JP4317335B2 - ダイバーシティ受信機 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、地上デジタルテレビジョン放送あるいは地上デジタル音声放送など、マルチキャリア変調方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexingの略で、直交周波数分割多重）を使った無線通信システムのダイバーシティ受信機に関し、特に、移動受信など劣悪な無線伝搬環境下においても高品質な情報が受信できるようにしたダイバーシティ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ伝送波のダイバーシティ受信機としては、「特開平９−２８４１９１」、「特開平１１−２０５２７３」、「特願２００１−６７２６７」などの公報に記載されたものがあり、これらのダイバーシティ受信機は、受信信号をＦＦＴ（Fast Fourier Transformの略で、高速フーリエ変換）処置後、選択切換や合成を行っている。
【０００３】
図６は、この種の従来のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【０００４】
図６に示すように、従来のダイバーシティ受信機は、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎に設けられる複数のアンテナ４００で受信されたＯＦＤＭ伝送波は、複数のチューナ部４０２でそれぞれ中問周波数帯の例えば５７ＭＨｚ帯や８．１２７ＭＨｚ帯の信号に変換される。このアナログ信号がそれぞれ複数のＡ／Ｄ変換部４０４でデジタル信号に変換された後、直交復調部４０６で直交復調されて複数の複素ベースバンド信号が得られる。
【０００５】
この複数の複素ベースバンド信号をそれぞれ複数のＦＦＴ部４０８でＦＦＴ処理して周波数領域の信号に変換する。この変換信号は、地上デジタル放送波の場合は数千本のキャリアから構成されており、複数の周波数応答部４１４や周波数重み付け計数算出部４１６や切換部４１０（または合成部）により選択切換（または合成）が行われ、復調部４１２ではキャリア毎にデマッピングされた後、誤り訂正が施され、訂正後のデジタル信号のストリームが出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のダイバーシティ受信機においては、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎に周波数応答を把握するため回路規模が大の複数のＦＦＴ４０８が必要で、全体として極めて回路規模が大きくならざるを得ないという欠点があった。
【０００７】
本発明は、このような従来の問題を解決するためになされたもので、回路規模を小さくすることを実現しコスト的にも有利とするダイバーシティ受信機を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明のダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、前記受信機の受信信号のガードインターバル期間を利用して複数の前記入力信号の伝送特性を検出する伝送特性検出手段と、前記複数の入力信号の伝送特性を相互に比較する比較手段と、前記比較手段による比較結果に応じて前記複数の入力信号を切り換える切換手段とを備え、前記複数の入力信号が前記伝送特性に応じて切り換えられ、切り換えられた前記入力信号のＦＦＴ処理を行って復調することとした。
【０００９】
また、前記入力信号のガードインターバル相関を利用して予め定めたクロックを再生し、前記切換手段は、前記クロックのタイミングで前記比較結果に応じて前記複数の入力信号を切り換えることとした。
【００１０】
また、前記クロックとして、前記入力信号のガードインターバル相関を利用して再生する基準クロック信号やシンボルクロックを使用することとした。
【００１１】
また、前記伝送特性として、前記入力信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いてＳ／Ｎを算出することとした。
【００１２】
また、前記伝送特性として、前記入力信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いて雑音電力を算出することとした。
【００１３】
また、前記入力信号に復調のための振幅位相基準として挿入されているパイロットシンボルを１シンボル内の周波数方向にのみ内挿して周波数応答を求め、前記復調を行うこととした。
【００１４】
また、前記複数の入力信号を合成する合成手段をさらに備え、前記合成手段により合成された信号を使って前記クロックの再生を行うこととした。
【００１５】
また、前記切換手段で切り換え後の前記入力信号を使って前記クロックの再生を行うこととした。
【００１６】
また、前記切換手段は、前記比較手段により、前記伝送特性の最も優れた前記入力信号を選択することとした。
【００１７】
また、本発明のダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、前記受信機の複数の受信信号におけるブランチ間の位相差を求める位相差検出手段と、前記位相差を補正する位相差補正手段とを備え、前記位相差検出手段により検出された位相差に応じて前記ブランチの位相差を補正して合成し、その後ＦＦＴ処理を行って復調することとした。
【００１８】
また、前記受信機において、前記受信信号のガードインターバル期間を利用して伝送特性を検出し、ブランチ毎の前記伝送特性に品質の重み付けをして合成することとした。
【００１９】
さらに、前記受信機において、前記合成後の受信信号を使ってクロックの再生を行うこととした。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。
【００２１】
図１は、本発明による第１実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【００２２】
図１に従って、ダイバーシティ受信機の構成と動作について説明する。
【００２３】
