JP2005145342A - 電動パワーステアリング装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動パワーステアリング装置のモータに対して弱め界磁制御を実行するとモータが騒音を引起こして車内の環境を悪化させていた。
【解決手段】車速が速い場合は、タイヤと路面の摩擦で発生する騒音や車体の風切り音が大きいのでモータに従来どおりの弱め界磁制御を実行しても問題なく、車速が遅い場合は、モータの発生する騒音が相対的に大きく感じるので、弱め界磁制御を従来より弱く発揮してモータ騒音を小さくするように車速に感応した弱め界磁制御を実行する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特に、モータ騒音を少なくするための電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。

自動車のステアリング装置をモータの回転力で補助負荷付勢する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助負荷付勢するようになっている。このような電動パワーステアリング装置の簡単な構成を図７を参照して説明する。操向ハンドル１０１の軸１０２は減速ギア１０３、ユニバーサルジョイント１０４ａ及び１０４ｂ、ピニオンラック機構１０５を経て操向車輪のタイロッド１０６に結合されている。軸１０２には，操向ハンドル１０１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０７が設けられており、操向ハンドル１０１の操舵力を補助するモータ１０８が、減速ギア１０３を介して軸１０２に連結されている。

このような電動パワーステアリング装置にとって、モータ１０８の制御は非常に重要であり、ハンドル操作や車速などに応じてモータ１０８を制御する必要がある。例えば、図８は従来から良く知られているベクトル制御を用いたモータ１０８の制御ブロック図である。

この制御ブロック図について説明すると、トルクセンサ１０７から検出される操舵トルクＴｒに基いてトルク指令値演算手段であるトルク指令値演算部２２０において演算されたトルク指令値Ｔｒｅｆ、モータ１０８の電気角である回転角度θおよび角速度ωが電流指令値演算手段である電流指令値演算部２０４に入力される。電流指令値演算部２０４はｑ軸成分の電流指令値Ｉｑｒｅｆとｄ軸成分の電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出するが、通常、電流指令値Ｉｑｒｅｆはトルク指令値Ｔｒｅｆに比例して、電流指令値Ｉｄｒｅｆは０である（通常はＩｄｒｅｆ＝０である）。一方、モータ１０８の回転角度θを検出するために角度検出器が設置されており、角度検出器としてエンコーダやホールセンサなどもあるが、ここではレゾルバ２０１とする。レゾルバ２０１から出力する信号は直ちに回転角度θを示していないので、演算処理をするための位置検出回路２０２が必要であり、レゾルバ２０１に対してはＲＤＣ回路などが用いられる。位置検出回路２０２から出力される回転角度θが微分演算部２０３に入力されると角速度ωが算出される。この回転角度θおよび角速度ωは後述する制御において利用される。

本制御ブロック図はフィードバック制御を例として用いており、前述した電流指令値ＩｑｒｅｆおよびＩｄｒｅｆに対してモータ１０８の実際のモータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを検出してフィードバックして制御する必要がある。具体的には、電流検出器２０５−１，２０５−２，２０５−３において、モータ電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが検出され、ベクトル制御のために３相／２相変換部２０６でモータ電流Ｉｑ、Ｉｄに変換される。この変換に、前述したモータの回転角度θが利用される。次に、モータ電流Ｉｑ，Ｉｄは減算部２０７−１，２０７−２にそれぞれフィードバックされ、減算部２０７−１で電流指令値Ｉｑｒｅｆとモータ電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑが算出され、減算部２０７−２で電流指令値Ｉｄｒｅｆ（通常はＩｄｒｅｆ＝０である）とモータ電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄが算出される。

これらの偏差を無くすように比例積分（ＰＩ）演算部２０８に入力され、電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑが出力される。そして実際のモータ１０８は３相の電流を供給する必要があるので、電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑは２相／３相変換部２０９で３相の電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに変換される。ＰＷＭ制御部２１０は電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに基いてＰＷＭ制御信号を発生し、インバータ回路２１１はこのＰＷＭ制御信号に基きモータ１０８に電流を供給して電流指令値ＩｑｒｅｆおよびＩｄｒｅｆとの偏差が無くなるようにモータ電流Ｉａ、Ｉｂ，Ｉｃを供給する。

