JP2000152627A - リンギングチョークコンバータ - Google Patents
リンギングチョークコンバータInfo
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷変動幅がきわめて大きくてもスイッチン
グ周波数の変動幅を小さく抑制することができ、効率を
向上できるとともにノイズ特性を改善できるリンギング
チョークコンバータの改良技術を提供する。 【解決手段】 スイッチングトランジスタＱ１のターン
オフ時の回路動作の変化を検出し、その検出時期からあ
らかじめ設定された所定時間後にＱ１を強制的にターン
オンさせるターンオン時期制御系がある。この制御系
は、Ｑ１と異なる導電型の制御用トランジスタＱ３と抵
抗Ｒ３およびコンデンサＣ３からなる。Ｑ３のコレクタ
が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の接続点に接続され、トラ
ンジスタＱ３のエミッタがベース巻線Ｌ３に接続され、
トランジスタＱ３のベースとベース巻線Ｌ３の前記一端
との間に抵抗Ｒ３が接続され、トランジスタＱ３のベー
スとエミッタとの間にコンデンサＣ３が接続されてい
る。
グ周波数の変動幅を小さく抑制することができ、効率を
向上できるとともにノイズ特性を改善できるリンギング
チョークコンバータの改良技術を提供する。 【解決手段】 スイッチングトランジスタＱ１のターン
オフ時の回路動作の変化を検出し、その検出時期からあ
らかじめ設定された所定時間後にＱ１を強制的にターン
オンさせるターンオン時期制御系がある。この制御系
は、Ｑ１と異なる導電型の制御用トランジスタＱ３と抵
抗Ｒ３およびコンデンサＣ３からなる。Ｑ３のコレクタ
が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の接続点に接続され、トラ
ンジスタＱ３のエミッタがベース巻線Ｌ３に接続され、
トランジスタＱ３のベースとベース巻線Ｌ３の前記一端
との間に抵抗Ｒ３が接続され、トランジスタＱ３のベー
スとエミッタとの間にコンデンサＣ３が接続されてい
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は自励型ＤＣ−ＤＣ
コンバータの一種であるリンギングチョークコンバータ
の改良に関する。
コンバータの一種であるリンギングチョークコンバータ
の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】リンギングチョークコンバータは、構成
部品が少なくて安価であり、安定した特性を容易に実現
できることから、ＶＴＲなどの一般的な電子回路装置の
電源として多用されている。リンギングチョークコンバ
ータの従来の代表的な構成を図１に示している。トラン
スＴの１次巻線Ｌ１の一端が入力端子の一方Ａに接続さ
れ、１次巻線Ｌ１の他端がスイッチングトランジスタＱ
１のコレクタに接続され、スイッチングトランジスタＱ
１のエミッタが入力端子の他方Ｂに接続されている。ト
ランスＴの２次巻線Ｌ２の出力が整流平滑素子（ダイオ
ードＤ１・コンデンサＣ１）を介して出力端子Ｘ・Ｙに
接続されている。トランスＴのベース巻線Ｌ３の一端が
ベース駆動素子（抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の直列回
路）を介してスイッチングトランジスタＱ１のベースに
接続され、ベース巻線Ｌ３の他端がスイッチングトラン
ジスタＱ１のエミッタに接続されている。スイッチング
トランジスタＱ１のベースが起動抵抗Ｒ１を介して入力
端子Ａに接続されている。このベース駆動系による自励
発振により前記スイッチングトランジスタがオンオフを
繰り返す。
部品が少なくて安価であり、安定した特性を容易に実現
できることから、ＶＴＲなどの一般的な電子回路装置の
電源として多用されている。リンギングチョークコンバ
ータの従来の代表的な構成を図１に示している。トラン
スＴの１次巻線Ｌ１の一端が入力端子の一方Ａに接続さ
れ、１次巻線Ｌ１の他端がスイッチングトランジスタＱ
１のコレクタに接続され、スイッチングトランジスタＱ
１のエミッタが入力端子の他方Ｂに接続されている。ト
ランスＴの２次巻線Ｌ２の出力が整流平滑素子（ダイオ
ードＤ１・コンデンサＣ１）を介して出力端子Ｘ・Ｙに
接続されている。トランスＴのベース巻線Ｌ３の一端が
ベース駆動素子（抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の直列回
路）を介してスイッチングトランジスタＱ１のベースに
接続され、ベース巻線Ｌ３の他端がスイッチングトラン
ジスタＱ１のエミッタに接続されている。スイッチング
トランジスタＱ１のベースが起動抵抗Ｒ１を介して入力
端子Ａに接続されている。このベース駆動系による自励
発振により前記スイッチングトランジスタがオンオフを
繰り返す。
【０００３】以上がリンギングチョークコンバータのよ
く知られた原理的な構成である。この基本回路系には出
力電圧Ｖout を一定値に保つ作用はない。そこで、出力
電圧Ｖout を直接的あるいは間接的に検出し、その検出
電圧に応じてスイッチングトランジスタＱ１のターンオ
フ時期を可変制御することで出力電圧Ｖout を安定化さ