１００はブランチNo.１〜No.Ｌ毎にＲＦ周波数の信号を受信する複数の受信アンテナ、１０２はＲＦ周波数の信号に同調して中間周波数帯の信号に変換する複数のチューナ部、１０４はアナログ信号からデジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換部、１０６はデジタル信号のＩ軸信号とＱ軸信号の複素ベースバンド信号が得られる複数の直交復調部である。１０８は比較部１１６からの出力信号によってブランチNo.１〜No.Ｌからの複素ベースバンド信号を切り換える切換部、１１０は複素ベースバンド信号を離散フーリエ変換して周波数軸の変換信号を得るＦＦＴ部であり、数千本のキャリアの複素データが得られる。１１２はＦＦＴ部１１０で得られた信号を復調する復調部であり、デジタル信号が出力される。
【００２４】
１１４はブランチNo.１〜No.Ｌ毎に設けられる複数のＳ／Ｎ算出部であり、直交復調部１０６の複素ベースバンド信号からの時間信号のガードインターバルを利用してブランチNo.１〜No.Ｌ毎のＳ／Ｎを算出する。
【００２５】
比較部１１６では、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎にＳ／Ｎ算出部１１４で得られたＳ／Ｎを比較し、最もＳ／ＮのよいブランチNo.１〜No.Ｌを選択するよう切換部１０８を制御する。
【００２６】
なお、Ｓ／Ｎ算出部１１４は、雑音電力のみを計算し、比較部１１６では、最も雑音電力の小さいブランチNo.１〜No.Ｌを選択するよう切換部１０８を制御することもできる。
【００２７】
以下、Ｓ／Ｎの算出方法について説明する。
【００２８】
図２は、複素ベースバンド信号におけるＯＦＤＭの１シンボルの時間信号（複素ベースバンド信号）を示す。
【００２９】
シンボルＩの末尾の部分がコピーされてシンボルＩの先頭に付加され、この信号部分をガードインターバルと呼ぶ。ノイズや妨害がなければ、シンボルＩの末尾と先頭のガードインターバルは同一信号波形となる。シンボルｌの信号をＳ（ｌ，ｎ）と表す。但し、ｎはＯＦＤＭシンボル内でのサンプル番号で０＜ｎ＜Ｎ−１であり、Ｎは１シンボルの全サンプル数である。また、ガードインターバル期間のザンプル数をＮｇ、ガードインターバルを除いた有効シンボルのサンプル数をＮｕとする。なお、Ｎ＝Ｎｇ＋Ｎｕである。
【００３０】
ガードインターバルとシンボルＩの末尾の信号は本来同じ信号であるが、フェージングが雑音などの影響で異なる信号波形となる。信号波形が異なることを利用して、シンボルｌの雑音電力Ｎ（ｌ）は（１）式によりに求めることができる。
【００３１】
【数１】
【００３２】
また、この雑音電力Ｎ（ｌ）に対する信号電力Ｓ（ｌ）は（２）式によりに求めることができる。
【００３３】
【数２】
【００３４】
よって、シンボルｌのＳ／Ｎは（３）式によりに求めることができる。
【００３５】
【数３】
【００３６】
マルチパス妨害によって、ガードインターバルの先頭部分はシンボルＩの末尾と異なるので、Ｎｏは０でない方が好ましい。また、加算するサンプル数Ｎａは、信頼性を高めるためには多い方が好ましい。例えば、Ｎｏ＝Ｎｇ／４、Ｎａ＝３Ｎｇ／４や、Ｎｏ＝Ｎｇ／２、Ｎａ＝Ｎｇ／２などが考えられる。
【００３７】
次に、図１の復調部１１２について説明する。
【００３８】
図３は、復調のためのフレーム構成を示し、ＱＡＭ系変調方式の場合のフレーム構成を示す。
【００３９】
データキャリアがＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどのＱＡＭ系の変調方式の場合、復調するために振幅位相基準としてパイロットシンボルが挿入される。図３に示すように、黒丸印のパイロットシンボルが周波数軸方向の３キャリアに１個（Ｎｆ＝３）、時間軸方向の４シンボルに１個（Ｎｔ＝４）の入っている場合を例として考える。通常は、受信信号からパイロットシンボルを検出し、時間軸方向に内挿した後、周波数方向に内挿し、各データキャリアの振幅位相基準を求めて復調する。
【００４０】
本発明のダイバーシティ受信機では、シンボルの境目でブランチNo.１〜No.Ｌを切り換えるため切換前後で伝搬特性が急激に変化している場合があり、このような場合を考慮し、時間軸方向への内挿はせず、シンボル毎に、１２キャリア毎に挿入されているパイロットキャリアを使って周波数方向の内挿のみを行って、復調を行う。
【００４１】
以上、本発明による第１実施形態のダイバーシティ受信機は、複数の複素ベースバンド信号から伝達特性の良い複素ベースバンド信号を選択後にＦＦＴ処理するため、回路規模が大のＦＦＴ部を多数使用する必要がなく、回路規模を小さく抑えコスト的にも有利とすることができる。
【００４２】
図４は、本発明による第２実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【００４３】
図４に示すブランチNo.１〜No.Ｌ毎に設けられた複数のアンテナ部２００から比較部２１６までは、第１実施形態のダイバーシティ受信機のアンテナ部１００から比較部１１６と同じである。
【００４４】
合成部２１８では、直交復調部２０６からの複素ベースバンド信号を単純に合成する部分である。２２０は、合成部２１８で合成された複素ベースバンド信号についてガードインターバル相関をとり、ＦＦＴサンブリングなどの基準クロック、シンボルクロック、ＡＦＣ制御信号などの信号を作り出すガードインターバル相関部であり、ここで得られたこれらのクロックなどを使って、切換部２０８の切換タイミングを含めダイバーシティ受信機全体の操作を行うことができる。
【００４５】
なお、本発明による第２実施形態のダイバーシティ受信機では、直交復調後の信号を合成しガードインターバル相関を取って、クロックなどを再生したが、切換部２０８の切り換え後の信号のガードインターバル相関を取って、クロックなどを再生することもできる。
【００４６】
また、ブランチNo.１のみの直交復調後の信号のガードインターバル相関を取って、クロックなどを再生することもできる。
【００４７】
以上、本発明による第２実施形態のダイバーシティ受信機は、合成後の複素ベースバンド信号、または切り換え後の複素ベースバンド信号よりクロックを再生し、このクロックを使って、切換部２０８の切換タイミングを含めダイバーシティ受信機全体の操作を行うことができる。
