JP4961292B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動制御するモータ制御装置に関し、特に、１シャント電流検出方式を採用したモータ制御装置に関する。

モータに三相交流電力を供給してモータを制御するためには、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の内、２相分の電流（例えばＵ相電流及びＶ相電流）を検出する必要がある。２相分の電流を検出するために、通常、２つの電流センサ（カレントトランス等）が用いられるが、２つの電流センサの使用はモータを組み込んだシステム全体のコストアップを招く。

このため、従来より、インバータと直流電源間の母線電流（直流電流）を１つの電流センサにて検出し、その検出した母線電流から２相分の電流を検出する方式が提案されている。この方式は、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）とも呼ばれており、この方式の基本原理は、例えば下記特許文献１に記載されている。

図２３に、１シャント電流検出方式を採用した従来のモータ駆動システムの全体ブロック図を示す。インバータ（ＰＷＭインバータ）２０２は、上アームと下アームを備えたハーフブリッジ回路を３相分備え、制御部２０３から与えられた三相電圧指令値に従って各アームをスイッチングさせることにより、直流電源２０４からの直流電圧を三相交流電圧に変換する。該三相交流電圧は三相永久磁石同期式のモータ２０１に供給され、モータ２０１が駆動制御される。

インバータ２０２内の各下アームと直流電源２０４とを結ぶ線路を母線２１３という。電流センサ２０５は、母線２１３に流れる母線電流を表す信号を制御部２０３に伝達する。制御部２０３は、電流センサ２０５の出力信号を適切なタイミングでサンプリングすることにより、電圧レベルが最大となる相（最大相）の相電流と最小となる相（最小相）の相電流、即ち、２相分の電流を検出する。

異なる相電圧間の電圧レベルが十分に離れている場合は、電流センサ２０５の出力信号から２相分の電流を検出することができるのであるが、電圧の最大相と中間相が接近すると或いは電圧の最小相と中間相が接近すると２相分の電流が検出できなくなる（尚、この２相分の電流が検出できなくなることについての説明を含む１シャント電流検出方式の説明は、図４等を参照しつつ後にも行われる）。

そこで、１シャント電流検出方式において、２相分の電流が検出できなくなるような期間には、３相のゲート信号に基づいてインバータ内の各アームに対するＰＷＭ信号のパルス幅を補正するという手法が提案されている。

この補正にも対応する、一般的な電圧指令値（パルス幅）の補正例を図２４に示す。図２４において、横軸は時間を表し、２２０ｕ、２２０ｖ及び２２０ｗは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電圧レベルを表している。各相の電圧レベルは各相に対する電圧指令値（パルス幅）に従うため、両者は等価と考えることができる。図２４に示す如く、電圧の「最大相と中間相」及び「最小相と中間相」が所定間隔以下に接近しないように、各相の電圧指令値（パルス幅）が補正される。これにより、２相分の電流が検出できないほど各相電圧が接近することがなくなり、安定的に２相分の電流を検出することが可能となる。

この種の電圧補正を行う技術は、例えば、下記特許文献２に開示されている。但し、特許文献２に記載の手法では、３相分の電圧指令値（パルス幅）の関係から補正量を決定する必要があり、特に、印加電圧が低い時には３相全てに対して補正が必要となる場合が生じて補正処理が煩雑となる。

一方、ベクトル制御を行う場合よりもトルクリプルを低減できる制御手法として、直接トルク制御が提案されている。図２５に、直接トルク制御を実現する従来のモータ駆動システムの全体構成ブロック図を示す（例えば、下記非特許文献１参照）。

図２５のモータ駆動システムでは、２つの電流センサから得た二相電流（ｉα及びｉβ）と、２つの電圧検出器から得た二相電圧（ｖα及びｖβ）に基づいて、モータの電機子巻線の鎖交磁束のα軸成分φα及びβ軸成分βを推定するともに、モータの発生トルクＴを推定する。また、鎖交磁束のベクトルの、α軸から見た位相θ_Sを算出する。これらの値は、下記式（Ａ−１）〜（Ａ−４）に従って算出される。ここで、Ｒ_aは、電機子巻線の一相当たりの抵抗値を表し、Ｐ_Nは、モータの極対数を表し、φα_|t=0及びφβ_|t=0は、夫々、時刻ｔ＝０におけるφα及びφβの値（即ち、φα及びφβの初期値）を表す。

そして、推定されたトルクＴとトルク指令値Ｔ^*とのトルク誤差ΔＴ（＝Ｔ^*−Ｔ）と、位相θ_Sと、φα及びφβから形成される鎖交磁束ベクトルの大きさ（即ち、鎖交磁束の振幅）の目標値｜φ_S ^*｜と、に基づいて、φα及びφβの目標値φα^*及びφβ^*を算出し、φα及びφβがφα^*及びφβ^*に追従するように磁束制御を行う。即ち、φα及びφβがφα^*及びφβ^*に追従するように二相電圧（ｖα及びｖβ）の目標値（ｖα^*及びｖβ^*）を算出し、その二相電圧の目標値から三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）を作成してインバータに供給する。

特許第２７１２４７０号公報 特開２００３−１８９６７０号公報 井上、他３名，「直接トルク制御による埋込磁石同期モータのトルクリプル低減と弱め磁束制御（Torque ripple reduction, and flux-weakening control for interior permanent magnet synchronous motor based on direct torque control）」，平成１８年電気学会全国大会講演論文集，電気学会，平成１８年３月，第４分冊，４−１０６，ｐ．１６６

直接トルク制御において、磁束の推定に用いる電圧と電流は、通常、検出器によって検出する。磁束の推定に用いる電圧を電圧指令値を用いて計算することも可能であるが、直接トルク制御に１シャント電流検出方式を適用しようとした場合、電圧指令値に対して補正を加える必要があるため、これを考慮して制御系を形成しないと推定磁束に誤差が生じるなどの不具合が生じる。

また、１シャント電流検出方式を直接トルク制御に適用する場合だけでなく、磁束の推定を行うモータ制御装置に対して１シャント電流検出方式を適用する場合にも、同様の問題が生じる。

そこで本発明は、鎖交磁束の推定を介したモータ制御と１シャント電流検出方式を組み合わせた場合に生じうる鎖交磁束の推定誤差を抑制することが可能なモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るモータ制御装置は、三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流に基づいて前記モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、前記モータの電機子巻線の鎖交磁束に基づいて前記モータへの印加電圧が追従すべき電圧のベクトルを表す電圧指令ベクトルを作成する電圧指令ベクトル作成手段と、作成された前記電圧指令ベクトルを補正する電圧指令ベクトル補正手段と、前記モータ電流と補正後の電圧指令ベクトルに基づいて前記鎖交磁束を推定する磁束推定手段と、を備え、前記補正後の電圧指令ベクトルに従って前記インバータを介して前記モータを制御することを特徴とする。

直接トルク制御などを実現する場合、鎖交磁束を推定する必要がある。一方で、三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流からモータ電流を検出する場合、電圧指令に対する補正が必要となる。この補正によって鎖交磁束に推定誤差が生じることが懸念されるが、鎖交磁束を補正後の電圧指令ベクトルから推定するようにすれば、補正に由来する鎖交磁束の推定誤差を抑制することが可能である。

また、電圧指令ベクトルの段階で補正処理を行えば、鎖交磁束の推定に用いる補正後の電圧指令ベクトルを容易に得ることができ、三相電圧を逆変換するといった工程を省略できると共に図２５のモータ駆動システムでは必要であった三相電圧を検出するための電圧検出器も不要となる。

具体的には例えば、前記電圧指令ベクトル作成手段によって作成された前記電圧指令ベクトルは、回転座標上の電圧指令ベクトルであり、前記電圧指令ベクトル補正手段は、その回転座標上の電圧指令ベクトルを三相の固定座標上の三相電圧指令値に変換する過程において、前記回転座標上の電圧指令ベクトルを補正し、当該モータ制御装置は、補正後の電圧指令ベクトルに対応する前記三相電圧指令値を前記インバータに供給することにより、前記モータを制御する。

より具体的には例えば、前記電圧指令ベクトル作成手段によって作成された前記電圧指令ベクトルは、所定の固定軸を基準とした前記電圧指令ベクトルの位相に応じて電気角６０度ごとにステップ的に回転するａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルである。

これにより、電圧指令ベクトルの座標軸成分を補正するという簡素な処理によって、所望の補正を実現可能となる。

つまり例えば、前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記ａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを形成する座標軸成分の大きさに基づいて補正の要否を判断し、補正が必要な場合、前記座標軸成分を補正することによって、前記ａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを補正する。

また具体的には例えば、当該モータ制御装置は、前記電圧指令ベクトル補正手段による補正後のａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを、固定されたα及びβ軸を座標軸とするαβ座標上の電圧指令ベクトルに変換する座標変換手段を更に備え、前記磁束推定手段は、前記モータ電流と前記αβ座標上の電圧指令ベクトルに基づいて前記鎖交磁束を推定する。

或いは具体的には例えば、当該モータ制御装置は、前記電圧指令ベクトル補正手段による補正後のａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを、固定されたα及びβ軸を座標軸とするαβ座標上の電圧指令ベクトルに変換する座標変換手段を更に備え、前記磁束推定手段は、前記モータ電流の、前記αβ座標上の座標軸成分と、前記αβ座標上の電圧指令ベクトルと、に基づいて、前記鎖交磁束の、前記αβ座標上の座標軸成分を推定する。

