JP2001218466A

JP2001218466A - 高電圧安定化回路

Info

Publication number: JP2001218466A
Application number: JP2000032664A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-02-03
Filing date: 2000-02-03
Publication date: 2001-08-10
Also published as: EP1122875A2; US20010019491A1; CN1308408A; US6341075B2; KR20010078125A; TW501333B; EP1122875A3

Abstract

(57)【要約】【課題】高電圧安定化回路について、電力変換効率の
向上、小型化、及び低コスト化を図る。【解決手段】直流化された商用交流電源を入力してス
イッチング動作を行うスイッチングコンバータとして電
圧共振形コンバータを備え、この電圧共振形コンバータ
のスイッチング出力を、直接的にフライバックトランス
ＦＢＴ（高圧出力トランス）の一次巻線に対して伝送す
る。そして、このフライバックトランスＦＢＴの二次側
に接続される高電圧用の整流回路によって、例えばＣＲ
Ｔのアノード電圧としての直流高電圧を得る。この直流
高電圧は、直流高電圧のレベルに応じて一次側電圧共振
形コンバータのスイッチング周波数制御することで安定
化が図られる。この構成により、フライバックトランス
ＦＢＴの一次側に備えるべきスイッチングコンバータと
しては１組で済む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば陰極線管の
アノード電極に印加すべきアノード電圧を得るために、
商用交流電源から安定化された高電圧を生成する高電圧
安定化回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】テレビジョン受像機、プロジェクタ装
置、さらにはパーソナルコンピュータ用のディスプレイ
装置などにおいては、表示デバイスとして陰極線管（以
下ＣＲＴ(Cathode Ray Tube）という）を採用したもの
が広く普及している。

【０００３】このようなＣＲＴを備えた各種ディスプレ
イ装置においては、周知のように、ＣＲＴのアノード電
極に対して所要のレベルの高電圧（アノード電圧）を安
定的に供給する必要がある。即ち、アノード電圧レベル
は、一般には２５ＫＶ〜３５ＫＶ程度とされているので
あるが、このアノード電圧は例えば交流入力電圧や負荷
の変動に応じて変動する。そしてアノード電圧の変動に
因っては、ＣＲＴに表示される画像の垂直及び水平方向
の画面サイズも変動してしまう。また、画面に高輝度の
白色ピーク画像を表示させた場合にはこれが歪むという
現象が生じる。例えば図９のようにして、本来は実線で
示されるような長方形の白色ピーク画像を表示させたと
すると、これが破線で示されるように、台形形状となる
ようにして歪みが生じるものである。このため、アノー
ド電圧を供給するための回路として、このアノード電圧
を安定化して出力するように構成された、いわゆる高電
圧安定化回路を設けることが実際には行われている。

【０００４】図６の回路図は高電圧安定化回路の一例を
示している。この図に示す高電圧安定化回路は、パーソ
ナルコンピュータ用のディスプレイ装置として、いわゆ
るマルチスキャンに対応したディスプレイ装置に備えら
れるものとされる。

【０００５】図６においては、先ず、ブリッジ整流回路
Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路が示
されている。この整流平滑回路は、商用交流電源ＡＣに
ついて整流平滑化を行い、商用交流電源ＡＣレベルの等
倍に対応した整流平滑電圧Ｅｉを得るようにされてい
る。この整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧としてスイ
ッチング電源回路部１０に対して供給される。

【０００６】スイッチング電源回路部１０は、整流平滑
電圧Ｅｉを入力してスイッチング、及び安定化を行うこ
とで直流出力電圧Ｅｏを得るように構成されたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータとされ、ここでは、２４０Ｖで安定化され
た直流出力電圧Ｅｏを出力するものとされている。

【０００７】上記直流出力電圧Ｅｏは、降圧形コンバー
タ２０に対して入力される。この降圧形コンバータ２０
は、例えば直流出力電圧Ｅｏのラインと平滑コンデンサ
ＣOAの正極端子間に対して、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチ
ング素子Ｑ11のドレイン−ソース、チョークコイルＣＨ
１を順に直列に接続し、さらにスイッチング素子Ｑ11の
ソースとチョークコイルＣＨ１の接続点と、一次側アー
スとの間に対してダイオードＤD1を挿入して形成され
る。スイッチング素子Ｑ11は、後述するドライブ回路１
４からのドライブ電圧によって他励式により駆動される
ことで、直流出力電圧Ｅｏについてのスイッチングを行
い、このスイッチング動作に応じて流れる電流が、チョ
ークコイルＣＨ１、ダイオードＤD1を介して平滑コンデ
ンサＣOAに対して充電される。そして、この降圧形コン
バータ２０の出力として、平滑コンデンサＣOAの両端電
圧である降圧直流電圧ＥOAを得るものである。

【０００８】降圧直流電圧ＥOAは、電圧共振形コンバー
タ３０に対して供給される。この図に示す電圧共振形コ
ンバータ３０は、１石のＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング
素子Ｑ12を備え、他励式によるシングルエンド動作を行
うものとされている。この電圧共振形コンバータ３０に
おいて、スイッチング素子Ｑ12のドレインは、チョーク
コイルＣＨ２を介して降圧直流電圧ＥOAの正極端子と接
続され、そのソースは一次側アースと接続される。ま
た、ゲートには後述するドライブ回路１６から出力され
るドライブ電圧が供給されるようになっている。スイッ
チング素子Ｑ12は、このドライブ電圧によってスイッチ
ング駆動される。

【０００９】また、スイッチング素子Ｑ12のドレイン
は、後述するフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ
1の巻始め端部と接続される。この場合、一次巻線Ｎ1の
巻終わり端部は、直流阻止用コンデンサＣ11を介して一
次側アースに接地される。これにより、スイッチング素
子Ｑ12のスイッチング出力は、フライバックトランスＦ
ＢＴの一次巻線Ｎ1に対して伝達され、一次巻線Ｎ1には
スイッチング周波数に応じた交番電圧が得られることに
なる。

【００１０】また、スイッチング素子Ｑ12のドレイン−
ソース間には、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続さ
れる。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシ
タンスと、チョークコイルＣＨ２のインダクタンスＬ12
とフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1側のリー
ケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバー
タの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでの
詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ12のオフ
時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデン
サＣｒの両端電圧Ｖ2は、実際には正弦波状のパルス波
形となって電圧共振形の動作が得られるようになってい
る。さらに、スイッチング素子Ｑ12のドレイン−ソース
間に対しては、クランプダイオードＤD2が並列に接続さ
れることで、スイッチング素子Ｑ12のオフ時に流れるク
ランプ電流の経路を形成する。