【００４８】
図５は、本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【００４９】
図５に示すブランチNo.１〜No.Ｌ毎に設けられた複数のアンテナ部３００から直交復調部３０６までは、第１実施形態のダイバーシティ受信機のアンテナ部１００から直交復調部１０６までと同じである。
【００５０】
本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機は、直交復調部３０６からの出力信号である複素ベースバンド信号を合成部３０８で合成し、合成後の信号をＦＦＴ部３１０で離散フーリエ変換して、各キャリアの複素データを得る。３１２はＦＦＴ部３１０で得られた信号を復調する復調部であり、デジタル信号が出力される。Ｓ／Ｎ算出部３１４は、図１のＳ／Ｎ算出部１１４と同様である。
【００５１】
３１６は、ブランチNo.１の位相を基準としたときのブランチNo.２またはブランチNo.Ｌの信号の位相を求める位相差算出部であり、３１８はブランチNo.１と同位相となるようにブランチNo.２またはブランチNo.Ｌの信号の位相差を補正する位相差補正部である。
【００５２】
ブランチNo.１の直交復調後の複素ベースバンド信号をＳ１（ｎ）、ブランチNo.２〜No.Ｌの直交復調後の複素ベースバンド信号をＳ２（ｎ）・・・ＳＬ（ｎ）とする（ｎはサンプル番号で整数）。ブランチNo.１〜No.Ｌ毎に入力された信号は、フラットフェージングに近い妨害を受けているとすると、ブランチNo.１〜No.Ｌの違いによる受信信号の違いは、フェージング妨害による伝達関数の振幅位相の違いと考えることができる。送信信号は同一であるので、ブランチNo.１〜No.Ｌ間の相互相関を計算することによって位相差を検出することができる。
【００５３】
また、検出した位相差を用いて、ブランチNo.１の信号と同位相になるように位相差を補正することも可能である。ブランチNo.１を基準として、ブランチNo.２の位相Ｐｈ２１（ｎ）は（４）式によりに求めることができる。
【００５４】
【数４】
【００５５】
Ｐｈ２１（ｎ）には雑音の影響があるので、サンプル数Ｎａで平均を取り、平均的な位相差＜Ｐｈ２１（ｎ）＞は（５）式によりに求めることができる。
【００５６】
【数５】
【００５７】
（５）式を用い、ブランチNo.２における位相差算出部３１６の位相差Δθ２１（ｎ）は（６）式によりに求めることができる。
【００５８】
【数６】
【００５９】
差を補正する。
【００６０】
【数７】
【００６１】
ブランチNo.３からブランチNo.Ｌにおいても、同様な処理を行う。
【００６２】
なお、平均化するサンプル数Ｎａは、シンボル長の１／１０からシンボル長の数倍程度が望ましい。
【００６３】
次に、合成部３０８は、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎に算出された伝送特性でもあるＳ／Ｎを用いて、ブランチNo.１〜No.Ｌから得られた位相差補正後の複素ベースバンド信号を重み付けし合成する。なお、位相差補正後の複素ベースバンド信号を重み付けなしで合成することもできる。
【００６４】
重み付けする際には、Ｓ／Ｎが大きいブランチNo.１〜No.Ｌには大きい重みを、Ｓ／Ｎが小さいブランチNo.１〜No.Ｌには小さい重みをつけをして合成する。例えば、重み係数としては、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎のＳ／Ｎの平方根を取った値を用いる。
【００６５】
なお、本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機においても、合成後の複素ベースバンド信号についてガードインターバル相関をとり、ＦＦＴサンプリングなどの基準クロック、シンボルクロック、ＡＦＣ制御信号などの信号を作り出し、ここで得られたクロックなどを使って、切換部２０８の切換タイミングを含め受信機全体の操作を行うこともできる。
【００６６】
また、ブランチNo.１のみの直交復調後の信号のガードインターバル相関を取って、クロックなどを再生することもできる。
【００６７】
以上、本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機は、位相差補正後の複数の複素ベースバンド信号を合成後にＦＦＴ処理するため、回路規模が大のＦＦＴ部を多数使用する必要がなく、回路規模を小さく抑えコスト的にも有利とすることができる。
【００６８】
さらに、複素ベースバンド信号に重み付けを行い、受信信号の品質を高めることもでき、また、合成後の複素ベースバンド信号より、ＦＦＴサンブリングなどの基準クロック、シンボルクロック、ＡＦＣ制御信号などの信号を作り出し、このクロックを使って、切換部２０８の切換タイミングを含めダイバーシティ受信機全体の操作を行うことができる。
【００６９】
【発明の効果】
本発明のダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、前記受信機の受信信号のガードインターバル期間を利用して複数の前記入力信号の伝送特性を検出する伝送特性検出手段と、前記複数の入力信号の伝送特性を相互に比較する比較手段と、前記比較手段による比較結果に応じて前記複数の入力信号を切り換える切換手段とを備え、前記複数の入力信号が前記伝送特性に応じて切り換えられ、切り換えられた前記入力信号のＦＦＴ処理を行って復調することとしたため、複数の複素ベースバンド信号から伝達特性の良い複素ベースバンド信号を選択後にＦＦＴ処理し、回路規模が大のＦＦＴ部を多数使用する必要がなく、回路規模を小さく抑えコスト的にも有利とすることができる。
【００７０】
また、前記入力信号のガードインターバル相関を利用して予め定めたクロックを再生し、前記切換手段は、前記クロックのタイミングで前記比較結果に応じて前記複数の入力信号を切り換えることとしたため、複数の複素ベースバンド信号を的確なタイミングで切り換えてＦＦＴ処理を行うことができる。
【００７１】