また例えば、当該モータ制御装置は、前記モータ電流と推定された前記鎖交磁束に基づいて前記モータが発生するトルクを推定するトルク推定手段を更に備え、推定された前記トルクに基づいて前記モータに対する直接トルク制御を実行する。

これに代えて例えば、当該モータ制御装置は、推定された前記鎖交磁束に基づいて前記モータの回転子位置を推定する回転子位置推定手段を更に備え、推定された前記回転子位置に基づいて前記モータに対するベクトル制御を実行する。

また上記目的を達成するために本発明に係るモータ駆動システムは、三相式のモータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する前記モータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、鎖交磁束の推定を介したモータ制御と１シャント電流検出方式を組み合わせた場合に生じうる鎖交磁束の推定誤差を抑制することが可能となる。

本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。後に、第１及び第２実施例を説明するが、まず、それらの各実施例に共通する事項及び各実施例にて参照される事項について説明する。

図１は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図１のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（以下、単に「インバータ２」という）と、制御部３と、直流電源４と、電流センサ５と、を備える。直流電源４は、負出力端子４ｂを低電圧側として、正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直流電圧を出力する。図１のモータ駆動システムは、１シャント電流検出方式を採用している。

モータ１は、永久磁石が設けられた回転子６と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗが設けられた固定子７と、を備えている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗは、中性点１４を中心にＹ結線されている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗにおいて、中性点１４の反対側の非結線端は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続されている。

インバータ２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源４の正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源４からの直流電圧が印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｕ（以下、上アーム８ｕとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｕ（以下、下アーム９ｕとも呼ぶ）から成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｖ（以下、上アーム８ｖとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｖ（以下、下アーム９ｖとも呼ぶ）から成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｗ（以下、上アーム８ｗとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｗ（以下、下アーム９ｗとも呼ぶ）から成る。また、スイッチング素子８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ及び９ｗには、夫々、並列に、直流電源４の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ及び１１ｗが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。

直列接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直列接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直列接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続される。尚、図１では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。

インバータ２は、制御部３から与えられた三相電圧指令値に基づいて各相に対するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成し、該ＰＷＭ信号をインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。制御部３からインバータ２に供給される三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から構成され、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*によって、夫々、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wの電圧レベル（電圧値）が表される。Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wは、図１の中性点１４から見た端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗの電圧を表す。インバータ２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、各スイッチング素子のオン（導通）又はオフ（非導通）を制御する。

同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデッドタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。以下の説明は、上記デッドタイムを無視して行うものとする。

インバータ２に印加されている直流電源４からの直流電圧は、インバータ２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によって、例えば、ＰＷＭ変調（パルス幅変調）された三相交流電圧に変換される。該三相交流電圧がモータ１に印加されることによって、各電機子巻線（７ｕ、７ｖ及び７ｗ）に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ１が駆動される。

電流センサ５は、インバータ２の母線１３に流れる電流（以下、「母線電流」という）を検出する。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて直流電源４の負出力端子４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線１３であり、電流センサ５は、母線１３に直列に介在している。電流センサ５は、検出した母線電流（検出電流）の電流値を表す信号を制御部３に伝達する。制御部３は、電流センサ５の出力信号等を参照しつつ上記三相電圧指令値を生成及び出力する。尚、電流センサ５は、例えば、シャント抵抗又はカレントトランス等である。また、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子４ｂとを接続する配線（母線１３）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子４ａとを接続する配線に電流センサ５を設けるようにしてもよい。

ここで、図２〜図６を用いて、母線電流と各相の電機子巻線に流れる相電流との関係等について説明する。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに流れる電流を、夫々、Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流と呼び、それらの夫々を（或いはそれらを総称して）相電流と呼ぶ（図１参照）。また、相電流において、端子１２ｕ、１２ｖ又は１２ｗから中性点１４に流れ込む方向の電流の極性を正とし、中性点１４から流れ出す方向の電流の極性を負とする。

図２は、モータ１に印加される三相交流電圧の典型的な例を示す。図２において、１００ｕ、１００ｖ及び１００ｗは、夫々、モータ１に印加されるべきＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の波形を表す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の夫々を（或いはそれらを総称して）相電圧と呼ぶ。モータ１に正弦波状の電流を流す場合、インバータ２の出力電圧は正弦波状とされる。尚、図２の各相電圧は理想的な正弦波となっているが、本実施形態において、実際には該正弦波に歪みが加えられる（詳細は後述）。

図２に示す如く、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の間の電圧レベルの高低関係は、時間の経過と共に変化していく。この高低関係は三相電圧指令値によって定まり、インバータ２は三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンを決定する。図３に、この通電パターンを表として示す。図３の左側から第１列目〜第３列目に通電パターンを表す。第４列目については後述する。

通電パターンには、
Ｕ、Ｖ及びＷ相の下アームが全てオンの通電パターン「ＬＬＬ」と、
Ｗ相の上アームがオン且つＵ及びＶ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＬＨ」と、
Ｖ相の上アームがオン且つＵ及びＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＬ」と、
Ｖ及びＷ相の上アームがオン且つＵ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＨ」と、
Ｕ相の上アームがオン且つＶ及びＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＬ」と、
Ｕ及びＷ相の上アームがオン且つＶ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＨ」と、
Ｕ及びＶ相の上アームがオン且つＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＨＬ」と、
Ｕ、Ｖ及びＷ相の上アームが全てオンの通電パターン「ＨＨＨ」と、
がある（上アーム及び下アームの符号（８ｕ等）を省略して記載）。

図４に、３相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す。各相電圧の電圧レベルの高低関係は様々に変化するが、説明の具体化のため、図４は、図２に示す或るタイミング１０１に着目している。即ち、図４は、Ｕ相電圧の電圧レベルが最大であって且つＷ相電圧の電圧レベルが最小である場合を示している。電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。図４に示す状態では、最大相、中間相及び最小相は、夫々、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相となっている。図４において、符号ＣＳは各相電圧の電圧レベルと比較されるキャリア信号を表す。キャリア信号は周期的な三角波信号となっており、その信号の周期をキャリア周期という。尚、キャリア周期は、図２に示す三相交流電圧の周期よりも遥かに短いため、仮に図４に示すキャリア信号の三角波を図２上で表すと、その三角波は１本の線となって見える。

図５（ａ）〜（ｄ）を更に参照して相電流と母線電流との関係について説明する。図５は、図４の各タイミングにおける、電機子巻線周辺の等価回路である。

各キャリア周期の開始タイミング、即ちキャリア信号が最低レベルにあるタイミングをＴ０と呼ぶ。タイミングＴ０において、各相の上アーム（８ｕ、８ｖ及び８ｗ）はオンとされる。この場合、図５（ａ）に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。

インバータ２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を参照して各相電圧の電圧レベルとキャリア信号を比較する。そして、キャリア信号のレベル（電圧レベル）の上昇過程において、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ１に至ると、最小相の下アームがオンとされ、図５（ｂ）に示す如く、最小相の電流が母線電流として流れる。図４に示す例の場合、タイミングＴ１から後述のタイミングＴ２に至るまでの間は、Ｗ相の下アーム９ｗがオンとなるため、Ｗ相電流（極性は負）が母線電流として流れる。

更にキャリア信号のレベルが上昇して中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ２に至ると、最大相の上アームがオン且つ中間相及び最小相の下アームがオンとなって、図５（ｃ）に示す如く、最大相の電流が母線電流として流れる。図４に示す例の場合、タイミングＴ２から後述のタイミングＴ３に至るまでの間は、Ｕ相の上アーム８ｕがオン且つＶ相及びＷ相の下アーム９ｖ及び９ｗがオンとなるため、Ｕ相電流（極性は正）が母線電流として流れる。

更にキャリア信号のレベルが上昇して最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ３に至ると、全ての相の下アームがオンとなって、図５（ｄ）に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。

タイミングＴ３と後述するタイミングＴ４の中間タイミングにおいて、キャリア信号が最大レベルに達した後、キャリア信号のレベルは下降していく。キャリア信号のレベルの下降過程では、図５（ｄ）、（ｃ）、（ｂ）及び（ａ）に示す状態が、この順番で訪れる。即ち、キャリア信号のレベルの下降過程において、最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ４、中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ５、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ６、次のキャリア周期の開始タイミングをＴ７とすると、タイミングＴ４−Ｔ５間、タイミングＴ５−Ｔ６間、タイミングＴ６−Ｔ７間は、夫々、タイミングＴ２−Ｔ３間、タイミングＴ１−Ｔ２間、タイミングＴ０−Ｔ１間と同じ通電パターンとなる。

従って例えば、タイミングＴ１−Ｔ２間或いはＴ５−Ｔ６間で母線電流を検出すれば、母線電流から最小相の電流を検出することができ、タイミングＴ２−Ｔ３間或いはＴ４−Ｔ５間で母線電流を検出すれば、母線電流から最大相の電流を検出することができる。そして、中間相の電流は、三相電流の総和が０になることを利用して計算で得ることができる。図３の表の第４列目には、各通電パターンにおいて母線電流として流れる電流の相を、電流極性付きで示している。例えば、図３の表の８行目に対応する通電パターン「ＨＨＬ」においては、母線電流としてＷ相電流（極性は負）が流れる。

尚、キャリア周期からタイミングＴ１とＴ６との間の期間を除いた期間は最小相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングＴ２とＴ５との間の期間を除いた期間は中間相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングＴ３とＴ４との間の期間を除いた期間は最大相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表す。

