JP2002186295A - 誘導電動機の速度推定値補正方法およびその装置 - Google Patents
誘導電動機の速度推定値補正方法およびその装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 誘導電動機のセンサレスベクトル制御に用い
られる磁束推定器の出力する速度推定値の精度を向上さ
せることを目的とする。 【解決手段】 制御装置の磁束推定器７は入力されたα
相、β相各電圧指令ｖα *、ｖβ *とα相、β相各電流ｉ
sα、ｉsβとより速度推定値ωrestおよび位相推定値θ
1estを演算し出力する。速度補正器８はこれらの情報を
入力し、位相推定値の微分値と別途入力されたすべり角
速度との差をとって偏差ω'restとする。さらにこの偏
差よりすべり角周波数ωsを差し引いた値の１次遅れ積
分値に補正ゲインを乗じたものを補正分として、速度推
定値ωrestを補正することにより正確な速度推定値ω"
restを得る。
られる磁束推定器の出力する速度推定値の精度を向上さ
せることを目的とする。 【解決手段】 制御装置の磁束推定器７は入力されたα
相、β相各電圧指令ｖα *、ｖβ *とα相、β相各電流ｉ
sα、ｉsβとより速度推定値ωrestおよび位相推定値θ
1estを演算し出力する。速度補正器８はこれらの情報を
入力し、位相推定値の微分値と別途入力されたすべり角
速度との差をとって偏差ω'restとする。さらにこの偏
差よりすべり角周波数ωsを差し引いた値の１次遅れ積
分値に補正ゲインを乗じたものを補正分として、速度推
定値ωrestを補正することにより正確な速度推定値ω"
restを得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は誘導電動機のベクト
ル制御方法とその装置に関し、特に磁束推定器による電
動機速度やその他の情報の推定方法を用いるセンサレス
ベクトル制御方法とその装置に関する。
ル制御方法とその装置に関し、特に磁束推定器による電
動機速度やその他の情報の推定方法を用いるセンサレス
ベクトル制御方法とその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ベクトル制御方法を実現するためにはモ
ータの速度と位置との情報が必要であるが、センサレス
ベクトル制御方法ではこれらの情報を得る方法としてセ
ンサを用いず、その代りに磁束推定器により各種情報を
推定している。
ータの速度と位置との情報が必要であるが、センサレス
ベクトル制御方法ではこれらの情報を得る方法としてセ
ンサを用いず、その代りに磁束推定器により各種情報を
推定している。
【０００３】そこで従来の誘導電動機磁束推定器は、ｋ
・Ｔs秒（ｋは制御ステップの順を表す整数、Ｔsは制御
ステップの周期）の時点で誘導電動機に供給される電流
のうち少なくとも２相分のステータ側電流（例えばＵ相
電流ｉsu(k)、Ｖ相電流ｉs v(k)）及びステータ側電圧
（例えばＵ相電圧Ｖsu(k)、Ｖ相電圧Ｖsv(k)）を検出し
て、３相−２相変換により、通常ベクトル制御で用いら
れている静止座標系のα−β軸座標系に、上記の電流、
電圧を座標変換しそれぞれｋ・Ｔs秒時のα相電流ｉsα
(k)、β相電流ｉsβ(k)、α相電圧Ｖα(k)、Ｖβ(k)を
算出する。
・Ｔs秒（ｋは制御ステップの順を表す整数、Ｔsは制御
ステップの周期）の時点で誘導電動機に供給される電流
のうち少なくとも２相分のステータ側電流（例えばＵ相
電流ｉsu(k)、Ｖ相電流ｉs v(k)）及びステータ側電圧
（例えばＵ相電圧Ｖsu(k)、Ｖ相電圧Ｖsv(k)）を検出し
て、３相−２相変換により、通常ベクトル制御で用いら
れている静止座標系のα−β軸座標系に、上記の電流、
電圧を座標変換しそれぞれｋ・Ｔs秒時のα相電流ｉsα
(k)、β相電流ｉsβ(k)、α相電圧Ｖα(k)、Ｖβ(k)を
算出する。
