JP5018240B2 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、ステアリング機構に運転者の操舵負担を軽減する操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置に関し、特に、上記操舵補助力を付与する際に、電源電圧の低下を防止するようにした電動パワーステアリング装置に関する。

従来の電動式パワーステアリング車のアイドル回転制御装置としては、車速センサが停車状態の判別信号を出力し、且つ電流センサが大電流使用時の判別信号を出力したとき、アイドルアップ用アクチュエータに対してアイドルアップの制御指令を出力することで、アイドリング運転時においては停車中の据え切り操舵時にのみアイドルアップし、発進する場合はアイドルアップを解除するというものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

しかしながら、この場合、アイドルアップするか否かの判定に使用する使用電流値は実際にモータに流れている使用電流であるため、閾値を超えてからアイドルアップ指令を出力しても、閾値を超えたときには既にモータ電流として電源電圧から供給され、電源電圧が落ち込んでいることになる。
そこで、アシスト電流指令値の微分値が所定閾値以上であるときに、アイドルアップ指令を行うことで、電源電圧の落ち込みを予測して、迅速に電源電圧の落ち込みを防止するという電動パワーステアリング装置の制御装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開平３−１８６３５号公報 特許第３６４４３４３号明細書

ところで、電源電圧の低下を抑制するためには、制御装置への入力電力を増やすか、消費電力を減らす必要がある。
上記各特許文献に記載の従来装置にあっては、上記入力電力を増やすことで電源電圧の低下を抑制するようにしているが、制御装置への入力電圧値を考慮していないため、電源電圧値が高い場合など、必ずしもアイドルアップが必要でない場合にもアイドルアップされてしまい、無駄な電力が制御装置へ入力されることになる。

一方、電源電圧値が低い場合には、アイドルアップしても、消費電力を抑制しているわけではないため十分な補償ができないおそれがある。
そこで、本発明は、電源電圧値に応じて消費電力の削減を行うことにより、電源電圧の低下を防止することができる電動パワーステアリング装置を提供することを課題としている。

上記課題を解決するために、請求項１に係る電動パワーステアリング装置は、ステアリング機構に入力される操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、少なくとも前記操舵トルク検出手段で検出した操舵トルクに基づいて、ｄ−ｑ軸のベクトル制御を用いて電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、前記ステアリング機構のステアリングシャフトに与える操舵補助トルクを発生する電動モータと、前記電流指令値に基づいて前記モータを駆動制御するモータ制御手段とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
車速を検出する車速検出手段と、車載バッテリの電圧値を検出する電圧検出手段とを有し、前記電流指令値演算手段は、前記車速検出手段で検出した車速が所定車速以下である停車中若しくは極低速走行中であるとき、前記電圧検出手段で検出したバッテリ電圧値が低いほど、当該バッテリ電圧値の低下を抑制するべく前記ベクトル制御におけるｄ軸電流指令値を小さく演算することを特徴としている。

また、請求項２に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１に係る発明において、前記電流指令値演算手段は、通常のｄ軸電流指令値に対して、前記電圧検出手段で検出したバッテリ電圧が低いほど小さくなる電圧感応ゲインを乗じることで、当該バッテリ電圧が低いほど、前記ｄ軸電流指令値を小さく演算することを特徴としている。
さらに、請求項３に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１に係る発明において、前記電流指令値演算手段は、進角制御によって前記ｄ軸電流指令値を演算するものであって、前記電圧検出手段で検出したバッテリ電圧が低いほど、前記進角制御における進角を小さく演算することを特徴としている。

また、請求項４に係る電動パワーステアリング装置は、請求項１〜３の何れか１項に係る発明において、前記電流指令値演算手段は、前記車速検出手段で検出した車速が所定車速以下であり、且つ前記電圧検出手段で検出したバッテリ電圧が所定電圧以下であるとき、当該バッテリ電圧が低いほど、前記ｄ軸電流指令値を小さく演算することを特徴としている。