Ｕ相が最大相且つＷ相が最小相の場合を例に挙げたが、最大相、中間相及び最小相の組み合わせは、６通りある。図６に、この組み合わせを表として示す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、夫々、ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wで表した場合において、
ｖ_u＞ｖ_v＞ｖ_w、が成立する状態を第１モード、
ｖ_v＞ｖ_u＞ｖ_w、が成立する状態を第２モード、
ｖ_v＞ｖ_w＞ｖ_u、が成立する状態を第３モード、
ｖ_w＞ｖ_v＞ｖ_u、が成立する状態を第４モード、
ｖ_w＞ｖ_u＞ｖ_v、が成立する状態を第５モード、
ｖ_u＞ｖ_w＞ｖ_v、が成立する状態を第６モード、
と呼ぶ。図４及び図５に示した例は、第１モードに対応している。また、図６には、各モードにおいて検出される電流の相も示されている。

Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*は、具体的には、夫々、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷとして表される。相電圧が高いほど、大きな設定値が与えられる。例えば、第１モードにおいては、ＣｎｔＵ＞ＣｎｔＶ＞ＣｎｔＷ、が成立する。

制御部３に設けられたカウンタ（不図示）は、キャリア周期ごとに、タイミングＴ０を基準としてカウント値を０からアップカウントする。そして、そのカウント値がＣｎｔＷに達した時点でＷ相の上アーム８ｗがオンの状態から下アーム９ｗがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＶに達した時点でＶ相の上アーム８ｖがオンの状態から下アーム９ｖがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＵに達した時点でＵ相の上アーム８ｕがオンの状態から下アーム９ｕがオンの状態に切り替えられる。キャリア信号が最大レベルに達した後は、カウント値はダウンカウントされ、逆の切り替え動作が行われる。

従って、第１モードにおいては、上記のカウンタ値がＣｎｔＷに達した時点がタイミングＴ１に対応し、ＣｎｔＶに達した時点がタイミングＴ２に対応し、ＣｎｔＵに達した時点がタイミングＴ３に対応することになる。このため、第１モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がＣｎｔＷより大きく且つＣｎｔＶより小さいタイミングに電流センサ５の出力信号をサンプリングすることにより母線電流として流れるＷ相電流（極性は負）を検出することができ、カウンタ値がＣｎｔＶより大きく且つＣｎｔＵより小さいタイミングに電流センサ５の出力信号をサンプリングすることにより、母線電流として流れるＵ相電流（極性は正）を検出することができる。

同様に考えて、図６に示す如く、第２モードにおいては、上記のカウンタ値がＣｎｔＷに達した時点がタイミングＴ１に対応し、ＣｎｔＵに達した時点がタイミングＴ２に対応し、ＣｎｔＶに達した時点がタイミングＴ３に対応することになる。このため、第２モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がＣｎｔＷより大きく且つＣｎｔＵより小さいタイミングの母線電流からＷ相電流（極性は負）を検出することができ、カウンタ値がＣｎｔＵより大きく且つＣｎｔＶより小さいタイミングの母線電流からＶ相電流（極性は正）を検出することができる。第３〜第６モードについても同様である。

また、タイミングＴ１−Ｔ２間の、最小相の相電流を検出するサンプリングタイミング（例えば、タイミングＴ１とＴ２の中間タイミング）をＳＴ１にて表し、タイミングＴ２−Ｔ３間の、最大相の相電流を検出するサンプリングタイミング（例えば、タイミングＴ２とＴ３の中間タイミング）をＳＴ２にて表す。

尚、三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）としてのカウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｕＶ及びＣｎｔＷによって、各相に対するＰＷＭ信号のパルス幅（及びデューティ）は特定される。

上述の原理に基づき母線電流から各相電流を検出することができるのであるが、図４を参照して理解されるように、例えば最大相と中間相の電圧レベルが接近するとタイミングＴ２−Ｔ３間及びＴ４−Ｔ５間の時間長さが短くなる。母線電流は図１の電流センサ５からのアナログ出力信号をデジタル信号に変換することによって検出されるが、この時間長さが極端に短いと、必要なＡ／Ｄ変換時間やリンギング（スイッチングに由来して生じる電流脈動）の収束時間を確保できなくなって、最大相の相電流を検出できなくなる。同様に、最小相と中間相の電圧レベルが接近すると、最小相の相電流を検出できなくなる。２相分の電流を実測できなければ、３相分の相電流を再現することはできず、モータ１を良好に制御することはできない。

本実施形態では、このような２相分の電流を実測できなくなると考えられる期間において、モータ１への印加電圧を表す電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）を補正して各相電圧間の電圧レベル差を所定値以上に保ち、これによって上記の不具合を解消する。

この補正手法の詳細な説明の前に、定義される軸や状態量（状態変数）などの説明を行う。図７には、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線固定軸であるＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、互いに直交するα軸及びβ軸と、の関係が示されている。Ｖ相軸の位相は、Ｕ相軸を基準として電気角で１２０度だけ進んでおり、Ｗ相軸の位相は、Ｖ相軸を基準として更に電気角で１２０度だけ進んでいる。図７の座標関係図並びに後述の図８及び図９を含む空間ベクトル図において、反時計回り方向が位相の進み方向に対応する。α軸はＵ相軸と一致しており、β軸は、α軸を基準として電気角で９０度だけ進んでいる。Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸並びにα軸及びβ軸は、回転子６の回転に関係なく固定された固定軸である。また、α軸及びβ軸を座標軸として選んだ座標をαβ座標と呼ぶ。

また、インバータ２からモータ１に印加される全体のモータ電圧をＶ_aにて表し、インバータ２からモータ１に供給される全体のモータ電流をＩ_aにて表す。そして、
モータ電圧Ｖ_aのα軸成分及びβ軸成分を、夫々、α軸電圧ｖα及びβ軸電圧ｖβで表し、
モータ電圧Ｉ_aのα軸成分及びβ軸成分を、夫々、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβで表す。
モータ電圧Ｖ_aのＵ相軸成分、Ｖ相軸成分及びＷ相軸成分は、夫々、夫々、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wで表され、
モータ電流Ｉ_aのＵ相軸成分、Ｖ相軸成分及びＷ相軸成分は、夫々、夫々、Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v及びＷ相電流ｉ_wで表される。

［補正手法の説明］
電圧ベクトルの補正手法について説明する。図８に、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸並びにα軸及びβ軸と、電圧ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図を示す。符号１１０が付されたベクトルが、電圧ベクトルである。β軸から反時計回り方向に見た電圧ベクトル１１０の位相をθβにて表し、α軸から反時計回り方向に見た電圧ベクトル１１０の位相をθαにて表す。図８に示される角度量（ｎπ／３）については後述する。

電圧ベクトル１１０は、モータ１に印加される電圧（モータ電圧Ｖ_a）を二次元のベクトル量として表現したものであり、例えばαβ座標に着目した場合、電圧ベクトル１１０のα軸成分及びβ軸成分は、それぞれｖα及びｖβである。実際には、モータ駆動システム内においてα軸電圧及びβ軸電圧の目標値を表すα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値が算出され、それらによって電圧ベクトル１１０が表される。このため、電圧ベクトルは、電圧指令ベクトルとも読み替えられる。

Ｕ相軸近傍、Ｖ相軸近傍及びＷ相軸近傍のハッチングが施されたアスタリスク状の領域１１１は、２相分の電流が検出できない領域を表している。例えば、Ｖ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の電流が検出できない場合、電圧ベクトル１１０はＵ相軸近傍に位置することになり、Ｕ相電圧とＷ相電圧が近くて２相分の電流が検出できない場合、電圧ベクトル１１０はＶ相軸近傍に位置することになる。

このように、２相分の電流が検出不可能な領域１１１は、Ｕ相軸を基準として電気角で６０度ごとに存在し、電圧ベクトル１１０が、その領域１１１に位置すると２相分の電流が検出できない。従って、電圧ベクトルが領域１１１内にある場合に、電圧ベクトルが領域１１１外のベクトルとなるように電圧ベクトルを補正してやればよい。

この補正を実行するべく、今、２相分の電流を検出不可能な領域１１１の特性に着目して、電気角６０度ごとにステップ的に回転する座標を考える。この座標を、ａｂ座標と呼ぶ（尚、後述の第２実施例にて述べられるｄｑ座標は連続的に回転する座標である）。ａｂ座標は、互いに直交するａ軸とｂ軸を座標軸としている。図９に、ａ軸がとり得る６つの軸を示す。ａ軸は、所定の固定軸を基準とした電圧ベクトル１１０の位相に応じて、ａ₁軸〜ａ₆軸の何れかとなる。今、この所定の固定軸をＵ相軸（＝α軸）とする。そうすると、ａ軸は、位相θαに応じて、ａ₁軸〜ａ₆軸の何れかとなる。ａ₁軸、ａ₃軸及びａ₅軸は、それぞれＵ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸に一致し、ａ₂軸、ａ₄軸及びａ₆軸は、それぞれａ₁軸とａ₃軸の中間軸、ａ₃軸とａ₅軸の中間軸及びａ₅軸とａ₁軸の中間軸である。尚、符号１３１が付された円については後述する。