せるターンオフ時期制御系を付加している。図１におい
て、スイッチングトランジスタＱ１のベース・エミッタ
間に接続した制御用トランジスタＱ２とこれを駆動する
帰還制御回路１０がターンオフ時期制御系を示してい
る。スイッチングトランジスタＱ１のオン期間におい
て、帰還制御回路１０の出力を受けて制御用トランジス
タＱ２がオンすると、Ｑ１のベース電流がＱ２に横取り
され、Ｑ１が強制的にターンオフする。これによりスイ
ッチングトランジスタＱ１のオン時間が調整され、出力
電圧Ｖout を一定に保つフィードバック制御が働く。
く知られた原理的な構成である。この基本回路系には出
力電圧Ｖout を一定値に保つ作用はない。そこで、出力
電圧Ｖout を直接的あるいは間接的に検出し、その検出
電圧に応じてスイッチングトランジスタＱ１のターンオ
フ時期を可変制御することで出力電圧Ｖout を安定化さ
せるターンオフ時期制御系を付加している。図１におい
て、スイッチングトランジスタＱ１のベース・エミッタ
間に接続した制御用トランジスタＱ２とこれを駆動する
帰還制御回路１０がターンオフ時期制御系を示してい
る。スイッチングトランジスタＱ１のオン期間におい
て、帰還制御回路１０の出力を受けて制御用トランジス
タＱ２がオンすると、Ｑ１のベース電流がＱ２に横取り
され、Ｑ１が強制的にターンオフする。これによりスイ
ッチングトランジスタＱ１のオン時間が調整され、出力
電圧Ｖout を一定に保つフィードバック制御が働く。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】よく知られているよう
に、リンギングチョークコンバータでは、入力電圧と出
力電圧が一定であれば、発振周波数は負荷電流に反比例
して軽負荷になるほど高くなる。リンギングチョークコ
ンバータを設計するとき、当然ながら、最大負荷時に既
定の電力を供給できるように設計する。そして最小負荷
が最大負荷のたとえば百分の一ほどだとする。この場
合、最小負荷時のスイッチング周波数は原理的には最大
負荷時の百倍ほどになってしまう。周波数が高くなる
と、スイッチング損失が増え、効率が低下する。また不
要輻射ノイズの問題が大きくなる。ＶＴＲなどの電源に
リンギングチョークコンバータを用いる場合、待機モー
ドでの最小負荷と通常使用モードでの最大負荷との差は
きわめて大きく、そのため待機モードでのスイッチング
周波数がきわめて高くなり、効率低下とノイズ増大の問
題が目立つようになる。
に、リンギングチョークコンバータでは、入力電圧と出
力電圧が一定であれば、発振周波数は負荷電流に反比例
して軽負荷になるほど高くなる。リンギングチョークコ
ンバータを設計するとき、当然ながら、最大負荷時に既
定の電力を供給できるように設計する。そして最小負荷
が最大負荷のたとえば百分の一ほどだとする。この場
合、最小負荷時のスイッチング周波数は原理的には最大
負荷時の百倍ほどになってしまう。周波数が高くなる
と、スイッチング損失が増え、効率が低下する。また不
要輻射ノイズの問題が大きくなる。ＶＴＲなどの電源に
リンギングチョークコンバータを用いる場合、待機モー
ドでの最小負荷と通常使用モードでの最大負荷との差は
きわめて大きく、そのため待機モードでのスイッチング
周波数がきわめて高くなり、効率低下とノイズ増大の問
題が目立つようになる。
【０００５】この発明は前述した従来の問題点に鑑みな
されたもので、その目的は、負荷変動幅がきわめて大き
くてもスイッチング周波数の変動幅を小さく抑制するこ
とができ、効率を向上できるとともにノイズ特性を改善
できるリンギングチョークコンバータの改良技術を提供
することにある。
されたもので、その目的は、負荷変動幅がきわめて大き
くてもスイッチング周波数の変動幅を小さく抑制するこ
とができ、効率を向上できるとともにノイズ特性を改善
できるリンギングチョークコンバータの改良技術を提供
することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】＝＝＝請求項１の発明＝
＝＝ （１）リンギングチョークコンバータと称されている自
励型ＤＣ−ＤＣコンバータである。 （２）トランスの１次巻線の一端が入力端子の一方に接
続され、この１次巻線の他端がスイッチングトランジス
タのコレクタに接続され、このスイッチングトランジス
タのエミッタが入力端子の他方に接続されている。 （３）前記トランスの２次巻線の出力が整流平滑素子を
介して出力端子に接続されている。 （４）前記トランスのベース巻線の一端がベース駆動素
子を介して前記スイッチングトランジスタのベースに接
続され、このベース巻線の他端が前記スイッチングトラ
ンジスタのエミッタに接続されている。このベース駆動
系による自励発振により前記スイッチングトランジスタ
がオンオフを繰り返す。 （５）前記出力端子の電圧を直接的あるいは間接的に検
出し、その検出電圧に応じて前記スイッチングトランジ
スタのターンオフ時期を可変制御することで前記出力端
子の電圧を安定化するためのターンオフ時期制御系があ
る。 （６）前記スイッチングトランジスタのターンオフ時の
回路動作の変化を検出し、その検出時期からあらかじめ
設定された所定時間後に前記スイッチングトランジスタ
を強制的にターンオンさせるターンオン時期制御系があ
る。