本発明に係る電動パワーステアリング装置によれば、車速が所定車速以下の停車状態又は極低速走行状態であるとき、車載バッテリの電圧値が低いほど、ベクトル制御におけるｄ軸電流指令値（モータの界磁を弱める界磁電流指令値）を小さく演算するので、停車状態又は極低速走行状態で電源電圧が低いときには、転追性能に費やしている出力を抑制することができる。このように、制御装置への入力電流を抑制して消費電力を削減することができ、電源電圧の低下を緩和することができるという効果が得られる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明に係る電動パワーステアリング装置の一実施形態を示す全体構成図である。
図中、符号１は、ステアリングホイールであり、このステアリングホイール１に運転者から作用される操舵力が入力軸２ａと出力軸２ｂとを有するステアリングシャフト２に伝達される。このステアリングシャフト２は、入力軸２ａの一端がステアリングホイール１に連結され、他端は操舵トルク検出手段としてのトルクセンサ３を介して出力軸２ｂの一端に連結されている。

そして、出力軸２ｂに伝達された操舵力は、ユニバーサルジョイント４を介してロアシャフト５に伝達され、さらに、ユニバーサルジョイント６を介してピニオンシャフト７に伝達される。このピニオンシャフト７に伝達された操舵力はステアリングギヤ８を介してタイロッド９に伝達され、図示しない転舵輪を転舵させる。ここで、ステアリングギヤ８は、ピニオンシャフト７に連結されたピニオン８ａとこのピニオン８ａに噛合するラック８ｂとを有するラックアンドピニオン形式に構成され、ピニオン８ａに伝達された回転運動をラック８ｂで直進運動に変換している。

ステアリングシャフト２の出力軸２ｂには、操舵補助力を出力軸２ｂに伝達する操舵補助機構１０が連結されている。この操舵補助機構１０は、出力軸２ｂに連結した減速ギヤ１１と、この減速ギヤ１１に連結されて操舵系に対して操舵補助力を発生する電動モータ１２とを備えている。
トルクセンサ３は、ステアリングホイール１に付与されて入力軸２ａに伝達された操舵トルクを検出するもので、操舵トルクを入力軸２ａ及び出力軸２ｂ間に介装した図示しないトーションバーの捩れ角変位に変換し、この捩れ角変位を例えばポテンショメータで検出するように構成されている。このトルクセンサ３から出力されるトルク検出値Ｔはコントローラ１５に入力される。

コントローラ１５は、車載のバッテリ１７（例えば、定格電圧が１２Ｖである）から電源供給されることによって作動する。バッテリ１７の負極は接地され、その正極はエンジン始動を行うイグニッションスイッチ１８を介してコントローラ１５に接続されると共に、イグニッションスイッチ１８を介さずにもコントローラ１５に接続されている。
また、本実施形態の電動モータ１２は、例えば３相ブラシレスモータであり、図２に示すように、Ｕ相コイルＬｕ、Ｖ相コイルＬｖ及びＷ相コイルＬｗの一端が互いに接続されてスター結線とされ、各コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗの他端がコントローラ１５に接続されて個別にモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが供給される。また、電動モータ１２は、ロータの回転位置を検出するレゾルバ、エンコーダ等で構成されるロータ位置検出回路を備え、回転角センサ１３はこのロータ位置検出回路から出力されるロータ回転位置をもとにモータ回転角θを検出するようになっている。

コントローラ１５には、図２に示すように、トルクセンサ３で検出された操舵トルクＴ及び車速検出手段としての車速センサ１６で検出された車速検出値Ｖが入力されると共に、回転角センサ１３で検出されたモータ回転角θが入力され、さらに電流検出回路２２で検出された電動モータ１２の各相コイルＬｕ、Ｌｖ及びＬｗに供給されるモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗが入力される。また、電圧検出手段としての電圧センサ２７で検出されたバッテリ電圧Ｖｂａｔもコントローラ１５に入力される。

このコントローラ１５は、操舵トルクＴ、車速検出値Ｖ及びモータ回転角θに応じた操舵補助力を電動モータ１２で発生するためのモータ電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗを出力する例えばマイクロコンピュータで構成される制御演算装置２３と、電動モータ１２を駆動する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されるモータ駆動回路（インバータ回路）２４と、制御演算装置２３から出力される相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗに基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）制御処理を実行し、モータ駆動回路２４の電界効果トランジスタのゲート電流を制御するＦＥＴゲート駆動回路（ＰＷＭ制御部）２５と、を備えている。

