KR20110138068A - 역률 보상 컨버터 및 그 구동 방법 - Google Patents

역률 보상 컨버터 및 그 구동 방법 Download PDF

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KR20110138068A
KR20110138068A KR1020100058184A KR20100058184A KR20110138068A KR 20110138068 A KR20110138068 A KR 20110138068A KR 1020100058184 A KR1020100058184 A KR 1020100058184A KR 20100058184 A KR20100058184 A KR 20100058184A KR 20110138068 A KR20110138068 A KR 20110138068A
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Abstract

본 발명은 역률 보상 컨버터 및 그 구동 방법에 관한 것이다.
본 발명은 입력 전압이 전달되는 1차 측의 제1 코일 및 출력 전압이 생성되는 2차 측의 제2 코일을 포함하는 트랜스포머를 포함한다. 전력 스위치는 제1 코일에 연결되어 있고, 커패시터는 출력 전압의 리플을 제거한다. 다이오드는 커패시터와 제2 코일 사이에 연결되어 있다. 전력 스위치의 턴 온 기간 중, 커패시터와 트랜스포머의 누설 인덕터 사이에 공진이 발생하고, 전력 스위치의 턴 오프 기간 중 상기 커패시터와 트랜스포머의 자화 인덕터 사이에 공진이 발생한다.

Description

역률 보상 컨버터 및 그 구동 방법{POWERFACTOR COMPENSATION CONVERTER AND DRIVING METHOD THEREOF}
본 발명은 전력 공급 장치에 관한 것으로, 특히 역률 보상 컨버터(power factor compensation converter)에 관한 것이다. 구체적으로 본 발명은 교류 입력을 직류 출력으로 변환할 수 있는 역률 보상 컨버터에 관한 것이다.
종래 전력 공급 장치는 2 단계(two-stage)를 걸쳐 교류 입력을 직류 출력으로 변환하였다. 전력 공급 장치는 2 단계 중 제1 단계에서 전력 공급 장치에 공급된 교류 전력을 역률 보상하여 직류 형태의 높은 전압으로 변환한다. 전력 공급 장치는 다음 제2 단계에서 높은 직류 전압을 부하에 적절한 직류 전압으로 변환한다. 그러나 100W 이하의 전력을 사용하는 제품의 전력 공급 장치로는 2 단계를 거쳐 전력을 공급하는 것보다 1 단계(single-stage)를 거쳐 전력을 공급하는 것이 비용 및 효율 면에서 바람직하다.
일반적으로, 1 단계를 거쳐 전력을 공급하는 역률 보상 컨버터의 타입으로는 대표적으로 플라이백(flyback) 타입 또는 포워드(forward) 타입이 있다.
플라이백 타입은 컨버터에 사용된 주 변압기(main transformer)의 활용이 상대적으로 낮아서 주 변압기의 크기가 커지는 단점이 있다. 또한, 플라이백 타입은 컨버터를 제어하는 메인 스위치가 켜졌을 때, 형성되는 전류가 1차 함수의 형태로 일정하게 증가하므로 메인 스위치가 꺼질 때의 스위칭 손실이 매우 크다. 또한 이때, 누설 인턱턴스에 저장된 에너지가 메인 스위치의 전압 스트레스로 인가될 수 있는데, 이를 막기 위해선 스너버를 사용해야 한다. 일반적으로 반도체 소자에 사용되는 스너버에서 발생하는 손실 전력은 소자 양단에 형성되는 전압 비율과 관련된다. 즉, 반도체 소자의 전압 비율이 높을수록 스너버 회로에 인가되는 전압이 높아지며, 스너버 회로에 포함된 저항에 의해 소비되는 전력이 증가한다.
또한, 변압기의 2차 측에 위치한 정류 다이오드에 높은 전압이 형성되기 때문에 높은 내압을 가진 소자(high voltage rating device)가 적절하다. 마찬가지로, 2차측 다이오드에 높은 전압 스트레스를 저감하기 위해 사용된 스너버(snubber) 회로에서 손실되는 전력 또한 2차측 다이오드의 전압 비율과 관련된다. 이와 같이, 플라이백 타입은 부피가 큰 주 변압기와 전력 손실이 발생하기 쉬워 효율이 낮다.