また、前記クロックとして、前記入力信号のガードインターバル相関を利用して再生する基準クロック信号やシンボルクロックを使用することとしたため、このクロックにより複数の複素ベースバンド信号をより的確に切り換えてＦＦＴ処理を行うことができる。
【００７２】
また、前記伝送特性として、前記入力信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いてＳ／Ｎを算出することとしたため、伝送特性として的確なものを検出することができる。
【００７３】
また、前記伝送特性として、前記入力信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いて雑音電力を算出することとしたため、伝送特性として的確なものを検出することができる。
【００７４】
また、前記入力信号に復調のための振幅位相基準として挿入されているパイロットシンボルを１シンボル内の周波数方向にのみ内挿して周波数応答を求め、前記復調を行うこととしたため、複素ベースバンド信号の復調を正確に行うことができる。
【００７５】
また、前記複数の入力信号を合成する合成手段をさらに備え、前記合成手段により合成された信号を使って前記クロックの再生を行うこととしたため、このクロックにより複数の複素ベースバンド信号をより的確に切り換えてＦＦＴ処理を行うことができる。
【００７６】
また、前記切換手段で切り換え後の前記入力信号を使って前記クロックの再生を行うこととしたため、このクロックにより複数の複素ベースバンド信号をより的確に切り換えてＦＦＴ処理を行うことができる。
【００７７】
また、前記切換手段は、前記比較手段により、前記伝送特性の最も優れた前記入力信号を選択することとしたため、最もすぐれた複素ベースバンド信号を容易に選択することができる。
【００７８】
また、本発明のダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、前記受信機の複数の受信信号におけるブランチ間の位相差を求める位相差検出手段と、前記位相差を補正する位相差補正手段とを備え、前記位相差検出手段により検出された位相差に応じて前記ブランチの位相差を補正して合成し、その後ＦＦＴ処理を行って復調することとしたため、位相差補正後の複数の複素ベースバンド信号を合成後にＦＦＴ処理し、回路規模が大のＦＦＴ部を多数使用する必要がなく、回路規模を小さく抑えコスト的にも有利とすることができる。
【００７９】
また、前記受信機において、前記受信信号のガードインターバル期間を利用して伝送特性を検出し、ブランチ毎の前記伝送特性に品質の重み付けをして合成することとしたため、受信信号の品質をより高めることができる。
【００８０】
さらに、前記受信機において、前記合成後の受信信号を使ってクロックの再生を行うこととしたため、このクロックにより、切換部の切換タイミングを含めダイバーシティ受信機全体の操作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第１実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【図２】複素ベースバンド信号におけるＯＦＤＭの１シンボルの時間信号を示す。
【図３】復調のためのフレーム構成を示し、ＱＡＭ系変調方式の場合のフレーム構成を示す。
【図４】本発明による第２実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【図５】本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【図６】従来のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【符号の説明】
１００、２００、３００ 受信アンテナ
１０２、２０２、３０２ チューナ部
１０４、２０４、３０４ Ａ／Ｄ変換部
１０６、２０６、３０６ 直交復調部
１０８、２０８ 切換部
１１０、２１０、３１０ ＦＦＴ部
１１２、２１２、３１２ 復調部
１１４、２１４、３１４ Ｓ／Ｎ算出部
１１６、２１６ 比較部
２１８、３０８ 合成部
２２０ ガードインターバル相関部
３１６ 位相差算出部
３１８ 位相差補正部
No.１〜No.Ｌ ブランチ
【発明の属する技術分野】
本発明は、地上デジタルテレビジョン放送あるいは地上デジタル音声放送など、マルチキャリア変調方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexingの略で、直交周波数分割多重）を使った無線通信システムのダイバーシティ受信機に関し、特に、移動受信など劣悪な無線伝搬環境下においても高品質な情報が受信できるようにしたダイバーシティ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ伝送波のダイバーシティ受信機としては、「特開平９−２８４１９１」、「特開平１１−２０５２７３」、「特願２００１−６７２６７」などの公報に記載されたものがあり、これらのダイバーシティ受信機は、受信信号をＦＦＴ（Fast Fourier Transformの略で、高速フーリエ変換）処置後、選択切換や合成を行っている。
【０００３】
図６は、この種の従来のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【０００４】
図６に示すように、従来のダイバーシティ受信機は、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎に設けられる複数のアンテナ４００で受信されたＯＦＤＭ伝送波は、複数のチューナ部４０２でそれぞれ中問周波数帯の例えば５７ＭＨｚ帯や８．１２７ＭＨｚ帯の信号に変換される。このアナログ信号がそれぞれ複数のＡ／Ｄ変換部４０４でデジタル信号に変換された後、直交復調部４０６で直交復調されて複数の複素ベースバンド信号が得られる。
【０００５】