制御演算装置２３は、図３に示すように、入力されるトルク検出値Ｔ及び車速検出値Ｖに応じたトルク指令値Ｔｒｅｆを算出し、算出したトルク指令値Ｔｒｅｆをもとにｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆを算出し、さらにｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆを２相／３相変換して３相電流指令値Ｉｕｒｅｆ〜Ｉｗｒｅｆを算出する電流指令値演算部３０と、この電流指令値演算部３０から出力される３相電流指令値Ｉｕｒｅｆ〜Ｉｗｒｅｆと電流検出回路２２ｕ〜２２ｗで検出したモータ電流Ｉｕ〜Ｉｗとで電流フィードバック処理を行って駆動電圧を制御するモータ電流制御部４０とを備えている。

電流指令値演算部３０は、トルク指令値演算部３１と、角速度演算部３２と、換算部３３と、３相／２相変換部３４と、ｑ軸電流指令値演算部３５と、ｄ軸電流指令値演算部３６と、２相／３相変換部３７とを備えている。
トルク指令値演算部３１は、トルクセンサ３で検出した操舵トルクＴ及び車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖを入力として、公知の手順によりトルク指令値Ｔｒｅｆを算出し、これをｑ軸電流指令値演算部３５及びｄ軸電流指令値演算部３６に出力する。

角速度演算部３２は、回転角センサ１３で検出されるモータ回転角θを微分してモータ角速度ωを算出し、これを換算部３３、ｑ軸電流指令値演算部３５及びｄ軸電流指令値演算部３６に出力する。
換算部３３は、モータ角速度ωおよびモータ回転角θを入力として逆起電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを算出する。

３相／２相変換部３４は、モータ回転角θおよび換算部３３で算出した逆起電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを入力として、逆起電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗをｄ−ｑ軸の逆起電圧ｅｄ，ｅｑに変換する。
ｑ軸電流指令値演算部３５は、逆起電圧ｅｄ，ｅｑ、トルク指令値Ｔｒｅｆ、モータ角速度ωおよび後述するｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを入力として、電流指令値Ｉｑｒｅｆを決定する。具体的には、ｑ軸電流指令値演算部３５では、Ｉｑｒｅｆ＝２／３（Ｔｒｅｆ×ω−ｅｄ×Ｉｄｒｅｆ）／ｅｑを演算する。

また、ｄ軸電流指令値演算部３６は、トルク指令値Ｔｒｅｆ、モータ角速度ω、車速Ｖ及びバッテリ電圧Ｖｂａｔを入力として、後述する処理を行ってｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出する。なお、このｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆは界磁を弱める界磁電流指令値である。
そして、２相／３相変換部３７は、電流指令値Ｉｑｒｅｆ，Ｉｄｒｅｆおよびモータ回転角θが入力されて、電流指令値Ｉｑｒｅｆ，Ｉｄｒｅｆを３相の電流指令値Ｉｕｖｒｅｆ，Ｉｖｖｒｅｆ，Ｉｗｖｒｅｆに変換し、これらをモータ電流制御部４０に出力する。

モータ電流制御部４０は、減算回路４１ｕ，４１ｖ，４１ｗと、ＰＩ制御部４２と、を備えている。
減算回路４１ｕ，４１ｖ，４１ｗは、電流検出回路２２ｕ，２２ｖ，２２ｗで検出した各相のモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、３相の電流指令値Ｉｕｖｒｅｆ，Ｉｖｖｒｅｆ，Ｉｗｖｒｅｆとの偏差をそれぞれ算出し、その偏差をＰＩ制御部４２に出力する。

ＰＩ制御部４２は、上記偏差を零にするように電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出してフィードバック制御を実行する。
そして、ＰＷＭ制御部２５では、これら電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを入力としてインバータ回路２４へのＰＷＭのゲート信号を算出し、インバータ回路２４は、そのゲート信号によってＰＷＭ制御される。これにより、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが電流指令値Ｉｕｖｒｅｆ，Ｉｖｖｒｅｆ，Ｉｗｖｒｅｆとなるように制御される。