電圧ベクトル１１０が、符号１２１が付された範囲に位置する場合、即ち、
１１π／６≦θα＜０、又は、０≦θα＜π／６、が成立する場合、ａ軸はａ₁軸となり、
電圧ベクトル１１０が、符号１２２が付された範囲に位置する場合、即ち、
π／６≦θα＜π／２、が成立する場合、ａ軸はａ₂軸となり
電圧ベクトル１１０が、符号１２３が付された範囲に位置する場合、即ち、
π／２≦θα＜５π／６、が成立する場合、ａ軸はａ₃軸となり
電圧ベクトル１１０が、符号１２４が付された範囲に位置する場合、即ち、
５π／６≦θα＜７π／６、が成立する場合、ａ軸はａ₄軸となり
電圧ベクトル１１０が、符号１２５が付された範囲に位置する場合、即ち、
７π／６≦θα＜３π／２、が成立する場合、ａ軸はａ₅軸となり
電圧ベクトル１１０が、符号１２６が付された範囲に位置する場合、即ち、
３π／２≦θα＜１１π／６、が成立する場合、ａ軸はａ₆軸となる。
例えば、電圧ベクトル１１０が図９に示す位置にある場合、ａ軸はａ₄軸となる。

このように、ａ軸は、電圧ベクトルの回転に伴って、６０度ごとにステップ的に回転し、ｂ軸も、ａ軸と直交しつつａ軸と共に６０度ごとにステップ的に回転する。ａ軸及びｂ軸は６０度ごとに量子化されて６０度ごとに回転する座標軸である、とも表現できる。このため、ａ軸は、常に、２相分の電流を検出不可能な領域の中心に位置することになる。本補正手法では、αβ座標上の電圧ベクトルをａｂ座標上に変換し、そのａｂ座標上に変換された電圧ベクトルのａ軸成分及びｂ軸成分を参照して、必要に応じてそれらを補正する（例えば、補正によってｂ軸成分を大きくする）。

この補正処理のより具体的な実現方法について説明する。ａ₁軸〜ａ₆軸の内、電圧ベクトル１１０が最も近い軸の位相は、Ｕ相軸を基準として、（ｎπ／３）にて表される（図８参照）。ここで、ｎは、（θβ＋２π／３）をπ／３で割った時に得られる商、又は、（θα＋π／６）をπ／３で割った時に得られる商である。商とは、被除数を除数で割った値を、余りを無視して表した整数を示す。θβ及びθαは、下記の式（１−１ａ）及び式（１−１ｂ）に従って算出することができる。

ａｂ座標は、αβ座標を角度（ｎπ／３）だけ回転した座標に相当する。従って、電圧ベクトル１１０をａｂ座標上における電圧ベクトルとして捉え、電圧ベクトル１１０のａ軸成分及びｂ軸成分をａ軸電圧ｖ_a及びｂ軸電圧ｖ_bとすると、α軸電圧ｖα及びβ軸電圧ｖβとａ軸電圧ｖ_a及びｂ軸電圧ｖ_bは、下記式（１−２）の座標変換式を満たす。

そして、式（１−２）に従って算出されたａ軸電圧ｖ_a及びｂ軸電圧ｖ_bを参照して補正処理を行う。図１０に、この補正処理の手順を示すフローチャートを示す。ステップＳ１では、式（１−２）に従う座標変換が行われる。続くステップＳ２において、ｖ_a及びｖ_bに対する補正処理が行われる。

ステップＳ２では、まず、ｂ軸電圧ｖ_bの大きさ（絶対値）が所定の閾値Δ（但し、Δ＞０）より小さいか否かを判断する。即ち、下記式（１−３）が満たされるか否かを判断する。そして、ｂ軸電圧ｖ_bの大きさが閾値Δより小さい場合であって且つｂ軸電圧ｖ_bが正である場合は、ｖ_bがΔとなるように補正する。ｂ軸電圧ｖ_bの大きさが閾値Δより小さい場合であって且つｂ軸電圧ｖ_bが負である場合は、ｖ_bが（−Δ）となるように補正する。ｂ軸電圧ｖ_bの大きさが閾値Δ以上の場合、ｖ_bに対して補正は施されない。

また、ステップＳ２において、ａ軸電圧ｖ_aが下記式（１−４）を満たすか否かも判断する。そして、式（１−４）を満たす場合、ｖ_aが式（１−４）の右辺と等しくなるようにｖ_aを補正する。ｖ_aが下記式（１−４）を満たさない場合、ｖ_aに対して補正は施されない。尚、式（１−４）によって、電圧ベクトル１１０が図９の円１３１の内部に含まれるかを判断している。電圧ベクトル１１０が円１３１の内部に含まれる状態は、三相の相電圧が互いに接近している状態に対応しており、この状態においては、ｂ軸電圧ｖ_bの大きさに関わらず２相分の電流は検出できない。

図１１（ａ）及び（ｂ）に、ステップＳ２による補正処理の前後の、ａｂ座標上における電圧ベクトル（１１０）の軌跡を示す。図１１（ａ）は、ａｂ座標上における補正前の電圧ベクトル軌跡を表し、図１１（ｂ）は、ａｂ座標上における補正後の電圧ベクトル軌跡を表す。尚、ステップＳ２の補正処理による補正後の電圧ベクトル１１０のａ軸成分及びｂ軸成分を、夫々、ｖ_ac及びｖ_bcにて表す（実際に補正が行われなかった場合は、ｖ_ac＝ｖ_a且つｖ_bc＝ｖ_b）。図１１（ａ）及び（ｂ）は、ｂ軸電圧が補正される場合を例示している。図１１（ａ）及び（ｂ）の夫々に、各タイミングの電圧を表すプロットが多数記されている。図１１（ａ）に対応する補正前の電圧ベクトルは、２相分の電流を検出不可能なａ軸近傍にも位置しうるが、図１１（ｂ）に対応する補正後の電圧ベクトルは、ｖ_bに対する補正によってａ軸近傍に位置することがない。

ステップＳ２による補正処理の後、ステップＳ３に移行し、ａｂ座標上における補正後の電圧ベクトル１１０を、αβ座標上の電圧ベクトル１１０に変換する。ステップＳ２の補正処理による補正後の電圧ベクトル１１０のα軸成分及びβ軸成分を、夫々、ｖα_c及びｖβ_cにて表すと、ステップＳ３における座標変換は、式（１−５）に従って行われる。

図１２（ａ）及び（ｂ）に、上記の補正処理の前後の、αβ座標上における電圧ベクトル（１１０）の軌跡を示す。図１２（ａ）は、αβ座標上における補正前の電圧ベクトル軌跡を表し、図１２（ｂ）は、αβ座標上における補正後の電圧ベクトル軌跡を表す。この補正処理により、固定座標であるαβ座標において、電圧ベクトルが位置しない領域が電気角６０度ごとに存在するようになる。補正後の電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）は、最終的に、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各電圧成分に変換される。上記の補正処理を経て得られるｖ_u、ｖ_v及びｖ_wの電圧波形を、横軸を時間にとり、図１３に示す。図１３において、歪んだ正弦波上に並ぶプロット群１４２ｕはｖ_uの軌跡を、歪んだ正弦波上に並ぶプロット群１４２ｖはｖ_vの軌跡を、歪んだ正弦波上に並ぶプロット群１４２ｗはｖ_wの軌跡を表す。図１３からも分かるように、上記の補正処理によって各相電圧間の電圧差が所定値以上、確保されている。

以下に、上述の補正処理（補正手法）を適用した実施例として、第１及び第２実施例を例示する。尚、或る実施例（例えば第１実施例）に記載した事項は、矛盾なき限り、他の実施例にも適用可能である。

＜＜第１実施例＞＞
まず、第１実施例について説明する。図１４は、第１実施例に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。図１４に示すモータ駆動システムでは、いわゆる直接トルク制御（Direct torque Control）が実施される。埋込磁石型モータなどを用いる場合、磁石磁束やインダクタンス分布に高調波が存在することが多い。つまり例えば、Ｕ相電機子巻線を鎖交する永久磁石の磁束は、回転子の位相変化に対して理想的には正弦波の波形を描くが、実際には該波形には高調波が含まれ、これに起因して永久磁石の回転によって生じる誘起電圧も歪む。同様に、電機子巻線のｄ軸インダクタンスやｑ軸インダクタンスも高調波を含む。このような高調波はトルクリプルの原因となることが知られている。

ベクトル制御によってｄ軸電流及びｑ軸電流が一定となるように制御した場合、磁石磁束やインダクタンス分布に高調波が含まれていなければ、発生トルクは一定となるが、実際には通常それらに高調波が含まれているため発生トルクが脈動する。直接トルク制御では、固定子の電機子巻線を鎖交する磁束を推定し、推定磁束とモータ電流とからトルクを推定してトルクを直接制御する。推定磁束には高調波の影響が反映されるため、トルクの推定にも高調波の影響が反映される。直接トルク制御では、この推定トルクに基づいて制御を行うため、磁石磁束やインダクタンス分布に高調波が存在している場合でもトルクリプルを低減できるという効果がある。

図１４のモータ制御システムは、モータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ５を備えていると共に、符号２１〜３０にて参照される各部位を備えている。第１実施例おいて、図１の制御部３は、符号２１〜３０にて参照される各部位によって形成される。