【００１１】ここで、一次側における上記スイッチング
素子Ｑ11、Ｑ12についてのスイッチング駆動のための構
成としては次のようになる。同期回路１１においては、
現在設定されている解像度に対応した水平同期信号周波
数ｆHに基づいて、この周波数ｆHを有する水平同期信号
を生成して出力する。この場合にはマルチスキャンであ
ることから、水平同期信号周波数ｆHとしては、例えば
３０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚの範囲で可変されることにな
る。この場合、同期回路１１にて生成された水平同期信
号は、発振回路１２に対して入力され、ここで、スイッ
チング素子Ｑ11、Ｑ12を駆動するのに利用する発振周波
数信号に変換して、ＰＷＭ制御回路１３、及びドライブ
回路１６に対して出力する。

【００１２】ドライブ回路１６では、入力された発振周
波数信号からスイッチング素子Ｑ12を駆動するためのド
ライブ電圧を生成して、スイッチング素子Ｑ12のゲート
に出力する。従って、スイッチング素子Ｑ12のスイッチ
ング周波数は、現在設定されている水平同期信号周波数
ｆHに一致したものとなる。

【００１３】また、ＰＷＭ制御回路１３は、誤差増幅回
路１５からの検出出力に応じて、入力された発振周波数
信号についてＰＷＭ制御を行う。つまり、発振周波数信
号についての１周期内のオン／オフ期間のデューティを
可変制御してドライブ回路１４に出力する。ドライブ回
路１４では、ＰＷＭ制御回路１３から出力される、ＰＷ
Ｍされた発振周波数信号を利用してドライブ電圧を生成
してスイッチング素子Ｑ11に対して出力する。従って、
スイッチング素子Ｑ11のスイッチング周波数も現在設定
されている水平同期信号周波数ｆHに一致したものとな
る。つまり、スイッチング素子Ｑ11とスイッチング素子
Ｑ12は、共に水平同期信号周波数ｆHに同期したスイッ
チング周波数によってスイッチング動作を行うようにさ
れる。ただし、スイッチング素子Ｑ12についての１スイ
ッチング周期内のオン／オフ期間のデューティは、ＰＷ
Ｍ制御回路１３により変化した発振周波数信号の波形
（１周期のデューティ）に従うことになる。これは、直
流高圧電圧ＥHVのレベルを安定化、即ち定電圧制御に関
わるのであるが、これについては後述する。

【００１４】前述した電圧共振形コンバータ３０のスイ
ッチング素子Ｑ12に得られるスイッチング出力は、高圧
発生回路４０に対して供給される。高圧発生回路４０
は、フライバックトランスＦＢＴと、その二次側に設け
られる高圧整流回路とを備えて形成され、上記したスイ
ッチング素子Ｑ12のスイッチング出力は、フライバック
トランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1に対して伝達される。

【００１５】フライバックトランスＦＢＴは、図示する
ように、一次側には一次巻線Ｎ1が巻装される。また、
二次側には、二次巻線として、５組の昇圧巻線ＮHV1，
ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が巻装されている。これら
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、実際には、分割されて各々独
立した状態でコアに巻装されている。これら昇圧巻線Ｎ
HV1〜ＮHV5は、一次巻線Ｎ1に対して逆極性となるよう
に巻装されていることで、フライバック動作が得られる
ようになっている。

【００１６】これら昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮH
V4，ＮHV5は、それぞれ図示するようにして、高圧整流
ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各々
と直列接続されることで、計５組の半波整流回路を形成
し、これら５組の半波整流回路がさらに直列に接続され
ているものである。そして、これら５組の半波整流回路
の直列接続に対して平滑コンデンサＣOHVが並列に接続
されている。

【００１７】従ってフライバックトランスＦＢＴの二次
側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜
ＮHV5に誘起された電圧を整流して平滑コンデンサＣOHV
に対して充電するという動作が行われることになる。こ
れによって、平滑コンデンサＣOHVの両端には、各昇圧
巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される電圧の５倍に対応するレ
ベルの直流電圧が得られる。そして、この平滑コンデン
サＣOHVの両端に得られた直流電圧が直流高電圧ＥHVと
されて、例えばＣＲＴのアノード電圧として利用され
る。

【００１８】次に、この図１に示す回路の定電圧動作に
ついて説明する。フライバックトランスＦＢＴの二次側
に備わる平滑コンデンサＣOHVの両端には、分圧抵抗Ｒ1
−Ｒ2の直列接続回路が並列に接続されている。従っ
て、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点には、その分圧比に応じ
て直流高電圧ＥHVを分圧した電圧レベルが得られること
になる。この分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点は、誤差増幅器
１５の入力に対して接続されており、誤差増幅器１５で
は、分圧された直流高電圧ＥHVのレベルと所定の基準レ
ベルとの比較を行い、その誤差を検出する。つまり、所
定の基準レベルに対する直流高電圧ＥHVレベルの誤差を
検出するものである。そして例えば、その誤差量に応じ
て可変されたレベルの直流電流、もしくは直流電圧を出
力するようにされる。

【００１９】誤差増幅器１５の検出出力はＰＷＭ制御回
路１３に供給される。ＰＷＭ制御回路１３では、誤差増
幅器１５の検出出力に基づいて、入力された発振周波数
信号についてＰＷＭを行ってドライブ回路１４に出力す
る。従って、ドライブ回路１４により駆動されるスイッ
チング素子Ｑ11は、水平同期信号周波数に同期したスイ
ッチング周波数で固定とされた上で、直流高電圧ＥHVレ
ベル変動に応じたＰＷＭ制御により可変されるオン/オ
フ期間のデューティ比に従ってスイッチング動作を行う
ことになる。ここで、降圧直流電圧ＥOAのレベルは、直
流出力電圧Ｅｏレベルと、スイッチング素子Ｑ11のスイ
ッチング周波数及び１スイッチング周期内のオン/オフ
期間のデューティによって決まるもので、スイッチング
素子Ｑ11のスイッチング動作の１周期をＴｓ、１周期内
のオン期間をＴON1とすると、ＥOA＝Ｅｏ・ＴON1／Ｔｓ
で表される。従って、上記のようにして直流高電圧ＥHV
レベルの誤差に応じて、スイッチング素子Ｑ11の１スイ
ッチング周期内のオン/オフ期間のデューティ比をＰＷ
Ｍ制御によって可変すれば、降圧直流電圧ＥOAのレベル
を可変制御することが可能になる。