以上が、電動モータ１２に対する基本制御であるが、電動モータ１２の容量には限度があり、ハンドルを高速で操舵するような場合、モータのパワーが不足するので、モータの出力トルクを抑えて高速回転を実現し、パワー一定の制御をする必要がある。
このような制御を実現するために弱め界磁制御という制御方法が用いられ、通常、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｒｅｆ＝０であったものが、弱め界磁制御の場合は、等価的にＩｄｒｅｆ＝０ではなくなる。ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆは界磁磁束に対応した電流成分であり、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを負の方向に増加させるとｄ軸上の界磁磁束を弱めることと等価となる。界磁磁束が弱められると逆起電力が小さくなるため、より高速でモータを回転させることが可能となる。このような弱め界磁制御を実行して、急速なハンドル操舵においてもハンドル操舵のフィーリングを良くする工夫を施している。

次に、ｄ軸電流指令値演算部３６の具体的な処理について、図４をもとに説明する。
まず、換算部３６ａにトルク指令値Ｔｒｅｆが入力され、ベース角速度ωｂが算出される。一方、機械角演算部３６ｂでは、モータ角速度ωを入力とし、機械角度に変換した機械角速度ωｍを出力する。ａｒｃｃｏｓ演算部３６ｃでは、ベース角速度ωｂと機械角速度ωｍとを入力とし、角度Φ＝ａｒｃｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）が実行されて、角度Φが出力される。次に、ｓｉｎ演算部３６ｄで角度Φを入力として、ｓｉｎΦが出力される。

一方、トルク指令値Ｔｒｅｆを入力とし、トルク係数演算部３６ｅにおいて、基準電流Ｉｑｂ＝（Ｔｒｅｆ／Ｋｔ）となる基準電流Ｉｑｂが算出される。ここで、Ｋｔはトルク係数である。絶対値演算部３６ｆで基準電流Ｉｑｂを入力として絶対値をとって、基準電流の絶対値｜Ｉｑｂ｜が出力される。次に掛算部３６ｇで、ｓｉｎ演算部３６ｄでの出力であるｓｉｎΦと｜Ｉｑｂ｜とを入力として、ｄ軸電流指令値ＩｄｒｅｆがＩｄｒｅｆ＝−｜Ｉｑｂ｜・ｓｉｎΦとして出力される。

即ち、ここでは、ｄ軸の電流指令値ＩｄｒｅｆはＩｄｒｅｆ＝−｜Ｔｒｅｆ／Ｋｔ｜・ｓｉｎ（ａｒｃｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））＝−｜Ｉｒｅｆ｜・ｓｉｎ（ａｒｃｃｏｓ（ωｂ／ωｍ））として算出される。
指令値補正部３６ｈでは、掛算部３６ｇから出力されるｄ軸電流指令値（通常のｄ軸電流指令値）Ｉｄｒｅｆに、バッテリ電圧Ｖｂａｔに感応したゲインＫを乗じたＫ・Ｉｄｒｅｆを、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆとして出力する。

具体的には、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを補正するためのゲインＫは、電圧センサ２７の出力であるバッテリ電圧Ｖｂａｔをもとに、ゲインマップを参照して算出する。そして、掛算部３６ｇの出力であるｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆに上記ゲインＫを乗じることで、新たなｄ軸電流指令値Ｋ・Ｉｄｒｅｆを算出する。
ここで、上記ゲインマップは、バッテリ電圧Ｖｂａｔが高くなるほどゲインＫが“０”から“１”に向かって大きくなる特性を有する。例えば、バッテリ電圧Ｖｂａｔが０ＶではＫ＝０、バッテリ電圧Ｖｂａｔが所定電圧Ｖｂａｔ１ではＫ＝１となり、０＜Ｖｂａｔ＜Ｖｂａｔ１ではゲインＫは“０”から“１”の間の値をとるように設定されている。