【０００４】従来例の１として、電学論Ｄ、Ｖｏｌ．II
I．Ｎｏ．１１，ｐ．９５４−９６０（１９９１）に示
される誘導電動機の状態方程式から導かれた磁束推定器
の式（１）及び速度推定式（２）、位相推定式（３）は
次の通りである。なお推定値には添字「est」を付け、
それが推定値であることが分かるように表示している。
I．Ｎｏ．１１，ｐ．９５４−９６０（１９９１）に示
される誘導電動機の状態方程式から導かれた磁束推定器
の式（１）及び速度推定式（２）、位相推定式（３）は
次の通りである。なお推定値には添字「est」を付け、
それが推定値であることが分かるように表示している。
【０００５】
【数５】
【０００６】Ｒs：ステータ抵抗、Ｒr：ロータ抵抗、Ｌ
m：ロータ、ステータ相互コンダクタンス、Ｌs：ステー
タ自己インダクタンス、Ｌr：ロータ自己インダクタン
ス ωr：速度、 ωrest：速度推定値 ｇ1，ｇ2，ｇ3，ｇ4：オブザーバフィードバックゲイン ｉsα：ステータα相電流、ｉsβ：ステータβ相電流、
Ｖα：ステータα相電圧、Ｖβ：ステータβ相電圧 ｉsαest：ステータα相電流推定値、ｉsβest：ステー
タβ相電流推定値 φrαest：ロータα相界磁磁束推定値、φrβest：ロー
タβ相界磁磁束推定値 ωrest＝kωp[φrβest(isα−isαest)−φrαest(isβ−isβest)] ＋kωi∫[φrβest(isα−isαest)−φrαest(isβ−isβest)]dt （２） θ1est＝tan-1(φrβest/φrαest) （３） 次にこれらを逐次形に展開した式を示す。
m：ロータ、ステータ相互コンダクタンス、Ｌs：ステー
タ自己インダクタンス、Ｌr：ロータ自己インダクタン
ス ωr：速度、 ωrest：速度推定値 ｇ1，ｇ2，ｇ3，ｇ4：オブザーバフィードバックゲイン ｉsα：ステータα相電流、ｉsβ：ステータβ相電流、
Ｖα：ステータα相電圧、Ｖβ：ステータβ相電圧 ｉsαest：ステータα相電流推定値、ｉsβest：ステー
タβ相電流推定値 φrαest：ロータα相界磁磁束推定値、φrβest：ロー
タβ相界磁磁束推定値 ωrest＝kωp[φrβest(isα−isαest)−φrαest(isβ−isβest)] ＋kωi∫[φrβest(isα−isαest)−φrαest(isβ−isβest)]dt （２） θ1est＝tan-1(φrβest/φrαest) （３） 次にこれらを逐次形に展開した式を示す。
【０００７】
【数６】
【０００８】上式に従って動作する誘導電動機制御回路
用のオブザーバを用い、制御ステップｋの推定値等によ
り、制御ステップ（ｋ＋１）の推定値を算出する。すな
わち、制御ステップｋの制御ループで推定されたｋ・Ｔ
s秒時のα相電流推定値ｉsα est(k)とα相電流ｉsα(k)
との推定誤差 ｉsα(k)−ｉsαest(k) β相電流推定値ｉsβest(k)とβ相電流ｉsβ(k)との推
定誤差 ｉsβ(k)−ｉsβest(k) を用いて、（ｋ＋１）・Ｔs秒時の推定値ｉsαest(k+
1)、ｉsβest(k+1)、φrα est(k+1)、φrβest(k+1)を
算出する。
用のオブザーバを用い、制御ステップｋの推定値等によ
り、制御ステップ（ｋ＋１）の推定値を算出する。すな
わち、制御ステップｋの制御ループで推定されたｋ・Ｔ
s秒時のα相電流推定値ｉsα est(k)とα相電流ｉsα(k)
との推定誤差 ｉsα(k)−ｉsαest(k) β相電流推定値ｉsβest(k)とβ相電流ｉsβ(k)との推
定誤差 ｉsβ(k)−ｉsβest(k) を用いて、（ｋ＋１）・Ｔs秒時の推定値ｉsαest(k+
1)、ｉsβest(k+1)、φrα est(k+1)、φrβest(k+1)を
算出する。
【０００９】上述したように従来例１はステータ側電圧
Ｖα，Ｖβを用いるための電圧センサを必要としてい
る。
Ｖα，Ｖβを用いるための電圧センサを必要としてい
