JPH10117489A - 位相制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 回転センサの分解能を低くして回転センサの
コストおよび信頼性の高めつつ、高分解能で位相制御を
行うことができる位相制御装置を提供する。 【解決手段】 分解能ｎの回転センサ（図示せず）から
出力されるセンサデジタル信号θに重み係数ｍを乗じた
上で、位相制御デジタル信号βを加算し、その加算結果
（θ×ｍ＋β）に応じて波形記憶手段１６から波形デー
タを読み出すようにする。また、波形記憶手段１６に
は、１サイクル分の波形データとして回転センサの分解
能ｎに重み係数ｍを乗じた個数の波形データを記憶させ
ている。これによって、回転センサの分解能が低くて
も、回転センサの分解能の重み係数倍の高い分解能で位
相制御を行うことが可能となり、回転センサのコストお
よび信頼性を高めつつ、高い分解能で位相制御を行うこ
とができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えば電気自動
車の動力源となる同期モータの弱め界磁制御を行うモー
タ制御装置に適用される位相制御装置であって、例えば
エンコーダ等からなる回転センサが検出した同期モータ
の回転角度に対して任意の角度だけ同期モータに供給す
る電流の位相を進み制御するために使用される位相制御
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】弱め界磁制御を行うにあたり、ｄ軸電流
指令値（いわゆる、直交座標の実軸成分）およびｑ軸電
流指令値（いわゆる、直交座標の虚軸成分）を算出し、
それらから得られるｄ軸電流波形およびｑ軸電流波形を
生成し、それらを加算することにより同期モータに供給
する電流指令信号を生成する方式が従来用いられてい
た。

【０００３】図１６に従来のこの種のモータ制御装置の
ブロック図を示す。図１６において、２１は例えば電気
自動車の駆動源となる３相の同期モータである。２２は
同期モータ２１に設けてＺ相信号とＡ相信号とＢ相信号
とを出力するエンコーダである。２３はエンコーダ２２
の出力信号であるＺ相信号とＡ相信号とＢ相信号から同
期モータ２１のロータの回転角度を検出する位置検出手
段であり、その出力はロータの回転角度に応じて０から
（ｋ−１）までの数値に対応したセンサデジタル信号θ
を出力する。本明細書では、上記エンコーダ２２と位置
検出手段２３とを合わせて回転センサと呼ぶ。この回転
センサは、回転体であるロータの１回転をｋ個（ｋは任
意の整数）に分割して回転体の回転角度を検出し、回転
角度に応じて０から（ｋ−１）までの数値に対応したセ
ンサデジタル信号θを出力するので、その分解能はｋで
ある。

【０００４】２６は同期モータ２１の駆動用のｑ軸電流
波形データ sinθを１サイクル分（ｋ個）記憶しアドレ
ス入力に対応した波形データを周期的に読み出すＲＯＭ
等のｑ軸波形記憶手段である。２７は同期モータ２１の
駆動用のｄ軸電流波形データcosθを１サイクル分（ｋ
個）記憶しアドレス入力に対応して波形データを周期的
（読み出しクロック毎）に読み出すＲＯＭ等のｄ軸波形
記憶手段である。上記のｑ軸波形記憶手段２６およびｄ
軸波形記憶手段２７は、センサデジタル信号θをアドレ
ス入力として波形データを逐次読み出すことになる。

【０００５】２５は外部から入力される速度指令または
トルク指令に基づいて同期モータ２１へ供給する駆動電
流の弱め界磁制御のための振幅および位相を規定するｑ
軸電流指令値およびｄ軸電流指令値を出力する電流指令
信号生成手段である。２８はｑ軸電流指令値ｉ_q を振幅
基準にしてｑ軸波形記憶手段２６から順次出力される例
えばＵ相およびＷ相の２相のｑ軸電流波形データ列をデ
ジタル・アナログ変換してＵ相およびＷ相のｑ軸電流指
令信号ｉ_qU，ｉ_qWとして出力するデジタル・アナログ変
換器である。２９はｄ軸電流指令値ｉ_d を振幅基準にし
てｄ軸波形記憶手段２７から順次出力される例えばＵ相
およびＷ相の２相のｄ軸電流波形データ列をデジタル・
アナログ変換してＵ相およびＷ相のｄ軸電流指令信号ｉ
_dU，ｉ_dWとして出力するデジタル・アナログ変換器であ
る。

【０００６】３０はデジタル・アナログ変換器２８から
順次出力されるＵ相のｑ軸電流指令信号ｉ_qUとデジタル
・アナログ変換器２９から順次出力されるＵ相のｄ軸電
流指令信号ｉ_dUとを加算してＵ相の電流指令信号ｉ_U と
して出力するアナログ加算手段である。３１はデジタル
・アナログ変換器２８から順次出力されるＷ相のｑ軸電
流指令信号ｉ_qWとデジタル・アナログ変換器２９から順
次出力されるＷ相のｄ軸電流指令信号ｉ_dWとを加算して
Ｗ相の電流指令信号ｉ_W として出力するアナログ加算手
段である。

【０００７】３５は同期モータ２１のＵ相に流れる負荷
電流Ｉ_U を検出する変流器である。３６は同期モータ２
１のＷ相に流れる負荷電流Ｉ_W を検出する変流器であ
る。３２はアナログ加算手段３０から出力されるＵ相の
電流指令信号ｉ_U とアナログ加算手段３１から出力され
るＷ相の電流指令信号ｉ_W と変流器３５によるＵ相の負
荷電流Ｉ_U の検出信号と変流器３６によるＷ相の負荷電
流Ｉ_W の検出信号とを入力として、アナログ加算手段３
０，３１からそれぞれ出力されるＵ相およびＷ相の電流
指令信号ｉ_U ，ｉ_W と変流器３５，３６からそれぞれ出
力されるＵ相およびＷ相の負荷電流Ｉ_U ，Ｉ_W の検出信
号との誤差信号ｉ_eU，ｉ_eWを出力するとともに、計算に
より残りのＶ相の負荷電流Ｉ_V に対応した誤差信号ｉ_eV
を出力する電流制御回路である。この誤差信号ｉ_eU，ｉ
_eV，ｉ_eWが同期モータ２１に実際に加える電流に対応し
たものとなる。

【０００８】３３は電流制御回路３２から出力される誤
差信号ｉ_eU，ｉ_eV，ｉ_eWに応じてパルス幅変調を行うパ
ルス幅変調制御回路である。３４はパルス幅変調制御回
路３３から出力されるパルス幅変調信号に応じて同期モ
ータ２１を駆動するパルス幅変調インバータである。以
上のような構成のモータ制御装置の動作を以下に説明す
る。

【０００９】同期モータ２１に設けたエンコーダ２２の
出力信号を入力とする位置検出手段２３の出力信号であ
るセンサデジタル信号θがｑ軸波形記憶手段２６および
ｄ軸波形記憶手段２７にアドレス入力として加えられ、
Ｕ相およびＷ相のｑ軸波形データおよびＵ相およびＷ相
のｄ軸波形データがそれぞれ読み出される。また、外部
から入力される速度指令またはトルク指令に基づいて電
流指令信号生成手段２５がｑ軸電流指令値ｉ_q およびｄ
軸電流指令値ｉ_d を出力することになる。

【００１０】デジタル・アナログ変換器２８は、ｑ軸電
流指令値ｉ_q を振幅基準にしてｑ軸波形記憶手段２６か
ら出力されるＵ相およびＷ相のｑ軸波形データをデジタ
ル・アナログ変換してＵ相およびＷ相のｑ軸電流指令信
号ｉ_qU，ｉ_qWを出力する。同様に、デジタル・アナログ
変換器２９は、ｄ軸電流指令値ｉ_d を振幅基準にしてｄ
軸波形記憶手段２７から出力されるＵ相およびＷ相のｄ
軸波形データをデジタル・アナログ変換してＵ相および
Ｗ相のｄ軸電流指令信号ｉ_dU，ｉ_dWを出力する。

【００１１】そして、デジタル・アナログ変換器２８か
ら出力されたＵ相のｑ軸電流指令信号ｉ_qUとデジタル・
アナログ変換器２９から出力されたＵ相のｄ軸電流指令
信号ｉ_dUとがアナログ加算手段３０で加算されるととも
に、デジタル・アナログ変換器２８から出力されたＷ相
のｑ軸電流指令信号ｉ_qWとデジタル・アナログ変換器２
９から出力されたＷ相のｄ軸電流指令信号ｉ_dWとがアナ
ログ加算手段３１で加算される。

【００１２】さらに、アナログ加算手段３０から出力さ
れるＵ相の電流指令信号ｉ_U とアナログ加算手段３１か
ら出力されるＷ相の電流指令信号ｉ_W はそれぞれ電流制
御回路３２に入力される。電流制御回路３２には、変流
器３５，３６からＵ相およびＷ相の負荷電流Ｉ_U ，Ｉ_W
の検出信号が供給されており、Ｕ相の電流指令信号ｉ _U
とＵ相の負荷電流Ｉ_U の検出信号との誤差信号ｉ_eUを出
力し、Ｗ相の電流指令信号ｉ_W とＷ相の負荷電流Ｉ_W の
検出信号との誤差信号ｉ_eWを出力し、さらに計算により
残りのＶ相の負荷電流Ｉ_V に対応した誤差信号ｉ_eVを出
力する。