また、スイッチ３６ｉは、車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖが所定車速Ｖ１より大きいときには、図中実線で示す状態となっており、掛算部３６ｇから出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを最終的なｄ軸電流指令値として出力する。一方、車速検出値Ｖが所定車速Ｖ１以下であるときには、スイッチ３６ｉは図中破線で示す状態に切り換わり、指令値補正部３６ｈから出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを最終的なｄ軸電流指令値として出力する。ここで、上記所定車速Ｖ１は、車両が停車又は極低速状態であると判断できる程度の速度値に設定する。

ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを表わす式の中のａｒｃｃｏｓ（ωｂ／ωｍ）からも分かるように、モータの機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になったとき、界磁を弱めるための界磁電流指令値であるＩｄｒｅｆが値として現れる。即ち、モータの機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になったとき弱め界磁制御が実行される。
次に、第１の実施形態の動作及び効果について説明する。

モータの機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより遅い場合、ｄ軸電流指令値演算部３６において、ａｒｃｃｏｓ演算部３６ｃの出力であるΦが“０”となるので、ｓｉｎΦ＝０となりＩｄｒｅｆ＝−｜Ｉｑｂ｜・ｓｉｎΦ＝０となる。したがって、ｄ軸電流指令値演算部３６の出力であるＫ・Ｉｄｒｅｆも“０”となって、弱め界磁制御は実行されない。
この状態から機械角速度ωｍが早くなり、ベース角速度ωｂより高速になると、ａｒｃｃｏｓ演算部３６ｃの出力である角度Φが０でなく、ｓｉｎΦが“０”から“１”の間の値を発生するので、掛算部３６ｇの出力値Ｉｄｒｅｆ＝−｜Ｉｑｂ｜・ｓｉｎΦは値を発生する。

このとき、例えば、車速Ｖ＞Ｖ１であるものとすると、スイッチ３６ｉが図４の実線に示す状態となるため、掛算部３６ｇの出力値Ｉｄｒｅｆがそのまま最終的なｄ軸電流指令値として設定され、弱め界磁制御が実行される。このように、弱め界磁制御が実行されることにより、急速なハンドル操舵におけるハンドル操舵フィーリングが向上される。
一方、据え切り操舵をしており、車速Ｖ＝０であるものとすると、スイッチ３６ｉは図４の破線に示す状態となる。このとき、バッテリ電圧Ｖｂａｔが落ち込んでおらず、Ｖｂａｔ≧Ｖｂａｔ１である場合には、指令値補正部３６ｈでゲインＫが“１”に算出されるため、掛算部３６ｇの出力値が減少補正されることなく、当該掛算部３６ｇの出力値Ｉｄｒｅｆがそのまま最終的なｄ軸電流指令値として設定されて、通常の弱め界磁制御が実行される。

ところで、据え切り操舵等の停車中又は極低速走行中における操舵では、転追性能（操舵速度）よりもアシスト出力要求が優先されると考えられる。そこで、本実施形態では、停車中又は極低速走行中にバッテリ電圧Ｖｂａｔが落ち込んでいる場合には、転追性能に費やしている出力を抑制することで、バッテリ電圧Ｖｂａｔの低下を緩和する。
すなわち、Ｖｂａｔ＜Ｖｂａｔ１である場合には、指令値補正部３６ｈでゲインＫがバッテリ電圧Ｖｂａｔに応じて“０”から“１”の間で算出される。そのため、最終的なｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆは掛算部３６ｇの出力値より小さくなる。

モータ駆動回路へ入力される電流は、ｑ軸電流とｄ軸電流とのベクトル和に相当するため、同じ操舵トルク指令値が入力された場合、弱め界磁制御を実施しているときのモータ駆動回路への入力電流は、弱め界磁制御を実施していないときよりも多く流れることになる。
したがって、上記のようにｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを小さく設定することにより、モータ駆動回路への入力電流を制限し、消費電力を削減することができる。その結果、バッテリ電圧の低下を緩和することができる。