【００２０】ここで、上記図６に示した回路におけるス
イッチング素子Ｑ11、Ｑ12の動作波形を図７に示す。図
７（ａ）〜（ｄ）には、水平同期信号周波数ｆH＝３０
ＫＨｚの場合の動作が示され、図７（ｅ）〜（ｈ）に
は、それぞれ図７（ａ）〜（ｄ）と同一の部位について
の、水平同期信号周波数ｆH＝１２０ＫＨｚの場合の動
作が示されている。図７（ａ）（ｅ）には、スイッチン
グ素子Ｑ11のドレイン−ソース間電圧Ｖ1が示され、図
７（ｂ）（ｆ）には、スイッチング素子Ｑ11のドレイン
を流れるスイッチング電流Ｉ1が示される。また図７
（ｃ）（ｇ）には、スイッチング素子Ｑ12に並列接続さ
れた並列共振コンデンサＣｒの両端電圧（並列共振電
圧）Ｖ2が示され、図７（ｄ）（ｈ）には、スイッチン
グ素子Ｑ11のドレインを流れるスイッチング電流Ｉ2が
示される。

【００２１】ここでは、水平同期信号周波数ｆH＝３０
ＫＨｚ時の動作として、図７（ａ）（ｂ）に示されるよ
うに、スイッチング素子Ｑ11の１スイッチング周期Ｔｓ
が３．３μｓとなり、スイッチング素子Ｑ11がオンとな
る期間ＴON1が６．９μｓとなるようにＰＷＭ制御され
たときの状態が示されている。このとき、降圧直流電圧
ＥOAのレベルとしては、５０Ｖ程度となる。

【００２２】また、水平同期信号周波数ｆH＝１２０Ｋ
Ｈｚ時の動作として、図７（ｅ）（ｆ）に示されるよう
に、スイッチング素子Ｑ11の１スイッチング周期Ｔｓは
８．３μｓとなり、スイッチング素子Ｑ11がオンとなる
期間ＴON1が０．４μｓとなるようにＰＷＭ制御された
ときの状態が示されている。このとき、降圧直流電圧Ｅ
OAのレベルとしては、２２０Ｖ程度となる。

【００２３】そして、この降圧直流電圧ＥOAを動作電源
として動作する電圧共振形コンバータ３０については、
図７（ｃ）（ｄ）及び図７（ｇ）（ｈ）としてのスイッ
チング素子Ｑ12の動作に示されるように、水平同期信号
周波数ｆHの変化に関わらず、スイッチング素子Ｑ12が
オフとなる期間ＴOFF2が、３μｓで一定となるようにさ
れている。これは、並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスを選定することで設定することができる。

【００２４】そして上記のようにして、スイッチング素
子Ｑ11のスイッチング動作については直流高電圧ＥHVレ
ベルの変動に応じてＰＷＭ制御を行い、かつ、スイッチ
ング素子Ｑ12のオフ期間ＴOFF2については３μｓで一定
となるように設定すれば、並列共振電圧Ｖ2は、図７
（ｃ）に示すようにして、水平同期信号周波数ｆHの変
化に対して一定となるように制御することができる。並
列共振電圧Ｖ2はフライバックトランスＦＢＴの一次巻
線Ｎ1に対してスイッチング出力として伝達されるもの
である。従って、並列共振電圧Ｖ2が一定となるように
制御されると、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線
Ｎ1に得られる交番電圧レベルも一定となるように維持
される。そしてこれに伴って、フライバックトランスＦ
ＢＴの二次側で生成される直流高電圧ＥHVレベルも一定
となるように制御されることになる。このようにして、
図６に示す高電圧安定化回路では、直流高電圧ＥHVレベ
ルの安定化を図るようにしている。

【００２５】以上説明した動作のまとめとして、水平同
期信号周波数ｆHに対する、直流高電圧ＥHV、直流出力
電圧Ｅｏ、降圧直流電圧ＥOAの変動特性を図８に示す。
この図に依ると、先ず、直流出力電圧Ｅｏについては、
スイッチング電源回路部１０の安定化動作によって２４
０Ｖのレベルが安定的に得られている。

【００２６】また、降圧直流電圧ＥOAは、水平同期信号
周波数ｆH＝３０ＫＨｚ〜１２０ＫＨｚの変動範囲に対
して、約５０Ｖ〜２２０Ｖの範囲で直線的に変化するよ
うに制御されている。なお、ここでは降圧直流電圧ＥOA
について、直流高電圧ＥHVにより負荷に供給される負荷
電流ＩHVが１ｍＡの場合と、０ｍＡの場合とが示されて
いる。降圧直流電圧ＥOAは、負荷電流ＩHV＝１ｍＡ時の
ほうが負荷電流ＩHV＝０ｍＡ時よりも若干低くなる傾向
を有しているものの、ほぼ同じ電圧値が得られている。
そして、上記のようにして降圧直流電圧ＥOAのレベルが
制御されると共に、前述したようにして、スイッチング
素子Ｑ12のスイッチング動作により発生する並列共振電
圧Ｖ2が水平同期信号周波数ｆHの変化（切り換え）に対
して一定となるように設定されることで、直流高電圧Ｅ
HVは、例えば、約２７ＫＶで一定となるものである。

【００２７】図６に示した高電圧安定化回路では、この
ようにして直流高電圧ＥHVの安定化を図ることで、ＣＲ
Ｔに表示される画像の垂直及び水平方向の画面サイズの
変動を抑えている。また、図６に示した高電圧安定化回
路の構成の場合、高輝度の長方形の白色画像の台形形状
の歪みは、白色ピーク時に発生する高圧負荷電流ＩHVの
増大に因る直流高電圧ＥHVの変動成分ΔＥHVによって生
じるのであるが、これについては、平滑コンデンサＣ
O、ＣOA、ＣOHVの各キャパシタンスを所要にまで増加し
たものを選定することで対策を行っている。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】ただし、上記図６に示
す構成の高電圧安定化回路では、次のような問題点を有
している。先ず、図６に示す構成の高電圧安定化回路
は、商用交流電源を入力して直流高電圧ＥHVを生成する
までの過程において、降圧形コンバータ２０と電圧共振
形コンバータ３０による２段の電力変換が行われる。こ
のため、１つには、高電圧安定化回路全体としての総合
的な電力変換効率が低く、例えば実際には、直流高電圧
ＥHVの高圧負荷電力ＰHV＝２７Ｗ（＝ＥHV×ＩHV）時の
電力変換効率は７２％程度にとどまり、１０．５Ｗ程度
が無効電力となる。そして、これに応じて入力電力も大
きいものとなっている。