【００１３】パルス幅変調制御回路３３は、Ｕ相，Ｖ
相，Ｗ相の誤差信号ｉ_eU，ｉ_eV，ｉ_eWを入力とし、誤差
信号ｉ_eU，ｉ_eV，ｉ_eWに応じてパルス幅変調を行うこと
で電圧変換を行い、パルス幅変調制御回路３３から出力
されるパルス幅変調信号に応じてパルス幅変調インバー
タ３４が同期モータ２１を駆動することになる。上記し
た従来のモータ制御装置では、ｑ軸電流波形とｄ軸電流
波形とを別々に生成した後、それらをアナログ加算手段
３０，３１でアナログ加算して電流指令信号ｉ_U ，ｉ_W
を生成していたので、電流波形生成のための回路が２組
必要で、構造が複雑で高価であった。

【００１４】また、ｑ軸電流波形とｄ軸電流波形の加算
のために、アナログ加算手段３０，３１を設けていたの
で、アナログ加算手段３０，３１の特性上、同期モータ
２１の負荷電流にオフセットが生じ、効率よく弱め界磁
制御を行うことはできなかった。一方、上記のような問
題を解決し、同期モータの負荷電流のオフセットを低減
し、効率よく弱め界磁制御を行うことができ、しかも安
価なモータ制御装置が既に提案されている（特願平８−
１１７５３３号）。以下に、このモータ制御装置につい
て説明する。

【００１５】図１７は提案例におけるモータ制御装置の
構成を示すブロック図である。図１７において、１は例
えば電気自動車の駆動源となる３相の同期モータであ
る。２は同期モータ１に設けてＺ相信号とＡ相信号とＢ
相信号とを出力するエンコーダである。３はエンコーダ
２の出力信号であるＺ相信号とＡ相信号とＢ相信号とか
ら同期モータ１のロータ回転角度を検出する位置検出手
段であり、その出力はロータの回転角度に応じて０から
（ｋ−１）までの数値に対応したセンサデジタル信号θ
を出力する。本明細書では、上記エンコーダ２と位置検
出手段３とを合わせて回転センサと呼ぶ。この回転セン
サは、回転体であるロータの１回転をｋ個（ｋは任意の
整数）に分割して回転体の回転角度を検出し、回転角度
に応じて０から（ｋ−１）までの数値に対応したセンサ
デジタル信号θを出力するので、その分解能は従来例と
同様にｋである。

【００１６】７は同期モータ１の駆動用のｑ軸電流波形
データ sinθを１サイクル分（ｋ個）記憶しアドレス入
力に対応した波形データを周期的（読み出しクロック
毎）に読み出すＲＯＭ等の波形記憶手段である。上記の
波形記憶手段７は、センサデジタル信号θをアドレス入
力として波形データを逐次読み出すことになる。５は外
部から入力される速度指令またはトルク指令に基づいて
同期モータ１へ供給する駆動電流の振幅を規定する電流
振幅指令信号Ｉおよび弱め界磁制御のための同期モータ
１へ供給する駆動電流の位相進み角を規定する電流位相
制御デジタル信号βを出力する電流指令信号生成手段で
ある。

【００１７】６はセンサデジタル信号θと電流位相制御
デジタル信号βを加算し加算結果θ′（＝θ＋β）を波
形記憶手段７に対しアドレス入力として供給するデジタ
ル信号加算手段である。８は電流振幅指令信号Ｉを振幅
基準にしてｑ軸波形記憶手段７から順次出力されるＵ相
およびＷ相の電流波形データｉ_aU，ｉ_aWをデジタル・ア
ナログ変換してＵ相およびＷ相の電流指令信号ｉ_U ′，
ｉ_W ′として出力するデジタル・アナログ変換器であ
る。

【００１８】１２は同期モータ１のＵ相に流れる負荷電
流Ｉ_U を検出する変流器である。１３は同期モータ１の
Ｗ相に流れる負荷電流Ｉ_W を検出する変流器である。９
はデジタル・アナログ変換器８からから出力されるＵ相
の電流指令信号ｉ_U′とＷ相の電流指令信号ｉ_W ′と変
流器１２によるＵ相の負荷電流Ｉ_U の検出信号と変流器
１３によるＷ相の負荷電流Ｉ_W の検出信号とを入力とし
て、デジタル・アナログ変換器８からそれぞれ出力され
るＵ相およびＷ相の電流指令信号ｉ_U′，ｉ_W ′と変流
器１２，１３からそれぞれ出力されるＵ相およびＷ相の
負荷電流Ｉ_U ，Ｉ_W の検出信号との誤差信号ｉ_eU′，ｉ
_eW′を出力するとともに、計算により残りのＶ相の負荷
電流Ｉ_V に対応した誤差信号ｉ_eV′を出力する電流制御
回路である。この誤差信号ｉ_eU′，ｉ_eV′，ｉ_eW′が同
期モータ１に実際に加える電流に対応したものとなる。

【００１９】１０は電流制御回路９から出力される誤差
信号ｉ_eU′，ｉ_eV′，ｉ_eW′に応じてパルス幅変調を行
うパルス幅変調制御回路である。１１はパルス幅変調制
御回路１０から出力されるパルス幅変調信号に応じて同
期モータ１を駆動するパルス幅変調インバータである。
以上のような構成のモータ制御装置の動作を以下に説明
する。

【００２０】同期モータ１に設けたエンコーダ２の出力
信号を入力とする位置検出手段３の出力信号であるセン
サデジタル信号θがデジタル信号加算手段６に入力され
る。また、外部から入力される速度指令またはトルク指
令に基づき、所定の弱め界磁制御アルゴリズム等による
計算を行って電流指令信号生成手段５が電流振幅指令信
号Ｉおよび位相制御デジタル信号βを出力し、電流振幅
指令信号Ｉはデジタル・アナログ変換器８へ入力され、
位相制御デジタル信号βはデジタル信号加算手段６に入
力される。

【００２１】デジタル信号加算手段６では、センサデジ
タル信号θと位相制御デジタル信号βを加算して加算結
果θ′を出力する。この加算結果θ′は、同期モータ１
のロータの位置に対して弱め界磁制御に対応した角度だ
け位相が進んでいる。そして、このデジタル信号加算手
段６の加算結果θ′が波形記憶手段７にアドレス入力と
して加えられ、基準位相（弱め界磁制御を行わない状態
（θ′＝θ）の位相）に対して弱め界磁制御に対応した
角度だけ位相が進んだＵ相およびＷ相の波形データ
ｉ_aU，ｉ_aWがそれぞれ読み出される。

【００２２】デジタル・アナログ変換器８は、電流振幅
指令信号Ｉを振幅基準にして波形記憶手段７から出力さ
れるＵ相およびＷ相の波形データｉ_aU，ｉ_aWをデジタル
・アナログ変換してＵ相およびＷ相の電流指令信号
ｉ_U ′，ｉ_W ′を出力する。そして、デジタル・アナロ
グ変換器８から出力されるＵ相およびＷ相の電流指令信
号ｉ_U ′，ｉ_W ′はそれぞれ電流制御回路９に入力され
る。電流制御回路９には、変流器１２，１３からＵ相お
よびＷ相の負荷電流Ｉ_U ，Ｉ_W の検出信号が供給されて
おり、Ｕ相の電流指令信号ｉ_U ′とＵ相の負荷電流Ｉ_U
の検出信号との誤差信号ｉ_eU′を出力し、Ｗ相の電流指
令信号ｉ_W ′とＷ相の負荷電流Ｉ_W の検出信号との誤差
信号ｉ_eW′を出力し、さらに計算により残りのＶ相の負
荷電流Ｉ_V に対応した誤差信号ｉ_eV′を出力する。

【００２３】パルス幅変調制御回路１０は、Ｕ相，Ｖ
相，Ｗ相の誤差信号ｉ_eU′，ｉ_eV′，ｉ_eW′を入力と
し、誤差信号ｉ_eU′，ｉ_eV′，ｉ_eW′に応じてパルス幅
変調を行うことで電圧変換を行い、パルス幅変調制御回
路１０から出力されるパルス幅変調信号に応じてパルス
幅変調インバータ１１が同期モータ１を駆動することに
なる。

【００２４】このモータ制御装置においては、電流振幅
指令信号Ｉ（いわゆる、極座標の半径成分）と位相制御
デジタル信号β（いわゆる、極座標の角度成分）を与
え、センサデジタル信号θを位相制御デジタル信号βで
補正して、つまりセンサデジタル信号θに位相制御デジ
タル信号βを加算して加算結果θ′を得て、加算結果
θ′をアドレス入力として波形記憶手段７からＵ相およ
びＷ相の波形データｉ_aU，ｉ_aWを読み出すことにより、
基準位相（ロータの回転角度と同じ位相）から弱め界磁
制御に対応した角度だけ位相を進めた状態でＵ相および
Ｗ相の電流指令信号ｉ_U ′，ｉ_W ′をデジタル・アナロ
グ変換器８で生成するようにしているので、一つの波形
を生成するだけでよく、電流指令信号ｉ_U ′，ｉ_W ′の
生成のための波形生成回路（つまり、波形記憶手段とデ
ジタル・アナログ変換器）が１組でよくなり、アナログ
加算手段も不要となり、従来方式と比較して低価格で弱
め界磁制御のモータ制御装置が構成できる。また、アナ
ログ加算手段が不要となり、従来アナログ加算により問
題とされていた同期モータ１の負荷電流のオフセットを
除くことができ、効率よく弱め界磁制御を行うことが可
能となる。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】上記したように、提案
例のモータ制御装置では、弱め界磁制御を行うための位
相制御装置の部分は、図１８に示すように、デジタル信
号加算手段６でロータの回転角度に対応したセンサデジ
タル信号θと位相進み量に対応した位相制御デジタル信
号βを加算し、その加算結果θ′（＝θ＋β）を波形記
憶手段７にアドレス入力として供給することで波形記憶
手段７から波形データを逐次読み出し、その波形データ
をデジタル・アナログ変換器８で正弦波などのアナログ
信号に変換し、そのアナログ信号に従って同期モータ１
を弱め界磁制御している。

