッジに接続したブリッジ回路でも勿論よい。
【００２８】
【発明の効果】 以上述べたように、本発明では、直列
共振型インバータ回路の欠点であった軽負荷時の制御性
を大きく改善し、効率の向上と、リプル電圧の低減を実
現することができる。
共振型インバータ回路の欠点であった軽負荷時の制御性
を大きく改善し、効率の向上と、リプル電圧の低減を実
現することができる。
【図１】 本発明の直列共振型ブリッジインバータ回路
の１実施例を示す。
の１実施例を示す。
【図２】 本発明の制御方法を説明する各信号を示す。
【図３】 発明による直列共振型ブリッジインバータ回
路の軽負荷時の等価回路を示す。
路の軽負荷時の等価回路を示す。
【図４】 図３に示す等価回路を説明するための波形を
示す。
示す。
【図５】 本発明による直列共振型ブリッジインバータ
回路の小電力負荷時のインバータ電流Ipと負荷電圧Voと
を示す。
回路の小電力負荷時のインバータ電流Ipと負荷電圧Voと
を示す。
【図６】 本発明による直列共振型ブリッジインバータ
回路の交流出力を整流した直流出力特性を示す。
回路の交流出力を整流した直流出力特性を示す。
【図７】 従来の直列共振型コンバータ一例を示す。
【図８】 従来の直列共振コンバータの定格電力時のイ
ンバータ電流Ipと負荷電圧Voとを示す。
ンバータ電流Ipと負荷電圧Voとを示す。
【図９】 従来の直列共振コンバータの小電力負荷時の
インバータ電流Ipと負荷電圧Voとを示す。
インバータ電流Ipと負荷電圧Voとを示す。
１−直流電源 ２−電圧型ブ
リッジインバータ ３A 〜３D −スイッチング半導体素子 ４A 〜４D −
逆並列ダイオード ５−共振用コンデンサ ６−共振用イ
ンダクタンス ７−１次巻線８と２次巻線９とを有するトランス １４−整流用ダイオード１０〜１２からなる整流回路 １５−フィルタコンデンサ １６−負荷回
路 １７−制御回路 １８A 〜１８
D −信号絶縁回路 １９−継続オフ回路 ２０−継続オ
ン回路 ２１−小電力負荷信号発生回路 ２２−負荷電
力検出回路 ２３−基準電力手段 ２４−電力比
較回路
リッジインバータ ３A 〜３D −スイッチング半導体素子 ４A 〜４D −
逆並列ダイオード ５−共振用コンデンサ ６−共振用イ
ンダクタンス ７−１次巻線８と２次巻線９とを有するトランス １４−整流用ダイオード１０〜１２からなる整流回路 １５−フィルタコンデンサ １６−負荷回
路 １７−制御回路 １８A 〜１８
D −信号絶縁回路 １９−継続オフ回路 ２０−継続オ
ン回路 ２１−小電力負荷信号発生回路 ２２−負荷電
力検出回路 ２３−基準電力手段 ２４−電力比
較回路
Claims (8)
- 【請求項１】 直流電圧源に跨がって、ダイオードを逆
並列した半導体スイッチをフルブリッジ回路に構成し、
このフルブリッジ回路の交流出力側に共振用インダクタ
ンス、共振用コンデンサ及び負荷回路を接続してなり、
前記共振用インダクタンスと共振用コンデンサの直列共
振周波数に関連する駆動周波数で前記半導体スイッチを
駆動して前記負荷回路に電力を供給する直列共振型ブリ
ッジインバータ回路の制御方法において、 出力電力が予め決めた電力の範囲にあるときは、前記フ
ルブリッジ回路をフルブリッジ形態で動作させ、 前記出力電力が前記予め決めた電力の範囲よりも小さい
ときには、前記フルブリッジ回路を等価的にハーフブリ
ッジ形態で動作させることを特徴とする直列共振型ブリ
ッジインバータ回路の制御方法。 - 【請求項２】 請求項１において、 出力電力の検出値が基準電力よりも大きなときは、前記
フルブリッジ回路を構成する２組の前記半導体スイッチ
を交互に駆動してスイッチングさせることにより前記フ
ルブリッジ回路をフルブリッジ形態で動作させ、 前記出力電力が前記基準電力以下のときには、前記２組
のうちの第１の組の前記半導体スイッチの内の一方を継
続してオン、他方を継続してオフさせ、第２の組の前記
半導体スイッチを交互にオン、オフ動作させることによ
り、前記フルブリッジ回路を等価的にハーフブリッジ形
態で動作させることを特徴とする直列共振型ブリッジイ
ンバータ回路の制御方法。 - 【請求項３】 請求項１において、 出力電力の検出値が基準電力よりも大きなときは、前記
フルブリッジ回路を構成する２組の前記半導体スイッチ
を交互に駆動してスイッチングさせることにより前記フ
ルブリッジ回路をフルブリッジ形態で動作させ、 前記出力電力が前記基準電力以下のときには、前記２組
のうちの第１の組の前記半導体スイッチの内の一方をオ
ン、オフさせ、他方を継続してオフさせ、第２の組の前
記半導体スイッチを交互にオン、オフ動作させることに
より、前記フルブリッジ回路を等価的にハーフブリッジ
形態で動作させることを特徴とする直列共振型ブリッジ
インバータ回路の制御方法。 - 【請求項４】 請求項１ないし請求項３のいずれかにお
いて、 前記基準電力は、前記負荷回路について予め求められた
出力電力データに基づいて決められることを特徴とする
直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法。 - 【請求項５】 請求項４において、 前記基準電力は、前記負荷回路の定格出力電圧と定格出
力電流とに基づいて決められることを特徴とする直列共
振型ブリッジインバータ回路の制御方法。 - 【請求項６】 直流電圧源に跨がって、ダイオードを逆