以上説明した制御が、モータ１０８に対する基本制御であるが、モータ１０８の容量には限度があり、ハンドルを高速で操舵するような場合、モータのパワーが不足するので、モータの出力トルクを抑えて高速回転を実現し、パワー一定の制御をする場合がある。このような制御を実現するために弱め界磁制御という制御方法が用いられ、通常、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆ＝０であったものが、弱め界磁制御の場合は、等価的にＩｄｒｅｆ＝０ではなくなる。ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆは界磁磁束に対応した電流成分であり、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを負の方向に増加させるとｄ軸上の界磁磁束を弱めることと等価となる。界磁磁束が弱められると逆起電力が小さくなるため、より高速でモータを回転させることが可能となる。このような弱め界磁制御を実行して、急速なハンドル操舵においてもハンドル操舵のフィーリングを良くする工夫を施している。

具体的には、弱め界磁制御をベクトル制御の進角制御によって実現する場合、図８において、後述詳細に説明する進角演算部２１２で算出された進角の角度Φに基き、２相／３相変換部２０９において、電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑに対して数１の式が実行され、電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃが演算される。

この数１の式において、角度Φだけ進角されることにより、界磁を弱めるための電流指令値（ｄ軸電流指令値）が演算されたことになる。つまり、進角制御において、界磁を弱めるための界磁電流指令値とは、進角の角度Φを意味する。つまり、電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃにおいて、角度Φによって発生する成分が界磁を弱める作用を発生させている。

次に、進角の角度Φの具体的な算出方法を図９を参照して説明する。トルク指令値Ｔｒｅｆを入力として換算部２１２ａにおいてベース角速度ωｂが算出され、一方、微分演算部２０３で算出されたモータ１０８の角速度ωを入力とする機械角演算部２１２ｂにおいて機械角速度ωｍが算出され、ａｒｃｃｏｓ演算部２１２ｃにおいて、角度Φ＝ａｒｃｃｏｓ（ωｍ／ωｂ）に基き、角度Φが算出される。角度Φは角度Φ＝ａｒｃｃｏｓ（ωｍ／ωｂ）の式から分かるように、モータの機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になったときに初めて出現する値であり、言い換えれば、モータの機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になったときに弱め界磁制御が実行される。

上述した制御が弱め界磁制御の基本であるが、この弱め界磁制御に種々改善を施して、色々なハンドル操作や車速の条件においても、いつでもハンドル操舵のフィーリングが良い電動パワーステアリング装置とするために、弱め界磁制御もハンドル操作や車速などの変化に対応した制御を施している。

例えば、特許文献１では、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆに対して車速に応じて電流指令値Ｉｄｒｅｆを調整する改善を施している。その改善内容は、なるべくモータの出力トルクを確保すべく、車速が速い場合は、車速を考慮しない場合の電流指令値Ｉｄｒｅｆより小さくして、出力トルクに比例するｑ軸の電流指令値Ｉｑｒｅｆを大きくする改善方法を用いている。つまり、車速が遅い時は、電流指令値Ｉｄｒｅｆは通常のままにして、車速が速くなるに従って電流指令値Ｉｄｒｅｆを小さくして、なるべく出力トルクを確保するようにして、ハンドル操舵のフィーリングを良くしている。

特開２００３−４０１２８号公報

上述したように、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆを制御することは電動パワーステアリング装置のハンドル操舵のフィーリングを良くするための性能向上にとって非常に重要であるが、一方、界磁電流に影響を与えるｄ軸電流Ｉｄは大きくなるほどモータの発生する騒音が大きくなる問題が存在する。ところで、車内の騒音は、電動パワーステアリング装置のモータの発生する騒音だけでなく、タイヤと路面との間で発生する騒音や車体の風切り音などによっても引起こされる。そして、タイヤと路面との間で発生する騒音や車体の風切り音などの騒音は車速が速くなるほど大きくなる特性を有している。言い換えれば、車速が遅い時は、電流指令値Ｉｄｒｅｆによって発生されるモータ騒音が車内の騒音に大きく影響し、車速が速い時は、モータ以外の要因による騒音が大きいので、モータ騒音が車内の騒音に大きく影響しないという事情が存在する。