る。
【００１０】次に、従来例の２として特開平７−１２３
７９８号公報に示される誘導電動機の速度センサレスベ
クトル制御方式は、誘導電動機の実速度値を推定する過
程における「遅れ」によるベクトル制御への障害を防止
することを目的とし、同一次元磁束オブザーバと速度適
応機構からなる速度適応２次磁束オブザーバにより誘導
電動機の実速度値を推定し、該実速度推定値と速度指令
値との比較誤差信号によって電流制御部を制御してベク
トル制御を行なう誘導電動機の速度センサレスベクトル
制御方式であって、前記同一次元磁束オブザーバによる
電動機２次磁束推定値を積分して電動機のすべり角周波
数修正値を得て、前記電流制御部を制御するすべり角周
波数指令値を修正するものである。
７９８号公報に示される誘導電動機の速度センサレスベ
クトル制御方式は、誘導電動機の実速度値を推定する過
程における「遅れ」によるベクトル制御への障害を防止
することを目的とし、同一次元磁束オブザーバと速度適
応機構からなる速度適応２次磁束オブザーバにより誘導
電動機の実速度値を推定し、該実速度推定値と速度指令
値との比較誤差信号によって電流制御部を制御してベク
トル制御を行なう誘導電動機の速度センサレスベクトル
制御方式であって、前記同一次元磁束オブザーバによる
電動機２次磁束推定値を積分して電動機のすべり角周波
数修正値を得て、前記電流制御部を制御するすべり角周
波数指令値を修正するものである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところが従来の技術の
誘導電動機磁束推定器においては、上述した従来例１に
見られる電圧センサを削除して、コストの削減を行うこ
とが強く望まれる。そこでコスト削減を実現する１つの
方法として従来例２のように、α相電圧実測値Ｖ
α(k)、β相電圧実測値Ｖβ(k)の代わりに、α相電圧指
令値Ｖα *(k)、β相電圧指令値Ｖβ *(k)を使用すること
が考えられる。しかしこの場合、電圧指令値と実際値と
の間に誤差があることがあり、ロータ鎖交磁束推定値φ
rαest、φrβest及び、速度推定値ωrestに誤差が生じ
るという問題があった。
誘導電動機磁束推定器においては、上述した従来例１に
見られる電圧センサを削除して、コストの削減を行うこ
とが強く望まれる。そこでコスト削減を実現する１つの
方法として従来例２のように、α相電圧実測値Ｖ
α(k)、β相電圧実測値Ｖβ(k)の代わりに、α相電圧指
令値Ｖα *(k)、β相電圧指令値Ｖβ *(k)を使用すること
が考えられる。しかしこの場合、電圧指令値と実際値と
の間に誤差があることがあり、ロータ鎖交磁束推定値φ
rαest、φrβest及び、速度推定値ωrestに誤差が生じ
るという問題があった。
【００１２】そこで本発明は、上述したような従来例の
欠点を解消して精度良く速度推定を行うことができる速
度センサを備えていないいわゆる速度センサレス誘導電
動機の速度推定値補正方法とその装置を提供することを
目的とする。
欠点を解消して精度良く速度推定を行うことができる速
度センサを備えていないいわゆる速度センサレス誘導電
動機の速度推定値補正方法とその装置を提供することを
目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
本発明は、従来の磁束推定器により得られた位相推定値
θ1estとすべり角速度ωsとより下記式を用いて
本発明は、従来の磁束推定器により得られた位相推定値
θ1estとすべり角速度ωsとより下記式を用いて
【００１４】
【数７】
【００１５】速度推定値ω'restを求める。位相推定値
θ1estと位相の実際値θ1との間に定常的な推定誤差が
あったとしても、微分すると定常的な誤差は消去される
ので、式（７）のように位相推定値θ1estを微分した一
次角速度にすべり角速度ωsを引いた値、ω'restはモー