【００２９】また、このような構成では、実際に組まれ
る回路自体も複雑な構造となり、従って部品点数も増え
ることになる。例えば具体的には、２組のフェライトト
ランス（ＦＢＴ及びスイッチング電源回路部１０内の絶
縁コンバータトランス）と，２組のフェライトチョーク
コイル（ＣＨ１,ＣＨ２）、さらには、最低で３組のス
イッチング素子（Ｑ11，Ｑ12，スイッチング電源回路部
１０内のスイッチング素子）等が必要になる。このた
め、例えばプリント基板の実装面積が大きくなって回路
サイズ自体が大型化し、また、コストも相応に高いもの
となってしまう。また、先にも述べたように、高輝度の
長方形の白色画像の台形形状の歪みを抑えるために、平
滑コンデンサＣO、ＣOA、ＣOHVの各キャパシタンスを増
加していることによっても、部品サイズの大型化やコス
トアップを招いているものである。

【００３０】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、高電圧安定化回路として次のように構
成する。つまり、商用交流電源を整流平滑化して直流入
力電圧を得る整流平滑手段と、スイッチング素子を備え
て直流入力電圧を断続して出力するスイッチング手段
と、このスイッチング手段の動作を電圧共振形とするよ
うにして形成される一次側並列共振回路と、スイッチン
グ手段のスイッチング出力が伝達される一次側巻線と、
この一次巻線とは密結合とされて、高圧とされる所要の
レベルの昇圧交番電圧が励起される二次側巻線とを備え
る高圧出力トランスと、昇圧交番電圧を入力して高圧と
される所要のレベルの直流高電圧を生成して出力する直
流高電圧生成手段と、直流高電圧のレベルに応じてスイ
ッチング素子のスイッチング周波数を可変することで直
流高電圧に対する定電圧制御を行うようにされる定電圧
制御手段とを備えることとした。

【００３１】上記したように、本発明の高電圧安定化回
路としては、一次側に備えられる電圧共振形コンバータ
のスイッチング出力を、例えばフライバックトランスと
される高圧出力トランスの一次側に対して直接的に伝達
するようにしている。そして、この高圧出力トランスの
二次側においては、この一次側に得られるスイッチング
出力により励起される昇圧交番電圧を利用して直流高電
圧を得るようにされる。また、この直流高電圧のレベル
に応じて、一次側電圧共振形コンバータのスイッチング
周波数を可変制御することで直流高電圧の安定化を積極
的に図るようにされる。このような構成では、一次側に
おいて商用交流電源から得た直流入力電圧について電力
変換を行うスイッチングコンバータとしては、１組の電
圧共振形コンバータのみとされることになる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１の回路図は、本発明の実施の
形態としての高電圧安定化回路の構成を示している。な
お、この図において、図６と同一部分には、同一番号を
付して説明を省略する。この図に示す回路の一次側にお
いては、商用交流電源を整流平滑化して得られる直流入
力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を入力して断続するスイッ
チングコンバータとして、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えて、いわゆるシングルエンド方式によるスイッチ
ング動作を行う電圧共振形コンバータが備えられる。こ
こでの電圧共振形コンバータは他励式の構成を採ってお
り、例えばスイッチング素子Ｑ1としてはＭＯＳ−ＦＥ
Ｔが使用される。スイッチング素子Ｑ1のドレインは、
チョークコイルＣＨを介して平滑コンデンサＣｉの正極
と接続され、ソースは一次側アースに接続される。

【００３３】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続される。更に、ドレイン−ソース間に対しては、ク
ランプダイオード（ボディダイオード）ＤDが並列に接
続されている。

【００３４】この場合には、並列共振コンデンサＣｒの
キャパシタンスと、チョークコイルＣＨのインダクタン
スＬ2とによって、並列共振回路を形成するものとされ
ている。そして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング
動作に応じて、この並列共振回路による共振動作が得ら
れるようにされることで、スイッチング素子Ｑ1のスイ
ッチング動作としては電圧共振形となる。

【００３５】上記スイッチング素子Ｑ1は、発振回路４
及びドライブ回路５によってスイッチング駆動される。
発振回路４では、発振動作を行って発振信号を生成して
出力する。そして、ドライブ回路５においてはこの発振
信号をドライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1の
ゲートに対して出力する。これにより、スイッチング素
子Ｑ1は、発振回路４にて生成される発振信号に基づい
たスイッチング動作を行うようにされる。従って、スイ
ッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッ
チング周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回
路４にて生成される発振信号に依存して決定される。な
お、発振回路４においては、フォトカプラ２を介して入
力される制御回路１からの誤差検出出力に応じて、発振
周波数を可変して発振信号を出力するようにされてい
る。つまり、スイッチング周波数の可変制御が行われる
ものであり、これにより、後述するようにしてフライバ
ックトランスＦＢＴの二次側において得られる直流高電
圧（アノード電圧）についての安定化が図られる。

【００３６】この場合、起動回路３には、起動抵抗Ｒｓ
を介して整流平滑電圧Ｅｉが入力されるようになってい
ると共に、チョークコイルＣＨに対して巻装された巻線
Ｎ4とダイオードＤ4から成る半波整流回路に得られる低
圧直流電圧が入力されるようになっている。起動回路３
は、例えばこれらの入力電圧が電源起動時に得られるの
に応じて、発振回路４を起動させるための動作を実行す
るようにされている。

【００３７】ここで、本実施の形態においては、図示す
るように、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1
と直流阻止用コンデンサＣ11とを直列接続した直列接続
回路［Ｎ1−Ｃ11］が形成されており、この直列接続回
路［Ｎ1−Ｃ11］が、スイッチング素子Ｑ1に対して並列
に接続されている。ここでは、スイッチング素子Ｑ1の
ドレインが一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続され、ソー
スに対しては、一次巻線Ｎ1の巻終わり端部が直流阻止
用コンデンサＣ11を介して接続されるようになってい
る。

【００３８】これにより、本実施の形態においては、一
次側電圧共振形コンバータのスイッチング素子Ｑ1のス
イッチング出力が、直接、フライバックトランスＦＢＴ
の一次巻線Ｎ1に対して伝達されることになる。