並列した半導体スイッチをフルブリッジ回路に構成し、
このフルブリッジ回路の交流出力側に共振用インダクタ
ンス、共振用コンデンサ及び負荷回路を接続してなり、
前記共振用インダクタンスと共振用コンデンサの直列共
振周波数に関連する駆動周波数で前記半導体スイッチを
駆動して前記負荷回路に電力を供給する直列共振型ブリ
ッジインバータ回路において、 前記半導体スイッチをスイッチングさせるための制御信
号を発生する制御回路と、 出力電圧と出力電流の検出値の組み合わせが基準電力以
下のとき小電力負荷信号を出力する小電力負荷信号発生
回路と、 前記制御信号の他に前記小電力信号を受けるときには、
前記フルブリッジ回路を構成する２組の前記半導体スイ
ッチの内の第１の組の前記半導体スイッチの内の一方を
継続してオフ動作させる継続オフ回路と、 前記制御信号と前記小電力負荷信号を受けるとき、前記
フルブリッジ回路を構成する２組の前記半導体スイッチ
の内の片方の組の前記半導体スイッチの他方をスイッチ
ング動作、又は継続してオン動作させる回路と、 を備えたことを特徴とする直列共振型ブリッジインバー
タ回路。 - 【請求項７】 請求項６において、 前記小電力負荷信号発生回路は、負荷の小電力出力特性
を示す基準電力が記憶されたメモリを備えたことを特徴
とする直列共振型ブリッジインバータ回路。 - 【請求項８】 請求項６又は請求項７において、 前記負荷回路は、整流回路及び負荷からなり、該負荷回
路と共にＤＣ−ＤＣコンバータを構成することを特徴と
する直列共振型ブリッジインバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002133746A JP2003324956A (ja) | 2002-05-09 | 2002-05-09 | 直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法及び直列共振型ブリッジインバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002133746A JP2003324956A (ja) | 2002-05-09 | 2002-05-09 | 直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法及び直列共振型ブリッジインバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003324956A true JP2003324956A (ja) | 2003-11-14 |
Family
ID=29544817
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002133746A Pending JP2003324956A (ja) | 2002-05-09 | 2002-05-09 | 直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法及び直列共振型ブリッジインバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003324956A (ja) |
Cited By (36)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100577472B1 (ko) | 2004-12-23 | 2006-05-10 | 재단법인 포항산업과학연구원 | 승압 기능을 갖는 직렬 공진형 ｄｃ/ｄｃ 컨버터 |
| KR100609139B1 (ko) | 2004-12-23 | 2006-08-08 | 재단법인 포항산업과학연구원 | 강압 기능을 갖는 직렬 공진형 ｄｃ/ｄｃ 컨버터 |
| JP2007012490A (ja) * | 2005-07-01 | 2007-01-18 | Hitachi Appliances Inc | 誘導加熱調理器 |
| JP2007080752A (ja) * | 2005-09-16 | 2007-03-29 | Hitachi Appliances Inc | 誘導加熱調理器 |
| JP2007080751A (ja) * | 2005-09-16 | 2007-03-29 | Hitachi Appliances Inc | 誘導加熱調理器 |
| JP2008541689A (ja) * | 2005-05-18 | 2008-11-20 | ピーエステック カンパニーリミテッド | 間歇モードで動作する同期整流型直列共振コンバータ |
| JP2010004724A (ja) * | 2008-05-23 | 2010-01-07 | Origin Electric Co Ltd | 直列共振型コンバータ |
| KR100942288B1 (ko) | 2008-05-27 | 2010-02-16 | 한국전기연구원 | 풀 브릿지 인버터의 다출력 구조인 전원장치 |
| WO2011161729A1 (ja) | 2010-06-25 | 2011-12-29 | 株式会社 日立製作所 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ |
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