図５は、バッテリ電圧によって変化する弱め界磁制御の領域を説明する図である。このように、Ｖｂａｔ≧Ｖｂａｔ１であるときには通常の弱め界磁制御が実行されるが、Ｖｂａｔ＜Ｖｂａｔ１であるときには弱め界磁制御は通常時より弱く実行される。また、Ｖｂａｔ＝０であるときには弱め界磁制御は実行されない。
つまり、バッテリ電圧Ｖｂａｔが低いほど、モータ駆動回路への入力電流が制限されることになり、バッテリ電圧Ｖｂａｔが高い場合には、通常の弱め界磁制御を実行して操舵フィーリングを向上し、バッテリ電圧Ｖｂａｔが低い場合には、操舵フィーリングを向上するよりも、バッテリ電圧の低下防止を重視する制御となっている。

このように、上記第１の実施形態では、車速が所定車速以下であるとき、車載バッテリの電圧値が低いほど、ベクトル制御におけるｄ軸電流指令値（モータの界磁を弱める界磁電流指令値）を小さく演算するので、停車状態又は低速走行状態でバッテリ電圧が低いときには、転追性能に費やしている出力を抑制することができる。その結果、制御装置への入力電流を抑制して消費電力を削減することができ、バッテリ電圧の低下を緩和することができる。

また、通常のｄ軸電流指令値に対して電圧感応ゲインを乗じることで、バッテリ電圧が低いほどｄ軸電流指令値を小さく演算するので、比較的簡易な回路構成でｄ軸電流指令値の制限を実現することができる。
さらに、電圧検出手段で検出したバッテリ電圧が所定電圧以下であるとき、当該バッテリ電圧が低いほどｄ軸電流指令値を小さく演算するので、バッテリ電圧が高い状態であるときには通常の弱め界磁制御を実行してモータの高速回転を可能とすることができ、ハンドルの急操舵に対してもフィーリングの良いハンドル操舵を確保することができる。

次に、本発明における第２の実施形態について説明する。
この第２の実施形態は、前述した第１の実施形態において弱め界磁制御をベクトル制御のｄ軸電流指令値によって実現しているのに対し、ベクトル制御の進角制御によって実現するようにしたものである。
図６は、第２の実施形態における制御演算装置２３の構成を示すブロック図である。ここでは、図３に示す第１の実施形態における制御演算装置２３と同様の処理を行う部分には図３と同一符号を付し、処理の異なる部分を中心に説明する。

電流指令値演算部６１は、トルク指令値Ｔｒｅｆ、モータ回転角θ及びモータ角速度ωが入力され、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆとｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆとを演算するものであって、通常、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆはトルク指令値Ｔｒｅｆに比例し、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆは“０”となるように算出する。
一方、電流検出回路２２ｕ，２２ｖ，２２ｗで検出したモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、３相／２相変換部６２でモータ電流Ｉｑ，Ｉｄに変換される。この変換には、モータ回転角θが利用される。

そして、モータ電流Ｉｑ，Ｉｄは減算部６３ｑ，６３ｄにそれぞれフィードバックされ、この減算部６３ｑでｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆとモータ電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑが算出され、減算部６３ｄでｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆとモータ電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄが算出される。
ＰＩ制御部６４は、これらの偏差ΔＩｄ，ΔＩｑをなくすようにＰＩ制御を施し、電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを出力する。そして、これら電流指令値Ｖｄ，Ｖｑは、２相／３相変換部６５で３相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。この変換には、モータ回転角θ及び後述する進角演算部６６で演算される進角の角度Φが利用される。具体的には、電流指令値Ｖｄ，Ｖｑに対して次式が実行され、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが演算される。

Ｖｕ＝−Ｖｄ・ｃｏｓ（θ＋Φ）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（θ＋Φ），
Ｖｖ＝−Ｖｄ・ｃｏｓ（θ＋Φ−２π／３）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（θ＋Φ−２π／３），
Ｖｗ＝−Ｖｄ・ｃｏｓ（θ＋Φ＋２π／３）＋Ｖｑ・ｓｉｎ（θ＋Φ＋２π／３） ………（１）

このように、角度Φだけ進角されることにより、界磁を弱めるための電流指令値（ｄ軸電流指令値）が演算されることになる。つまり、進角制御において、界磁を弱めるための界磁電流指令値とは進角の角度Φを意味し、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗにおいて、角度Φによって発生する成分が界磁を弱める作用を発生させている。