上述の如く、電流センサ５は、母線電流を検出し該母線電流の電流値を表す信号を出力する。電流検出部２１は、座標変換器３０が出力する三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を参照して、何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定すると共に電流センサ５の出力信号をサンプリングするタイミングＳＴ１及びＳＴ２（図６参照）を決定し、そのタイミングＳＴ１及びＳＴ２において得た母線電流の電流値（電流センサ５の出力信号値）からＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを算出及び出力する。この際、必要に応じて、ｉ_u＋ｉ_v＋ｉ_w＝０、の関係式を用いる。

図６を参照して説明したように、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*は、夫々、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷとして表される。電流検出部２１は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づき、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷの大小関係を判断して現時点が第１〜第６モードの何れに属するかを特定すると共に、特定されたモードを考慮して母線電流を検出すべきタイミングＳＴ１及びＳＴ２を決定する。例えば、「ＣｎｔＵ＞ＣｎｔＶ＞ＣｎｔＷ」である場合、現時点は第１モードに属すると判断し、設定値ＣｎｔＷとＣｎｔＶの間に対応するタイミングをＳＴ１、設定値ＣｎｔＶとＣｎｔＵの間に対応するタイミングをＳＴ２と定める。現時点が第１モードに属する場合、タイミングＳＴ１及びＳＴ２にて検出される母線電流は、それぞれ、（−ｉ_w）及びｉ_uである。

座標変換器２２は、電流検出部２１にて検出された三相電流をαβ座標上の二相電流に変換する。即ち、モータ電流Ｉ_aのＵ相軸成分及びＶ相軸成分であるｉ_u及びｉ_vをモータ電流Ｉ_aのα軸成分及びβ軸成分であるｉα及びｉβに変換する。この変換によって得られたｉα及びｉβは、磁束／トルク推定器２３に与えられる。

図１の電機子巻線（７ｕ、７ｖ及び７ｗ）の鎖交磁束のα軸成分及びβ軸成分を、それぞれ、α軸磁束φα及びβ軸磁束φβと呼ぶ。磁束／トルク推定器２３は、図２５のモータ駆動システムと同様、α軸電流及びβ軸電流並びに電圧指令ベクトルに基づいて磁束の推定を行うが、この推定のための電圧指令ベクトルとして上述の補正処理を経た後の電圧指令ベクトルを用いる。つまり、磁束／トルク推定器２３は、座標変換器２２からのｉα及びｉβと、電圧指令計算部２９からのｖα_c ^*及びｖβ_c ^*と、に基づいてα軸磁束φα及びβ軸磁束φβを推定する。ｖα_c ^*及びｖβ_c ^*は、それぞれ、上記式（１−５）にも現れるｖα_c及びｖβ_cが追従すべき目標値を表す。ｖα_c ^*及びｖβ_c ^*は、αβ座標上における補正後の電圧指令ベクトルを形成する座標軸成分であるが、その意義は、後述の電圧指令計算部２９の説明によって、より明らかとなる。

具体的には、磁束／トルク推定器２３は、下記式（２−１）及び（２−２）に従ってφα及びφβを推定する。その後、磁束／トルク推定器２３は、自身が推定したφα及びφβに基づいて、φα及びφβから形成される鎖交磁束ベクトルの、α軸を基準とした位相θ_Sを下記式（２−３）に従って算出すると共に、モータ１が発生するトルクＴを下記式（２−４）に従って推定する。式（２−１）及び（２−２）における各右辺の積分は、時間ｔに対する積分であり、その積分区間は、基準時刻である時刻ｔ＝０から現時点までである。

ここで、
Ｒ_aは、電機子巻線（７ｕ、７ｖ及び７ｗ）の一相当たりの抵抗値を表し、
Ｐ_Nは、モータ１の極対数を表し、
φα_|t=0及びφβ_|t=0は、夫々、時刻ｔ＝０におけるφα及びφβの値（即ち、φα及びφβの初期値）を表す。
また、後述の式などにも現れる状態量の定義もここで行う。
Ｌ_d、Ｌ_qは、夫々ｄ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）を表し、
Φ_aは、モータ１の回転子６に設けられた永久磁石による電機子鎖交磁束を表す。
ｉ_d及びｉ_qは、夫々、モータ電圧Ｉ_aのｄ軸成分及びｑ軸成分であるｄ軸電流及びｑ軸電流を表す。
ｄ軸は、回転子６の永久磁石のＮ極の向きに定められた軸であり、ｑ軸はｄ軸からπ／２だけ進んだ軸である。ｄ軸及びｑ軸に関する説明は、後述の第２実施例にても行う。尚、Ｒ_a、Ｌ_d、Ｌ_q、Φ_a、Ｐ_N、φα_|t=0及びφβ_|t=0は、モータ駆動システムの設計段階にて予め定められる。

減算器２４は、磁束／トルク推定器２３にて推定されたトルクＴと、トルクＴの目標値を表すトルク指令値Ｔ^*と、のトルク誤差ΔＴ（＝Ｔ^*−Ｔ）を算出する。直接トルク制御ではトルク指令値Ｔ^*と同時に鎖交磁束の振幅に対する指令値を与える必要がある。この振幅に対する指令値を｜φ_S ^*｜にて表す。｜φ_S ^*｜は、φα及びφβから形成される鎖交磁束ベクトルの大きさ（即ち、鎖交磁束の振幅）の目標値を表す。一般に、鎖交磁束の振幅｜φ_S｜とトルクＴは下記式（２−５）及び式（２−６）によって表される。従って例えば、最大トルク制御を実現しようとする場合は、式（２−５）及び式（２−６）に最大トルク制御を実現するためのｄ軸電流の計算式（２−７）を代入することにより、事前に、｜φ_S｜とＴの関係を表すテーブルデータを作成しておく。このテーブルデータを図１４のテーブル２５に格納しておき、｜φ_S｜及びＴを｜φ_S ^*｜及びＴ^*と取り扱った上でテーブル２５を用いてトルク指令値Ｔ^*から｜φ_S ^*｜を算出する。

テーブル２５から得られた｜φ_S ^*｜は、磁束指令計算部２６に与えられる。但し、モータ１の高速回転時など、弱め磁束制御が必要な場合には、下記式（２−８）に従って｜φ_S ^*｜を算出し、これを磁束指令計算部２６に与えるようにする。ここで、ωは、モータ１の回転子６の回転における電気角速度（ｄ軸の電気角速度）であり、Ｖ_omは、弱め磁束制御によって制限されるべきモータ電圧Ｖ_aの制限値である。

図１５に、磁束指令計算部２６の内部ブロック図を示す。図１５の磁束指令計算部２６は、符号３５〜３７にて参照される各部位を含む。磁束指令計算部２６は、上述の如く得られた｜φ_S ^*｜と、磁束／トルク推定器２３からのθ_Sと、減算器２４からのΔＴと、に基づいて、φα及びφβの目標値であるα軸磁束指令値φα^*及びβ軸磁束指令値φβ^*を算出及び出力する。

具体的には、ＰＩ制御部３５は、ΔＴをゼロに収束させるための比例積分制御を行ってΔＴに応じた位相補正量Δθ_S ^*を算出する。加算器３６によって、θ_SとΔθ_S ^*の和（θ_S＋Δθ_S ^*）が算出される。この和は、位相指令値θ_S ^*（＝（θ_S＋Δθ_S ^*））として、ベクトル生成部３７に与えられる。ベクトル生成部３７は、｜φ_S ^*｜とθ_S ^*に基づいて、下記式（２−９ａ）及び（２−９ｂ）に従ってφα^*及びφβ^*を算出する。

磁束指令計算部２６によって算出されたφα^*及びφβ^*と磁束／トルク推定器２３にて推定されたφα及びφβは、減算器２７及び２８に与えられる。減算器２７及び２８は偏差（φα^*−φα）及び（φβ^*−φβ）を算出して電圧指令計算部２９に与える。また、座標変換器２２にて得られたｉα及びｉβも電圧指令計算部２９に与えられる（図１４ではその様子を省略）。

図１６に、電圧指令計算部２９の内部ブロック図を示す。図１６の電圧指令計算部２９は、符号４１〜４４にて参照される各部位を備える。補正前電圧計算部４１は、（φα^*−φα）及び（φβ^*−φβ）とｉα及びｉβに基づき、φαがφα^*に追従するように且つφβがφβ^*に追従するようにα軸電圧指令値ｖα^*及びβ軸電圧指令値ｖβ^*を算出する。ｖα^*及びｖβ^*は、夫々、（φα^*−φα）及び（φβ^*−φβ）を共にゼロに収束させるための、ｖα及びｖβの目標値である。ｖα^*及びｖβ^*によって形成される電圧指令ベクトル（ｖαβ^*）が、φα及びφβによって形成される鎖交磁束ベクトル（φαβ）の時間微分と、ｉα及びｉβによって形成される電流ベクトル（ｉαβ）とＲ_aとによる電圧降下ベクトルと、の和となるように、ｖα^*及びｖβ^*は算出される（下記式（２−１０）参照）。モータ駆動システム内で生成される各値を離散化して考えることにより、この算出法はより具体化される。具体化した算出法の説明は後に設ける。

座標回転部４２は、上記式（１−２）に従って、ｖα^*及びｖβ^*をｖ_a及びｖ_bに変換する。つまり、ｖα^*及びｖβ^*によって表される、αβ座標上の２相の電圧指令ベクトルを、ｖ_a及びｖ_bによって表される、ａｂ座標上の２相の電圧指令ベクトルに変換する（これらの電圧指令ベクトルは、図８の電圧ベクトル１１０に相当する）。また、式（１−２）の計算に用いるｎの値は、上記式（１−１ａ）又は（１−１ｂ）を用いて算出される。座標回転部４２にて算出されたｎの値は、座標回転部４４での演算にも利用される。尚、座標回転部４２は、式（１−１ａ）、（１−１ｂ）及び（１−２）の各右辺におけるｖα及びｖβとして夫々ｖα^*及びｖβ^*を用いる。