포워드 타입은 비연속 도통 모드(discontinuous conduction mode)에 따라 동작하므로 역률 보상이 부족하다. 또한, 포워드 타입은 회로의 특성상 넓은 범위를 가지는 교류 입력에 대해서 일정한 직류 출력 전압으로 변환하기 어려운 단점이 있다. 그래서, 포워드 타입은 일반적인 1단계 역률 보상 컨버터에서는 잘 사용되지 않는다.
높은 효율 및 컨버터에 입력되는 교류 전력의 넓은 전압 범위를 제어할 수 있는 역률 보상 컨버터 및 그 구동 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 특징에 따른 역률 보상 컨버터는, 입력 전압이 전달되는 1차 측의 제1 코일 및 출력 전압이 생성되는 2차 측의 제2 코일을 포함하는 트랜스포머, 상기 제1 코일에 연결되어 있는 전력 스위치, 상기 출력 전압의 리플을 제거하기 위한 커패시터, 및 상기 커패시터와 상기 제2 코일 사이에 연결되어 있는 다이오드를 포함한다. 상기 전력 스위치의 턴 온 기간 중, 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 누설 인덕터 사이에 공진이 발생하고, 상기 전력 스위치의 턴 오프 기간 중 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 자화 인덕터 사이에 공진이 발생한다.
상기 전력 스위치의 턴 온 시점에 동기되어 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 누설 인덕터 사이에 공진이 시작된다. 상기 전력 스위치의 턴 오프 기간 중 상기 트랜스포머가 자기를 다 잃으면, 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 자화 인덕터 사이에 공진이 시작된다.
상기 역률 보상 컨버터는 상기 커패시터와 상기 역률 보상 컨버터의 출력단 사이에 연결되어 있는 정류 다이오드를 더 포함한다. 상기 커패시터는, 상기 제2 코일의 일단에 연결되어 있는 일단 및 상기 정류 다이오드의 애노드 전극에 연결되어 있는 타단을 포함하고, 상기 다이오드의 애노드 전극은 상기 커패시터의 타단에 연결되어 있고, 상기 다이오드의 캐소드 전극은 상기 제2 코일의 타단에 연결되어 있다.
상기 역률 보상 컨버터는, 상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백부, 및 상기 전력 스위치의 턴 온 기간 동안 일정한 기울기로 증가하는 램프 신호가 상기 피드백 전압에 도달하면 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키고, 상기 전력 스위치의 드레인-소스 전압이 감소하기 시작하는 시점으로부터 소정의 지연 기간 뒤에 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 스위치 제어부를 더 포함한다. 상기 역률 보상 컨버터는, 상기 제1 코일의 전압이 소정의 권선비로 변환된 보조 전압이 발생되는 보조 코일을 더 포함하고, 상기 제어부는, 상기 보조 전압이 감소하기 시작하는 시점으로부터 상기 지연 기간 뒤에 상기 전력 스위치를 턴 온 시킨다.
본 발명의 다른 특징에 따른 역률 보상 컨버터의 구동 방법은 입력 전압이 전달되는 1차 측의 제1 코일 및 출력 전압이 생성되는 2차 측의 제2 코일을 포함하는 트랜스포머, 상기 트랜스포머의 동작을 제어하는 전력 스위치, 및 상기 제2 코일에 연결되어 있는 커패시터를 포함하는 역률 보상 컨버터의 구동 방법에 관한 것이다. 상기 역률 보상 컨버터의 구동 방법은, 상기 전력 스위치의 턴 온 기간 중, 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 누설 인덕터 사이에 공진이 발생하는 단계 및 상기 전력 스위치의 턴 오프 기간 중 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 자화 인덕터 사이에 공진이 발생하는 단계를 포함한다.