この複数の複素ベースバンド信号をそれぞれ複数のＦＦＴ部４０８でＦＦＴ処理して周波数領域の信号に変換する。この変換信号は、地上デジタル放送波の場合は数千本のキャリアから構成されており、複数の周波数応答部４１４や周波数重み付け計数算出部４１６や切換部４１０（または合成部）により選択切換（または合成）が行われ、復調部４１２ではキャリア毎にデマッピングされた後、誤り訂正が施され、訂正後のデジタル信号のストリームが出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のダイバーシティ受信機においては、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎に周波数応答を把握するため回路規模が大の複数のＦＦＴ４０８が必要で、全体として極めて回路規模が大きくならざるを得ないという欠点があった。
【０００７】
本発明は、このような従来の問題を解決するためになされたもので、回路規模を小さくすることを実現しコスト的にも有利とするダイバーシティ受信機を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明のダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、前記受信機の受信信号のガードインターバル期間を利用して複数の前記入力信号の伝送特性を検出する伝送特性検出手段と、前記複数の入力信号の伝送特性を相互に比較する比較手段と、前記比較手段による比較結果に応じて前記複数の入力信号を切り換える切換手段とを備え、前記複数の入力信号が前記伝送特性に応じて切り換えられ、切り換えられた前記入力信号のＦＦＴ処理を行って復調することとした。
【０００９】
また、前記入力信号のガードインターバル相関を利用して予め定めたクロックを再生し、前記切換手段は、前記クロックのタイミングで前記比較結果に応じて前記複数の入力信号を切り換えることとした。
【００１０】
また、前記クロックとして、前記入力信号のガードインターバル相関を利用して再生する基準クロック信号やシンボルクロックを使用することとした。
【００１１】
また、前記伝送特性として、前記入力信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いてＳ／Ｎを算出することとした。
【００１２】
また、前記伝送特性として、前記入力信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いて雑音電力を算出することとした。
【００１３】
また、前記入力信号に復調のための振幅位相基準として挿入されているパイロットシンボルを１シンボル内の周波数方向にのみ内挿して周波数応答を求め、前記復調を行うこととした。
【００１４】
また、前記複数の入力信号を合成する合成手段をさらに備え、前記合成手段により合成された信号を使って前記クロックの再生を行うこととした。
【００１５】
また、前記切換手段で切り換え後の前記入力信号を使って前記クロックの再生を行うこととした。
【００１６】
また、前記切換手段は、前記比較手段により、前記伝送特性の最も優れた前記入力信号を選択することとした。
【００１７】
また、本発明のダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、前記受信機の複数の受信信号におけるブランチ間の位相差を求める位相差検出手段と、前記位相差を補正する位相差補正手段とを備え、前記位相差検出手段により検出された位相差に応じて前記ブランチの位相差を補正して合成し、その後ＦＦＴ処理を行って復調することとした。
【００１８】
また、前記受信機において、前記受信信号のガードインターバル期間を利用して伝送特性を検出し、ブランチ毎の前記伝送特性に品質の重み付けをして合成することとした。
【００１９】
さらに、前記受信機において、前記合成後の受信信号を使ってクロックの再生を行うこととした。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。
【００２１】
図１は、本発明による第１実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【００２２】
図１に従って、ダイバーシティ受信機の構成と動作について説明する。
【００２３】
１００はブランチNo.１〜No.Ｌ毎にＲＦ周波数の信号を受信する複数の受信アンテナ、１０２はＲＦ周波数の信号に同調して中間周波数帯の信号に変換する複数のチューナ部、１０４はアナログ信号からデジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換部、１０６はデジタル信号のＩ軸信号とＱ軸信号の複素ベースバンド信号が得られる複数の直交復調部である。１０８は比較部１１６からの出力信号によってブランチNo.１〜No.Ｌからの複素ベースバンド信号を切り換える切換部、１１０は複素ベースバンド信号を離散フーリエ変換して周波数軸の変換信号を得るＦＦＴ部であり、数千本のキャリアの複素データが得られる。１１２はＦＦＴ部１１０で得られた信号を復調する復調部であり、デジタル信号が出力される。
【００２４】
１１４はブランチNo.１〜No.Ｌ毎に設けられる複数のＳ／Ｎ算出部であり、直交復調部１０６の複素ベースバンド信号からの時間信号のガードインターバルを利用してブランチNo.１〜No.Ｌ毎のＳ／Ｎを算出する。
【００２５】
比較部１１６では、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎にＳ／Ｎ算出部１１４で得られたＳ／Ｎを比較し、最もＳ／ＮのよいブランチNo.１〜No.Ｌを選択するよう切換部１０８を制御する。
【００２６】
なお、Ｓ／Ｎ算出部１１４は、雑音電力のみを計算し、比較部１１６では、最も雑音電力の小さいブランチNo.１〜No.Ｌを選択するよう切換部１０８を制御することもできる。
【００２７】
以下、Ｓ／Ｎの算出方法について説明する。
【００２８】
図２は、複素ベースバンド信号におけるＯＦＤＭの１シンボルの時間信号（複素ベースバンド信号）を示す。
【００２９】
シンボルＩの末尾の部分がコピーされてシンボルＩの先頭に付加され、この信号部分をガードインターバルと呼ぶ。ノイズや妨害がなければ、シンボルＩの末尾と先頭のガードインターバルは同一信号波形となる。シンボルｌの信号をＳ（ｌ，ｎ）と表す。但し、ｎはＯＦＤＭシンボル内でのサンプル番号で０＜ｎ＜Ｎ−１であり、Ｎは１シンボルの全サンプル数である。また、ガードインターバル期間のザンプル数をＮｇ、ガードインターバルを除いた有効シンボルのサンプル数をＮｕとする。なお、Ｎ＝Ｎｇ＋Ｎｕである。