成分補正部４３は、図１０のステップＳ２における補正処理をｖ_a及びｖ_bに対して施し、補正後のｖ_a及びｖ_bを、夫々ｖ_ac及びｖ_bcとして出力する。但し、補正が不要の場合は、ｖ_ac＝ｖ_a且つｖ_bc＝ｖ_b、となる。

座標回転部４４は、上記式（１−５）に従って、補正後のａ軸電圧ｖ_ac及びｂ軸電圧ｖ_bcを補正後のα軸電圧ｖα_c及びｂ軸電圧ｖβ_cに変換し、得られたｖα_c及びｖβ_cを夫々ｖα_c ^*及びｖβ_c ^*として出力する。つまり、ｖ_ac及びｖ_bcによって表される、補正後の、ａｂ座標上の２相の電圧指令ベクトルを、ｖα_c ^*及びｖβ_c ^*によって表される、補正後の、αβ座標上の２相の電圧指令ベクトルに変換する。ｖα_c ^*及びｖβ_c ^*は、夫々、補正後の電圧指令ベクトルのα軸成分及びβ軸成分を表す。

電圧指令計算部２９（座標回転部４４）によって算出されたｖα_c ^*及びｖβ_c ^*は、図１４の座標変換器３０に与えられる。座標変換器３０は、ｖα_c ^*及びｖβ_c ^*を、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*から成る三相電圧指令値に変換し、該三相電圧指令値をインバータ２に出力する。インバータ２は、該三相電圧指令値に従って三相交流電流をモータ１に供給する。座標変換器３０によって算出されるｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*は、ｖα_c ^*及びｖβ_c ^*によって表される電圧指令ベクトルのＵ相軸成分、Ｖ相軸成分及びＷ相軸成分に相当する。

［離散化した計算式］
モータ駆動システム内における計算は、実施には、離散化された各状態量の瞬時値に基づいて行われる。そこで、符号２１〜３０にて参照される各部位の入力値及び出力値が離散化周期Ｔ_Sにて離散化された場合を考えて、それらの動作についての説明を加える。

今、基準時刻ｔ＝０が０番目の周期に属し、且つ、現時点がｍ番目の周期に属する場合を考える（ｍは自然数）。そして、ｍ番目の周期におけるｉ_u及びｉ_vを夫々ｉ_u［ｍ］びｉ_v［ｍ］にて表し、ｉ_u［ｍ］びｉ_v［ｍ］に基づくｉα及びｉβを夫々ｉα［ｍ］及びｉβ［ｍ］にて表す。そして、ｍ番目の周期において電圧指令計算部２９から出力されるｖα_c ^*及びｖβ_c ^*を夫々ｖα_c ^*［ｍ］及びｖβ_c ^*［ｍ］にて表し、ｉα［ｍ］及びｉβ［ｍ］並びにｖα_c ^*［ｍ］及びｖβ_c ^*［ｍ］に基づくφα及びφβ並びにθ_S及びＴを、夫々、φα［ｍ］及びφβ［ｍ］並びにθ_S［ｍ］及びＴ［ｍ］にて表す。更に、ｍ番目の周期におけるＴ^*をＴ^*［ｍ］にて表し、Ｔ^*［ｍ］に基づく｜φ_S ^*｜を｜φ_S ^*｜［ｍ］にて表す。また、Ｔ^*［ｍ］及びＴ［ｍ］に基づくΔＴをΔＴ［ｍ］にて表す。

この場合、磁束／トルク推定器２３は、上記式（２−１）〜（２−４）に対応する下記式（３−１）〜（３−４）に従ってφα［ｍ］及びφβ［ｍ］並びにθ_S［ｍ］及びＴ［ｍ］を算出する。

そして、磁束指令計算部２６は、ΔＴ［ｍ］、θ_S［ｍ］及び|φ_S ^*|［ｍ］に基づいてφα^*［ｍ＋１］及びφβ^*［ｍ＋１］を算出し、減算器２７及び２８は、偏差（φα^*［ｍ＋１］−φα［ｍ］）及び（φβ^*［ｍ＋１］−φβ［ｍ］）を算出する。つまり、ｍ番目の周期におけるΔＴ、θ_S及び|φ_S ^*|に基づいて次の周期におけるφα及びφβの目標値を定め、その目標値と現時点の鎖交磁束の瞬時値との偏差を求める。

電圧指令計算部２９内の補正前電圧計算部４１（図１６参照）は、（ｍ＋１）番目の周期におけるφα及びφβをφα^*［ｍ＋１］及びφβ^*［ｍ＋１］と一致させるために必要な電圧指令ベクトルを計算する。つまり、補正前電圧計算部４１は、上記式（２−１０）に対応する下記式（３−５）に従って、ｖα^*［ｍ＋１］及びｖβ^*［ｍ＋１］を算出する。その後、電圧指令計算部２９は、ｖα^*［ｍ＋１］及びｖβ^*［ｍ＋１］から、補正処理を介して、（ｍ＋１）番目の周期においてモータ１に印加されるべき電圧を表すｖα_c ^*［ｍ＋１］及びｖβ_c ^*［ｍ＋１］を算出し、これらを座標変換器３０による座標変換を介してインバータ２に供給する。

式（３−５）（及び上記の式（２−１０））は、図１７に対応する、鎖交磁束と電圧の関係を表した差分方程式から導かれる。尚、図１７において、φαβ［ｍ］はφα［ｍ］及びφβ［ｍ］によって形成されるベクトルを意味し、φαβ^*［ｍ＋１］はφα^*［ｍ＋１］及びφβ^*［ｍ＋１］によって形成されるベクトルを意味する。

このように、本実施例では、電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）を補正する工程を設けることによって確実にモータ電流を検出することができる。そして、この補正処理を補正のしやすいａｂ座標上において実行することで、必要な補正を、簡素に且つ確実に実現する。ａｂ座標において、電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）の座標軸成分ｖ_a及びｖ_bを独立して補正するだけで済むため、補正内容が簡素である。特に印加電圧が低い時には３相全てに対して補正が必要となるが、このような場合にも補正量の決定が容易である。

また、直接トルク制御を実行することによって、磁石磁束やインダクタンス分布に高調波が存在するモータを用いた場合でもトルクリプルを低減することができる。尚、モータ１として、埋込磁石型モータ以外に同期リラクタンスモータや誘導モータを採用することも可能である。同期リラクタンスモータや誘導モータにおいても、磁石磁束やインダクタンス分布に高調波が存在するため、直接トルク制御によってトルクリプルの低減効果が得られる。

本実施例では、確実にモータ電流を検出するため電圧指令値に対して補正を加える。仮に、補正前の電圧指令値を用いて磁束の推定を行うと推定誤差が生じてしまうが、本実施例では、補正後の電圧指令値（ｖα_c ^*及びｖβ_c ^*）を用いて磁束を推定するため、補正に由来する推定誤差が生じない。また、電圧ベクトルの段階で補正処理が行われるため、磁束推定に用いる補正後の電圧指令ベクトルを容易に得ることができ、三相電圧を逆変換するといった工程は不要であると共に図２５のモータ駆動システムでは必要であった三相電圧を検出するための電圧検出器も不要である。

＜＜第２実施例＞＞
次に、第２実施例について説明する。第１実施例で定義した記号等は、第２実施例でも適用される。図１８は、第２実施例に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。図１８のモータ駆動システムでは、鎖交磁束の推定値から回転子位置を推定することによってベクトル制御を実行する。

図１８の各部位の説明を行う前に、第２実施例で定義される軸の説明及び第２実施例の動作に関与する演算式の導出を行う。図１９を参照する。図１９は、モータ１の解析モデル図である。図１９には、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸が示されている。６ａは、モータ１の回転子６に設けられた永久磁石である。永久磁石６ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石６ａが作る磁束の方向をｄ軸にとる。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとる。ｄ軸とｑ軸は、回転座標系の座標軸であり、それらを座標軸に選んだ座標をｄｑ座標とよぶ。

ｄ軸（及びｑ軸）は回転しており、その回転速度（電気角速度）をωにて表す。また、Ｕ相の電機子巻線固定軸から見た反時計回り方向のｄ軸の位相をθにより表す。反時計回り方向は、位相の進み方向に合致する。位相θは、一般的に、回転子位置と呼ばれるため、以下、それを回転子位置と呼ぶ。

インバータ２からモータ１に印加される全体のモータ電圧Ｖ_aのｄ軸成分及びｑ軸成分を、夫々、ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qで表す。また、第１実施例でも述べたが、
インバータ２からモータ１に供給される全体のモータ電流Ｉ_aのｄ軸成分及びｑ軸成分を、夫々、ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qで表す。

ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qに対する指令値を、夫々、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*にて表す。ｖ_d ^*及びｖ_q ^*は、夫々、ｖ_d及びｖ_qが追従すべき電圧（目標電圧値）を表す。
ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qに対する指令値を、夫々、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令値ｉ_q ^*にて表す。ｉ_d ^*及びｉ_q ^*は、夫々、ｉ_d及びｉ_qが追従すべき電流（目標電流値）を表す。