상기 전력 스위치의 턴 온 기간 중, 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 누설 인덕터 사이에 공진이 발생하는 단계는, 상기 전력 스위치가 턴 온 된 시점부터 시작한다. 상기 전력 스위치의 턴 오프 기간 중 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 자화 인덕터 사이에 공진이 발생하는 단계는, 상기 트랜스포머의 자기가 모두 소멸되면 시작한다.
상기 역률 보상 컨버터의 구동 방법은, 상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 단계; 및 상기 전력 스위치의 턴 온 기간 동안 일정한 기울기로 증가하는 램프 신호가 상기 피드백 전압에 도달하면 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 단계; 및 상기 전력 스위치의 드레인-소스 전압이 감소하기 시작하는 시점으로부터 소정의 지연 기간 뒤에 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 단계를 더 포함한다.
본 발명은 높은 효율 및 컨버터에 입력되는 교류 전력의 넓은 전압 범위를 제어할 수 있는 역률 보상 컨버터 및 그 구동 방법을 제공한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 컨버터의 구성을 나타낸 도면이다.
도 3a는 도 3에서 기간 T0-T1 동안 역률 보상 컨버터의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 3b는 도 3에서 기간 T1-T2 동안 역률 보상 컨버터의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 3c는 도 3에서 기간 T2-T3 동안 역률 보상 컨버터의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 3d는 도 3에서 기간 T3-T4 동안 역률 보상 컨버터의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 4는 종래 플라이백 타입의 역률 보상 컨버터와 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 컨버터의 효율을 비교한 그래프이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하, 도 1 내지 를 참조하여 본 발명의 실시 예를 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 컨버터의 구성을 나타낸 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 컨버터(1)는 입력 교류 전압(VAC)를 정류하는 브릿지 정류 다이오드(10), 정류된 전압을 평활시키는 커패시터(CI), 트랜스포머(20), 전력 스위치(Q), 스위치 제어부(30), 커패시터(CR), 정류 다이오드(D1), 다이오드(D2), 출력 커패시터(CO), 보조 코일(CO3), 및 피드백부(50)를 포함한다.
트랜스포머(20)는 1차측에 위치한 제1 코일(CO1), 및 2차측에 위치한 제2 코일(CO2)을 포함한다. 제1 코일(CO1)는 커패시터(CI)의 일단에 연결되고 입력 전압(VIN)이 전달되는 일단 및 전력 스위치(Q)에 연결되어 있는 타단을 포함한다. 제2 코일(CO2)은 출력 전압이생성되는 2차측에 위치한다. 제2 코일(CO2)는 커패시터(CR)의 일단에 연결되어 있는 일단 및 출력 필터(40)의 다이오드(D2)의 애노드 전극에 연결되어 있는 타단을 포함한다. 제1 코일(CO1)의 권선 수와 제2 코일(CO2)의 권선 수에 따라 소정의 권선 비(CO2의 권선 수 ns / CO1의 권선 수 np)가 결정되고, 트랜스포머(20)의 제1 코일(CO1)의 전압 및 제2 코일(CO2)의 전압은 권선 비(nps)에 따른다.
보조 코일(CO3)은 트랜스포머(20)의 제1 코일(CO1)과의 소정의 권선 비를 가지고, 제1 코일(CO1)의 전압이 권선 비에 따라 변환되어 보조 코일(CO3)에 발생된다. 이하, 제1 코일(CO1)의 전압을 1차측 전압(V1), 제2 코일(CO2)의 전압을 2차측 전압(V2), 및 보조 코일(CO3)의 전압을 보조 전압(VAUX)이라 한다.
커패시터(CR)는 제2 코일(CO2)에 연결되어 있다. 제2 코일(CO2)의 일단에 연결되어 있는 일단 및 다이오드(D2)의 캐소드 전극 및 정류 다이오드(D1)의 애노드 전극에 연결되어 있는 타단을 포함한다. 커패시터(CR)는 출력 전압(VOOT)의 리플을 제거하기 위한 출력 필터이다. 전력 스위치(Q)의 턴 온 기간 중 커패시터(CR)와 트랜스포머(20)의 누설 인덕턴스(LL, 도 2A 참조) 사이에 공진이발생한다. 전력 스위치(Q)의 턴 오프 기간 중 커패시터(CR)와 트랜스포머(20)의 자화 인덕턴스(LM, 도 2C 참조) 사이에 공진이 발생한다. 상세한 설명은 도 2A-2D를 참조하여 후술한다.