タの正確な速度推定値になる。このことを利用して、さ
らに以下に示す補正を行う。
θ1estと位相の実際値θ1との間に定常的な推定誤差が
あったとしても、微分すると定常的な誤差は消去される
ので、式（７）のように位相推定値θ1estを微分した一
次角速度にすべり角速度ωsを引いた値、ω'restはモー
タの正確な速度推定値になる。このことを利用して、さ
らに以下に示す補正を行う。
【００１６】
【数８】
【００１７】ｋp：補正ゲイン、 Ｔs：一次遅れ時定数 上式のω"restは実際の速度ωr(k)に一致する。
【００１８】さらに詳述すると、入力電圧の誤差や整数
演算の演算誤差による速度推定値ω restのずれを補正す
るために、磁束推定器より推定したロータ鎖交磁束推定
値Φ rαest、Φrβestより式（６）の演算で求めた位相
推定値θ1estの微分値とすべり周波数演算により演算し
たすべり角速度ωsとの差より求めた速度ω'restと、速
度推定値ωrestとの差を求め、過渡的な変化を抑えるた
めに一次遅れ積分器にて積分し、速度推定値ωrestとの
差より式（８）の速度推定値ω"restを求めるものであ
る。
演算の演算誤差による速度推定値ω restのずれを補正す
るために、磁束推定器より推定したロータ鎖交磁束推定
値Φ rαest、Φrβestより式（６）の演算で求めた位相
推定値θ1estの微分値とすべり周波数演算により演算し
たすべり角速度ωsとの差より求めた速度ω'restと、速
度推定値ωrestとの差を求め、過渡的な変化を抑えるた
めに一次遅れ積分器にて積分し、速度推定値ωrestとの
差より式（８）の速度推定値ω"restを求めるものであ
る。
【００１９】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【００２０】図１は、本発明の誘導電動機磁束の速度推
定値補正方法の一実施形態が適用された誘導電動機の制
御システム例の構成を示すブロック図である。
定値補正方法の一実施形態が適用された誘導電動機の制
御システム例の構成を示すブロック図である。
【００２１】図１の制御システムブロック図について構
成と動作を説明する。なお、本説明文中では、電動機の
固定子上の座標系をα−β軸静止座標系とし、一次磁界
の角速度と同一角速度で回転する座標系をｄ−ｑ軸回転
座標とする。
成と動作を説明する。なお、本説明文中では、電動機の
固定子上の座標系をα−β軸静止座標系とし、一次磁界
の角速度と同一角速度で回転する座標系をｄ−ｑ軸回転
座標とする。
【００２２】外部と後述する速度補正器８とから速度指
令ωr *と速度推定値ω"restとがそれぞれ速度コントロ
ーラ１に入力され、速度コントローラ１は、次式
令ωr *と速度推定値ω"restとがそれぞれ速度コントロ
ーラ１に入力され、速度コントローラ１は、次式
【００２３】
【数９】
【００２４】により、回転座標系のｑ相電流指令ｉq *を
演算し出力する。ｑ相電流コントローラ２はこのｉq *と
位相変換器１０から出力されたｑ相電流値ｉqとを入力
し、次式
演算し出力する。ｑ相電流コントローラ２はこのｉq *と
位相変換器１０から出力されたｑ相電流値ｉqとを入力
し、次式
【００２５】
【数１０】
【００２６】により、ｑ相電圧指令ｖq *を演算し出力す
る。一方、外部からの回転座標系のｄ相電流指令ｉd *と
位相変換器１０からのｄ相電流値ｉdとがそれぞれｄ相
電流コントローラ３に入力され、ｄ相電流コントローラ
３は、次式
る。一方、外部からの回転座標系のｄ相電流指令ｉd *と
位相変換器１０からのｄ相電流値ｉdとがそれぞれｄ相
電流コントローラ３に入力され、ｄ相電流コントローラ
３は、次式
【００２７】
【数１１】
【００２８】により、ｄ相電圧指令ｖd *を出力する。電
圧指令ｖq *とｖd *は、ベクトル制御回路４に入力され、
ベクトル制御回路４はこれらの電圧指令ｖq *、ｖd *を、
次式