＝＝ （１）リンギングチョークコンバータと称されている自
励型ＤＣ−ＤＣコンバータである。 （２）トランスの１次巻線の一端が入力端子の一方に接
続され、この１次巻線の他端がスイッチングトランジス
タのコレクタに接続され、このスイッチングトランジス
タのエミッタが入力端子の他方に接続されている。 （３）前記トランスの２次巻線の出力が整流平滑素子を
介して出力端子に接続されている。 （４）前記トランスのベース巻線の一端がベース駆動素
子を介して前記スイッチングトランジスタのベースに接
続され、このベース巻線の他端が前記スイッチングトラ
ンジスタのエミッタに接続されている。このベース駆動
系による自励発振により前記スイッチングトランジスタ
がオンオフを繰り返す。 （５）前記出力端子の電圧を直接的あるいは間接的に検
出し、その検出電圧に応じて前記スイッチングトランジ
スタのターンオフ時期を可変制御することで前記出力端
子の電圧を安定化するためのターンオフ時期制御系があ
る。 （６）前記スイッチングトランジスタのターンオフ時の
回路動作の変化を検出し、その検出時期からあらかじめ
設定された所定時間後に前記スイッチングトランジスタ
を強制的にターンオンさせるターンオン時期制御系があ
る。
【０００７】＝＝＝請求項２の発明＝＝＝ 請求項１に記載のリンギングチョークコンバータであっ
て、つぎの特定事項（21）（22）を備える。 （21）前記ベース駆動素子は、一端が前記ベース巻線に
接続された抵抗ａと、一端が前記スイッチングトランジ
スタのベースに接続されたコンデンサｂとの直列回路で
ある。 （22）前記ターンオン時期制御系は前記スイッチングト
ランジスタと異なる導電型のトランジスタｃと抵抗ｄお
よびコンデンサｅからなる。トランジスタｃのコレクタ
が抵抗ａとコンデンサｂの接続点に接続され、トランジ
スタｃのエミッタが前記ベース巻線の前記他端に接続さ
れ、トランジスタｃのベースと前記ベース巻線の前記一
端との間に抵抗ｄが接続され、トランジスタｃのベース
とエミッタとの間にコンデンサｅが接続されている。
て、つぎの特定事項（21）（22）を備える。 （21）前記ベース駆動素子は、一端が前記ベース巻線に
接続された抵抗ａと、一端が前記スイッチングトランジ
スタのベースに接続されたコンデンサｂとの直列回路で
ある。 （22）前記ターンオン時期制御系は前記スイッチングト
ランジスタと異なる導電型のトランジスタｃと抵抗ｄお
よびコンデンサｅからなる。トランジスタｃのコレクタ
が抵抗ａとコンデンサｂの接続点に接続され、トランジ
スタｃのエミッタが前記ベース巻線の前記他端に接続さ
れ、トランジスタｃのベースと前記ベース巻線の前記一
端との間に抵抗ｄが接続され、トランジスタｃのベース
とエミッタとの間にコンデンサｅが接続されている。
【０００８】＝＝＝請求項３の発明＝＝＝ 請求項２に記載のリンギングチョークコンバータであっ
て、前記トランジスタｃのコレクタがコレクタ電流と順
方向のダイオードｆを介して前記抵抗ａと前記コンデン
サｂの接続点に接続されている。
て、前記トランジスタｃのコレクタがコレクタ電流と順
方向のダイオードｆを介して前記抵抗ａと前記コンデン
サｂの接続点に接続されている。
【０００９】＝＝＝請求項４の発明＝＝＝ 請求項２または請求項３に記載のリンギングチョークコ
ンバータであって、前記抵抗ｄと並列にダイオードｇが
接続され、このダイオードｇを通して流れる電流により
前記コンデンサｅが充電されて前記トランジスタｃが逆
バイアスされる。
ンバータであって、前記抵抗ｄと並列にダイオードｇが
接続され、このダイオードｇを通して流れる電流により
前記コンデンサｅが充電されて前記トランジスタｃが逆
バイアスされる。
【００１０】＝＝＝請求項５の発明＝＝＝ 請求項１〜４のいずれかに記載のリンギングチョークコ
ンバータであって、前記トランスとして、１次巻線を流
れる電流が小さい領域でインダクタンスがより大きくな
る非線形特性のものを使用した。
ンバータであって、前記トランスとして、１次巻線を流
れる電流が小さい領域でインダクタンスがより大きくな
る非線形特性のものを使用した。
【００１１】
【発明の実施の形態】この発明の一実施例によるリンギ
ングチョークコンバータの回路構成を図２に示してい
る。これは図１に示した従来のリンギングチョークコン
バータに本発明によるターンオン時期制御系をつけ加え
た形の実施例である。トランスＴの各巻線Ｌ１・Ｌ２・
Ｌ３と、スイッチングトランジスタＱ１と、整流ダイオ
ードＤ１および平滑コンデンサＣ１と、ベース駆動素子
としての抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ２と、出力電圧安
定化のための帰還制御回路１０および制御用トランジス
タＱ２の接続関係は図１の従来回路とまったく同じであ
り、その回路動作も同じである。
ングチョークコンバータの回路構成を図２に示してい
る。これは図１に示した従来のリンギングチョークコン
バータに本発明によるターンオン時期制御系をつけ加え
た形の実施例である。トランスＴの各巻線Ｌ１・Ｌ２・
Ｌ３と、スイッチングトランジスタＱ１と、整流ダイオ
ードＤ１および平滑コンデンサＣ１と、ベース駆動素子
としての抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ２と、出力電圧安