図７は、進角演算部６６の具体的な構成を示すブロック図である。
トルク指令値Ｔｒｅｆを入力として換算部６６ａにおいてベース角速度ωｂが算出され、一方、角速度演算部３２で算出されたモータ角速度ωを入力とする機械角演算部６６ｂにおいて機械角速度ωｍが算出され、ａｒｃｃｏｓ演算部６６ｃにおいて、角度Φ＝ａｒｃｃｏｓ（ωｍ／ωｂ）に基づき、角度Φが算出される。

そして、角度補正部６６ｄで、ａｒｃｃｏｓ演算部６６ｃから出力される角度Φに、バッテリ電圧Ｖｂａｔに感応したゲインＫを乗じたＫ・Φを、最終的な角度Φとして出力する。
具体的には、角度Φを補正するためのゲインＫは、電圧センサ２７の出力であるバッテリ電圧Ｖｂａｔをもとに、ゲインマップを参照して算出する。

ここで、上記ゲインマップは、バッテリ電圧Ｖｂａｔが高くなるほどゲインＫが“０”から“１”に向かって大きくなる特性を有する。例えば、バッテリ電圧Ｖｂａｔが０ＶではＫ＝０、バッテリ電圧Ｖｂａｔが所定電圧Ｖｂａｔ１ではＫ＝１となり、０＜Ｖｂａｔ＜Ｖｂａｔ１ではゲインＫは“０”から“１”の間の値をとるように設定されている。
また、スイッチ６６ｅは、車速センサ１６で検出した車速検出値Ｖが所定車速Ｖ１より大きいときには、図中実線で示す状態となっており、ａｒｃｃｏｓ演算部６６ｃから出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを最終的なｄ軸電流指令値として出力する。一方、車速検出値Ｖが所定車速Ｖ１以下であるときには、スイッチ６６ｅは図中破線で示す状態に切り換わり、角度補正部６６ｄから出力されるｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを最終的なｄ軸電流指令値として出力する。

角度Φは、Φ＝ａｒｃｃｏｓ（ωｍ／ωｂ）の式から分かるように、モータの機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になったときに初めて出現する値であり、言い換えれば、モータの機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより高速になったときに弱め界磁制御が実行される。

次に、第２の実施形態の動作及び効果について説明する。
モータの機械角速度ωｍがベース角速度ωｂより遅い場合、ａｒｃｃｏｓ演算部６６ｃの出力である角度Φが“０”となるので、進角演算部６６の出力である角度Φも“０”となって、弱め界磁制御は実行されない。
この状態から機械角速度ωｍが早くなり、ベース角速度ωｂより高速になると、ａｒｃｃｏｓ演算部６６ｃの出力である角度Φが０でなくなる。このとき、車速Ｖが所定車速Ｖ１以下であるものとすると、スイッチ６６ｅが図７の破線で示す状態となる。そして、バッテリ電圧Ｖｂａｔが電圧Ｖｂａｔ１以上であるものとすると、角度補正部６６ｄでゲインＫ＝１として算出されるので、ａｒｃｃｏｓ演算部６６ｃの出力値が減少補正されることなく、当該ａｒｃｃｏｓ演算部６６ｃの出力値Φを最終的な角度Φとして弱め界磁制御が実行される。

一方、バッテリ電圧Ｖｂａｔが電圧Ｖｂａｔ１より低い状態にあるものとすると、角度補正部６６ｄでゲインＫが１から０の間の値として算出される。そのため、最終的な角度Φは、前記ａｒｃｃｏｓ演算部６６ｃの出力値より小さくなる。
また、バッテリ電圧Ｖｂａｔが０Ｖであるものとすると、角度値補正部６６ｄでゲインＫ＝０として算出されるので、最終的な角度Φ＝０となり、弱め界磁制御は実行されない。