【００３９】ここで、図４及び図５の断面図により、本
実施の形態としてのフライバックトランスＦＢＴの構造
例を示しておく。先ず、図４に示すフライバックトラン
スＦＢＴでは、２つのコの字形コアＣＲ１０，ＣＲ２０
の各磁脚を対向するように組み合わせることでコ−コの
字形コアＣＲ３０が形成される。そして、コの字形コア
ＣＲ１０の磁脚端部と、コの字形コアＣＲ２０の磁脚端
部との対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ
設けるようにされる。そして、図示するように、コ−コ
の字形コアＣＲ３０の一方の磁脚に対して、低圧巻線ボ
ビンＬＢと高圧巻線ボビンＨＢとを取付けることで、こ
れら低圧巻線ボビンＬＢ及び高圧巻線ボビンＨＢに対し
て、それぞれ一次巻線Ｎ1と昇圧巻線ＮHV(1〜5）を分割
して巻装するようにしている。この場合、低圧巻線ボビ
ンＬＢには一次巻線Ｎ1が巻装され、高圧巻線ボビンＨ
Ｂには昇圧巻線ＮHVが巻装される。この時、高圧巻線ボ
ビンＨＢには、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各
々を絶縁した状態で巻装する必要があるため、昇圧巻線
ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHVを所定回数巻装して得
られる２つの巻線層ごとに層間フィルムＦを挿入して巻
き上げる、いわゆる層間巻きとされている。

【００４０】また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々につい
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
４に示す構造のほか、図５に示すようにして、いわゆる
分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることもでき
る。なお、図５において図４と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻きによっ
て巻装する場合は、図示するように、高圧巻線ボビンＨ
Ｂ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成する。こ
れにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線領域であ
るスリットＳが複数形成されることになる。そして、こ
の各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装すること
で昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしているものであ
る。なお、図４及び図５の各図には、低圧巻線ボビンＬ
Ｂの一部分割領域に対して三次巻線Ｎ3を巻装している
状態が示されているが、これは、例えば一次側において
低圧直流電圧を得るために、その源となる低圧交番電圧
を生成する三次巻線Ｎ3を巻装する必要がある場合に対
応しているものとされる。

【００４１】そして本実施の形態においては、上記図４
又は図５に示すフライバックトランスＦＢＴの構造を採
るようにされた上で、一次側の一次巻線Ｎ1と二次側の
昇圧巻線ＮHV(1〜5）とでは、密結合の状態が得られる
ようにされているものである。

【００４２】説明を図１に戻す。前述したようにして、
フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1に対しては
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達され
る。フライバックトランスＦＢＴを含む高圧発生回路４
０では、伝達されたスイッチング出力によって生じる一
次巻線Ｎ1の交番電圧を利用して、最終的には直流高電
圧ＥHVを生成して出力するようにされる。この直流高電
圧ＥHVは、例えば本実施の形態においても、ＣＲＴのア
ノード電圧として利用される。なお、本実施の形態とし
てのフライバックトランスＦＢＴ、及びこのフライバッ
クトランスＦＢＴを備えて構成される高圧発生回路４０
としての回路構成は、先に図６に示したものと同様とさ
れるために、ここでの説明は省略する。

【００４３】そして、本実施の形態の高圧発生回路４０
においては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2にて得られる直流高電圧
ＥHVの分圧出力が制御回路１に対して入力されるように
なっている。制御回路１では、入力された直流高電圧Ｅ
HVの分圧レベルに応じて、検出出力レベルを可変する。
この検出出力は、フォトカプラ２を介して一次側の発振
回路４に対して入力される。発振回路４では、前述した
ように、この入力された検出出力レベルに応じて、発振
信号の周波数を可変してドライブ回路４に供給する。こ
れにより、ドライブ回路４から出力されるドライブ電圧
によって駆動されるスイッチング素子Ｑ1としてはその
スイッチング周波数が可変され、フライバックトランス
ＦＢＴに対して伝達するスイッチング出力がコントロー
ルされる。この結果、例えば直流高電圧ＥHVと接続され
る負荷の変動に関わらず、フライバックトランスＦＢＴ
の一次巻線Ｎ1に得られる一次側交番電圧Ｖ1のレベルが
一定となるようにして制御される。そしてこれに伴い、
フライバックトランスＦＢＴの二次側に得られる直流高
電圧ＥHVも一定となるように制御されることになる。こ
のようにして本実施の形態の高電圧安定化回路としては
直流高電圧ＥHVに対する安定化が図られるものである。

【００４４】図２は、上記図１に示した高電圧安定化回
路におけるスイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を
示す波形図である。なお、この図に示す動作は、図１に
示す高電圧安定化回路として、一次巻線Ｎ1の巻数につ
いては巻数を７５Ｔとして、そのインダクタンスＬ1に
ついては４５０μＨが得られるようにしており、また、
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の各々については５００Ｔとして
いる。また、並列共振コンデンサＣｒ＝５６００ｐＦ、
直流阻止用コンデンサＣ11＝１μＦを選定し、チョーク
コイルＣＨのインダクタンスＬ2については５０μＨと
なるように選定している。そして、負荷条件としては直
流高電圧ＥHV＝２７ＫＶで、高圧負荷電流ＩHV＝１ｍＡ
（高圧負荷電力２７Ｗ時）〜０ｍＡ（無負荷：０Ｗ時）
の範囲に対応するようにされている。

【００４５】図２（ａ）（ｂ）には、それぞれ、商用交
流電源ＶAC＝９０Ｖ、高圧負荷電流ＩHV＝１ｍＡ時にお
いて、スイッチング素子Ｑ1のドレインに流れるスイッ
チング出力電流IQ1と、並列共振コンデンサＣｒの両端
に得られる並列共振電圧ＶQ1が示されている。また、図
２（ｃ）（ｄ）には、それぞれ、商用交流電源ＶAC＝１
２０Ｖ、高圧負荷電流ＩHV＝０ｍＡ時における、スイッ
チング出力電流IQ1及び並列共振電圧ＶQ1が示されてい
る。

【００４６】先ず、商用交流電源ＶAC＝９０Ｖ、高圧負
荷電流ＩHV＝１ｍＡ時（負荷電力２７Ｗ時）の動作とし
て、スイッチング出力電流IQ1は、図２（ａ）に示すよ
うに、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFにお
いては０レベルとされて、スイッチング素子Ｑ1がオン
となる期間ＴONには鋸歯状により電流量が増加していく
ものとなる。また、並列共振電圧ＶQ1は、図２（ｂ）に
示すように、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に生じる一
次側並列共振回路の共振動作によって、期間ＴOFFにお
いて、正弦波状のパルスが得られる波形となる。