다이오드(D2)는 제2 코일(CO2)와 커패시터(CR) 사이에 연결되어 있다. 다이오드(D3)는 커패시터(CR) 및 정류 다이오드(D1)의 애노드 전극에 연결되어 있는 캐소드 전극 및 제2 코일(CO2)의 타단에 연결되어 있는 애노드 전극을 포함한다. 다이오드(D2)는 전력 스위치(Q)가 턴 오프 기간 중 도통되고, 커패시터(CR)와 자화 인덕턴스(LM) 사이의 공진에 의해 발생한 전류(ICR)는 도통된 다이오드(D2)를 통해 흐른다.
정류 다이오드(D1)는 커패시터(CR)과 역률 보상 컨버터(1)의 출력단 사이에연결되어 있다. 커패시터(CR) 및 다이오드(D2)의 캐소드 전극에 연결되어 있는 애노드 전극 및 출력 커패시터(CO)의 일단에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함한다. 정류 다이오드(D1)은 전력 스위치(Q)의 턴 온 기간 중 도통되고, 전류(ICR)를 정류하여 부하 또는 출력 커패시터(CO)로 흐르게 한다.
출력 커패시터(CO)는 전류(ICR)에 의해 충전되거나, 부하에 필요한 전류를 공급한다.
피드백부(50)는 출력 전압에 대응하는 피드백 전압(VFB)을 생성하여 스위치 제어부(30)로 전달한다. 피드백 전압은 출력 전압의 증감에 따라 증감하는 값이다.
스위치 제어부(30)는 전력 스위치(Q)의 턴 온 기간 동안 일정한 기울기로 증가하는 램프 신호(도시하지 않음)가 피드백 전압(VFB)에 도달하면 전력 스위치(Q)를 턴 오프 시키고, 보조 전압(VAUX)이 감소하기 시작하는 시점으로부터 소정의 지연 기간 뒤에 전력 스위치(Q)를 턴 온 시킨다. 보조 전압(VAUX)은 전력 스위치(Q)의 드레인-소스 전압(VDS)에 따르는 전압으로서, 드레인-소스 전압(VDS)가 감소하기 시작하면, 보조 전압(VAUX) 역시 감소하기 시작한다. 지연 기간은 드레인-소스 전압(VDS)이 감소하기 시작하여 0이 될 때까지의 기간으로 설정할 수 있다. 스위치 제어부(30)는 전력 스위치(Q)의 스위칭 동작을 제어하는 게이트 전압(VG)을 생성하여 전력 스위치(Q)의 게이트 전극에 전달한다.
이하, 도 2 및 도 3a-3d를 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 컨버터의 동작을 설명한다.
도 2는 전력 스위치(Q)의 스위칭 한 주기 동안 게이트 전압, 1차측 전류(IP), 드레인-소스 전압(VDS), 전류(ICR), 및 커패시터 전압(VCR)을 나타낸 파형도이다.
도 3a-3d는 전력 스위치(Q)의 스위칭 한 주기의 기간 동안 역률 보상 컨버터의 동작을 시간으로 구분하여 등가적으로 나타낸 도면이다.
도 3a는 도 2에서 기간 T0-T1 동안 역률 보상 컨버터의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 3b는 도 2에서 기간 T1-T2 동안 역률 보상 컨버터의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 3c는 도 2에서 기간 T2-T3 동안 역률 보상 컨버터의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 3d는 도 2에서 기간 T3-T4 동안 역률 보상 컨버터의 등가회로를 나타낸 도면이다.