定化のための帰還制御回路１０および制御用トランジス
タＱ２の接続関係は図１の従来回路とまったく同じであ
り、その回路動作も同じである。
【００１２】図２に示すように、前記ベース駆動素子
は、一端がベース巻線Ｌ３に接続された抵抗Ｒ２と、一
端がスイッチングトランジスタＱ１のベースに接続され
たコンデンサＣ２との直列回路である。これに関連して
前記ターンオン時期制御系をつぎのように回路構成して
いる。ターンオン時期制御系はスイッチングトランジス
タＱ１と異なる導電型の制御用トランジスタＱ３と抵抗
Ｒ３およびコンデンサＣ３からなる。制御用トランジス
タＱ３のコレクタが抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の接続点
に接続され、トランジスタＱ３のエミッタがベース巻線
Ｌ３の前記他端に接続され、トランジスタＱ３のベース
とベース巻線Ｌ３の前記一端との間に抵抗Ｒ３が接続さ
れ、トランジスタＱ３のベースとエミッタとの間にコン
デンサＣ３が接続されている。
は、一端がベース巻線Ｌ３に接続された抵抗Ｒ２と、一
端がスイッチングトランジスタＱ１のベースに接続され
たコンデンサＣ２との直列回路である。これに関連して
前記ターンオン時期制御系をつぎのように回路構成して
いる。ターンオン時期制御系はスイッチングトランジス
タＱ１と異なる導電型の制御用トランジスタＱ３と抵抗
Ｒ３およびコンデンサＣ３からなる。制御用トランジス
タＱ３のコレクタが抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の接続点
に接続され、トランジスタＱ３のエミッタがベース巻線
Ｌ３の前記他端に接続され、トランジスタＱ３のベース
とベース巻線Ｌ３の前記一端との間に抵抗Ｒ３が接続さ
れ、トランジスタＱ３のベースとエミッタとの間にコン
デンサＣ３が接続されている。
【００１３】つぎにターンオン時期制御系の動作を説明
する。図２の回路の主要部の動作波形を図３に示してい
る。スイッチングトランジスタＱ１がオンしていて１次
巻線Ｌ１の電流Ｉｃが漸増している。この期間、Ｑ１の
ベースに接続されているコンデンサＣ２はベース側がマ
イナスでＲ２側がプラスとなる方向に充電されている。
スイッチングトランジスタＱ１がターンオフすると、そ
れまでトランスＴに蓄積されたエネルギーが放出され、
２次巻線Ｌ２に出力電流が流れる。この期間、Ｑ１のベ
ースに接続されているコンデンサＣ２は、起動抵抗Ｒ１
などを通じ、前記とは逆にベース側がプラスでＲ２側が
マイナスとなる方向に充電される。そして、ベース巻線
Ｌ３に生じた電流がＣ３→Ｒ３と流れ、コンデンサＣ３
が徐々に充電される。コンデンサＣ３の充電電圧がある
値になったところで制御用トランジスタＱ３がオンす
る。制御用トランジスタＱ３がオンすると、Ｑ１のベー
スに接続されているコンデンサＣ２のＲ２側の電位がＱ
１のエミッタ電位にほぼ等しくなるので、Ｑ１のベース
電位がエミッタ電位に対してＣ２の充電電圧分だけ高く
なり、スイッチングトランジスタＱ１がターンオンす
る。
する。図２の回路の主要部の動作波形を図３に示してい
る。スイッチングトランジスタＱ１がオンしていて１次
巻線Ｌ１の電流Ｉｃが漸増している。この期間、Ｑ１の
ベースに接続されているコンデンサＣ２はベース側がマ
イナスでＲ２側がプラスとなる方向に充電されている。
スイッチングトランジスタＱ１がターンオフすると、そ
れまでトランスＴに蓄積されたエネルギーが放出され、
２次巻線Ｌ２に出力電流が流れる。この期間、Ｑ１のベ
ースに接続されているコンデンサＣ２は、起動抵抗Ｒ１
などを通じ、前記とは逆にベース側がプラスでＲ２側が
マイナスとなる方向に充電される。そして、ベース巻線
Ｌ３に生じた電流がＣ３→Ｒ３と流れ、コンデンサＣ３
が徐々に充電される。コンデンサＣ３の充電電圧がある
値になったところで制御用トランジスタＱ３がオンす
る。制御用トランジスタＱ３がオンすると、Ｑ１のベー
スに接続されているコンデンサＣ２のＲ２側の電位がＱ
１のエミッタ電位にほぼ等しくなるので、Ｑ１のベース
電位がエミッタ電位に対してＣ２の充電電圧分だけ高く
なり、スイッチングトランジスタＱ１がターンオンす
る。
【００１４】このようにターンオン時期制御系は、トラ
ンスＴの蓄積エネルギーがリセットする前に（自励発振
作用によりターンオンする前に）、スイッチングトラン
ジスタＱ１を強制的にターンオンさせるように作用す
る。Ｑ１がターンオフしてから強制的ターンオンの動作
が引き起こされるまでの時間Ｔmax は、ターンオン時期
制御系の素子特性によりある範囲で自由に設定可能であ
る。図２の実施例の回路では、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ
３の時定数を変えることで時間Ｔmax を変えることがで
きる。
ンスＴの蓄積エネルギーがリセットする前に（自励発振
作用によりターンオンする前に）、スイッチングトラン
ジスタＱ１を強制的にターンオンさせるように作用す
る。Ｑ１がターンオフしてから強制的ターンオンの動作
が引き起こされるまでの時間Ｔmax は、ターンオン時期
制御系の素子特性によりある範囲で自由に設定可能であ
る。図２の実施例の回路では、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ
３の時定数を変えることで時間Ｔmax を変えることがで
きる。
【００１５】以上のようにして、スイッチングトランジ
スタＱ１のオフ時間の上限が時間Ｔmax によって制限さ
れる。そのため負荷電流を少しずつ増やしたとしても、
それに反比例してスイッチング周波数が低下せず、周波
数の低下はある値に制限される。そのような強制的ター
ンオンが有効に働いている領域では、トランスＴの蓄積
エネルギーが完全に放出される前にスイッチングトラン
ジスタＱ１がターンオンし、つぎのエネルギー蓄積動作
が開始されることになる。そのため図３に示した１次巻
線電流Ｉｃの波形図において、ターンオン時の初期電流
値ΔｉはトランスＴの残留エネルギーによる電流分であ
る。負荷電流の変動はこの電流分Δｉの変動として入力
側から観測されることになる。なお、負荷電流がきわめ
て小さい領域では強制的ターンオンが引き起こされる前
にトランスＴがリセットされ、自励発振の作用でＱ１が
ターンオンすることになる。
スタＱ１のオフ時間の上限が時間Ｔmax によって制限さ
れる。そのため負荷電流を少しずつ増やしたとしても、
それに反比例してスイッチング周波数が低下せず、周波
数の低下はある値に制限される。そのような強制的ター
ンオンが有効に働いている領域では、トランスＴの蓄積
エネルギーが完全に放出される前にスイッチングトラン
ジスタＱ１がターンオンし、つぎのエネルギー蓄積動作
が開始されることになる。そのため図３に示した１次巻
線電流Ｉｃの波形図において、ターンオン時の初期電流
値ΔｉはトランスＴの残留エネルギーによる電流分であ
る。負荷電流の変動はこの電流分Δｉの変動として入力
側から観測されることになる。なお、負荷電流がきわめ
て小さい領域では強制的ターンオンが引き起こされる前
にトランスＴがリセットされ、自励発振の作用でＱ１が
ターンオンすることになる。
【００１６】この発明のリンギングチョークコンバータ
では、負荷電流が大きい領域においては、トランスＴの
蓄積エネルギーがリセットされない状態で動作している
ので（連続モード動作という）、トランスＴやスイッチ
ングトランジスタＱ１および整流ダイオードＤ１の利用
効率が上がり、従来の回路と同一の負荷電流において、
１次巻線Ｌ１に流れる入力電流Ｉｃのピーク値および実
効値がともに従来回路より小さくなる。
では、負荷電流が大きい領域においては、トランスＴの
蓄積エネルギーがリセットされない状態で動作している
ので（連続モード動作という）、トランスＴやスイッチ
ングトランジスタＱ１および整流ダイオードＤ１の利用
効率が上がり、従来の回路と同一の負荷電流において、
１次巻線Ｌ１に流れる入力電流Ｉｃのピーク値および実
効値がともに従来回路より小さくなる。
【００１７】この発明の第２の実施例の回路構成を図４
に示している。これは基本となる図２の回路につぎの２
点の回路要素を付加している。その１つは、制御用トラ
ンジスタＱ３のコレクタ側にコレクタ電流と順方向のダ
イオードＤ２を接続した点である。もう１つは、トラン
ジスタＱ３のベースとベース巻線Ｌ３とを結ぶ抵抗Ｒ３
と並列にダイオードＤ３・抵抗Ｒ４の直列回路を接続し
た点である。ダイオードＤ３の方向性は、これを通して
コンデンサＣ３に充電電流が流れ、コンデンサＣ３の充
電電圧により制御用トランジスタＱ３が逆バイアスされ
るように選ばれている。
に示している。これは基本となる図２の回路につぎの２
点の回路要素を付加している。その１つは、制御用トラ
ンジスタＱ３のコレクタ側にコレクタ電流と順方向のダ
イオードＤ２を接続した点である。もう１つは、トラン
ジスタＱ３のベースとベース巻線Ｌ３とを結ぶ抵抗Ｒ３
と並列にダイオードＤ３・抵抗Ｒ４の直列回路を接続し
た点である。ダイオードＤ３の方向性は、これを通して
コンデンサＣ３に充電電流が流れ、コンデンサＣ３の充
電電圧により制御用トランジスタＱ３が逆バイアスされ
るように選ばれている。
【００１８】ダイオードＤ２は、スイッチングトランジ
スタＱ１のオン時にベース巻線Ｌ３に生じる電流が制御
用トランジスタＱ３のコレクタ・ベースのＰＮ接合を通
してリークするのを防止するために設けた。これによ
り、ベース巻線Ｌ３に生じる電流がスイッチングトラン
ジスタＱ１に効果的に正帰還される。
スタＱ１のオン時にベース巻線Ｌ３に生じる電流が制御
用トランジスタＱ３のコレクタ・ベースのＰＮ接合を通
してリークするのを防止するために設けた。これによ
り、ベース巻線Ｌ３に生じる電流がスイッチングトラン
ジスタＱ１に効果的に正帰還される。
【００１９】ダイオードＤ３は、スイッチングトランジ
スタＱ１のオン時にベース巻線Ｌ３に生じる電流によっ
てコンデンサＣ３を急速充電し、できるだけ速やかに制
御用トランジスタＱ３をカットオフするために設けた。
これにより動作の高速化が実現できる。
スタＱ１のオン時にベース巻線Ｌ３に生じる電流によっ
てコンデンサＣ３を急速充電し、できるだけ速やかに制
御用トランジスタＱ３をカットオフするために設けた。
これにより動作の高速化が実現できる。
【００２０】この発明のリンギングチョークコンバータ
を実施する場合、トランスＴとしては、１次巻線Ｌ１に
流れる電流が小さい領域でインダクタンスがより大きく
なる非線形特性のものを使用することが望ましい。その