圧指令ｖq *とｖd *は、ベクトル制御回路４に入力され、
ベクトル制御回路４はこれらの電圧指令ｖq *、ｖd *を、
次式
【００２９】
【数１２】
【００３０】を用いて磁束推定器７より入力された位相
θ1estにより、静止座標系のα相電圧指令ｖα *、β相
電圧指令ｖβ *にそれぞれ換算して出力する。インバー
タ回路５はこれらの電圧指令ｖα *、ｖβ *に基づいて誘
導電動機９を駆動する。相変換器６は誘導電動機のＵ相
電流ｉsuとＶ相電流ｉsvとを入力し、次式
θ1estにより、静止座標系のα相電圧指令ｖα *、β相
電圧指令ｖβ *にそれぞれ換算して出力する。インバー
タ回路５はこれらの電圧指令ｖα *、ｖβ *に基づいて誘
導電動機９を駆動する。相変換器６は誘導電動機のＵ相
電流ｉsuとＶ相電流ｉsvとを入力し、次式
【００３１】
【数１３】
【００３２】を用いて静止座標系のα相電流ｉsαとβ
相電流ｉsβに変換する。磁束推定器７は、これらのα
相電流ｉsα、β相電流ｉsβと電圧指令ｖα *、ｖβ *と
を入力し、α相、β相電流推定値ｉsαest、ｉ
sβest（不図示）、ロータ鎖交磁束推定値φrαest、φ
rβest（不図示）、及び速度推定値ωrest、位相推定値
θ1estを出力する。すなわち磁束推定器７は前述した式
（１）ないし（３）を内蔵しており、これらの式により
これらの情報の演算を行う。位相変換器１０は位相推定
値θ 1estを用いて次式
相電流ｉsβに変換する。磁束推定器７は、これらのα
相電流ｉsα、β相電流ｉsβと電圧指令ｖα *、ｖβ *と
を入力し、α相、β相電流推定値ｉsαest、ｉ
sβest（不図示）、ロータ鎖交磁束推定値φrαest、φ
rβest（不図示）、及び速度推定値ωrest、位相推定値
θ1estを出力する。すなわち磁束推定器７は前述した式
（１）ないし（３）を内蔵しており、これらの式により
これらの情報の演算を行う。位相変換器１０は位相推定
値θ 1estを用いて次式
【００３３】
【数１４】
【００３４】により、α、β相電流ｉsα，ｉsβを変換
し、ｄ，ｑ相電流値ｉd，ｉqをそれぞれ出力する。
し、ｄ，ｑ相電流値ｉd，ｉqをそれぞれ出力する。
【００３５】上述した各要素の構成と動作は従来のセン
サレスベクトル制御として公知のものである。そこで本
実施形態例では、さらに設けられた速度補正器８及びす
べり周波数演算器１１を用いて、磁束推定器７から出力
される速度推定値ωrestの補正を行い、正確な速度推定
値ω"restを速度コントローラ１に供給する。
サレスベクトル制御として公知のものである。そこで本
実施形態例では、さらに設けられた速度補正器８及びす
べり周波数演算器１１を用いて、磁束推定器７から出力
される速度推定値ωrestの補正を行い、正確な速度推定
値ω"restを速度コントローラ１に供給する。
【００３６】すなわち、すべり周波数演算器１１はｄ相
電流指令ｉd *とｑ相電流指令ｉq *とを入力し、次式
電流指令ｉd *とｑ相電流指令ｉq *とを入力し、次式
【００３７】
【数１５】
【００３８】により、すべり角速度ωsを演算して出力
する。速度補正器８は磁束推定器７より速度推定値ω
rest及び位相推定値θ1estを、またすべり周波数器１１
よりすべり角速度ωsをそれぞれ入力して、内蔵してい
る前述した式（７）及び（８）を用いて入力された速度
推定値ωrestの補正を行い、より正確な速度推定値ω"
を演算する。
する。速度補正器８は磁束推定器７より速度推定値ω
rest及び位相推定値θ1estを、またすべり周波数器１１
よりすべり角速度ωsをそれぞれ入力して、内蔵してい
る前述した式（７）及び（８）を用いて入力された速度
推定値ωrestの補正を行い、より正確な速度推定値ω"
を演算する。
【００３９】本実施形態例はこのようにして、速度推定
値ωrestに誤差が生じた場合でも補正することにより、
電動機の速度精度、トルク精度をより正確に保持させる