本発明は上述のような事情から成されたものであり、本発明の目的は、ハンドル操舵のフィーリングを良くするための弱め界磁制御をモータ制御に用いながら、弱め界磁制御によって引起こされるモータ騒音の少ない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。

本発明は、ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータと、ステアリングシャフトに発生する操舵トルクに基いてトルク指令値を演算するトルク指令値演算手段と、前記モータの回転角度と前記トルク指令値とに基いて電流指令値を演算する電流指令値演算手段とを備え、前記回転角度と前記電流指令値とに基いて前記モータを駆動する電動パワーステアリング装置の制御装置に関するものであり、本発明の上記目的は、車速センサを備え、前記モータの界磁を弱める界磁電流指令値を車速に基いて演算することによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記界磁電流指令値がベクトル制御の進角制御によって演算される場合、前記進角制御の角度Φが前記車速に感応して演算されることによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記界磁電流指令値がベクトル制御のｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆによって演算される場合、前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆが車速に感応して演算されることによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記角度Φに、車速が速くなるほど大きくなる車速感応ゲインＫ（ただし０＜Ｋ＜１）を乗じることによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆに、車速が速くなるほど大きくなる車速感応ゲインＫ（ただし０＜Ｋ＜１）を乗じることによって達成される。

本発明を用いれば、車速が遅い場合は、モータ騒音を発生させる弱め界磁制御の電流指令値を小さくすることにより、モータ騒音の発生を少なくして車内の騒音を抑えることができ、車速が速い場合は、モータ騒音以外の騒音が大きくモータ騒音が気にならないので、弱め界磁制御の電流指令値を小さくすることなくフィーリングの良いハンドル操舵を確保できる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる優れた効果がある。

本発明の好適な実施例を図を参照して説明する。従来技術で用いた番号と同一番号を有するものは同一の機能を有する。

図１は、本発明を用いた実施例であり、車速センサ３０で検出された車速Ｖｓに応じて車速感応ゲインＫ（以下、ゲインＫと記す）を界磁を弱めるための界磁電流指令値である角度Φに乗じて改めて算出した界磁を弱めるための新たな界磁電流指令値である角度Ｋ・Φを使用した実施例である。本発明の進角演算部２１２−１は図９の進角演算部２１２に置き換えられて、図８の制御ブロック図に適用されるものである。進角演算部２１２−１と従来の進角演算部２１２と異なるところは、進角演算部２１２のａｒｃｃｏｓ演算部２１２ｃの出力である角度Φと車速センサ３０の出力である車速Ｖｓとを入力とするゲインマップ１０が接続され、新たな角度Ｋ・Φがゲインマップ１０の出力となり、即ち、新たな角度Ｋ・Φが進角演算部２１２−１の出力となるところである。ゲインマップ１０は、車速センサ３０で検出された車速Ｖｓおよび進角演算部２１２の出力である角度Φを入力とし、ゲインＫを乗じたＫ・Φを出力する。ゲインＫは、車速Ｖｓが速くなるほど、０から１に向かって大きくなる特性を有する。例えば、車速Ｖｓが０ｋｍ／ｈではＫ＝０で、車速３０ｋｍ／ｈではＫ＝１で、車速Ｖｓが０ｋｍ／ｈ以上で３０ｋｍ／ｈ以下ではＫは０から１の間の値を取る。よって、進角演算部２１２で算出され出力された角度Φがゲインマップ１０に入力されて、ゲインマップ１０は、角度Φに車速センサから出力された車速Ｖｓに感応して決定されたゲインＫを乗じた角度Ｋ・Φが算出する。つまり、進角演算部２１２−１は新しい角度Ｋ・Φを出力する。