【００３０】
ガードインターバルとシンボルＩの末尾の信号は本来同じ信号であるが、フェージングが雑音などの影響で異なる信号波形となる。信号波形が異なることを利用して、シンボルｌの雑音電力Ｎ（ｌ）は（１）式によりに求めることができる。
【００３１】
【数１】
また、この雑音電力Ｎ（ｌ）に対する信号電力Ｓ（ｌ）は（２）式によりに求めることができる。
【００３３】
【数２】
よって、シンボルｌのＳ／Ｎは（３）式によりに求めることができる。
【００３５】
【数３】
マルチパス妨害によって、ガードインターバルの先頭部分はシンボルＩの末尾と異なるので、Ｎｏは０でない方が好ましい。また、加算するサンプル数Ｎａは、信頼性を高めるためには多い方が好ましい。例えば、Ｎｏ＝Ｎｇ／４、Ｎａ＝３Ｎｇ／４や、Ｎｏ＝Ｎｇ／２、Ｎａ＝Ｎｇ／２などが考えられる。
【００３７】
次に、図１の復調部１１２について説明する。
【００３８】
図３は、復調のためのフレーム構成を示し、ＱＡＭ系変調方式の場合のフレーム構成を示す。
【００３９】
データキャリアがＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどのＱＡＭ系の変調方式の場合、復調するために振幅位相基準としてパイロットシンボルが挿入される。図３に示すように、黒丸印のパイロットシンボルが周波数軸方向の３キャリアに１個（Ｎｆ＝３）、時間軸方向の４シンボルに１個（Ｎｔ＝４）の入っている場合を例として考える。通常は、受信信号からパイロットシンボルを検出し、時間軸方向に内挿した後、周波数方向に内挿し、各データキャリアの振幅位相基準を求めて復調する。
【００４０】
本発明のダイバーシティ受信機では、シンボルの境目でブランチNo.１〜No.Ｌを切り換えるため切換前後で伝搬特性が急激に変化している場合があり、このような場合を考慮し、時間軸方向への内挿はせず、シンボル毎に、１２キャリア毎に挿入されているパイロットキャリアを使って周波数方向の内挿のみを行って、復調を行う。
【００４１】
以上、本発明による第１実施形態のダイバーシティ受信機は、複数の複素ベースバンド信号から伝達特性の良い複素ベースバンド信号を選択後にＦＦＴ処理するため、回路規模が大のＦＦＴ部を多数使用する必要がなく、回路規模を小さく抑えコスト的にも有利とすることができる。
【００４２】
図４は、本発明による第２実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【００４３】
図４に示すブランチNo.１〜No.Ｌ毎に設けられた複数のアンテナ部２００から比較部２１６までは、第１実施形態のダイバーシティ受信機のアンテナ部１００から比較部１１６と同じである。
【００４４】
合成部２１８では、直交復調部２０６からの複素ベースバンド信号を単純に合成する部分である。２２０は、合成部２１８で合成された複素ベースバンド信号についてガードインターバル相関をとり、ＦＦＴサンブリングなどの基準クロック、シンボルクロック、ＡＦＣ制御信号などの信号を作り出すガードインターバル相関部であり、ここで得られたこれらのクロックなどを使って、切換部２０８の切換タイミングを含めダイバーシティ受信機全体の操作を行うことができる。
【００４５】
なお、本発明による第２実施形態のダイバーシティ受信機では、直交復調後の信号を合成しガードインターバル相関を取って、クロックなどを再生したが、切換部２０８の切り換え後の信号のガードインターバル相関を取って、クロックなどを再生することもできる。
【００４６】
また、ブランチNo.１のみの直交復調後の信号のガードインターバル相関を取って、クロックなどを再生することもできる。
【００４７】
以上、本発明による第２実施形態のダイバーシティ受信機は、合成後の複素ベースバンド信号、または切り換え後の複素ベースバンド信号よりクロックを再生し、このクロックを使って、切換部２０８の切換タイミングを含めダイバーシティ受信機全体の操作を行うことができる。
【００４８】
図５は、本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【００４９】
図５に示すブランチNo.１〜No.Ｌ毎に設けられた複数のアンテナ部３００から直交復調部３０６までは、第１実施形態のダイバーシティ受信機のアンテナ部１００から直交復調部１０６までと同じである。
【００５０】
本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機は、直交復調部３０６からの出力信号である複素ベースバンド信号を合成部３０８で合成し、合成後の信号をＦＦＴ部３１０で離散フーリエ変換して、各キャリアの複素データを得る。３１２はＦＦＴ部３１０で得られた信号を復調する復調部であり、デジタル信号が出力される。Ｓ／Ｎ算出部３１４は、図１のＳ／Ｎ算出部１１４と同様である。
【００５１】
３１６は、ブランチNo.１の位相を基準としたときのブランチNo.２またはブランチNo.Ｌの信号の位相を求める位相差算出部であり、３１８はブランチNo.１と同位相となるようにブランチNo.２またはブランチNo.Ｌの信号の位相差を補正する位相差補正部である。
【００５２】
ブランチNo.１の直交復調後の複素ベースバンド信号をＳ１（ｎ）、ブランチNo.２〜No.Ｌの直交復調後の複素ベースバンド信号をＳ２（ｎ）・・・ＳＬ（ｎ）とする（ｎはサンプル番号で整数）。ブランチNo.１〜No.Ｌ毎に入力された信号は、フラットフェージングに近い妨害を受けているとすると、ブランチNo.１〜No.Ｌの違いによる受信信号の違いは、フェージング妨害による伝達関数の振幅位相の違いと考えることができる。送信信号は同一であるので、ブランチNo.１〜No.Ｌ間の相互相関を計算することによって位相差を検出することができる。
【００５３】
また、検出した位相差を用いて、ブランチNo.１の信号と同位相になるように位相差を補正することも可能である。ブランチNo.１を基準として、ブランチNo.２の位相Ｐｈ２１（ｎ）は（４）式によりに求めることができる。