【００２６】この場合、センサデジタル信号θと位相制
御デジタル信号βとは同じように重み付けされており、
センサデジタル信号θの分解能、つまりエンコーダ２の
分解能でしか位相を進ませることができない。例えば、
エンコーダ２の分解能が３６０であると、１°単位で位
相を進ませることができるが、分解能が２０であると、
１８°単位でしか位相を進ませることができない。した
がって、位相制御の分解能はエンコーダ２の分解能によ
って制限されることになる。

【００２７】図１９（ａ）には、エンコーダ２の分解能
が２０である場合において、β＝０（つまり、０°）の
ときのデジタル・アナログ変換器８から出力される正弦
波近似の階段状波とロータの回転に対応した理想正弦波
とを示し、図４（ｂ）には、エンコーダ２の分解能が２
０である場合において、β＝１（つまり、１８°）のと
きのデジタル・アナログ変換器８から出力される正弦波
近似の階段状波と理想正弦波とを示している。

【００２８】なお、エンコーダ２の分解能が３６０であ
る場合には、波形記憶手段７では、正弦波の１サイクル
を３６０分割した角度（１°）毎に０から３５９までの
数値に対応したアドレスを順に付して正弦波の１サイク
ル分の波形データを記憶させておくが、エンコーダ２の
分解能が２０である場合には、正弦波の１サイクルを２
０分割した角度（１８°）毎に０から１９までの数値に
対応したアドレスを順に付して正弦波の１サイクル分の
波形データを記憶させておく。

【００２９】ところで、同期モータ１を駆動するための
駆動電流波形としては、正弦波などの周期波形が用いら
れるが、同期モータ１が駆動電流波形としての正弦波の
品位はそれほど高いものが要求されるわけではなく、極
端な場合、矩形波で駆動されることもあり、同期モータ
１を駆動することだけを考えれば、回転センサの分解
能、つまりエンコーダ２の分解能を例えば低くしてもよ
く、分解能を低くすると、エンコーダ２のコストが低く
なるとともに、信頼性の面で有利となる。したがって、
コスト、信頼性の面からはエンコーダ２の分解能を下げ
る方がよい。

【００３０】しかしながら、同期モータ１の弱め界磁制
御を高精度に行うには、駆動電流波形の位相を高い分解
能で制御することが必要とされ、そのために、図１７お
よび図１８に示した提案例では、エンコーダ２、つまり
回転センサの分解能を高く設定することを余儀無くさ
れ、コストおよび信頼性の面で不利であった。したがっ
て、この発明の目的は、回転センサの分解能を低くして
回転センサのコストおよび信頼性の高めつつ、高分解能
で位相制御を行うことができる位相制御装置を提供する
ことである。

【００３１】

【課題を解決するための手段】この発明の位相制御装置
は、回転センサから出力されるセンサデジタル信号に重
み係数を乗じた上で、位相制御デジタル信号を加算し、
その加算結果に応じて波形記憶手段から波形データを読
み出すようにし、かつ波形記憶手段には、１サイクル分
の波形データとして回転センサの分解能に重み係数を乗
じた個数の波形データを記憶させている。これによっ
て、回転センサの分解能が低くても、回転センサの分解
能の重み係数倍の高い分解能で位相制御を行うことが可
能となり、回転センサのコストおよび信頼性を高めつ
つ、高い分解能で位相制御を行うことができる。

【００３２】上記の波形記憶手段に回転センサの分解能
による回転センサの検出位相遅れだけ位相を進めた位相
進み補正波形データを記憶させておくことにより、回転
体の回転に対応した理想波形と理想波形近似の階段状波
の間の位相遅れを補正することが可能で、位相制御を正
確に行うことが可能となる。また、位相制御デジタル信
号に回転センサの分解能による回転センサの検出位相遅
れを補正する位相遅れ補正値を加算することにより、回
転体の回転に対応した理想波形と理想波形近似の階段状
波の間の位相遅れを補正することが可能で、位相制御を
正確に行うことが可能となる。

【００３３】また、出力手段の後段にローパスフィルタ
を設けることにより、出力手段から出力されるアナログ
信号の量子化誤差を補正することができるが、ローパス
フィルタを設けたことによって回転体の回転速度に応じ
た位相遅れが生じることになる。このときに、回転体の
回転速度を検出し、回転速度検出手段により検出された
回転体の回転速度とローパスフィルタの回転速度−位相
特性とに基づいてローパスフィルタによる位相遅れを補
正する位相遅れ補正値を導出し、位相制御デジタル信号
に位相遅れ補正値を加えることにより、位相制御を正確
に行うことが可能となる。

【００３４】さらに、ローパスフィルタによる位相遅れ
は、ローパスフィルタの回転速度−位相特性に基づいて
導出するだけでなく、ローパスフィルタの出力をフィー
ドバックして回転体の回転角度と同相の基準波形の位相
と比較することによっても検出することができる。この
フィードバックによる補正では、回転センサの分解能に
よる回転センサの検出位相遅れについても合わせて補正
できるので、回転センサの分解能による回転センサの検
出位相遅れの補正のための手段を別に設ける必要はな
い。

【００３５】なお、ローパスフィルタの回転速度−位相
特性に基づいてローパスフィルタによる位相遅れを導出
する場合には、そのままでは回転センサの分解能による
回転センサの検出位相遅れによる補正はできないので、
必要に応じて前述した補正のための手段を追加して回転
センサの分解能による回転センサの検出位相遅れも合わ
せて補正すればよい。

【００３６】

【発明の実施の形態】請求項１記載の位相制御装置は、
回転体の１回転を任意の正整数ｎで分割して回転体の回
転角度を検出し回転角度に応じて０から（ｎ−１）まで
の数値に対応したセンサデジタル信号を順に出力する回
転センサと、センサデジタル信号を任意の正整数ｍ倍す
るデジタル信号乗算手段と、回転体の１回転を（ｎ×
ｍ）分割した回転角度を単位として位相を変化させるた
めの位相制御デジタル信号を発生する位相指令信号生成
手段と、任意の周期波形の１サイクルを（ｎ×ｍ）分割
した角度毎に０から（ｎ×ｍ−１）までの数値に対応し
たアドレスを順に付して任意の周期波形の１サイクル分
の波形データを記憶した波形記憶手段と、センサデジタ
ル信号と位相制御デジタル信号とを加算し加算結果を波
形記憶手段に対して波形データ読み出しのために供給す
る位相シフト用デジタル信号加算手段と、波形記憶手段
から読み出された波形データをアナログ信号として出力
する出力手段とを備えている。

【００３７】この構成によると、回転センサから出力さ
れるセンサデジタル信号に重み係数を乗じた上で、位相
制御デジタル信号を加算し、その加算結果に応じて波形
記憶手段から波形データを読み出すようにし、かつ波形
記憶手段には、１サイクル分の波形データとして回転セ
ンサの分解能に重み係数を乗じた個数の波形データを記
憶させているので、回転センサの分解能が低くても、回
転センサの分解能の重み係数倍の高い分解能で位相制御
を行うことが可能となり、回転センサのコストおよび信
頼性を高めつつ、高い分解能で位相制御を行うことがで
きる。

【００３８】請求項２記載の位相制御装置は、回転体の
１回転を任意の正整数ｎで分割して回転体の回転角度を
検出し回転角度に応じて０から（ｎ−１）までの数値に
対応したセンサデジタル信号を順に出力する回転センサ
と、センサデジタル信号を任意の正整数ｍ倍するデジタ
ル信号乗算手段と、回転体の１回転を（ｎ×ｍ）個に分
割した回転角度を単位として位相を変化させるための位
相制御デジタル信号を発生する位相指令信号生成手段
と、任意の周期波形の１サイクルを（ｎ×ｍ）分割した
角度毎に０から（ｎ×ｍ−１）までの数値に対応したア
ドレスを順に付して任意の周期波形の１サイクル分の波
形データを記憶した波形記憶手段と、センサデジタル信
号と位相制御デジタル信号とを加算し加算結果を波形記
憶手段に対して波形データ読み出しのために供給する位
相シフト用デジタル信号加算手段と、波形記憶手段から
読み出された波形データをアナログ信号として出力する
出力手段とを備え、波形記憶手段に回転センサの分解能
による回転センサの検出位相遅れだけ位相を進めた位相
進み補正波形データを記憶させている。

【００３９】この構成によると、請求項１記載の位相制
御装置と同様の作用に加え、波形記憶手段に回転センサ
の分解能による回転センサの検出位相遅れだけ位相を進
めた位相進み補正波形データを記憶させておくことによ
り、回転体の回転に対応した理想波形と理想波形近似の
階段状波の間の位相遅れを補正することが可能で、位相
制御を正確に行うことが可能となる。