시점 T0에서 전력 스위치(Q)에 제어하는 게이트 전압(VGS)이 하이 레벨이 되면 전력 스위치(Q)가 켜지게 되어 드레인-소스 전압(VDS)이 0이 된다. 이때, 누설 인덕턴스(LL)와 커패시터(CR) 사이에 공진이 발생하여 1차측 전류(IP)가 흐르기 시작한다. 도 2에서 점선으로 표시된 자화 전류(IM)는 자화 인덕턴스(LM)에 흐르는 전류이다. 1차측 전류(IP)는 자화 전류(IM)와 제1 코일(CO1)에 흐르는 전류의 합니다. 1차측 전류(IP)와 자화 전류(IM)의 차는 정류 다이오드(D1)을 도통 시킨다. 전류(ICR)는 1차측 전류(IP)와 자화 전류(IM)의 차가 2차측에 전달되어 발생하는 전류로서, 시점 T0부터 흐르기 시작한다. 커패시터(CR)의 양단 전압(VCR)은 출력 전압에서 입력 전압을 권선비로 나눈 전압을 뺀 전압을 기준으로 전류(ICR)에 따라 증감한다. 전류(ICR)이 0보다 크면(커패시터(CR)로부터 나가는 방향) 커패시터 전압(VCR)은 감소하고, 전류(ICR)이 0보다 작으면(커패시터(CR)로 들어오는 방향) 커패시터 전압(VCR)은 증가한다. 출력 전류(IO)는 부하에 따라 결정된다.
시점 T1에서 1차측 전류(IP)와 자화 전류(IM)가 같아지면, 2차측 전압(V2)은 출력 전압(VOUT) 및 커패시터 전압(VCR)의 합보다 작아져서 정류 다이오드(D2)가 차단되고 전류(ICR)은 흐르지 않는다. 도 3b에 도시된 바와 같이 전력 스위치(Q)가 턴 오프 되는 시점까지 전류(ICR)은 흐르지 않고, 출력 전류(IO) 역시 기간 T1-T2동안 흐르지 않는다. 이 기간 동안 커패시터 전압(VCR)은 일정하게 유지된다.
시점 T2에서 전력 스위치(Q)가 턴 오프 되어서 1차측 전류(IP)는 급격히 감소하고 전압(VDS)는 급격히 상승한다. 이때 도 3c에 도시된 바와 같이 자화 전류(IM)는 2차측에 전달되어 전류(ICR)가 발생하고 다이오드(D2)가 도통된다. 따라서 다이오드(D1)의 전압 스트레스는 출력 전압(VO)으로 고정된다. 그리고 커패시터 전압(VCR)은 1차측에 반영되고, 자화 인덕턴스(LM)와 커패시터(CR) 사이의 공진이 시작된다. 자화 전류(IM)가 기간 T2-T3동안 감소하므로 전류(ICR) 역시 감소한다.
시점 T3에 트랜스포머(20)가 자기를 다 잃으면, 도 3d에 도시된 바와 같이 다이오드(D2)를 통해 전류가 더 이상 흐르지 않는다. 그러면자화 인덕턴스(LM)와 전력 스위치(Q)의 기생 커패시터(COSS)간에 공진이 발생한다. 그러면 드레인-소스 전압(VDS)이 감소하기 시작한다. 이 때, 보조 전압(VAUX)은 급격하게 감소한다. 이 시점으로부터 지연 기간(T3-T4) 후에 전력 스위치(Q)는 턴 온 된다. 즉, 스위칭 손실이 최소가 되게 드레인-소스 전압(VDS)이 가장 낮을 때, 전력 스위치(Q)는 켜지도록 제어한다.
본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 컨버터는, 출력 필터로서 커패시터(CR)를 사용하여 종래에 비해 역률 보상 컨버터의 효율을 증가시킬 수 있다.
먼저, 도 3a-3d에 도시된 바와 같이 커패시터 전압(VCR)은 출력 전압(VOUT)에서 입력 전압(VIN)을 권선비로 나눈 전압(VIN/nps)을 뺀 전압(VOUT-VIN/nps)을 기준으로 전류(ICR)에 따라 변동한다. 전류(ICR)에 따른 커패시터 전압(VCR)의 변동 폭이 작으므로, 커패시터 전압(VCR)은 전압(VOUT-VIN/nps)으로 유지된다.