進角演算部２１２−１が適用された図８に示す制御ブロック図の制御は、次のような制御を実行する。まず、モータの角速度ωがベース角速度ωｂより遅い場合は、ａｒｃｃｏｓ演算部２１２Ｃの出力である角度Φは０なので進角演算部２１２−１の出力である角度Ｋ・Φも０なので弱め界磁制御は実行されず、モータが騒音を引起こさないので本発明も適用されない。

しかし、角速度ωが早くなり、角速度ωを変換した機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になるとａｒｃｃｏｓ演算部２１２Ｃの出力であるΦは０でない値をもつが、従来は、車速Ｖｓに関係なく角度Φによる弱め界磁制御を実行していたため、車速Ｖｓが遅くモータ騒音以外の騒音が小さい場合、弱め界磁制御によって引起こされるモータ騒音が煩く感じられた。しかし、本発明の進角演算部１０のゲインマップ１０の作用により、弱め界磁制御の電流成分を決定する進角が従来のΦからＫ・Φとなる。

よって、車速Ｖｓが遅い場合はＫは０に近い値をとり、従来の角度Φより小さい角度Ｋ・Φとなり、弱め界磁制御の電流成分が従来より小さくなるのでモータ騒音が小さくなり、車内騒音が小さくなる優れた効果がある。車速Ｖｓが速い場合は、ゲインマップＫの値は１に近い値をとって、従来の角度Φと本発明の新しい角度Ｋ・Φとの差は小さく変化が少ないが、モータ以外の発生する騒音が煩いので、モータが騒音を発生させても影響は小さい。つまり、車速が速い場合はモータ以外の騒音が大きいので、弱め界磁制御を優先させてハンドル操舵のフィーリングの良さを優先させている。

実施例２は実施例１の典型的なベクトル制御と異なり、電流指令値を決定する途中ではベクトル制御の概念を利用するが、最終的な電流指令値は３相の電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを算出し、フィードバックするモータ電流も３相のＩａ，Ｉｂ，Ｉｃとする疑似ベクトル制御（Ｐｓｅｕｄｏ Ｖｅｃｔｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ。以下、ＰＶＣ制御と記す）と呼ぶ制御方法に本発明を適用した場合の実施例である。

まず、従来のＰＶＣ制御について図２および図３を参照して説明する。

まず、図２において、レゾルバ２０１の出力を入力とする位置検出回路２０２から出力される回転角度θが微分演算部２０３に入力されると角速度ωが算出される。

次に、電流指令値Ｉａｒｅｆ，Ｉｂｒｅｆ，Ｉｃｒｅｆを決定する電流指令値演算部３００について説明する。電流指令値演算部３００にトルク指令値Ｔｒｅｆ、角速度ω、回転角度θが入力され、まず、換算部３０１において、角速度ωおよび回転角度θを入力として逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃが算出される。回転角度θおよび逆起電圧ｅａ，ｅｂ，ｅｃを入力として３相／２相変換部３０２でｄ軸、ｑ軸の逆起電圧ｅｄ，ｅｑに変換される。逆起電圧ｅｄ，ｅｑ、トルク指令値Ｔｒｅｆ、角速度ωおよび後述するｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを入力としてｑ軸電流指令値演算部３０３で電流指令値Ｉｑｒｅｆが決定される。

つまりｑ軸電流指令値演算部３０３では、Ｉｑｒｅｆ＝２／３（Ｔｒｅｆ×ω−ｅｄ×Ｉｄｒｅｆ）／ｅｑが算出される。

一方、ｄ軸の電流基準値Ｉｄｒｅｆは界磁を弱める界磁電流指令値であり、トルク指令値Ｔｒｅｆおよび角速度ωを入力としてｄ軸電流指令値演算部３０５において算出されるが、本発明の要部なので後で図３を用いて詳細に説明する。