【００４７】ここで、電圧共振形コンバータのスイッチ
ング動作としては、スイッチング周波数が可変制御され
る際、その１スイッチング周期内において、スイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされた上で、
オンとなる期間ＴONが変化するように制御される。そし
て、期間ＴOFFについては、

【数１】により表されるのであるが、上記したようにして一次巻
線Ｎ1のインダクタンスＬ1（＝４５０μＨ）と、並列共
振コンデンサＣｒのキャパシタンス（＝５６００ｐＦ）
を選定していることで、期間ＴOFFとしては、上記（数
１）に従い、負荷変動によるスイッチング周波数の可変
制御に関わらず５μｓとなる。これは図２（ａ）（ｂ）
側と図２（ｃ）（ｄ）側とで、期間ＴONが共に５μｓと
されていることからも分かる。

【００４８】また、この回路にあっては並列共振電圧Ｖ
Q1のレベルは、

【数２】により表される。そこで、本実施の形態においては、商
用交流電源ＶAC＝９０Ｖ、高圧負荷電流ＩHV＝１ｍＡ時
には、図２（ａ）（ｂ）側に示すように、スイッチング
素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONについては２５．５μｓ
となるように設定される。これにより、並列共振電圧Ｖ
Q1の共振パルスとしては、９００Ｖｐとなるようにされ
る。この並列共振電圧ＶQ1には、高圧負荷電力２７Ｗ時
に対応して得られる整流平滑電圧Ｅｉ＝１００Ｖが重畳
されている状態にあり、従って、一次巻線Ｎ1に発生す
る交番電圧であるスイッチング出力電圧Ｖ1としては、
並列共振電圧ＶQ1＝９００Ｖに対して、直流阻止用コン
デンサＣ11により整流平滑電圧Ｅｉ＝１００Ｖをカット
するようにシフトされた、８００Ｖｐのレベルが得られ
ることになる。また、このときのスイッチング周波数ｆ
ｓとしては、結果的には３３ＫＨｚとなるように制御さ
れる。

【００４９】また、商用交流電源ＶAC＝１２０Ｖ、高圧
負荷電流ＩHV＝０ｍＡ時（無負荷時）においては、スイ
ッチング周波数は高くなるように制御される傾向とな
り、実際としては図２（ｃ）（ｄ）側に示されるよう
に、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONについ
ては、ＴON＝１５μｓとなるように設定される。このと
きのスイッチング周波数ｆｓとしては、ｆｓ＝５０ＫＨ
ｚとなる。このとき、スイッチング出力電流IQ1は、図
２（ｃ）に示すようにして、期間ＴOFFにおいて０レベ
ルとされたうえで、期間ＴONにおいて鋸歯状となる波形
が得られる。また、並列共振電圧ＶQ1の波形としては、
図２（ｄ）に示されるように、期間ＴOFFにおいて正弦
波状の共振パルスが得られる波形となる。なお、確認の
ために述べておくと、期間ＴOFFは、スイッチング周波
数の変化にかかわらず、ここでは５μｓで一定となって
いる。また、このときには、整流平滑電圧Ｅｉとしては
Ｅｉ＝１７０Ｖが得られていることを前提として、上記
のようにしてスイッチング周波数を設定することで、並
列共振電圧ＶQ1の共振パルスとしては、９７０Ｖｐのレ
ベルが得られるようにしている。これにより、一次巻線
Ｎ1に得られるスイッチング出力電圧Ｖ1としては、並列
共振電圧ＶQ1＝９７０Ｖに対して、直流阻止用コンデン
サＣ11により整流平滑電圧Ｅｉ＝１７０Ｖをカットする
ようにシフトされた、８００Ｖｐのレベルが得られる。
つまり、図１に示した本実施の形態の高電圧安定化回路
としては、負荷変動等や交流入力電圧の変動に伴って生
じる直流高電圧ＥHVの変動に対応して、スイッチング周
波数について可変制御を行うようにすることで、フライ
バックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1に得られるスイッ
チング出力電圧Ｖ1を例えば８００Ｖｐで一定とするよ
うに制御しているものである。そしてこれにより、先に
も述べたようにして、フライバックトランスＦＢＴの二
次側に得られる直流高電圧ＥHVも、例えば２７ＫＶで一
定となるように制御される。

【００５０】ここで、先に従来例として図６に示した高
電圧安定化回路と、本実施の形態としての図１に示した
回路とを比較すると、次のようなことがいえる。図６に
示した回路では、一次側において電力変換を行うための
スイッチングコンバータのスイッチング周波数が、水平
同期信号周波数ｆHに同期するようにして構成されてい
る。このため、直流高電圧ＥHVの安定化を図るには、水
平同期信号周波数に従ってスイッチング周波数が固定と
なる条件の下で、１スイッチング周期内におけるオン期
間を可変制御（ＰＷＭ制御）する必要があり、従って、
一次側においては、降圧形コンバータ２０と電圧共振形
コンバータ３０との２組のスイッチングコンバータによ
り電力変換を行うように構成する必要がある。

【００５１】これに対して、図１に示した高電圧安定化
回路の一次側に備えられる電圧共振形コンバータのスイ
ッチング周波数は、水平同期信号周波数ｆHとは無関係
とされて非同期であり、このために、前述したスイッチ
ング周波数を可変制御することによって直流高電圧ＥHV
の安定化を図るように構成することが可能とされてい
る。即ち、本実施の形態の高電圧安定化回路にあって
は、一次側に対して１組のみの電圧共振形コンバータを
備えることによって、直流高電圧ＥHVの安定化が実現さ
れる。

【００５２】これにより、図１に示す回路では電力変換
効率が大幅に向上されることになる。例えば高圧負荷電
力ＰHV＝２７Ｗ時の条件における電力変換効率の実際と
しては、図６に示す回路では７２％であるのに対して、
図１に示す回路では８６％にまで向上している。また、
交流入力電力も小さいものとなり、例えば高圧負荷電力
ＰHV＝２７Ｗ時では、図６に示す回路では３７．５Ｗで
あったのに対して、図１に示す回路では３１．４Ｗ程度
に抑えられる。

【００５３】さらに図１に示す回路では、上述のように
して一次側において１組の電圧共振形コンバータを備え
た構成とされることで、その分、回路を構成する部品点
数が削減されることになるため、回路基板サイズの小型
化及び低コスト化を促進することが可能となる。