그러면, 본원의 정류 다이오드(D1)의 양단 전압은 종래 역률 보상 컨버터의 2차측에 위치하는 정류 다이오드의 양단 전압에 비해 커패시터 전압(VCR)만큼 낮은 전압이다.
따라서 종래에 비해 낮은 내압을 지니는 정류 다이오드를 사용할 수 있다. 그래서, 이러한 낮은 내압을 지니는 정류 다이오드를 사용하게 되면, 정류 다이오드의 양단 전압인 포워드 전압이 낮아지므로, 도통 손실(conduction loss) 또한 감소된다..
또한, 정류 다이오드 대신 MOSFET소자를 사용할 경우, 낮은 내압을 지니는MOSFET을 사용할 수 있으므로, 본원의 역률 보상 컨버터는 종래에 비해 낮은 온 저항을 가지는 MOSFET을 사용할 수 있다. 따라서 MOSFET을 사용하는 경우에도 도통 손실이 감소한다.
또한 종래 인덕터를 출력 필터로서 사용하는 경우, 출력 전압이 피크로 상승하는 구간이 발생한다. 출력 전압의 피크를 잡기 위해 스너버 회로를 사용하고, 스너버 회로는 저항을 포함하고 있다. 따라서 스너버 회로가 동작하는 기간 동안, 출력 전압의 피크에 의해 저항에서 전력 손실이 발생한다. 그러나 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 컨버터는 출력 필터로서 커패시터를 사용하므로, 출력 전압의 피크가 발생하지 않아 스너버 회로가 필요 없다. 따라서 스너버 회로에서 발생하던 전력 손실을 방지할 수 있다.
또한, 전력 스위치 턴 오프 시점에 전력 스위치에 흐르는 전류는 종래 역률 보상 컨버터에 비해 낮다. 종래 역률 보상 컨버터에서, 전력 스위치에 흐르는 전류는 턴 온 시점부터 턴 오프 시점까지 상승한다. 따라서 전력 스위치가 턴 오프될 때 전력 스위치에 흐르는 전류가 가장 크다. 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 컨버터는 턴 오프 시점 전부터 전력 스위치(Q)에 흐르는 전류가 감소하므로 종래에 비해 낮은 전류가 흐를 때 전력 스위치가 턴 오프 된다. 따라서 전력 스위치의 턴 오프 손실을 감소시킬 수 있다.
이와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 컨버터는 종래에 비해서 전력 손실이 크게 감소한다.
도 4는 종래 플라이백 타입의 역률 보상 컨버터와 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 컨버터의 효율을 비교한 그래프이다.
수학식 1은 본 발명의 실시 예에 따른 역률 보상 컨버터의 입-출력 변환 비를 나타낸 식이다.
Figure pat00001
여기서,
Figure pat00002
이다.
T/(RO*CR)를 β라고 하면, 도 4에서는 β에 따라 듀티비(D(θ))에 따른 입-출력 변환비(VOUT/VIN)가 나타나 있다.
R0 및 wR 각각은 수학식 2와 같이 정의된다.