最後に、電流指令値Ｉｒｅｆ、Ｉｄｒｅｆおよび回転角度θが２相／３相変換部３０４に入力されて、３相の電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが変換される。

３相の電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆが算出された後の制御は全く一般的なフィードバック制御である。つまり、モータ１０８の各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを電流検出回路２０５−１，２０５−２，２０５−３で検出し、減算回路２０７−３，２０７−４，２０７−５で３相の電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆとの偏差を算出し、その偏差をＰＩ制御部２０８に入力する。ＰＩ制御部２０８では、偏差を零にするように電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを算出してフィードバック制御を実行する。電圧指令値Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを入力としてＰＷＭ制御部２１０ではインバータ回路２１１へのＰＷＭのゲート信号が算出され、インバータ回路２１１は、そのゲート信号によってＰＷＭ制御され各相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは電流基準値Ｉａｖｒｅｆ，Ｉｂｖｒｅｆ，Ｉｃｖｒｅｆになるようにモータ１０８に電流を流すように制御される。

ここで改めて、ｄ軸電流指令値演算部３０５について、図３を参照して説明する。まず、換算部３０５ａにトルク指令値Ｔｒｅｆが入力され、ベース角速度ωｂが算出される。一方、機械角演算部３０５ｂでは、角速度ωを入力とし、機械角度に変換した機械角速度ωｂを出力する。ａｒｃｃｏｓ演算部３０５ｃでベース角速度ωｂと機械角速度ωｍとを入力とし、角度Φ＝ａｒｃｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）が実行されて、角度Φが出力される。次に、ｓｉｎ演算部３０５ｄで角度Φを入力として、ｓｉｎΦが出力される。

一方、トルク指令値Ｔｒｅｆを入力とし、トルク係数演算部３０５ｅにおいて、基準電流Ｉｑｂ＝（Ｔｒｅｆ／Ｋｔ）となる基準電流Ｉｑｂが算出される。ここで、Ｋｔはトルク係数である。絶対値演算部３０５ｆで基準電流Ｉｑｂを入力として絶対値をとって、基準電流の絶対値｜Ｉｑｂ｜が出力される。最後に掛算部３０５ｇで、ｓｉｎ演算部３０５での出力であるｓｉｎΦと｜Ｉｑｂ｜とを入力として、ｄ軸電流指令値ＩｄｒｅｆがＩｄｒｅｆ＝−｜Ｉｑｂ｜・ｓｉｎΦとして出力される。

以上の結果、ｄ軸の電流基準値Ｉｄｒｅｆはｄ軸電流指令値演算部３０５においてＩｄｒｅｆ＝−｜Ｔｒｅｆ／Ｋｔ｜・ｓｉｎ（ａｒｃｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））＝−｜Ｉｒｅｆ｜・ｓｉｎ（ａｒｃｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））として算出される。

Ｉｄｒｅｆを表わす式の中の（ａｒｃｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）から分かるようにモータの機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になったとき、界磁を弱めるための界磁電流指令値であるＩｄｒｅｆが値として現れる。即ち、モータの機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になったとき弱め界磁制御が実行される。

このようなＰＶＣ制御を用いたモータ制御に本発明を適用した実施例を図４を参照して説明する。図４のｄ軸電流指令値演算部３０５−１は、本発明を適用したｄ軸電流指令値演算部であり、図３の従来のｄ軸電流指令値演算部３０５に代わって、図２の制御ブロック図のＰＶＣ制御に提供されるものである。従来のｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆにゲインマップ２０の示すゲインＫを乗じた値Ｋ・Ｉｄｒｅｆが新しいｄ軸電流指令値となり、弱め界磁制御を実行する。

具体的には、従来のｄ軸電流指令値演算部３０５の掛算部３０５ｇの出力であるｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆと車速センサ３０の出力である車速Ｖｓとをゲインマップ２０の入力とし、新たなｄ軸電流指令値Ｋ・Ｉｄｒｅｆを算出している。ゲインマップ２０は、基本的にはゲインマップ１０と同じ特性を有している。つまり、ゲインＫは、車速Ｖｓが速くなるほど、０から１に向かって大きくなる特性有する。例えば、車速Ｖｓが０ｋｍ／ｈではＫ＝０で、車速３０ｋｍ／ｈではＫ＝１で、車速Ｖｓが０ｋｍ／ｈ以上で３０ｋｍ／ｈではＫは０から１の間の値を取る。