【００５４】また、例えば図１に示す回路において、図
９にて説明した白色ピーク画像の歪みを抑制するために
は、白色ピーク画像表示時に対応させてスイッチング周
波数を例えば制御範囲の下限まで低下させることで、最
大負荷電力時に対応した電力供給を行うようにすること
で、容易に実現が可能とされる。従って各種コンデンサ
素子について静電容量を増加させる必要はないことにな
り、これによっても回路の小型化及び低コスト化を図る
ことが可能になる。

【００５５】続いて、本実施の形態としての高電圧安定
化回路の他の例について、図３の回路図を参照して説明
する。なお、この図３において図１と同一部分について
は同一符号を付して説明を省略する。図３に示す高電圧
安定化回路は、フライバックトランスＦＢＴの一次側に
おいて、自励式の電圧共振形コンバータを備えている。
また、ここでも１石のスイッチング素子Ｑ1を備えるこ
とで、スイッチング動作としてはシングルエンド方式が
採られる。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐
圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジ
スタ）が採用される。

【００５６】この場合にも、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び
平滑コンデンサＣｉからなる整流平滑回路が設けられる
ことで、交流入力電圧ＶACのほぼ１倍のレベルに対応す
る整流平滑電圧を生成し、上記電圧共振形コンバータに
対して、直流入力電圧として供給するようにされてい
る。

【００５７】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵
抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。また、スイッチン
グ素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線Ｎ
B、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列
接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続
される。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コ
ンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるク
ランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオ
フ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされ
ており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、フ
ライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1の一端と接続
され、エミッタは接地される。これにより、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング出力がフライバックトランス
ＦＢＴの一次巻線Ｎ1に対して伝達されるようになって
いる。

【００５８】また、この場合には、スイッチング素子Ｑ
1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデ
ンサＣｒが並列に接続されている。この場合の並列共振
コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、フライバ
ックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージイン
ダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側
並列共振回路を形成することになる。そして、この自励
式にあっても、共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ1とし
ては、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に共振パルスが発
生し、電圧共振形の動作が得られるものである。

【００５９】直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検
出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装され
た可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰ
ＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電
圧制御のために設けられる。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を
有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を
接合するようにして立体型コアを形成する。そして、こ
の立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方
向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に
制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線
ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。

【００６０】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極とフ
ライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ1との間に直列
に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線ＮD
に伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、
共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がト
ランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されることで、
駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が発生
する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成す
る直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗Ｒ
Bを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1の
ベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ
1は、直列共振回路（ＮB，ＣB）の共振周波数により決
定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行う
ことになる。

【００６１】この図３におけるフライバックトランスＦ
ＢＴ及び高圧発生回路４０の構成及びその動作は、図１
にて説明したのと動揺となることからここでの説明は省
略するが、この場合にも、スイッチング素子Ｑ1のスイ
ッチング出力が伝達されることでフライバックトランス
ＦＢＴの一次巻線Ｎ1に発生する交番電圧を利用して、
最終的には直流高電圧ＥHVを生成して出力するようにさ
れる。

【００６２】そして、この図３に示す高電圧安定化回路
においても、制御回路１に対しては、直流高電圧ＥHVを
分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルを
検出電圧として入力するようにしており、これにより、
制御回路１が直流高電圧ＥHVのレベル変動を検出するよ
うにされている。また、この場合には、フライバックト
ランスＦＢＴの一次側に対して三次巻線Ｎ3が巻装され
ていると共に、この三次巻線Ｎ3に対してダイオードＤ3
とコンデンサＣ3から成る半波整流回路を接続すること
で、低圧直流電圧を生成するようにしている。そしてこ
の低圧直流電圧を制御回路１に対して動作電源として供
給するようにしている構成が示されている。

【００６３】この場合の制御回路１は、直流高電圧ＥHV
の変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電
流）レベルを可変するように動作する。そして、この制
御電流によっては、直交形制御トランスＰＲＴに巻装さ
れた駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変制御され
る。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含
んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振
駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これ
は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変
する動作となる。従って、図１に示す回路の場合と同様
に、直流高電圧ＥHVの変動に対して、フライバックトラ
ンスＦＢＴの一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力
電圧Ｖ1が一定となるように、所要のスイッチング周波
数ｆｓの制御範囲内（例えばｆｓ＝３３ＫＨｚ〜５０Ｋ
Ｈｚ）で可変制御が行われるように各素子の選定を行う
ことで、直流高電圧ＥHVの安定化が図られるものであ
る。なお、この場合におけるスイッチング周波数制御の
実際としては、例えば図２の波形図により説明したのと
同様の動作が得られるように構成されればよいものであ
る。

【００６４】これまで説明してきた図３の回路構成とし
ては、図１に示す回路において備えられていたチョーク
コイルＣＨ、及び直流阻止用コンデンサＣ11が削除され
た上で、電圧共振形コンバータとして他励式の構成が採
られているものと見ることができる。このような図３に
示す高電圧安定化回路としての構成は、例えば、直流高
電圧ＥHVの負荷条件として、負荷のピーク電力が少ない
とされる場合に適用することができ、例えば上記のよう
にしてチョークコイルＣＨ及び直流阻止用コンデンサＣ
11等が削除されると共に、単純な自励発振回路を備えて
構成することができるため、より小型や低コスト化を図
ることも可能になる。

【００６５】なお、本実施の形態においては、一次側に
自励式共振コンバータを備えた構成の下で定電圧制御を
行うのにあたって直交形制御トランスが用いられている
が、この直交形制御トランスの代わりに、先に本出願人
により提案された斜交形制御トランスを採用することが
できる。上記斜交形制御トランスの構造としては、ここ
での図示は省略するが、例えば直交形制御トランスの場
合と同様に、４本の磁脚を有する２組のダブルコの字形
コアを組み合わせることで立体型コアを形成する。そし
て、この立体形コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮB
を巻装するのであるが、この際に、制御巻線と駆動巻線
の巻方向の関係が斜めに交差する関係となるようにされ
る。具体的には、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一
方の巻線を、４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位置関
係にある２本の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を対角
の位置関係にあるとされる２本の磁脚に対して巻装する
ものである。そして、このような斜交形制御トランスを
備えた場合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の電流
レベルから正の電流レベルとなった場合でも駆動巻線の
インダクタンスが増加するという動作傾向が得られる。
これにより、スイッチング素子をターンオフするための
負方向の電流レベルは増加して、スイッチング素子の蓄
積時間が短縮されることになるので、これに伴ってスイ
ッチング素子のターンオフ時の下降時間も短くなり、ス
イッチング素子の電力損失をより低減することが可能に
なるものである。