理由をつぎに説明する。負荷電流が小さい領域でスイッ
チング周波数がいたずらに高くならないように設計する
には、インダクタンスの大きなトランスを使用する方が
よい。その方がターンオン時の入力電流の増加率が小さ
くなり、したがって周波数が低くなる。しかし本発明の
リンギングチョークコンバータを設計する上で、インダ
クタンスの大きなトランスを使用すると、負荷電流が大
きい領域ではターンオン時の初期電流値Δｉ（図３）が
大きいので、Ｑ１を強制的にターンオンさせるのに必要
なドライブ電力が大きくなり、そのためターンオン損失
が大きくなる。またトランスＴが飽和する可能性が高ま
るので、コアボリュームの大きくする必要性に迫られ
る。そこで１次巻線Ｌ１に流れる電流が大きくなるとイ
ンダクタンスが小さくなる非線形特性のトランスＴを使
用する。そうすれば負荷電流が大きい領域において、強
制的ターンオンに伴うドライブ電力が小さくてすみ、タ
ーンオン損失を小さくできる。またトランスＴの飽和に
対する余裕が大きくなるので、トランスを小型化するこ
とができる。このような特性のトランスは、図５に示す
ように、コアの要所に段差のあるギャップＧを設けるこ
とで実現できることが知られている。
を実施する場合、トランスＴとしては、１次巻線Ｌ１に
流れる電流が小さい領域でインダクタンスがより大きく
なる非線形特性のものを使用することが望ましい。その
理由をつぎに説明する。負荷電流が小さい領域でスイッ
チング周波数がいたずらに高くならないように設計する
には、インダクタンスの大きなトランスを使用する方が
よい。その方がターンオン時の入力電流の増加率が小さ
くなり、したがって周波数が低くなる。しかし本発明の
リンギングチョークコンバータを設計する上で、インダ
クタンスの大きなトランスを使用すると、負荷電流が大
きい領域ではターンオン時の初期電流値Δｉ（図３）が
大きいので、Ｑ１を強制的にターンオンさせるのに必要
なドライブ電力が大きくなり、そのためターンオン損失
が大きくなる。またトランスＴが飽和する可能性が高ま
るので、コアボリュームの大きくする必要性に迫られ
る。そこで１次巻線Ｌ１に流れる電流が大きくなるとイ
ンダクタンスが小さくなる非線形特性のトランスＴを使
用する。そうすれば負荷電流が大きい領域において、強
制的ターンオンに伴うドライブ電力が小さくてすみ、タ
ーンオン損失を小さくできる。またトランスＴの飽和に
対する余裕が大きくなるので、トランスを小型化するこ
とができる。このような特性のトランスは、図５に示す
ように、コアの要所に段差のあるギャップＧを設けるこ
とで実現できることが知られている。
【００２１】なお図２および図４に示した実施例の回路
は、制御用トランジスタＱ３とコンデンサＣ３および抵
抗Ｒ３というきわめて少数の素子でターンオン時期制御
系に求められている回路機能をきわめて合理的に実現し
ている。しかし本発明はこの実施例の構成に限定される
ものではなく、「スイッチングトランジスタのターンオ
フ時の回路動作の変化を検出し、その検出時期からあら
かじめ設定された所定時間後に前記スイッチングトラン
ジスタを強制的にターンオンさせる」という回路機能は
さまざまな方式で実現できる。
は、制御用トランジスタＱ３とコンデンサＣ３および抵
抗Ｒ３というきわめて少数の素子でターンオン時期制御
系に求められている回路機能をきわめて合理的に実現し
ている。しかし本発明はこの実施例の構成に限定される
ものではなく、「スイッチングトランジスタのターンオ
フ時の回路動作の変化を検出し、その検出時期からあら
かじめ設定された所定時間後に前記スイッチングトラン
ジスタを強制的にターンオンさせる」という回路機能は
さまざまな方式で実現できる。
【００２２】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、この発明に
よれば、リンギングチョークコンバータの基本回路にご
く簡単なターンオン時期制御系を付加することで、負荷
電流が大幅に変化しても、スイッチング周波数の変動幅
を小さな範囲に抑制することができ、効率を向上できる
とともにノイズ特性を改善できる。
よれば、リンギングチョークコンバータの基本回路にご
く簡単なターンオン時期制御系を付加することで、負荷
電流が大幅に変化しても、スイッチング周波数の変動幅
を小さな範囲に抑制することができ、効率を向上できる
とともにノイズ特性を改善できる。
【図１】従来の代表的なリンギングチョークコンバータ
の回路構成図である。
の回路構成図である。
【図２】この発明の一実施例によるリンギングチョーク
コンバータの回路構成図である。
コンバータの回路構成図である。
【図３】図３の実施例回路の要部の波形図である。
【図４】この発明の他の実施例によるリンギングチョー
クコンバータの回路構成図である。
クコンバータの回路構成図である。
【図５】この発明のリンギングチョークコンバータに適
用するトランスのコアを示す図である。
用するトランスのコアを示す図である。
Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｑ２ 制御用トランジスタ Ｔ トランス Ｌ１ １次巻線 Ｌ２ ２次巻線 Ｌ３ ベース巻線 Ｒ２ 抵抗ａ Ｃ２ コンデンサｂ Ｑ３ トランジスタｃ Ｒ３ 抵抗ｄ Ｃ３ コンデンサｅ
Claims (5)