【００４０】請求項３記載の位相制御装置は、回転体の
１回転を任意の正整数ｎで分割して回転体の回転角度を
検出し回転角度に応じて０から（ｎ−１）までの数値に
対応したセンサデジタル信号を順に出力する回転センサ
と、センサデジタル信号を任意の正整数ｍ倍するデジタ
ル信号乗算手段と、回転体の１回転を（ｎ×ｍ）個に分
割した回転角度を単位として位相を変化させるための位
相制御デジタル信号を発生する位相指令信号生成手段
と、任意の周期波形の１サイクルを（ｎ×ｍ）分割した
角度毎に０から（ｎ×ｍ−１）までの数値に対応したア
ドレスを順に付して任意の周期波形の１サイクル分の波
形データを記憶した波形記憶手段と、センサデジタル信
号と位相制御デジタル信号とを加算し加算結果を波形記
憶手段に対して波形データ読み出しのために供給する位
相シフト用デジタル信号加算手段と、波形記憶手段から
読み出された波形データをアナログ信号として出力する
出力手段と、位相指令信号生成手段と位相シフト用デジ
タル信号加算手段との間に介在し、位相制御デジタル信
号に回転センサの分解能による回転センサの検出位相遅
れを補正する位相遅れ補正値を加算して位相シフト用デ
ジタル信号加算手段へ与える位相遅れ補正用加算手段と
を備えている。

【００４１】この構成によると、請求項１記載の位相制
御装置と同様の作用に加え、位相制御デジタル信号に回
転センサの分解能による回転センサの検出位相遅れを補
正する位相遅れ補正値を加算することにより、回転体の
回転に対応した理想波形と理想波形近似の階段状波の間
の位相遅れを補正することが可能で、位相制御を正確に
行うことが可能となる。請求項４記載の位相制御装置
は、回転体の１回転を任意の正整数ｎで分割して回転体
の回転角度を検出し回転角度に応じて０から（ｎ−１）
までの数値に対応したセンサデジタル信号を順に出力す
る回転センサと、センサデジタル信号を任意の正整数ｍ
倍するデジタル信号乗算手段と、回転体の１回転を（ｎ
×ｍ）個に分割した回転角度を単位として位相を変化さ
せるための位相制御デジタル信号を発生する位相指令信
号生成手段と、任意の周期波形の１サイクルを（ｎ×
ｍ）分割した角度毎に０から（ｎ×ｍ−１）までの数値
に対応したアドレスを順に付して任意の周期波形の１サ
イクル分の波形データを記憶した波形記憶手段と、セン
サデジタル信号と位相制御デジタル信号とを加算し加算
結果を波形記憶手段に対して波形データ読み出しのため
に供給する位相シフト用デジタル信号加算手段と、波形
記憶手段から読み出された波形データをアナログ信号と
して出力する出力手段と、出力手段から出力されるアナ
ログ信号の量子化誤差を補正するローパスフィルタと、
回転体の回転速度を検出する回転速度検出手段と、回転
速度検出手段により検出された回転体の回転速度とロー
パスフィルタの回転速度−位相特性とに基づいてローパ
スフィルタによる位相遅れを補正する位相遅れ補正値を
導出する位相遅れ導出手段と、位相指令信号生成手段と
位相シフト用デジタル信号加算手段との間に介在し位相
制御デジタル信号に位相遅れ補正値を加えた値を位相シ
フト用デジタル信号加算手段に与える位相遅れ補正用加
算手段とを備えている。

【００４２】この構成によると、請求項１記載の位相制
御装置と同様の作用に加え、出力手段の後段にローパス
フィルタを設けることにより、出力手段から出力される
アナログ信号の量子化誤差を補正することができるが、
ローパスフィルタを設けたことによって回転体の回転速
度に応じた位相遅れが生じることになる。このときに、
回転体の回転速度を検出し、回転速度検出手段により検
出された回転体の回転速度とローパスフィルタの回転速
度−位相特性とに基づいてローパスフィルタによる位相
遅れを補正する位相遅れ補正値を導出し、位相制御デジ
タル信号に位相遅れ補正値を加えることにより、位相制
御を正確に行うことが可能となる。

【００４３】請求項５記載の位相制御装置は、回転体の
１回転を任意の正整数ｎで分割して回転体の回転角度を
検出し回転角度に応じて０から（ｎ−１）までの数値に
対応したセンサデジタル信号を順に出力する回転センサ
と、センサデジタル信号を任意の正整数ｍ倍するデジタ
ル信号乗算手段と、回転体の１回転を（ｎ×ｍ）個に分
割した回転角度を単位として位相を変化させるための位
相制御デジタル信号を発生する位相指令信号生成手段
と、任意の周期波形の１サイクルを（ｎ×ｍ）分割した
角度毎に０から（ｎ×ｍ−１）までの数値に対応したア
ドレスを順に付して任意の周期波形の１サイクル分の波
形データを記憶した波形記憶手段と、センサデジタル信
号と位相制御デジタル信号とを加算し加算結果を波形記
憶手段に対して波形データ読み出しのために供給する位
相シフト用デジタル信号加算手段と、波形記憶手段から
読み出された波形データをアナログ信号として出力する
出力手段と、出力手段から出力されるアナログ信号の量
子化誤差を補正するローパスフィルタと、ローパスフィ
ルタの出力をフィードバックして回転体の回転角度と同
相の基準波形に対するローパスフィルタの出力の位相遅
れを検出し、位相制御デジタル信号に位相遅れを補正す
る位相遅れ補正値を加えて位相シフト用デジタル信号加
算手段に与える位相遅れ補正手段とを備えている。

【００４４】この構成によると、請求項１記載の位相制
御装置と同様の作用に加え、出力手段の後段にローパス
フィルタを設けることにより、出力手段から出力される
アナログ信号の量子化誤差を補正することができるが、
ローパスフィルタを設けたことによって回転体の回転速
度に応じた位相遅れが生じることになる。このときに、
ローパスフィルタによる位相遅れは、ローパスフィルタ
の出力をフィードバックして回転体の回転角度と同相の
基準波形の位相と比較することによって検出することが
でき、位相制御デジタル信号に位相遅れ補正値を加える
ことにより、位相制御を正確に行うことが可能となる。
このフィードバックによる補正では、回転センサの分解
能による回転センサの検出位相遅れについても合わせて
補正できる。

【００４５】請求項６記載の位相制御装置は、回転体の
１回転を任意の正整数ｎで分割して回転体の回転角度を
検出し回転角度に応じて０から（ｎ−１）までの数値に
対応したセンサデジタル信号を順に出力する回転センサ
と、センサデジタル信号を任意の正整数ｍ倍するデジタ
ル信号乗算手段と、回転体の１回転を（ｎ×ｍ）個に分
割した回転角度を単位として位相を変化させるための位
相制御デジタル信号を発生する位相指令信号生成手段
と、任意の周期波形の１サイクルを（ｎ×ｍ）分割した
角度毎に０から（ｎ×ｍ−１）までの数値に対応したア
ドレスを順に付して任意の周期波形の１サイクル分の波
形データを記憶した波形記憶手段と、センサデジタル信
号と位相制御デジタル信号とを加算し加算結果を波形記
憶手段に対して波形データ読み出しのために供給する位
相シフト用デジタル信号加算手段と、波形記憶手段から
読み出された波形データをアナログ信号として出力する
出力手段と、出力手段から出力されるアナログ信号の量
子化誤差を補正するローパスフィルタと、回転体の回転
速度を検出する回転速度検出手段と、回転速度検出手段
により検出された回転体の回転速度とローパスフィルタ
の回転速度−位相特性とに基づいてローパスフィルタに
よる位相遅れを補正する位相遅れ補正値を導出する位相
遅れ導出手段と、位相指令信号生成手段と位相シフト用
デジタル信号加算手段との間に介在し位相制御デジタル
信号に位相遅れ補正値を加えた値を位相シフト用デジタ
ル信号加算手段に与える位相遅れ補正用加算手段とを備
え、波形記憶手段に回転センサの分解能による回転セン
サの検出位相遅れだけ位相を進めた位相進み補正波形デ
ータを記憶させている。

【００４６】この構成によると、請求項１記載の位相制
御装置と同様の作用に加え、請求項２および請求項４記
載の位相制御装置と同様の作用を有する。請求項７記載
の位相制御装置は、回転体の１回転を任意の正整数ｎで
分割して回転体の回転角度を検出し回転角度に応じて０
から（ｎ−１）までの数値に対応したセンサデジタル信
号を順に出力する回転センサと、センサデジタル信号を
任意の正整数ｍ倍するデジタル信号乗算手段と、回転体
の１回転を（ｎ×ｍ）個に分割した回転角度を単位とし
て位相を変化させるための位相制御デジタル信号を発生
する位相指令信号生成手段と、任意の周期波形の１サイ
クルを（ｎ×ｍ）分割した角度毎に０から（ｎ×ｍ−
１）までの数値に対応したアドレスを順に付して任意の
周期波形の１サイクル分の波形データを記憶した波形記
憶手段と、センサデジタル信号と位相制御デジタル信号
とを加算し加算結果を波形記憶手段に対して波形データ
読み出しのために供給する位相シフト用デジタル信号加
算手段と、波形記憶手段から読み出された波形データを
アナログ信号として出力する出力手段と、出力手段から
出力されるアナログ信号の量子化誤差を補正するローパ
スフィルタと、回転体の回転速度を検出する回転速度検
出手段と、回転速度検出手段により検出された回転体の
回転速度とローパスフィルタの回転速度−位相特性とに
基づいてローパスフィルタによる位相遅れを補正する第
１の位相遅れ補正値を導出する位相遅れ導出手段と、位
相指令信号生成手段と位相シフト用デジタル信号加算手
段との間に介在し、位相制御デジタル信号に第１の位相
遅れ補正値と回転センサの分解能による回転センサの検
出位相遅れを補正する第２の位相遅れ補正値とを加えた
値を位相シフト用デジタル信号加算手段に与える位相遅
れ補正用加算手段とを備えている。