ｄｑ座標上での拡張誘起電圧方程式は、式（４−１）にて表され、拡張誘起電圧Ｅ_exは式（４−２）にて表される。尚、下記の式中におけるｐは、微分演算子である。αβ座標に着目して式（４−１）を書き改めると、式（４−３）が得られる。尚、式（４−３）が成立することは、文献“市川、他４名，「拡張誘起電圧モデルに基づく突極型永久磁石同期モータのセンサレス制御」，電学論Ｄ，２００２年，Ｖｏｌ.１２２，Ｎｏ．１２，ｐ．１０８８−１０９６”にも示されている。

式（４−３）の右辺第１項の行列を左辺に移項した後、両辺を時間にて積分すると式（４−４）及び（４−５）が得られる（θ＝ωｔであるので、-sinθを積分するとcosθ/ωとなり、cosθを積分するとsinθ/ωとなる）。但し、この際、拡張誘起電圧Ｅ_exのｉ_qの微分項（即ち、式（４−２）の右辺第２項）を無視する。

「Ｅ_ex＝φ_ex／ω」とおくと、Ｅ_exは、モータ１の電機子巻線の鎖交磁束であるφ_exと回転子６の回転によって発生する誘起電圧を表す。Ｅ_exを回転座標系における誘起電圧ベクトルとして捉えると、その誘起電圧ベクトルはｑ軸上のベクトルとなる。同様に、φ_exを回転座標系における鎖交磁束ベクトルとして捉えると、その鎖交磁束ベクトルはｄ軸上のベクトルとなる。式（４−４）及び（４−５）にも現れるφ_exα及びφ_exβは、夫々、φ_exのα軸成分及びβ軸成分を表している。

α軸を基準とした鎖交磁束ベクトルφ_exの位相θ_exは下記式（４−６）にて表される。第２実施例に係るモータ駆動システムでは、鎖交磁束ベクトルφ_exのα軸成分φ_exα及びβ軸成分φ_exβを推定し、その推定値から位相θ_exを推定する。上述したように、鎖交磁束ベクトルφ_exはｄ軸上のベクトルとなるべきなので、推定したθ_exは、理想的にはθに合致する。そこで、推定したθ_exと座標変換に用いるθとの間の差（軸誤差）に基づいてＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御を実行し、これによって回転速度及び回転子位置の推定を行う。回転速度ω及び回転子位置θは、下記式（４−７）及び（４−８）に従って推定する。ここで、Ｋ_p及びＫ_iは、夫々、比例積分制御における比例係数及び積分係数であり、ｓは、ラプラス演算子である。

図１８のモータ駆動システムの具体的な動作について説明する。図１８のモータ制御システムは、モータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ５を備えていると共に、符号６１〜７０にて参照される各部位を備えている。第２実施例において、図１の制御部３は、符号６１〜７０にて参照される各部位によって形成される。

上述の如く、電流センサ５は、母線電流を検出し該母線電流の電流値を表す信号を出力する。電流検出部６１及び座標変換器６２は、図１４の電流検出部２１及び座標変換器２２と同様の部位である。即ち、電流検出部６１は、電流センサ５の出力信号値と三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づき、図１４の電流検出部２１と同様にしてＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを算出及び出力する。但し、電流検出部６１に対する三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*は、座標変換器７０から与えられる。座標変換器６２は、電流検出部６１にて算出されたｉ_u及びｉ_vをｉα及びｉβに変換する。

磁束推定器６３は、座標変換器６２にて得られたｉα及びｉβと電圧指令計算部６９からのｖα_c ^*及びｖβ_c ^*とに基づき、上記式（４−４）及び（４−５）に従って、モータ１の鎖交磁束を推定する（即ち、鎖交磁束ベクトルφ_exのα軸成分φ_exα及びβ軸成分φ_exβを算出する）。この際、式（４−４）及び（４−５）におけるｖα及びｖβとして夫々ｖα_c ^*及びｖβ_c ^*を用いる。また、位置/速度推定器６４にて推定されたωも用いられる。

図２０に、位置/速度推定器６４の内部ブロック図を示す。図２０の位置/速度推定器６４は、符号７５〜７８にて参照される各部位を備える。θ_ex算出部７５は、磁束推定器６３にて算出されたφ_exα及びφ_exβに基づき、上記式（４−６）に従って位相θ_exを算出する。減算器７６は、θ_ex算出部７５より出力されるθ_exから積分器７８より出力されるθを差し引き、軸誤差（θ_ex−θ）を算出する。ＰＩ制御部７７は、この軸誤差（θ_ex−θ）をゼロに収束させるための比例積分制御を行う。即ち、上記式（４−７）に従った演算を行い、これによって回転速度ωを算出する。積分器７８は、上記式（４−８）に従い、ＰＩ制御部７７にて算出されたωを積分することにより回転子位置θを算出する。ＰＩ制御部７７及び積分器７８にて算出されたω及びθは、位置/速度推定器６４が推定した回転速度及び回転子位置とされる。

αβ/ｄｑ変換器６５は、位置/速度推定器６４にて推定されたθに従って、座標変換器６２にて得られたｉα及びｉβを、ｄｑ座標上の電流成分であるｉ_d及びｉ_qに変換する。

電流指令計算部６６は、ｄ軸電流指令値ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令値ｉ_q ^*を作成して出力する。例えば、回転速度ωが外部から与えられた速度指令値ω^*に追従するようにｉ_q ^*を作成し、必要に応じてｉ_q ^*などを参照しつつ所望のベクトル制御（例えば最大トルク制御）が実現されるようにｉ_d ^*を作成する。

減算器６７及び６８は、αβ/ｄｑ変換器６５からのｉ_d及びｉ_qと電流指令計算部６６からのｉ_d ^*及びｉ_q ^*に基づいて電流誤差（ｉ_d ^*−ｉ_d）及び（ｉ_q ^*−ｉ_q）を算出して算出結果を電圧指令計算部６９に与える。

図２１に、電圧指令計算部６９の内部ブロック図を示す。図２１の電圧指令計算部６９は、符号８１〜８４にて参照される各部位を備える。補正前電圧計算部８１は、比例積分制御により、電流誤差（ｉ_d ^*−ｉ_d）及び（ｉ_q ^*−ｉ_q）がゼロに収束するようにｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を算出する。ｖ_d ^*及びｖ_q ^*は、（ｉ_d ^*−ｉ_d）及び（ｉ_q ^*−ｉ_q）を共にゼロに収束させるための、ｖ_d及びｖ_qの目標値である。

座標回転部８２は、位置/速度推定器６４にて推定されたθに基づいてｖ_d ^*及びｖ_q ^*をｖ_a及びｖ_bに変換する。図２２を参照して、この変換手法について説明を加える。図２２は、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、ｄ軸及びｑ軸と、電圧ベクトル１１０と、の関係を表す空間ベクトル図である。ｑ軸から見た電圧ベクトル１１０の位相をεにて表す。Ｕ相軸を基準とした電圧ベクトル１１０の位相は、（θ＋ε＋π／２）にて表される。また、ａ₁軸〜ａ₆軸の内（図９参照）、電圧ベクトル１１０が最も近い軸の位相は、Ｕ相軸を基準として、「（ｎ'＋２）π／３」にて表される。ここで、ｎ'は、（θ＋ε）をπ／３で割った時に得られる商である。

便宜上、図２２に示す如く、θを、上記の位相（ｎ'＋２）π／３と、その位相（ｎ'＋２）π／３とθとの差分位相θ_Dと、に分解する。これらの位相の関係は下記式（５−１）にて表される。そうすると、ｄｑ座標上の電圧成分を表すｖ_d及びｖ_qは、下記式（５−２）によって、ａｂ座標上の電圧成分を表すｖ_a及びｖ_bに変換される。また、εは、下記式（５−３）にて表される。

座標回転部８２は、上記式（５−１）〜（５−３）に従ってｖ_d ^*及びｖ_q ^*をｖ_a及びｖ_bに変換する。但し、この際、式（５−２）及び（５−３）におけるｖ_d及びｖ_qとして夫々ｖ_d ^*及びｖ_q ^*を用いる。具体的には、式（５−３）にて求まるεと推定されたθからｎ'を求め、θと求めたｎ'を式（５−１）に代入することによりθ_Dを求める。その後、求めたθ_Dを用いて式（５−２）に従い、ｖ_d ^*及びｖ_q ^*をｖ_a及びｖ_bに変換する。ところで、ｎ'と第１実施例で述べたｎ（図８参照）との間には、等式「ｎ'＋２＝ｎ」が成立する。座標回転部８２で求められたｎ'に２を加えた値（即ち、ｎ）は、座標回転部８４での演算に利用される。

座標回転部８２にて得られたｖ_a及びｖ_bは、成分補正部８３に送られる。成分補正部８３及び座標回転部８４は、図１６の成分補正部４３及び座標回転部４４と同様のものである。即ち、成分補正部８３は、図１０のステップＳ２における補正処理をｖ_a及びｖ_bに対して施し、補正後のｖ_a及びｖ_bを、夫々ｖ_ac及びｖ_bcとして出力する。但し、補正が不要の場合は、ｖ_ac＝ｖ_a且つｖ_bc＝ｖ_b、となる。

座標回転部８４は、上記式（１−５）に従って、補正後のａ軸電圧ｖ_ac及びｂ軸電圧ｖ_bcを補正後のα軸電圧ｖα_c及びｂ軸電圧ｖβ_cに変換し、得られたｖ_ac及びｖ_bcを夫々ｖα_c ^*及びｖβ_c ^*として出力する。