- 【請求項１】 つぎの事項（１）〜（６）により特定さ
れる発明。 （１）リンギングチョークコンバータと称されている自
励型ＤＣ−ＤＣコンバータである。 （２）トランスの１次巻線の一端が入力端子の一方に接
続され、この１次巻線の他端がスイッチングトランジス
タのコレクタに接続され、このスイッチングトランジス
タのエミッタが入力端子の他方に接続されている。 （３）前記トランスの２次巻線の出力が整流平滑素子を
介して出力端子に接続されている。 （４）前記トランスのベース巻線の一端がベース駆動素
子を介して前記スイッチングトランジスタのベースに接
続され、このベース巻線の他端が前記スイッチングトラ
ンジスタのエミッタに接続されている。このベース駆動
系による自励発振により前記スイッチングトランジスタ
がオンオフを繰り返す。 （５）前記出力端子の電圧を直接的あるいは間接的に検
出し、その検出電圧に応じて前記スイッチングトランジ
スタのターンオフ時期を可変制御することで前記出力端
子の電圧を安定化するためのターンオフ時期制御系があ
る。 （６）前記スイッチングトランジスタのターンオフ時の
回路動作の変化を検出し、その検出時期からあらかじめ
設定された所定時間後に前記スイッチングトランジスタ
を強制的にターンオンさせるターンオン時期制御系があ
る。 - 【請求項２】 請求項１に記載のリンギングチョークコ
ンバータであって、つぎの特定事項（21）（22）を備え
る。 （21）前記ベース駆動素子は、一端が前記ベース巻線に
接続された抵抗ａと、一端が前記スイッチングトランジ
スタのベースに接続されたコンデンサｂとの直列回路で
ある。 （22）前記ターンオン時期制御系は前記スイッチングト
ランジスタと異なる導電型のトランジスタｃと抵抗ｄお
よびコンデンサｅからなる。トランジスタｃのコレクタ
が抵抗ａとコンデンサｂの接続点に接続され、トランジ
スタｃのエミッタが前記ベース巻線の前記他端に接続さ
れ、トランジスタｃのベースと前記ベース巻線の前記一
端との間に抵抗ｄが接続され、トランジスタｃのベース
とエミッタとの間にコンデンサｅが接続されている。 - 【請求項３】 請求項２に記載のリンギングチョークコ
ンバータであって、前記トランジスタｃのコレクタがコ
レクタ電流と順方向のダイオードｆを介して前記抵抗ａ
と前記コンデンサｂの接続点に接続されている。 - 【請求項４】 請求項２または請求項３に記載のリンギ
ングチョークコンバータであって、前記抵抗ｄと並列に
ダイオードｇが接続され、このダイオードｇを通して流
れる電流により前記コンデンサｅが充電されて前記トラ
ンジスタｃが逆バイアスされる。 - 【請求項５】 請求項１〜４のいずれかに記載のリンギ
ングチョークコンバータであって、前記トランスとし
て、１次巻線を流れる電流が小さい領域でインダクタン
スがより大きくなる非線形特性のものを使用した。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10324056A JP2000152627A (ja) | 1998-11-13 | 1998-11-13 | リンギングチョークコンバータ |
| US09/332,093 US6072702A (en) | 1998-11-13 | 1999-06-14 | Ringing choke converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10324056A JP2000152627A (ja) | 1998-11-13 | 1998-11-13 | リンギングチョークコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000152627A true JP2000152627A (ja) | 2000-05-30 |
Family
ID=18161668
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10324056A Pending JP2000152627A (ja) | 1998-11-13 | 1998-11-13 | リンギングチョークコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6072702A (ja) |
| JP (1) | JP2000152627A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005027331A1 (fr) * | 2003-09-16 | 2005-03-24 | Mornsun Guangzhou Science & Technology Ltd. | Convertisseur indirect auto-oscillant de type isolant |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4369017B2 (ja) * | 2000-05-10 | 2009-11-18 | 三菱電機株式会社 | 多灯式冷陰極管点灯装置 |
| TW583819B (en) | 2000-12-19 | 2004-04-11 | Delta Electronics Inc | Apparatus and method of detecting circuit abnormality and protection for power converter |