【００５４】
【数４】
Ｐｈ２１（ｎ）には雑音の影響があるので、サンプル数Ｎａで平均を取り、平均的な位相差＜Ｐｈ２１（ｎ）＞は（５）式によりに求めることができる。
【００５６】
【数５】
（５）式を用い、ブランチNo.２における位相差算出部３１６の位相差Δθ２１（ｎ）は（６）式によりに求めることができる。
【００５８】
【数６】
差を補正する。
【００６０】
【数７】
ブランチNo.３からブランチNo.Ｌにおいても、同様な処理を行う。
【００６２】
なお、平均化するサンプル数Ｎａは、シンボル長の１／１０からシンボル長の数倍程度が望ましい。
【００６３】
次に、合成部３０８は、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎に算出された伝送特性でもあるＳ／Ｎを用いて、ブランチNo.１〜No.Ｌから得られた位相差補正後の複素ベースバンド信号を重み付けし合成する。なお、位相差補正後の複素ベースバンド信号を重み付けなしで合成することもできる。
【００６４】
重み付けする際には、Ｓ／Ｎが大きいブランチNo.１〜No.Ｌには大きい重みを、Ｓ／Ｎが小さいブランチNo.１〜No.Ｌには小さい重みをつけをして合成する。例えば、重み係数としては、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎のＳ／Ｎの平方根を取った値を用いる。
【００６５】
なお、本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機においても、合成後の複素ベースバンド信号についてガードインターバル相関をとり、ＦＦＴサンプリングなどの基準クロック、シンボルクロック、ＡＦＣ制御信号などの信号を作り出し、ここで得られたクロックなどを使って、切換部２０８の切換タイミングを含め受信機全体の操作を行うこともできる。
【００６６】
また、ブランチNo.１のみの直交復調後の信号のガードインターバル相関を取って、クロックなどを再生することもできる。
【００６７】
以上、本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機は、位相差補正後の複数の複素ベースバンド信号を合成後にＦＦＴ処理するため、回路規模が大のＦＦＴ部を多数使用する必要がなく、回路規模を小さく抑えコスト的にも有利とすることができる。
【００６８】
さらに、複素ベースバンド信号に重み付けを行い、受信信号の品質を高めることもでき、また、合成後の複素ベースバンド信号より、ＦＦＴサンブリングなどの基準クロック、シンボルクロック、ＡＦＣ制御信号などの信号を作り出し、このクロックを使って、切換部２０８の切換タイミングを含めダイバーシティ受信機全体の操作を行うことができる。
【００６９】
【発明の効果】
本発明のダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、前記受信機の受信信号のガードインターバル期間を利用して複数の前記入力信号の伝送特性を検出する伝送特性検出手段と、前記複数の入力信号の伝送特性を相互に比較する比較手段と、前記比較手段による比較結果に応じて前記複数の入力信号を切り換える切換手段とを備え、前記複数の入力信号が前記伝送特性に応じて切り換えられ、切り換えられた前記入力信号のＦＦＴ処理を行って復調することとしたため、複数の複素ベースバンド信号から伝達特性の良い複素ベースバンド信号を選択後にＦＦＴ処理し、回路規模が大のＦＦＴ部を多数使用する必要がなく、回路規模を小さく抑えコスト的にも有利とすることができる。
【００７０】
また、前記入力信号のガードインターバル相関を利用して予め定めたクロックを再生し、前記切換手段は、前記クロックのタイミングで前記比較結果に応じて前記複数の入力信号を切り換えることとしたため、複数の複素ベースバンド信号を的確なタイミングで切り換えてＦＦＴ処理を行うことができる。
【００７１】
また、前記クロックとして、前記入力信号のガードインターバル相関を利用して再生する基準クロック信号やシンボルクロックを使用することとしたため、このクロックにより複数の複素ベースバンド信号をより的確に切り換えてＦＦＴ処理を行うことができる。
【００７２】
また、前記伝送特性として、前記入力信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いてＳ／Ｎを算出することとしたため、伝送特性として的確なものを検出することができる。
【００７３】
また、前記伝送特性として、前記入力信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いて雑音電力を算出することとしたため、伝送特性として的確なものを検出することができる。
【００７４】
また、前記入力信号に復調のための振幅位相基準として挿入されているパイロットシンボルを１シンボル内の周波数方向にのみ内挿して周波数応答を求め、前記復調を行うこととしたため、複素ベースバンド信号の復調を正確に行うことができる。
【００７５】
また、前記複数の入力信号を合成する合成手段をさらに備え、前記合成手段により合成された信号を使って前記クロックの再生を行うこととしたため、このクロックにより複数の複素ベースバンド信号をより的確に切り換えてＦＦＴ処理を行うことができる。
【００７６】
また、前記切換手段で切り換え後の前記入力信号を使って前記クロックの再生を行うこととしたため、このクロックにより複数の複素ベースバンド信号をより的確に切り換えてＦＦＴ処理を行うことができる。
【００７７】
また、前記切換手段は、前記比較手段により、前記伝送特性の最も優れた前記入力信号を選択することとしたため、最もすぐれた複素ベースバンド信号を容易に選択することができる。
【００７８】
また、本発明のダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、前記受信機の複数の受信信号におけるブランチ間の位相差を求める位相差検出手段と、前記位相差を補正する位相差補正手段とを備え、前記位相差検出手段により検出された位相差に応じて前記ブランチの位相差を補正して合成し、その後ＦＦＴ処理を行って復調することとしたため、位相差補正後の複数の複素ベースバンド信号を合成後にＦＦＴ処理し、回路規模が大のＦＦＴ部を多数使用する必要がなく、回路規模を小さく抑えコスト的にも有利とすることができる。