このような特性を有するゲインマップ２０の作用と効果は、図２と図４とから構成されるモータのＰＶＣ制御において、次のような作用と効果になる。まず、モータの機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより遅い場合は、ｄ軸電流指令値演算部３０５−１におて、ａｒｃｃｏｓ演算部３０５ｃの出力であるΦが０なのでｓｉｎΦ＝０となりＩｄｒｅｆ＝−｜Ｉｑｂ｜・ｓｉｎΦ＝０であるから、ｄ軸電流指令値演算部３０５−１の出力であるＫ・Ｉｄｒｅｆも０となって弱め界磁制御は実行されない。よって、本発明のゲインＫの効果は発揮されないが、弱め界磁制御が実行されないのでｄ軸電流によるモータ騒音も発生しないので問題ない。

しかし、機械角速度ωｍが早くなり、ベース角速度ωｂより高速になるとａｒｃｃｏｓ演算部３０５ｃの出力である角度Φが０でなく、ｓｉｎΦが０から１の間の値を発生するので、掛算部３０５ｇの出力値Ｉｄｒｅｆ＝−｜Ｉｑｂ｜・ｓｉｎΦは値を発生して弱め界磁制御が実行される。従来は、車速Ｖｓに関係なく弱め界磁制御を実行していたため、車速Ｖｓが遅くモータ騒音以外の騒音が少ない場合、ｄ軸電流によって引起こされるモータ騒音が煩く感じられた。しかし、本発明の車速感応ゲインＫの値を示すゲインマップ２０の作用により、弱め界磁制御のｄ軸電流が従来のＩｄｒｅｆから新しくＫ・Ｉｄｒｅｆに変更となって、車速が遅い（例えば、３０ｋｍ／ｈ以下）場合はゲインＫの値は１以下の値で車速が遅いほど小さい値となるので、新しいｄ軸電流は従来のｄ軸電流値より小さい値となる。よって、車速が遅く、車内が比較的静かな場合でも、ｄ軸電流が従来より小さくなってモータ騒音も少なくなるので、車速が遅い場合の車内の静かさを保つことができる優れた効果がある。

一方、車速Ｖｓが速い場合、例えば、３０ｋｍ／ｈ以上の場合は、ゲインマップＫの値は１となって、従来のｄ軸電流Ｉｄｒｅｆと新しいｄ軸電流Ｋ・Ｉｄｒｅｆは等しい値となる。よって、従来と同じｄ軸電流値による弱め界磁制御を実行するので、弱め界磁制御によるモータ騒音は同じくらい発生するが、車速が速い場合はモータ以外の発生する騒音が大きいので、モータ騒音は気にならない。つまり、車速が速い場合はモータ以外の騒音が大きいので、弱め界磁制御を優先させてハンドル操舵のフィーリングの良さを優先させている。

図５は、本発明を用いた場合の車速によって変化する弱め界磁制御の領域を説明したものである。ゲインＫは、車速Ｖｓが０ｋｍ／ｈの場合０で、車速Ｖｓが３０ｋｍ／ｈの場合１となり、車速Ｖｓが０ｋｍ／ｈと３０ｋｍ／ｈの間では０から１の間の値を取るものとする。車速Ｖｓが３０ｋｍ／ｈの場合は従来と同じような弱め界磁制御になるが、車速Ｖｓが３０ｋｍ／ｈでは従来より弱め界磁制御は弱く実行される。つまり、車速が遅い時は、ハンドル操舵のフィーリングの良さより、モータ騒音の抑制を重視する制御になっている。