【００４７】この構成によると、請求項１記載の位相制
御装置と同様の作用に加え、請求項３および請求項４記
載の位相制御装置と同様の作用を有する。以下、本発明
の実施の形態を図面を参照しながら説明する。 〔第１の実施の形態〕図１に本発明の第１の実施の形態
の位相制御装置のブロック図を示す。この位相制御装置
は、回転センサ（図示せず）から回転体、つまり同期モ
ータのロータ）の１回転を任意の正整数ｎで分割してロ
ータの回転角度を検出し回転角度に応じて０から（ｎ−
１）までの数値に対応したセンサデジタル信号θを出力
させるようにし、図１に示すように、回転センサから出
力されるセンサデジタル信号θをデジタル信号乗算手段
１４に入力して、センサデジタル信号θを重み係数とし
ての任意の正整数ｍ倍し、さらにデジタル信号乗算手段
１４の出力（ｍ×θ）をデジタル信号加算手段１５へ入
力する。

【００４８】一方、位相指令信号生成手段（図示せず）
からロータの１回転を（ｎ×ｍ）分割した回転角度を単
位として位相を変化させるための位相制御デジタル信号
βを発生させ、この位相制御デジタル信号βはそのま
ま、つまり重み係数を１として位相シフト用デジタル信
号加算手段１５へ入力し、両者を加算する。その結果、
位相シフト用デジタル信号加算手段１５の出力は（ｍ×
θ＋β）となる。

【００４９】波形記憶手段１６には、任意の周期波形、
例えば正弦波の１サイクルを（ｎ×ｍ）分割した角度毎
に０から（ｎ×ｍ−１）までの数値に対応したアドレス
を順に付して任意の周期波形の１サイクル分の波形デー
タを記憶させてあり、位相シフト用デジタル信号加算手
段１５の出力（ｍ×θ＋β）をアドレスとして波形デー
タを逐次読み出すことになる。読み出された波形データ
は出力手段であるデジタル・アドレス変換器１７にてア
ナログ信号に変換される。上記のデジタル・アドレス変
換器１７が出力手段となる。

【００５０】波形記憶手段１６に記憶されている波形デ
ータが正弦波に対応した波形データである場合には、ロ
ータの回転に同期してデジタル・アドレス変換器１７か
ら出力される波形は正弦波近似の階段状波となる。この
階段状波は、分解能ｎで正弦波を近似し、かつ分解能
（ｎ×ｍ）で位相シフト量が制御されることとなり、重
み係数ｍを大きく設定することにより波形自体の分解能
ｎは低くても位相シフト量の分解能（ｎ×ｍ）を十分に
高くすることが可能となる。

【００５１】ここで、センサデジタル信号θの分解能ｎ
と位相制御デジタル信号βの分解能（ｎ×ｍ）の関係に
ついて図２から図４を参照しながら説明する。図２に
は、ロータが回転周期Ｔで定速で回転した場合のロータ
回転角度θ_R （アナログ値）の変化の変化を示すととも
に、分解能ｎが例えば２０の回転センサの出力のセンサ
デジタル信号θ（デジタル値）の変化を示す。同図か
ら、ロータ回転角度θ_R を分解能２０のセンサデジタル
信号θで検出していることが分かる。なお、分解能が２
０というのは、ロータ回転角度θ_R が１８°増加する毎
にセンサデジタル信号θの値が１ずつ増加していくこと
を意味する。分解能ｎは２０に限らず、幾らに設定して
もよい。

【００５２】図３には、センサデジタル信号θと位相制
御デジタル信号βとそれらの加算結果θ″（＝θ×ｍ＋
β）との関係を示す。図３において、ロータの回転に伴
って変化するセンサデジタル信号θに重み係数ｍ（＝１
８）倍したデジタル信号（θ×１８）を階段状の破線で
示し、位相制御デジタル信号β（＝２）を実線の直線で
示し、さらに両者を加算したデジタル信号（θ×１８＋
β）＝θ″を階段状の実線で示している。図３から、デ
ジタル信号（θ×１８＋β）は時間の経過（ロータの回
転）とともに１８ずつ階段状に値を変化させているが、
２つのデジタル信号（θ×１８）と（θ×１８＋β）と
は、値がβ（＝２）だけずれているだけであり、βの値
は０，１，２，３，…と任意に設定することができるこ
とが分かる。つまり、波形の近似のための分解能が２０
で、位相シフト量の分解能が３６０であることが分か
る。

【００５３】図４（ａ）には、波形記憶手段１６が正弦
波の波形データを記憶している場合において、β＝０
（つまり、位相シフト量が０°）のときにデジタル・ア
ナログ変換器１７から出力される正弦波近似の階段状波
の波形とロータの回転角度θ_Rに対応した理想的な正弦
波 sinθ_R の波形とを１周期以上示している。同図
（ｂ）には、β＝２（つまり、位相シフト量が２°）の
ときにデジタル・アナログ変換器１７から出力される正
弦波近似の階段状波の波形とロータの回転角度θ_R に対
応した理想的な正弦波 sinθ_R に対して２°位相をシフ
トした sin（θ_R ＋２°）の波形とを１周期以上示して
いる。以上の図４から、１８°毎に値が変化する階段状
波で正弦波を近似でき、かつその位相を１°単位でシフ
トさせることができ、正弦波近似のための階段状波の分
解能は低くても位相シフト量の分解能は高くできること
がわかる。なお、波形記憶手段１６には、 sinθ_R に対
応した波形データ、つまり sinθ″に対応した波形デー
タを記憶させている。

【００５４】この位相制御装置では、回転センサから出
力される分解能ｎのセンサデジタル信号θに重み係数ｍ
を乗じた上で、位相制御デジタル信号βを加算し、その
加算結果θ″（＝ｍ×θ＋β）に応じて波形記憶手段１
６から波形データを読み出すようにし、かつ波形記憶手
段１６には、１サイクル分の波形データとして回転セン
サの分解能ｎに重み係数ｍを乗じた個数の波形データを
記憶させているので、回転センサの分解能ｎが低くて
も、回転センサの分解能ｎの重み係数ｍ倍の高い分解能
で位相制御を行うことが可能となり、回転センサのコス
トおよび信頼性を高めつつ、高い分解能で位相制御を行
うことができる。

【００５５】〔第２の実施の形態〕図５に本発明の第２
の実施の形態の位相制御装置のブロック図を示す。この
位相制御装置は、図５に示すように、波形記憶手段１６
Ａに回転センサの分解能ｎによる回転センサの検出位相
遅れだけ位相を進めた位相進み補正波形データを記憶さ
せている。その他の構成は図１に示した位相制御装置と
同様である。

【００５６】ここで、回転センサの分解能ｎによる回転
センサの検出位相遅れについて詳しく図６を参照しなが
ら説明する。図６には図１の位相制御装置における波形
記憶手段１６が正弦波の波形データを記憶している場合
において、β＝０（つまり、位相シフト量が０°）のと
きにデジタル・アナログ変換器１７から出力される正弦
波近似の階段状波の波形とロータの回転角度θ_R に対応
した理想的な正弦波 sinθ_R の波形とを実線で示し、デ
ジタル・アナログ変換器１７から出力される階段状波と
同位相の正弦波を破線で示す。ロータの１回転、つまり
３６０°を分解能２０の回転センサで検出した場合のセ
ンサデジタル信号θの１ステップ分の角度Δθ（＝１８
°）であり、理想的な正弦波 sinθ_R を基準としたセン
サデジタル信号θに応じて波形記憶手段１６から読み出
される正弦波近似階段状波の平均的な位相遅れは、Δθ
／２（＝９°）となる。つまり、センサデジタル信号θ
により波形記憶手段１６から読み出される正弦波近似階
段状波は、ロータの回転角度に対して定常的にΔθ／２
（＝９°）だけ遅れたものとなり、そのままでは、同期
モータの弱め界磁制御を精度よく行うことはできない。
そこで、この実施の形態では、上記の位相遅れΔθ／２
を補正するために、波形記憶手段１６Ａに、sinθ_R に
対応した波形データではなく sin（θ_R ＋Δθ／２）に
対応した波形データ、つまり sinθ″に対応した波形デ
ータではなく sin（θ″＋ｍ／２）に対応した位相進み
補正波形データを記憶させているのである。

【００５７】この実施の形態によると、第１の実施の形
態の位相制御装置の効果に加え、波形記憶手段１６Ａに
回転センサの分解能による回転センサの検出位相遅れ、
つまり離散化による位相遅れだけ位相を進めた位相進み
補正波形データを記憶させておくことにより、ロータの
回転に対応した理想正弦波と正弦波近似の階段状波の間
の位相遅れを補正することが可能で、弱め界磁制御等の
位相制御を正確に行うことが可能となる。