ことができる。
値ωrestに誤差が生じた場合でも補正することにより、
電動機の速度精度、トルク精度をより正確に保持させる
ことができる。
【００４０】
【発明の効果】上述したように本発明は、従来のセンサ
レスベクトル制御に用いられている磁束推定器により演
算出力される誘導電動機の速度推定値に対して、所定の
演算式を用いて補正することにより、速度推定値に誤差
が生じても常に正確な速度推定値が得られるので、誘導
電動機の速度精度、トルク精度を高めることができる。
レスベクトル制御に用いられている磁束推定器により演
算出力される誘導電動機の速度推定値に対して、所定の
演算式を用いて補正することにより、速度推定値に誤差
が生じても常に正確な速度推定値が得られるので、誘導
電動機の速度精度、トルク精度を高めることができる。
【図１】本発明の誘導電動機の速度推定値の補正方法の
一実施形態が適用された誘導電動機の制御システム例の
機能構成を示すブロック図である。
一実施形態が適用された誘導電動機の制御システム例の
機能構成を示すブロック図である。
１ 速度コントローラ ２ ｑ相電流コントローラ ３ ｄ相電流コントローラ ４ ベクトル制御回路 ５ インバータ回路 ６ 相変換器 ７ 磁束推定器 ８ 速度補正器 ９ 誘導電動機 １０ 位相変換器 １１ すべり周波数演算器 ｉd * ｄ相電流指令 ｉq * ｑ相電流指令 ｖd * ｄ相電圧指令 ｖq * ｑ相電圧指令 ｖα * α相電圧指令 ｖβ * β相電圧指令 ｉsu Ｕ相電流 ｉsv Ｖ相電流 ｉsα α相電流 ｉsβ β相電流 θ1est 位相推定値 ωr * 速度指令 ωrest 速度推定値 ω"rest 補正された速度推定値 ωs すべり角速度
Claims (4)
- 【請求項１】 誘導電動機に供給される電流のうち少な
くとも２相分のステータ側電流を検出して、静止座標系
のα−β軸座標系に変換したα相電流およびβ相電流と
α−β軸座標系に変換された電圧指令値とを磁束推定器
に入力し、電流推定値、２次側鎖交磁束推定値、速度推
定値、位相推定値を推定する磁束推定器を用いる誘導電
動機の速度センサレスベクトル制御方法において、位相
推定値の微分値からすべり角速度を差し引いた値に対す
る速度推定値の偏差に所定の補正係数を乗じた補正量を
速度推定値に加えて、補正された速度推定値を得ること
を特徴とする誘導電動機の速度推定値補正方法。 - 【請求項２】 前記偏差は次式 【数１】 ただし、ω'res：偏差 θ1est：位相推定値 ωs ：すべり角速度 で示され、前記補正された速度推定値は次式 【数２】 ただし、ｋp ：補正ゲイン、 Ｔs：一次遅れ時定数 ωrest：速度推定値 ω"rest：補正された速度推定値 で示される請求項１記載の誘導電動機の速度推定値補正
方法。 - 【請求項３】 誘導電動機に供給される電流のうち少な
くとも２相分のステータ側電流を検出して、静止座標系
のα−β軸座標系に変換したα相電流およびβ相電流と
α−β軸座標系に変換された電圧指令値とを磁束推定器
に入力し、電流推定値、２次側鎖交磁束推定値、速度推
定値、位相推定値を推定する磁束推定器を用いる誘導電
動機の速度センサレスベクトル制御装置において、位相
推定値の微分値からすべり角速度を差し引いた値に対す
る速度推定値の偏差に所定の補正係数を乗じた補正量を
速度推定値に加えて、補正された速度推定値を得ること
を特徴とする誘導電動機の速度推定値補正装置。 - 【請求項４】 前記偏差は次式 【数３】 ただし、ω'res：偏差 θ1est：位相推定値 ωs ：すべり角速度 で示され、前記補正された速度推定値は次式 【数４】 ただし、ｋp ：補正ゲイン、 Ｔs：一次遅れ時定数 ωrest：速度推定値 ω"rest：補正された速度推定値 で示される請求項３記載の誘導電動機の速度推定値補正
装置。
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