このように、上記第２の実施形態では、車速が所定車速以下であるとき、バッテリ電圧が低いほど進角制御における進角を小さく演算することで、ｄ軸電流指令値を小さく演算するので、バッテリ電圧が低い状態であるときにはモータ駆動回路への入力電流を制限することができ、消費電力を削減してバッテリ電圧の低下を緩和することができる。
なお、上記各実施形態においては、電圧感応ゲインＫを図８に示すゲインマップを参照して算出することもできる。図８（ａ）は、バッテリ電圧Ｖｂａｔが０ＶであってもゲインＫが“０”ではなく、例えば、Ｋ＝Ｋ１（例えば、０．３）を有するものである。このようなゲインマップを採用することにより、弱め界磁制御のためのｄ軸電流をある程度確保して、バッテリ電圧の低下を抑制することができると共に操舵フィーリングの良さも確保することができる。

また、図８（ｂ）は、バッテリ電圧Ｖｂａｔが所定電圧Ｖｂａｔ２（＜Ｖｂａｔ１）に達するまでは、Ｋ＝０として弱め界磁制御を実行させず、Ｖｂａｔ２≦Ｖｂａｔ＜Ｖｂａｔ１であるときに、ゲインＫが“０”から“１”の間の値をとるようになっている。
このように、ゲインマップの特性は、バッテリ電圧の低下防止と操舵フィーリング向上との兼ね合いによって決定することができる。

また、上記各実施形態においては、電動モータとしてブラシレスモータを適用する場合について説明したが、ブラシモータシステムを適用することもできる。この場合、例えば、モータの逆起電力からモータ角速度ωを推定すればよい。

本発明の実施形態における電動パワーステアリング装置の概略構成図である。 第１の実施形態におけるコントローラの構成を示すブロック図である。 図２の制御演算装置の具体的構成を示すブロック図である。 図３のｄ軸電流指令値演算部の具体的構成を示すブロック図である。 本発明の効果を説明するための図である。 第２の実施形態におけるコントローラの構成を示すブロック図である。 図６の進角演算部の構成を示すブロック図である。 ゲインマップの変形例を示す図である。

符号の説明

１…ステアリングホイール、２…ステアリングシャフト、３…トルクセンサ、１０…操舵補助機構、１１…減速ギヤ、１２…電動モータ、１５…コントローラ、１６…車速センサ、１７…バッテリ、１８…イグニッションスイッチ、２２…電流検出回路、２３…制御演算装置、２４…モータ駆動回路、２５…ＦＥＴゲート駆動回路、２７…電圧センサ

Claims (4)

1. ステアリング機構に入力される操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、少なくとも前記操舵トルク検出手段で検出した操舵トルクに基づいて、ｄ−ｑ軸のベクトル制御を用いて電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、前記ステアリング機構のステアリングシャフトに与える操舵補助トルクを発生する電動モータと、前記電流指令値に基づいて前記電動モータを駆動制御するモータ制御手段とを備えた電動パワーステアリング装置であって、
   車速を検出する車速検出手段と、車載バッテリの電圧値を検出する電圧検出手段とを有し、前記電流指令値演算手段は、前記車速検出手段で検出した車速が所定車速以下である停車中若しくは極低速走行中であるとき、前記電圧検出手段で検出したバッテリ電圧値が低いほど、当該バッテリ電圧値の低下を抑制するべく前記ベクトル制御におけるｄ軸電流指令値を小さく演算することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
2. 前記電流指令値演算手段は、通常のｄ軸電流指令値に対して、前記電圧検出手段で検出したバッテリ電圧が低いほど小さくなる電圧感応ゲインを乗じることで、当該バッテリ電圧が低いほど、前記ｄ軸電流指令値を小さく演算することを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
3. 前記電流指令値演算手段は、進角制御によって前記ｄ軸電流指令値を演算するものであって、前記電圧検出手段で検出したバッテリ電圧が低いほど、前記進角制御における進角を小さく演算することを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
4. 前記電流指令値演算手段は、前記車速検出手段で検出した車速が所定車速以下であり、且つ前記電圧検出手段で検出したバッテリ電圧が所定電圧以下であるとき、当該バッテリ電圧が低いほど、前記ｄ軸電流指令値を小さく演算することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。

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