【００５８】〔第３の実施の形態〕図７に本発明の第３
の実施の形態の位相制御装置のブロック図を示す。この
位相制御装置は、位相指令信号生成手段（図示せず）と
位相シフト用デジタル信号加算手段１５との間に位相遅
れ補正用加算手段１８を介在させ、位相制御デジタル信
号βに回転センサの分解能による回転センサの検出位相
遅れ（離散化位相遅れ）を補正する位相遅れ補正値を加
算して位相シフト用デジタル信号加算手段１５へ与える
ようにしている。その他の構成は図１に示した位相制御
装置と同様である。また、位相遅れについては、第２の
実施の形態で説明した通りである。

【００５９】この実施の形態によると、第１の実施の形
態の位相制御装置の効果に加え、位相制御デジタル信号
に回転センサの分解能による回転センサの検出位相遅れ
を補正する位相遅れ補正値を加算することにより、ロー
タの回転に対応した理想正弦波と正弦波近似の階段状波
の間の位相遅れを補正することが可能で、位相制御を正
確に行うことが可能となる。

【００６０】〔第４の実施の形態〕図８に本発明の第４
の実施の形態の位相制御装置のブロック図を示す。この
位相制御装置は、図１の位相制御装置におけるデジタル
・アナログ変換器１７の出力端にローパスフィルタ１９
を追加し、デジタル・アナログ変換器１７から出力され
るアナログ信号の量子化誤差を補正するようにしてい
る。また、ローパスフィルタ１９を設けたことに起因す
る位相遅れを補正するために、ロータの回転角速度ωを
検出する回転速度検出手段（図示せず）を設け、回転速
度検出手段により検出されたロータの回転速度とローパ
スフィルタ１９の回転速度−位相特性とに基づいてロー
パスフィルタ１９による位相遅れを補正する位相遅れ補
正値を導出する位相遅れ導出手段４１を設けている。そ
して、位相指令信号生成手段（図示せず）と位相シフト
用デジタル信号加算手段１５との間に位相遅れ補正用加
算手段４２を介在させ、位相制御デジタル信号βに位相
遅れ補正値θ_X を加えた値（β＋θ_X ）を位相シフト用
デジタル信号加算手段１５に与えるようにしている。そ
の他の構成は図１に示した位相制御装置と同様である。

【００６１】この位相制御装置においては、デジタル・
アナログ変換器１７の後段にローパスフィルタ１９を設
けることにより、デジタル・アナログ変換器１７から出
力されるアナログ信号の量子化誤差を補正することがで
きるが、ローパスフィルタ１９を設けたことによってロ
ータの回転速度に応じた位相遅れが生じることになる。
図９（ａ），（ｂ）にローパスフィルタ１９のボード線
図の一例（（ａ）がゲイン−角速度ω特性で、（ｂ）は
位相−角速度ω特性）を示す。

【００６２】このときに、回転速度検出手段によりロー
タの回転速度ωを検出し、回転速度検出手段により検出
されたロータの回転速度ωとローパスフィルタ１９の回
転速度−位相特性とに基づいてローパスフィルタ１９に
よる位相遅れに補正する位相遅れ補正値θ_X を導出し、
位相制御デジタル信号βに位相遅れ補正値θ_X を加える
ことにより、ローパスフィルタ１９による位相遅れを補
正する。図１０に位相遅れ補正値θ_X −角速度ω特性を
示す。

【００６３】位相遅れ導出手段４１は、図１０に示した
位相遅れ補正値θ_X −角速度ω特性をテーブルとしても
った記憶手段あるいは、角速度ωを入力として所定の演
算を行うことにより角速度ωに対応した位相遅れ補正値
θ_X を算出する演算手段からなる。例えば、ローパスフ
ィルタ１９の位相特性が∠Ｆ（ω）で表されるとする
と、位相遅れ導出手段４１内で実行される演算の演算式
は−∠Ｆ（ω）で表されることになる。なお、出力は当
然デジタル値に換算される。

【００６４】ここで、「∠Ｆ（ω）」の具体例について
説明する。例えば、１次のローパスフィルタの伝達関数
を Ｆ（ｓ）＝ω₀ ／（ｓ＋ω₀ ） とすると、伝達関数（Ｆ（ｓ）のローパスフィルタによ
る位相遅れは、 ∠Ｆ（ω）＝− tan^-1（ω／ω₀ ） となる。ただし、定数ω₀ は、ωのとりうる値より十分
に大きくとっておく。もちろん、２次以上のローパスフ
ィルタについても同様に考えることができる。

【００６５】この実施の形態によれば、第１の実施の形
態の位相制御装置の効果に加え、位相制御デジタル信号
にローパスフィルタ１９の位相遅れを補正する位相遅れ
補正値θ_X を加算することにより、ローパスフィルタ１
９による位相遅れを補正することが可能で、位相制御を
正確に行うことが可能となる。 〔第５の実施の形態〕図１１に本発明の第５の実施の形
態の位相制御装置のブロック図を示す。この位相制御装
置は、図１の位相制御装置におけるデジタル・アナログ
変換器１７の出力端にローパスフィルタ１９を追加し、
デジタル・アナログ変換器１７から出力されるアナログ
信号の量子化誤差を補正するようにしている。また、ロ
ーパスフィルタ１９を設けたことに起因する位相遅れを
補正するために、ローパスフィルタ１９の出力をフィー
ドバックしてロータの回転角度と同相の基準波形に対す
るローパスフィルタ１９の出力の位相遅れを検出し、位
相制御デジタル信号βに位相遅れを補正する位相遅れ補
正値θ_Y を加えて位相シフト用デジタル信号加算手段１
５に与える位相遅れ補正手段４３を設けている。その他
の構成は図１に示した位相制御装置と同様である。

【００６６】この位相制御装置においては、アナログ・
デジタル変換器１７の後段にローパスフィルタ１９を設
けることにより、アナログ・デジタル変換器１７から出
力されるアナログ信号の量子化誤差を補正する構成を採
用したときに、ローパスフィルタ１９を設けたことによ
ってロータの回転速度ωに応じた位相遅れが生じること
になる。このときに、ローパスフィルタ１９による位相
遅れは、ローパスフィルタ１９の出力をフィードバック
してロータの回転角度と同相の基準波形の位相と比較す
ることによって検出することができ、位相制御デジタル
信号βに位相遅れ補正値θ_Y を加えることにより、位相
制御を正確に行うことが可能となる。このフィードバッ
クによる補正では、回転センサの分解能による回転セン
サの検出位相遅れについても合わせて補正できる。

【００６７】位相遅れ補正手段４３は、具体的には図１
２に示すように、ゼロクロス検出手段５１とタイマカウ
ンタ５２とデジタル乗算手段５３とデジタル加減算手段
５４とで構成されている。ゼロクロス検出手段５１は、
ローパスフィルタ１９のアナログ出力信号のゼロクロス
を検出する機能を有する。

【００６８】タイマカウンタ５２は、回転センサから得
られる基準信号（Ｚ相信号）とゼロクロス検出手段５１
の出力信号を入力として、基準信号の入力時刻よりロー
パスフィルタ１９のアナログ出力信号が負から正へのゼ
ロクロスの時刻まで時間Ｔ_C（ｓｅｃ）を計測する機能
を有する。デジタル乗算手段５３は、回転速度検出手段
から与えられるロータの回転角速度ω（１／ｓｅｃ）と
時間Ｔ_C （ｓｅｃ）とを入力とし、両者を乗じることに
より、位相遅れ量（ω×Ｔｃ）を求める。

【００６９】デジタル加減算手段５４は、位相遅れ補正
値θ_Y を位相制御デジタル信号βと加算してローパスフ
ィルタ１９の位相遅れを補正し、その加減算結果を位相
シフト用デジタル信号加算手段１５へ供給する。この
際、基準信号（Ｚ相信号）の位相がロータの回転角度の
０°の位相、つまりロータに回転と同相の理想正弦波の
負から正へ変化するときのゼロクロス（センサデジタル
信号θ＝０の時点）では発生しておらず、角度ε（例え
ば６０°の角度）で発生している場合には、角度εにつ
いても合わせてデジタル加減算手段５４で補正すること
が必要である。したがって、位相遅れ補正値θ_Y は（ω
×Ｔｃ＋ε）となる。

【００７０】図１３（ａ）にセンサデジタル信号θを示
し、同図（ｂ）に基準信号（Ｚ相信号）を示し、同図
（ｃ）にローパスフィルタ１９から出力されるアナログ
信号を示し、同図（ｄ）にゼロクロス検出手段５１の出
力信号を示している。図１３において、センサデジタル
信号θは、この例では回転センサの分解能ｎを１２とし
て値の変化を示しており、０から１１までの値をサイク
リック出力している。また、基準信号は、ロータが１回
転する毎に１回、センサデジタル信号θが２のタイミン
グで発生しており、角度的にいえば、理想正弦波の６０
°位相で基準信号が発生していることを示している。ゼ
ロクロス検出手段５１の出力は、ローパスフィルタ１９
の出力の負から正へ変化するときゼロクロスのタイミン
グで発生している。上述のタイマカウンタ５２は、例え
ば図１３（ｂ）の基準信号でクロックのカウントを開始
し、同図（ｄ）のゼロクロス検出手段５１の出力でカウ
ントを停止することにより、その間のクロック数をカウ
ントすることで、時間Ｔｃ（ｓｅｃ）を測定することに
なる。