【００６６】また、本実施の形態の回路においては、一
次側に備えられるべきスイッチングコンバータとして、
自励式もしくは他励式とされて、シングルエンド方式を
採る電圧共振形コンバータを備えた場合を例に挙げた
が、例えばスイッチング素子を２組備える、いわゆるプ
ッシュプル方式による、自励式又は他励式の電圧共振形
コンバータとされても構わないものである。

【００６７】さらに、本実施の形態の高電圧安定化回路
は、パーソナルコンピュータ用のディスプレイ装置に適
用されることを前提として説明を行ってきたのである
が、例えばテレビジョン受像機をはじめとして、ＣＲＴ
を表示デバイスとして備える各種ディスプレイ装置に対
して適用が可能とされる。

【００６８】

【発明の効果】以上説明したように本発明の高電圧安定
化回路は、直流化された商用交流電を入力してスイッチ
ング動作を行うスイッチングコンバータとして電圧共振
形コンバータを備え、この電圧共振形コンバータのスイ
ッチング出力を、直接的にフライバックトランスＦＢＴ
（高圧出力トランス）の一次巻線に対して伝送するよう
にしている。そして、このフライバックトランスＦＢＴ
の二次側に接続される高電圧用の整流回路によって、例
えばＣＲＴのアノード電圧としての直流高電圧を得るよ
うにされる。そして、上記直流高電圧の安定化について
は、直流高電圧のレベルに応じて一次側電圧共振形コン
バータのスイッチング周波数を制御することでこれを行
うようにされる。この場合、一次側の電圧共振形コンバ
ータのスイッチング周波数は、例えば水平同期信号周波
数に対してフリーランとなる。

【００６９】このような構成であれば、高電圧安定化回
路として一次側に設けるべきスイッチングコンバータは
１組で済むことになる。このため、高電圧安定化回路に
おける総合的な電力変換効率が大幅に向上されると共
に、交流入力電力も低減される。

【００７０】また、一次側に設けられるスイッチングコ
ンバータが１組とされることで部品点数は大幅に削減さ
れ、回路基板サイズの小型化及び低コスト化を促進する
ことが可能になる。さらには、本発明の構成であれば、
スイッチング周波数を所要にまで低く可変制御して、負
荷に供給する電力を所要にまで大きくするようにするこ
とで、白色ピーク画像の歪みを効果的に抑制することが
容易に可能であるため、回路内の各種コンデンサの静電
容量も増加させる必要が無く、これによっても、回路の
小型化及び低コスト化が図られるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としての高電圧安定化回路
の構成例を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の高電圧安定化回路における要部
の動作を示す波形図である。

【図３】他の実施の形態としての高電圧安定化回路の構
成例を示す回路図である。

【図４】本実施の形態の高電圧安定化回路に備えられる
フライバックトランスの構造例として、昇圧巻線が層間
巻きされる場合を示す断面図である。

【図５】本実施の形態の高電圧安定化回路に備えられる
フライバックトランスの構造例として、昇圧巻線が分割
巻きされる場合を示す断面図である。

【図６】従来としての高電圧安定化回路の構成例を示す
回路図である。

【図７】図６に示す高電圧安定化回路の要部の動作を示
す波形図である。

【図８】図６に示す高電圧安定化回路における、水平同
期信号周波数に対する直流高電圧レベル及び二次側直流
出力電圧のレベルを示す説明図である。

【図９】ＣＲＴに表示される白色ピーク画像の歪みかた
を示す説明図である。

【符号の説明】

１制御回路、２多倍圧整流回路、Ｃｉ平滑コンデ
ンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＦＢＴフライバックト
ランス、ＰＲＴ直交形制御トランス、Ｃｒ一次側並列
共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、ＮHV 昇圧巻線、ＮC
制御巻線、ＮB 駆動巻線、ＮD 共振電流検出巻線、
ＣB 共振コンデンサ、ＤO1，ＤO2整流ダイオード、ＤH
VA0〜ＤHVA(n+1) ＤHVB0〜ＤHVB(n+1) 高圧整流ダイ
オード、ＣHVA1〜ＣHVAn ＣHVB1〜ＣHVBn 高圧コンデ
ンサ、ＣOHV 平滑コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H006 AA00 BB04 CA01 CA02 CA07 CB03 CC03 DA04 DB01 DC05 GA01 5H730 AA14 AA15 AS01 AS04 AS15 BB43 BB67 BB77 CC01 DD04 DD26 FD01 FF19 FG07 XC12 ZZ16

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用交流電源を整流平滑化して直流入力
電圧を得る整流平滑手段と、スイッチング素子を備え、上記直流入力電圧を断続して
出力するスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように
して形成される一次側並列共振回路と、上記スイッチング手段のスイッチング出力が伝達される
一次側巻線と、この一次巻線とは密結合とされて、高圧
とされる所要のレベルの昇圧交番電圧が励起される二次
側巻線とを備える高圧出力トランスと、上記昇圧交番電圧を入力して高圧とされる所要のレベル
の直流高電圧を生成して出力する直流高電圧生成手段
と、上記直流高電圧のレベルに応じて、上記スイッチング素
子のスイッチング周波数を可変することで、上記直流高
電圧に対する定電圧制御を行うようにされる定電圧制御
手段と、を備えることを特徴とする高電圧安定化回路。
【請求項２】上記並列共振回路は、上記整流平滑手段
を形成する平滑コンデンサの正極端子とスイッチング素
子のスイッチング出力点との間に対して挿入されるチョ
ークコイルと、上記スイッチング素子に対して並列に接
続される並列共振コンデンサ及びダイオード素子を備え
て形成されていると共に、上記一次側巻線と直流阻止用コンデンサとの直列接続回
路を、上記スイッチング素子に対して接続することを特
徴とする請求項１に記載の高電圧安定化回路。
【請求項３】上記並列共振回路は、上記整流平滑手段
を形成する平滑コンデンサの正極端子とスイッチング素
子のスイッチング出力点との間に対して挿入される上記
一次側巻線と、上記スイッチング素子に対して並列に接
続される並列共振コンデンサとを備えて形成されている
ことを特徴とする請求項１に記載の高電圧安定化回路。