Figure pat00003
도 4에 도시된 바와 같이, 어떤 듀티 비에서도 종래 플라이백 타입의 역률 보상 컨버터보다 입-출력 변환비가 더 좋다. β는 커패시터(CR)의 용량이 클수록 작아지고, β가 작을수록 낮은 듀티비에서 입-출력 변환비가 더 좋다. 따라서 커패시터(CR)를 조절하여 어떤 입력 전압 범위에도 적절한 입-출력 전환 비를 구현할 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
컨버터(1), 입력 교류 전압(VAC), 브릿지 정류 다이오드(10), 커패시터(CI)
트랜스포머(20), 전력 스위치(Q), 스위치 제어부(30), 커패시터(CR)
정류 다이오드(D1), 다이오드(D2), 출력 커패시터(CO), 보조 코일(CO3)
피드백부(50), 제1 코일(CO1), 제2 코일(CO2)

Claims (11)

  1. 입력 전압이 전달되는 1차 측의 제1 코일 및 출력 전압이 생성되는 2차 측의 제2 코일을 포함하는 트랜스포머,
    상기 제1 코일에 연결되어 있는 전력 스위치,
    상기 출력 전압의 리플을 제거하기 위한 커패시터, 및
    상기 커패시터와 상기 제2 코일 사이에 연결되어 있는 다이오드를 포함하고,
    상기 전력 스위치의 턴 온 기간 중, 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 누설 인덕터 사이에 공진이 발생하고, 상기 전력 스위치의 턴 오프 기간 중 상기 커패시터와상기 트랜스포머의 자화 인덕터 사이에 공진이 발생하는 역률 보상 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전력 스위치의 턴 온 시점에 동기되어 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 누설 인덕터 사이에 공진이 시작되는 역률 보상 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 전력 스위치의 턴 오프 기간 중 상기 트랜스포머가 자기를 다 잃으면, 상기 커패시터와상기 트랜스포머의 자화 인덕터 사이에 공진이 시작되는 역률 보상 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 커패시터와 상기 역률 보상 컨버터의 출력단 사이에 연결되어 있는 정류 다이오드를 더 포함하는 역률 보상 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 커패시터는,
    상기 제2 코일의 일단에 연결되어 있는 일단 및 상기 정류 다이오드의 애노드 전극에 연결되어 있는 타단을 포함하고,
    상기 다이오드의 애노드 전극은 상기 커패시터의 타단에 연결되어 있고, 상기 다이오드의 캐소드 전극은 상기 제2 코일의 타단에 연결되어 있는 역률 보상 컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백부, 및
    상기 전력 스위치의 턴 온 기간 동안 일정한 기울기로 증가하는 램프 신호가 상기 피드백 전압에 도달하면 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키고, 상기 전력 스위치의 드레인-소스 전압이 감소하기 시작하는 시점으로부터 소정의 지연 기간 뒤에 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 스위치 제어부를 더 포함하는 역률 보상 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제1 코일의 전압이 소정의 권선비로 변환된 보조 전압이 발생되는 보조 코일을 더 포함하고,
    상기 제어부는,
    상기 보조 전압이 감소하기 시작하는 시점으로부터 상기 지연 기간 뒤에 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 역률 보상 컨버터.
  8. 입력 전압이 전달되는 1차 측의 제1 코일 및 출력 전압이 생성되는 2차 측의 제2 코일을 포함하는 트랜스포머, 상기 트랜스포머의 동작을 제어하는 전력 스위치, 및 상기 제2 코일에 연결되어 있는 커패시터를 포함하는 역률 보상 컨버터의 구동 방법에 있어서,
    상기 전력 스위치의 턴 온 기간 중, 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 누설 인덕터 사이에 공진이 발생하는 단계 및
    상기 전력 스위치의 턴 오프 기간 중 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 자화 인덕터 사이에 공진이 발생하는 단계를 포함하는 역률 보상 컨버터의 구동 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 전력 스위치의 턴 온 기간 중, 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 누설 인덕터 사이에 공진이 발생하는 단계는, 상기 전력 스위치가 턴 온 된 시점부터 시작하는 역률 보상 컨버터의 구동 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 전력 스위치의 턴 오프 기간 중 상기 커패시터와 상기 트랜스포머의 자화 인덕터 사이에 공진이 발생하는 단계는, 상기 트랜스포머의 자기가 모두 소멸되면 시작하는 역률 보상 컨버터의 구동 방법.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 단계;
    상기 전력 스위치의 턴 온 기간 동안 일정한 기울기로 증가하는 램프 신호가 상기 피드백 전압에 도달하면 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 단계; 및
    상기 전력 스위치의 드레인-소스 전압이 감소하기 시작하는 시점으로부터 소정의 지연 기간 뒤에 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 단계를 더 포함하는 역률 보상 컨버터의 구동 방법.
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