【００７１】この実施の形態によれば、第１の実施の形
態の位相制御装置の効果に加え、ローパスフィルタ１９
のアナログ出力をフィードバックして位相遅れ補正値θ
_Y を求め、位相制御デジタル信号βにローパスフィルタ
１９の位相遅れを補正する位相遅れ補正値θ_Y を加算す
ることにより、ローパスフィルタ１９による位相遅れを
補正することが可能で、位相制御を正確に行うことが可
能となる。

【００７２】〔第６の実施の形態〕図１４に本発明の第
６の実施の形態の位相制御装置のブロック図を示す。こ
の位相制御装置は、図１４に示すように、波形記憶手段
１６Ａに回転センサの分解能ｎによる回転センサの検出
位相遅れだけ位相を進めた位相進み補正波形データを記
憶させている。その他の構成は図８に示した位相制御装
置と同様である。

【００７３】この実施の形態によると、波形記憶手段１
６Ａに回転センサの分解能による回転センサの検出位相
遅れ、つまり離散化による位相遅れだけ位相を進めた位
相進み補正波形データを記憶させておくことにより、ロ
ータの回転に対応した理想正弦波と正弦波近似の階段状
波の間の位相遅れを補正することが可能で、弱め界磁制
御等の位相制御を正確に行うことが可能となる。その他
の効果は、第４の実施の形態と同様である。

【００７４】〔第７の実施の形態〕図１５に本発明の第
７の実施の形態の位相制御装置のブロック図を示す。こ
の位相制御装置は、図１５に示すように、位相遅れ補正
用加算手段４２と位相シフト用デジタル信号加算手段１
５との間に位相遅れ補正用加算手段１８を介在させ、位
相制御デジタル信号βにローパスフィルタ１９による位
相遅れを補正する位相遅れ補正値を加算した後、さらに
回転センサの分解能による回転センサの検出位相遅れ
（離散化位相遅れ）を補正する位相遅れ補正値を加算し
て位相シフト用デジタル信号加算手段１５へ与えるよう
にしている。その他の構成は図８に示した位相制御装置
と同様である。

【００７５】この実施の形態によると、位相制御デジタ
ル信号に回転センサの分解能による回転センサの検出位
相遅れを補正する位相遅れ補正値を加算することによ
り、ロータの回転に対応した理想正弦波と正弦波近似の
階段状波の間の位相遅れを補正することが可能で、位相
制御を正確に行うことが可能となる。その他の効果は第
５の実施の形態と同様である。

【００７６】

【発明の効果】請求項１記載の位相制御装置によれば、
回転センサから出力されるセンサデジタル信号に重み係
数を乗じた上で、位相制御デジタル信号を加算し、その
加算結果に応じて波形記憶手段から波形データを読み出
すようにし、かつ波形記憶手段には、１サイクル分の波
形データとして回転センサの分解能に重み係数を乗じた
個数の波形データを記憶させているので、回転センサの
分解能が低くても、回転センサの分解能の重み係数倍の
高い分解能で位相制御を行うことが可能となり、回転セ
ンサのコストおよび信頼性を高めつつ、高い分解能で位
相制御を行うことができる。

【００７７】請求項２記載の位相制御装置によれば、請
求項１記載の位相制御装置の効果に加え、波形記憶手段
に回転センサの分解能による回転センサの検出位相遅れ
だけ位相を進めた位相進み補正波形データを記憶させて
おくことにより、回転体の回転に対応した理想波形と理
想波形近似の階段状波の間の位相遅れを補正することが
可能で、位相制御を正確に行うことが可能となる。

【００７８】請求項３記載の位相制御装置によれば、請
求項１記載の位相制御装置の効果に加え、位相制御デジ
タル信号に回転センサの分解能による回転センサの検出
位相遅れを補正する位相遅れ補正値を加算することによ
り、回転体の回転に対応した理想波形と理想波形近似の
階段状波の間の位相遅れを補正することが可能で、位相
制御を正確に行うことが可能となる。

【００７９】請求項４記載の位相制御装置によれば、請
求項１記載の位相制御装置の効果に加え、出力手段の後
段にローパスフィルタを設けたことにより、出力手段か
ら出力されるアナログ信号の量子化誤差を補正すること
ができ、しかも、回転体の回転速度を検出し、回転速度
検出手段により検出された回転体の回転速度とローパス
フィルタの回転速度−位相特性とに基づいてローパスフ
ィルタによる位相遅れを補正する位相遅れ補正値を導出
し、位相制御デジタル信号に位相遅れ補正値を加えるこ
とにより、ローパスフィルタを設けたことによる位相遅
れを補正することができ、位相制御を正確に行うことが
可能となる。

【００８０】請求項５記載の位相制御装置によれば、請
求項１記載の位相制御装置の効果に加え、出力手段の後
段にローパスフィルタを設けたことにより、出力手段か
ら出力されるアナログ信号の量子化誤差を補正すること
ができ、しかも、ローパスフィルタによる位相遅れを、
ローパスフィルタの出力をフィードバックして回転体の
回転角度と同相の基準波形の位相と比較することによっ
て検出し、位相制御デジタル信号に位相遅れ補正値を加
えることにより、ローパスフィルタを設けたことによる
位相遅れを補正することができ、位相制御を正確に行う
ことが可能となる。このフィードバックによる補正で
は、回転センサの分解能による回転センサの検出位相遅
れについても合わせて補正できる。

【００８１】請求項６記載の位相制御装置によれば、請
求項１記載の位相制御装置と同様の効果に加え、請求項
２および請求項４記載の位相制御装置と同様の効果を奏
する。請求項７記載の位相制御装置によれば、請求項１
記載の位相制御装置と同様の効果に加え、請求項３およ
び請求項４記載の位相制御装置と同様の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施の形態における位相制御
装置の構成を示すブロック図である。

【図２】ロータの回転角とセンサデジタル信号の関係を
示すタイムチャートである。

【図３】位相シフト用デジタル信号加算手段の出力を示
すタイムチャートである。

【図４】第１の実施の形態におけるデジタル・アナログ
変換器の出力を示すタイムチャートである。

【図５】この発明の第２の実施の形態における位相制御
装置の構成を示すブロック図である。

【図６】離散化による位相遅れを示すタイムチャートで
ある。

【図７】この発明の第３の実施の形態における位相制御
装置の構成を示すブロック図である。

【図８】この発明の第４の実施の形態における位相制御
装置の構成を示すブロック図である。

【図９】ローパスフィルタのボード線図である。

【図１０】位相遅れ導出手段の入出力特性図である。

【図１１】この発明の第５の実施の形態における位相制
御装置の構成を示すブロック図である。

【図１２】図１１の位相遅れ補正手段の具体構成を示す
ブロック図である。

【図１３】図１２の位相遅れ補正手段の動作を示すタイ
ムチャートである。

【図１４】この発明の第６の実施の形態における位相制
御装置の構成を示すブロック図である。

【図１５】この発明の第７の実施の形態における位相制
御装置の構成を示すブロック図である。

【図１６】モータ制御装置の従来例の構成を示すブロッ
ク図である。

【図１７】モータ制御装置の提案例の構成を示すブロッ
ク図である。

【図１８】位相制御装置の従来例の構成を示すブロック
図である。

【図１９】位相制御装置の従来例におけるデジタル・ア
ナログ変換器の出力を示すタイムチャートである。

【符号の説明】

１４ デジタル信号乗算手段 １５ 位相シフト用デジタル信号加算手段 １６ 波形記憶手段 １６Ａ 波形記憶手段 １７ デジタル・アナログ変換器 １８ 位相遅れ補正用加算手段 １９ ローパスフィルタ ４１ 位相遅れ導出手段 ４２ 位相遅れ補正用加算手段 ４３ 位相遅れ補正手段