| US6765809B2 (en) * | 2001-10-09 | 2004-07-20 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Power source circuit having regulated primary current |
| US7106602B2 (en) * | 2003-07-29 | 2006-09-12 | Astec International Limited | Switching-bursting method and apparatus for reducing standby power and improving load regulation in a DC—DC converter |
| JP4226509B2 (ja) * | 2004-03-30 | 2009-02-18 | 株式会社タムラ製作所 | 電圧駆動型スイッチ素子のドライブ回路および電源装置 |
| US7558080B2 (en) | 2004-08-20 | 2009-07-07 | Analog Devices, Inc. | Power converter system |
| KR100973758B1 (ko) | 2009-10-12 | 2010-08-04 | 지에프텍 주식회사 | 플라이백 컨버터 |
| US9071152B2 (en) * | 2012-07-03 | 2015-06-30 | Cognipower, Llc | Power converter with demand pulse isolation |
| JP2015133860A (ja) * | 2014-01-15 | 2015-07-23 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US9548729B2 (en) | 2015-06-16 | 2017-01-17 | Cypress Semiconductor Corporation | Switching circuit |
| US10554206B2 (en) | 2018-02-27 | 2020-02-04 | Cognipower, Llc | Trigger circuitry for fast, low-power state transitions |
| US10892755B2 (en) | 2018-02-27 | 2021-01-12 | Cognipower, Llc | Driver circuitry for fast, efficient state transitions |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4862338A (en) * | 1986-09-29 | 1989-08-29 | Shindengen Kogyo Kabushiki Kaisha | Ringing choke converter using single switching element |
| JPH02159975A (ja) * | 1988-12-09 | 1990-06-20 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型コンバータ |
| JP2513381B2 (ja) * | 1991-09-24 | 1996-07-03 | ヤマハ株式会社 | 電源回路 |
| EP1355409B1 (en) * | 1995-05-10 | 2008-04-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power supply device |
-
1998
- 1998-11-13 JP JP10324056A patent/JP2000152627A/ja active Pending
-
1999
- 1999-06-14 US US09/332,093 patent/US6072702A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005027331A1 (fr) * | 2003-09-16 | 2005-03-24 | Mornsun Guangzhou Science & Technology Ltd. | Convertisseur indirect auto-oscillant de type isolant |
| US7333353B2 (en) | 2003-09-16 | 2008-02-19 | Xiangyang Yin | Isolating type self-oscillating flyback converter with a soft start loop |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6072702A (en) | 2000-06-06 |
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