図６は車速Ｖｓに感応して変化する車速感応ゲインＫの値を示すゲインマップの変形例を示した図である。図６（Ａ）は、ゲインＫが車速Ｖｓが０ｋｍ／ｈのときから０以上の値を発生させ、高速になるほど放物線状にゲインＫが大きくなり、所定の車速、例えば，３０ｋｍ／ｈにおいてＫ＝１となって、それより高速では、Ｋ＝１を維持するゲインマップとなっている。

図６（Ｂ）は、ゲインＫが車速が０ｋｍ／ｈでも０ではなく、ある値、例えば、Ｋ＝０．３を有し、弱め界磁制御のためのｄ軸電流をある程度確保して、モータ騒音を重視すると共に弱め界磁制御によるハンドル操舵のフィーリングの良さも確保している。

図６（Ｃ）は、車速がある程度に達するまで、例えば、５ｋｍ／ｈまではＫ＝０として弱め界磁制御を実行させず、５ｋｍ／ｈ以上の高速になるとゲインＫに０以上の値を発生させ、車速が速くなるほどゲインＫを大きして、例えば、３０ｋｍ／ｈに達するとＫ＝１となって、それより高速の場合Ｋ＝１を維持する特性を有する。

このようにゲインマップの特性をモータ騒音とハンドル操舵フィーリングとの兼ね合いによって決定することができる。

以上説明した車速に対応したｄ軸電流の量の調整は、ハードウエアでもソフトウエアでも実現可能であることは言うまでもない。また、本発明を適用する制御は、実施例で説明したフィードバック制御やＰＶＣ制御に限られない。特許文献１のような一般的なベクトル制御でも適用可能である。

以上説明したように、本発明を用いれば、車速が遅くモータ以外の発生する騒音が小さい場合は、弱め界磁制御であるｄ軸電流Ｉｄｒｅｆを従来より小さくして、モータ騒音を抑えて車内の騒音を少なくでき、車速が早くモータ以外の発生する騒音が大きい場合は、従来どおりの弱め界磁制御を実行してハンドルの急操舵に対してもフィーリングの良いハンドル操舵を提供できる優れた効果が期待できる。

本発明の弱め界磁制御のための進角制御の制御ブロック図である。 疑似ベクトル制御の制御ブロック図である。 疑似ベクトル制御の弱め界磁制御の制御ブロック図である。 本発明を疑似ベクトル制御の弱め界磁制御に適用した制御ブロック図である。 本発明を弱め界磁制御に適用した効果を示す図である。 本発明のゲインマップの変形例を示す図である。 電動パワーステアリング装置の構成図である。 従来のベクトル制御の制御ブロック図である。 従来の弱め界磁制御のための進角制御の制御ブロック図である。

符号の説明

２０４ 電流指令値演算部
２２０ トルク指令値演算部
２１２−１ 進角演算部
１０ ゲインマップ
３００ 電流指令値演算部
３０５−１ ｄ軸電流指令値演算部
２０ ゲインマップ
３０ 車速センサ

Claims (5)

1. ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータと、ステアリングシャフトに発生する操舵トルクに基いてトルク指令値を演算するトルク指令値演算手段と、前記モータの回転角度と前記トルク指令値とに基いて電流指令値を演算する電流指令値演算手段とを備え、前記回転角度と前記電流指令値とに基いて前記モータを駆動する電動パワーステアリング装置の制御装置において、
   車速センサを備え、前記モータの界磁を弱める界磁電流指令値を車速に基いて演算することを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
2. 前記界磁電流指令値がベクトル制御の進角制御によって演算される場合、前記進角制御の角度Φが前記車速に感応して演算される請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
3. 前記界磁電流指令値がベクトル制御のｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆによって演算される場合、前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆが車速に感応して演算される請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
4. 前記角度Φに、車速が速くなるほど大きくなる車速感応ゲインＫ（ただし０＜Ｋ＜１）を乗じる請求項２に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
5. 前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆに、車速が速くなるほど大きくなる車速感応ゲインＫ（ただし０＜Ｋ＜１）を乗じる請求項３に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。

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