電圧指令計算部６９（座標回転部８４）によって算出されたｖα_c ^*及びｖβ_c ^*は、図１８の座標変換器７０に与えられる。座標変換器７０は、ｖα_c ^*及びｖβ_c ^*を、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*から成る三相電圧指令値に変換し、該三相電圧指令値をインバータ２に出力する。インバータ２は、該三相電圧指令値に従って三相交流電流をモータ１に供給する。

本実施例でも、電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）を補正する工程が設けられているため確実にモータ電流を検出することができる。そして、この補正処理を補正のしやすいａｂ座標上において実行することで、必要な補正を、簡素に且つ確実に実現する。ａｂ座標において、電圧ベクトル（電圧指令ベクトル）の座標軸成分ｖ_a及びｖ_bを独立して補正するだけで済むため、補正内容が簡素である。特に印加電圧が低い時には３相全てに対して補正が必要となるが、このような場合にも補正量の決定が容易である。

本実施例では、確実にモータ電流を検出するため電圧指令値に対して補正を加える。仮に、補正前の電圧指令値を用いて磁束の推定を行うと推定誤差が生じてしまうが、本実施例では、補正後の電圧指令値（ｖα_c ^*及びｖβ_c ^*）を用いて磁束を推定するため、補正に由来する推定誤差が生じない。また、電圧ベクトルの段階で補正処理が行われるため、磁束推定に用いる補正後の電圧指令ベクトルを容易に得ることができ、三相電圧を逆変換するといった工程は不要であると共に図２５のモータ駆動システムでは必要であった三相電圧を検出するための電圧検出器も不要である。

本発明を適用したモータ駆動システムの実施例を上述したが、本発明は、様々な変形例（又は他の実施例）を含む。以下に、変形例（又は他の実施例）又は注釈事項として、注釈１〜注釈５を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
インバータ２にて３相変調を用いる場合を取り扱ったが、本発明は変調方式に依存しない。例えば、インバータ２にて２相変調を行う場合、通電パターンは、図３に示した３相変調のそれと異なってくる。２相変調では、最小相の下アームが常にオンとされるため、図４におけるタイミングＴ０−Ｔ１間及びＴ６−Ｔ７間に対応する通電パターンが存在しない。しかしながら、結局、タイミングＴ１−Ｔ２間及びＴ２−Ｔ３間に対応する通電パターンにて母線電流を検出するようにすれば、最大相及び最小相の電流を検出できることに変わりはない。

［注釈２］
本実施形態に係るモータ駆動システムにおいて、上述の各種の指令値（φα^*、ｖ_d ^*等）やその他の状態量（φα、φ_exα等）を含む、導出されるべき全ての値の導出手法は任意である。即ち、例えば、それらを、制御部３（図１参照）内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。

［注釈３］
また、制御部３（図１参照）の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いて制御部３を実現する場合、制御部３の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって制御部３を構成しても構わない。

［注釈４］
例えば以下のように考えることができる。制御部３は、モータ制御装置として機能する。モータ制御装置内に、図１等の電流センサ５が含まれていると考えても構わない。電流センサ５の出力信号に基づいてモータ電流を検出するモータ電流検出手段は、図１４の電流検出部２１又は図１８の電流検出部６１を含む。また例えば、図１６の補正前電圧計算部４１と座標回転部４２、又は、図２１の補正前電圧計算部８１と座標回転部８２は、電圧指令ベクトル作成手段として機能する。また例えば、図１６の成分補正部４３又は図２１の成分補正部８３は、電圧指令ベクトル補正手段として機能する。

［注釈５］
尚、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉαなど）のみの表記によって、その記号に対応する状態量（状態変数）などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「ｉα」と「α軸電流ｉα」は同じものを指す。

また、本明細書等において下記の点に留意すべきである。上記の数ｊ（ｊは１以上の整数）と表記した墨付きかっこ内の式（式（１−２）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表記されているギリシャ文字（α等）は、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このギリシャ文字の下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。

本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。特に、冷蔵庫用の圧縮機、車載用空気調和機、電動車などに好適である。

本発明の実施の形態に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 図１のモータに印加される三相交流電圧の典型的な例を示す図である。 図１のモータに対する通電パターンと、各通電パターンと母線電流との関係を表として示した図である。 図１のモータにおける各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す図である。 図４の各タイミングにおける、図１の電機子巻線周辺の等価回路図である。 図１のモータにおける各相電圧の高低関係の組み合わせ（モード）及び各組み合わせにおいて検出される電流の相を、表として示した図である。 Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、α軸及びβ軸と、の関係を示す図である。 本発明の第１実施例に係り、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸並びにα軸及びβ軸と、電圧ベクトルと、の関係を表す空間ベクトル図である。 本発明の実施形態にて定義されるａ軸を説明するための図である。 本発明の実施形態に係る、電圧ベクトルの補正処理の手順を表すフローチャートである。 図１０の補正処理の前後の、ａｂ座標上における電圧ベクトルの軌跡を示す図である。 図１０の補正処理の前後の、αβ座標上における電圧ベクトルの軌跡を示す図である。 図１０の補正処理を経て得られるＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の電圧波形を示す図である。 本発明の第１実施例に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 図１４の磁束指令計算部の内部ブロック図である。 図１４の電圧指令計算部の内部ブロック図である。 図１４の電圧指令計算部の演算に関与する、鎖交磁束と電圧の関係を表すベクトル図である。 本発明の第２実施例に係るモータ駆動システムの構成ブロック図である。 Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸と、ｄ軸と、の関係を示す図である。 図１８の位置/速度推定器の内部ブロック図である。 図１８の電圧指令計算部の内部ブロック図である。 図９のａ軸との関係を考慮して回転子の位相（θ）を分解した様子を示す図である。 １シャント電流検出方式を採用した、従来のモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 従来技術に係り、１シャント電流検出方式を採用した場合における電圧指令値（パルス幅）の補正例を示す図である。 直接トルク制御を実現する従来のモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。

符号の説明

１ モータ
２ インバータ
３ 制御部
４ 直流電源
５ 電流センサ
６ 回転子
７ 固定子
７ｕ、７ｖ、７ｗ 電機子巻線
２１、６１ 電流検出部

Claims (9)

1. 三相式のモータを駆動するインバータと直流電源との間に流れる電流に基づいて前記モータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、
   前記モータの電機子巻線の鎖交磁束に基づいて前記モータへの印加電圧が追従すべき電圧のベクトルを表す電圧指令ベクトルを作成する電圧指令ベクトル作成手段と、
   作成された前記電圧指令ベクトルを補正する電圧指令ベクトル補正手段と、
   前記モータ電流と補正後の電圧指令ベクトルに基づいて前記鎖交磁束を推定する磁束推定手段と、を備え、
   前記補正後の電圧指令ベクトルに従って前記インバータを介して前記モータを制御する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記電圧指令ベクトル作成手段によって作成された前記電圧指令ベクトルは、回転座標上の電圧指令ベクトルであり、
   前記電圧指令ベクトル補正手段は、その回転座標上の電圧指令ベクトルを三相の固定座標上の三相電圧指令値に変換する過程において、前記回転座標上の電圧指令ベクトルを補正し、
   当該モータ制御装置は、補正後の電圧指令ベクトルに対応する前記三相電圧指令値を前記インバータに供給することにより、前記モータを制御する
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電圧指令ベクトル作成手段によって作成された前記電圧指令ベクトルは、所定の固定軸を基準とした前記電圧指令ベクトルの位相に応じて電気角６０度ごとにステップ的に回転するａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルである
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記電圧指令ベクトル補正手段は、前記ａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを形成する座標軸成分の大きさに基づいて補正の要否を判断し、補正が必要な場合、前記座標軸成分を補正することによって、前記ａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを補正する
   ことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記電圧指令ベクトル補正手段による補正後のａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを、固定されたα及びβ軸を座標軸とするαβ座標上の電圧指令ベクトルに変換する座標変換手段を更に備え、
   前記磁束推定手段は、前記モータ電流と前記αβ座標上の電圧指令ベクトルに基づいて前記鎖交磁束を推定する
   ことを特徴とする請求項３または請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 前記電圧指令ベクトル補正手段による補正後のａｂ座標上の二相の電圧指令ベクトルを、固定されたα及びβ軸を座標軸とするαβ座標上の電圧指令ベクトルに変換する座標変換手段を更に備え、
   前記磁束推定手段は、前記モータ電流の、前記αβ座標上の座標軸成分と、前記αβ座標上の電圧指令ベクトルと、に基づいて、
   前記鎖交磁束の、前記αβ座標上の座標軸成分を推定する
   ことを特徴とする請求項３または請求項４に記載のモータ制御装置。
7. 前記モータ電流と推定された前記鎖交磁束に基づいて前記モータが発生するトルクを推定するトルク推定手段を更に備え、
   推定された前記トルクに基づいて前記モータに対する直接トルク制御を実行する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項６の何れかに記載のモータ制御装置。
8. 推定された前記鎖交磁束に基づいて前記モータの回転子位置を推定する回転子位置推定手段を更に備え、
   推定された前記回転子位置に基づいて前記モータに対するベクトル制御を実行する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項６の何れかに記載のモータ制御装置。
9. 三相式のモータと、
   前記モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項１〜請求項８の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えた
   ことを特徴とするモータ駆動システム。

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