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 回転体の１回転を任意の正整数ｎで分割
   して前記回転体の回転角度を検出し回転角度に応じて０
   から（ｎ−１）までの数値に対応したセンサデジタル信
   号を順に出力する回転センサと、前記センサデジタル信
   号を任意の正整数ｍ倍するデジタル信号乗算手段と、前
   記回転体の１回転を（ｎ×ｍ）分割した回転角度を単位
   として位相を変化させるための位相制御デジタル信号を
   発生する位相指令信号生成手段と、任意の周期波形の１
   サイクルを（ｎ×ｍ）分割した角度毎に０から（ｎ×ｍ
   −１）までの数値に対応したアドレスを順に付して前記
   任意の周期波形の１サイクル分の波形データを記憶した
   波形記憶手段と、前記センサデジタル信号と前記位相制
   御デジタル信号とを加算し加算結果を前記波形記憶手段
   に対して波形データ読み出しのために供給する位相シフ
   ト用デジタル信号加算手段と、前記波形記憶手段から読
   み出された波形データをアナログ信号として出力する出
   力手段とを備えた位相制御装置。
2. 【請求項２】 回転体の１回転を任意の正整数ｎで分割
   して前記回転体の回転角度を検出し回転角度に応じて０
   から（ｎ−１）までの数値に対応したセンサデジタル信
   号を順に出力する回転センサと、前記センサデジタル信
   号を任意の正整数ｍ倍するデジタル信号乗算手段と、前
   記回転体の１回転を（ｎ×ｍ）個に分割した回転角度を
   単位として位相を変化させるための位相制御デジタル信
   号を発生する位相指令信号生成手段と、任意の周期波形
   の１サイクルを（ｎ×ｍ）分割した角度毎に０から（ｎ
   ×ｍ−１）までの数値に対応したアドレスを順に付して
   前記任意の周期波形の１サイクル分の波形データを記憶
   した波形記憶手段と、前記センサデジタル信号と前記位
   相制御デジタル信号とを加算し加算結果を前記波形記憶
   手段に対して波形データ読み出しのために供給する位相
   シフト用デジタル信号加算手段と、前記波形記憶手段か
   ら読み出された波形データをアナログ信号として出力す
   る出力手段とを備え、前記波形記憶手段に前記回転セン
   サの分解能による前記回転センサの検出位相遅れだけ位
   相を進めた位相進み補正波形データを記憶させている位
   相制御装置。
3. 【請求項３】 回転体の１回転を任意の正整数ｎで分割
   して前記回転体の回転角度を検出し回転角度に応じて０
   から（ｎ−１）までの数値に対応したセンサデジタル信
   号を順に出力する回転センサと、前記センサデジタル信
   号を任意の正整数ｍ倍するデジタル信号乗算手段と、前
   記回転体の１回転を（ｎ×ｍ）個に分割した回転角度を
   単位として位相を変化させるための位相制御デジタル信
   号を発生する位相指令信号生成手段と、任意の周期波形
   の１サイクルを（ｎ×ｍ）分割した角度毎に０から（ｎ
   ×ｍ−１）までの数値に対応したアドレスを順に付して
   前記任意の周期波形の１サイクル分の波形データを記憶
   した波形記憶手段と、前記センサデジタル信号と前記位
   相制御デジタル信号とを加算し加算結果を前記波形記憶
   手段に対して波形データ読み出しのために供給する位相
   シフト用デジタル信号加算手段と、前記波形記憶手段か
   ら読み出された波形データをアナログ信号として出力す
   る出力手段と、前記位相指令信号生成手段と前記位相シ
   フト用デジタル信号加算手段との間に介在し、前記位相
   制御デジタル信号に前記回転センサの分解能による前記
   回転センサの検出位相遅れを補正する位相遅れ補正値を
   加算して前記位相シフト用デジタル信号加算手段へ与え
   る位相遅れ補正用加算手段とを備えた位相制御装置。
4. 【請求項４】 回転体の１回転を任意の正整数ｎで分割
   して前記回転体の回転角度を検出し回転角度に応じて０
   から（ｎ−１）までの数値に対応したセンサデジタル信
   号を順に出力する回転センサと、前記センサデジタル信
   号を任意の正整数ｍ倍するデジタル信号乗算手段と、前
   記回転体の１回転を（ｎ×ｍ）個に分割した回転角度を
   単位として位相を変化させるための位相制御デジタル信
   号を発生する位相指令信号生成手段と、任意の周期波形
   の１サイクルを（ｎ×ｍ）分割した角度毎に０から（ｎ
   ×ｍ−１）までの数値に対応したアドレスを順に付して
   前記任意の周期波形の１サイクル分の波形データを記憶
   した波形記憶手段と、前記センサデジタル信号と前記位
   相制御デジタル信号とを加算し加算結果を前記波形記憶
   手段に対して波形データ読み出しのために供給する位相
   シフト用デジタル信号加算手段と、前記波形記憶手段か
   ら読み出された波形データをアナログ信号として出力す
   る出力手段と、前記出力手段から出力されるアナログ信
   号の量子化誤差を補正するローパスフィルタと、前記回
   転体の回転速度を検出する回転速度検出手段と、前記回
   転速度検出手段により検出された前記回転体の回転速度
   と前記ローパスフィルタの回転速度−位相特性とに基づ
   いて前記ローパスフィルタによる位相遅れを補正する位
   相遅れ補正値を導出する位相遅れ導出手段と、前記位相
   指令信号生成手段と前記位相シフト用デジタル信号加算
   手段との間に介在し前記位相制御デジタル信号に前記位
   相遅れ補正値を加えた値を前記位相シフト用デジタル信
   号加算手段に与える位相遅れ補正用加算手段とを備えた
   位相制御装置。
5. 【請求項５】 回転体の１回転を任意の正整数ｎで分割
   して前記回転体の回転角度を検出し回転角度に応じて０
   から（ｎ−１）までの数値に対応したセンサデジタル信
   号を順に出力する回転センサと、前記センサデジタル信
   号を任意の正整数ｍ倍するデジタル信号乗算手段と、前
   記回転体の１回転を（ｎ×ｍ）個に分割した回転角度を
   単位として位相を変化させるための位相制御デジタル信
   号を発生する位相指令信号生成手段と、任意の周期波形
   の１サイクルを（ｎ×ｍ）分割した角度毎に０から（ｎ
   ×ｍ−１）までの数値に対応したアドレスを順に付して
   前記任意の周期波形の１サイクル分の波形データを記憶
   した波形記憶手段と、前記センサデジタル信号と前記位
   相制御デジタル信号とを加算し加算結果を前記波形記憶
   手段に対して波形データ読み出しのために供給する位相
   シフト用デジタル信号加算手段と、前記波形記憶手段か
   ら読み出された波形データをアナログ信号として出力す
   る出力手段と、前記出力手段から出力されるアナログ信
   号の量子化誤差を補正するローパスフィルタと、前記ロ
   ーパスフィルタの出力をフィードバックして前記回転体
   の回転角度と同相の基準波形に対する前記ローパスフィ
   ルタの出力の位相遅れを検出し、前記位相制御デジタル
   信号に前記位相遅れを補正する位相遅れ補正値を加えて
   前記位相シフト用デジタル信号加算手段に与える位相遅
   れ補正手段とを備えた位相制御装置。
6. 【請求項６】 回転体の１回転を任意の正整数ｎで分割
   して前記回転体の回転角度を検出し回転角度に応じて０
   から（ｎ−１）までの数値に対応したセンサデジタル信
   号を順に出力する回転センサと、前記センサデジタル信
   号を任意の正整数ｍ倍するデジタル信号乗算手段と、前
   記回転体の１回転を（ｎ×ｍ）個に分割した回転角度を
   単位として位相を変化させるための位相制御デジタル信
   号を発生する位相指令信号生成手段と、任意の周期波形
   の１サイクルを（ｎ×ｍ）分割した角度毎に０から（ｎ
   ×ｍ−１）までの数値に対応したアドレスを順に付して
   前記任意の周期波形の１サイクル分の波形データを記憶
   した波形記憶手段と、前記センサデジタル信号と前記位
   相制御デジタル信号とを加算し加算結果を前記波形記憶
   手段に対して波形データ読み出しのために供給する位相
   シフト用デジタル信号加算手段と、前記波形記憶手段か
   ら読み出された波形データをアナログ信号として出力す
   る出力手段と、前記出力手段から出力されるアナログ信
   号の量子化誤差を補正するローパスフィルタと、前記回
   転体の回転速度を検出する回転速度検出手段と、前記回
   転速度検出手段により検出された前記回転体の回転速度
   と前記ローパスフィルタの回転速度−位相特性とに基づ
   いて前記ローパスフィルタによる位相遅れを補正する位
   相遅れ補正値を導出する位相遅れ導出手段と、前記位相
   指令信号生成手段と前記位相シフト用デジタル信号加算
   手段との間に介在し前記位相制御デジタル信号に前記位
   相遅れ補正値を加えた値を前記位相シフト用デジタル信
   号加算手段に与える位相遅れ補正用加算手段とを備え、
   前記波形記憶手段に前記回転センサの分解能による前記
   回転センサの検出位相遅れだけ位相を進めた位相進み補
   正波形データを記憶させている位相制御装置。
7. 【請求項７】 回転体の１回転を任意の正整数ｎで分割
   して前記回転体の回転角度を検出し回転角度に応じて０
   から（ｎ−１）までの数値に対応したセンサデジタル信
   号を順に出力する回転センサと、前記センサデジタル信
   号を任意の正整数ｍ倍するデジタル信号乗算手段と、前
   記回転体の１回転を（ｎ×ｍ）個に分割した回転角度を
   単位として位相を変化させるための位相制御デジタル信
   号を発生する位相指令信号生成手段と、任意の周期波形
   の１サイクルを（ｎ×ｍ）分割した角度毎に０から（ｎ
   ×ｍ−１）までの数値に対応したアドレスを順に付して
   前記任意の周期波形の１サイクル分の波形データを記憶
   した波形記憶手段と、前記センサデジタル信号と前記位
   相制御デジタル信号とを加算し加算結果を前記波形記憶
   手段に対して波形データ読み出しのために供給する位相
   シフト用デジタル信号加算手段と、前記波形記憶手段か
   ら読み出された波形データをアナログ信号として出力す
   る出力手段と、前記出力手段から出力されるアナログ信
   号の量子化誤差を補正するローパスフィルタと、前記回
   転体の回転速度を検出する回転速度検出手段と、前記回
   転速度検出手段により検出された前記回転体の回転速度
   と前記ローパスフィルタの回転速度−位相特性とに基づ
   いて前記ローパスフィルタによる位相遅れを補正する第
   １の位相遅れ補正値を導出する位相遅れ導出手段と、前
   記位相指令信号生成手段と前記位相シフト用デジタル信
   号加算手段との間に介在し、前記位相制御デジタル信号
   に前記第１の位相遅れ補正値と前記回転センサの分解能
   による前記回転センサの検出位相遅れを補正する第２の
   位相遅れ補正値とを加えた値を前記位相シフト用デジタ
   ル信号加算手段に与える位相遅れ補正用加算手段とを備
   えた位相制御装置。