【００７９】
また、前記受信機において、前記受信信号のガードインターバル期間を利用して伝送特性を検出し、ブランチ毎の前記伝送特性に品質の重み付けをして合成することとしたため、受信信号の品質をより高めることができる。
【００８０】
さらに、前記受信機において、前記合成後の受信信号を使ってクロックの再生を行うこととしたため、このクロックにより、切換部の切換タイミングを含めダイバーシティ受信機全体の操作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第１実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【図２】複素ベースバンド信号におけるＯＦＤＭの１シンボルの時間信号を示す。
【図３】復調のためのフレーム構成を示し、ＱＡＭ系変調方式の場合のフレーム構成を示す。
【図４】本発明による第２実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【図５】本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【図６】従来のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【符号の説明】
１００、２００、３００ 受信アンテナ
１０２、２０２、３０２ チューナ部
１０４、２０４、３０４ Ａ／Ｄ変換部
１０６、２０６、３０６ 直交復調部
１０８、２０８ 切換部
１１０、２１０、３１０ ＦＦＴ部
１１２、２１２、３１２ 復調部
１１４、２１４、３１４ Ｓ／Ｎ算出部
１１６、２１６ 比較部
２１８、３０８ 合成部
２２０ ガードインターバル相関部
３１６ 位相差算出部
３１８ 位相差補正部
No.１〜No.Ｌ ブランチ
Claims (4)
- ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、受信する複数の受信信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いてＳ／Ｎ及び雑音電力のいずれか一方を算出するＳ／Ｎ算出手段と、前記Ｓ／Ｎ算出手段の算出結果を相互に比較する比較手段と、前記比較手段による比較結果に応じて前記複数の受信信号を切り換える切換手段と、切り換えられた受信信号のＦＦＴ処理を行うＦＦＴ手段と、ＦＦＴ処理された受信信号に復調のための振幅位相基準として挿入されているパイロットシンボルを１シンボル内の周波数方向にのみ内挿して周波数応答を求めて前記受信信号の復調を行う復調手段と、前記複数の受信信号がそれぞれ直交復調された信号を合成する合成手段と、前記合成手段により合成された信号に基づいて前記受信機の制御を行うためのクロック信号を生成するクロック信号生成手段とを備えたことを特徴とするダイバーシティ受信機。
- ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、受信する複数の受信信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いてＳ／Ｎ及び雑音電力のいずれか一方を算出するＳ／Ｎ算出手段と、前記Ｓ／Ｎ算出手段の算出結果を相互に比較する比較手段と、前記比較手段による比較結果に応じて前記複数の受信信号を切り換える切換手段と、切り換えられた受信信号のＦＦＴ処理を行うＦＦＴ手段と、ＦＦＴ処理された受信信号に復調のための振幅位相基準として挿入されているパイロットシンボルを１シンボル内の周波数方向にのみ内挿して周波数応答を求めて前記受信信号の復調を行う復調手段と、前記切換手段の出力信号に基づいて前記受信機の制御を行うためのクロック信号を生成するクロック信号生成手段とを備えたことを特徴とするダイバーシティ受信機。
- ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、受信する複数の受信信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いてＳ／Ｎ及び雑音電力のいずれか一方を算出するＳ／Ｎ算出手段と、前記複数の受信信号におけるブランチ間の位相差を求める位相差検出手段と、前記位相差を補正する位相差補正手段と、前記Ｓ／Ｎ算出手段の算出結果に基づいて前記位相差が補正された受信信号を重み付けして合成する重み付け合成手段と、前記重み付け合成手段の出力信号のＦＦＴ処理を行うＦＦＴ手段と、ＦＦＴ処理された受信信号に復調のための振幅位相基準として挿入されているパイロットシンボルを１シンボル内の周波数方向にのみ内挿して周波数応答を求めて前記受信信号の復調を行う復調手段と、前記重み付け合成手段の出力信号に基づいて前記受信機の制御を行うためのクロック信号を生成するクロック信号生成手段とを備えたことを特徴とするダイバーシティ受信機。
- ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、受信する複数の受信信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いてＳ／Ｎ及び雑音電力のいずれか一方を算出するＳ／Ｎ算出手段と、前記複数の受信信号のうち予め定めた基準受信信号に対するブランチ間の位相差を求める位相差検出手段と、前記位相差を補正する位相差補正手段と、前記Ｓ／Ｎ算出手段の算出結果に基づいて前記位相差が補正された受信信号を重み付けして合成する重み付け合成手段と、前記重み付け合成手段の出力信号のＦＦＴ処理を行うＦＦＴ手段と、ＦＦＴ処理された受信信号に復調のための振幅位相基準として挿入されているパイロットシンボルを１シンボル内の周波数方向にのみ内挿して周波数応答を求めて前記受信信号の復調を行う復調手段と、前記基準受信信号に基づいて前記受信機の制御を行うためのクロック信号を生成するクロック信号生成手段とを備えたことを特徴とするダイバーシティ受信機。
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