JPH06189545A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH06189545A JPH06189545A JP35354792A JP35354792A JPH06189545A JP H06189545 A JPH06189545 A JP H06189545A JP 35354792 A JP35354792 A JP 35354792A JP 35354792 A JP35354792 A JP 35354792A JP H06189545 A JPH06189545 A JP H06189545A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 重負荷時に発振周波数が低下するのを抑制す
ることができるようにしたスイッチング電源装置を提供
する。 【構成】 トランス２に補助巻線２ｄを設けた。更に、
補助巻線２ｄの一端側に直列に接続された抵抗３４およ
び抵抗３４と補助巻線２ｄの他端側との間に接続された
コンデンサ３６と、コンデンサ３６の両端の電圧であっ
てＭＯＳＦＥＴ４がオフ期間中の向きの電圧Ｖ6 を選択
的に取り出すダイオード３８と、ダイオード３８によっ
て取り出される電圧が所定値以上になった時にオンし、
それによってＭＯＳＦＥＴ４を強制的にオンさせるスイ
ッチ回路４０とを設けた。
ることができるようにしたスイッチング電源装置を提供
する。 【構成】 トランス２に補助巻線２ｄを設けた。更に、
補助巻線２ｄの一端側に直列に接続された抵抗３４およ
び抵抗３４と補助巻線２ｄの他端側との間に接続された
コンデンサ３６と、コンデンサ３６の両端の電圧であっ
てＭＯＳＦＥＴ４がオフ期間中の向きの電圧Ｖ6 を選択
的に取り出すダイオード３８と、ダイオード３８によっ
て取り出される電圧が所定値以上になった時にオンし、
それによってＭＯＳＦＥＴ４を強制的にオンさせるスイ
ッチ回路４０とを設けた。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、自励かつフライバッ
ク方式（即ちＲＣＣ方式）のスイッチング電源装置に関
し、より具体的には、重負荷時に発振周波数が低下する
のを抑制する手段に関する。
ク方式（即ちＲＣＣ方式）のスイッチング電源装置に関
し、より具体的には、重負荷時に発振周波数が低下する
のを抑制する手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種のスイッチング電源装置の従来例
を図６に示す。このスイッチング電源装置は、ＲＣＣ方
式のものであり、トランス２の一次巻線２ａにスイッチ
ング素子の一例であるＭＯＳＦＥＴ４を直列接続し、同
トランス２のバイアス巻線２ｃの出力を自励式の発振制
御回路６を介してこのＭＯＳＦＥＴ４のゲートに帰還さ
せて発振させ、ＭＯＳＦＥＴ４のオフ時にトランス２内
の蓄積エネルギーを二次巻線２ｂから整流ダイオード２
６を介して直流出力として取り出すよう構成されてい
る。
を図６に示す。このスイッチング電源装置は、ＲＣＣ方
式のものであり、トランス２の一次巻線２ａにスイッチ
ング素子の一例であるＭＯＳＦＥＴ４を直列接続し、同
トランス２のバイアス巻線２ｃの出力を自励式の発振制
御回路６を介してこのＭＯＳＦＥＴ４のゲートに帰還さ
せて発振させ、ＭＯＳＦＥＴ４のオフ時にトランス２内
の蓄積エネルギーを二次巻線２ｂから整流ダイオード２
６を介して直流出力として取り出すよう構成されてい
る。
【０００３】発振制御回路６は、種々の公知の回路が採
り得るが、この例では、バイアス巻線２ｃの一端側とＭ
ＯＳＦＥＴ４のゲート間に直列に挿入されたコンデンサ
１４、抵抗１６およびＭＯＳＦＥＴ４のゲートをグラウ
ンドにバイパスするように接続された制御トランジスタ
１８を備えている。また、互いに直列接続された抵抗１
０およびコンデンサ１２から成る時定数回路８をバイア
ス巻線２ｃの両端に接続し、このコンデンサ１２の電圧
が制御トランジスタ１８のベースに印加されるようにし
ている。更に、二次側の出力電圧Ｖ2 の定電圧制御用
に、バイアス巻線２ｃの一端側とコンデンサ１２との間
にダイオード２０およびフォトカプラ２２（より具体的
にはそのフォトトランジスタ側）を接続している。２４
は起動抵抗である。
り得るが、この例では、バイアス巻線２ｃの一端側とＭ
ＯＳＦＥＴ４のゲート間に直列に挿入されたコンデンサ
１４、抵抗１６およびＭＯＳＦＥＴ４のゲートをグラウ
ンドにバイパスするように接続された制御トランジスタ
１８を備えている。また、互いに直列接続された抵抗１
０およびコンデンサ１２から成る時定数回路８をバイア
ス巻線２ｃの両端に接続し、このコンデンサ１２の電圧
が制御トランジスタ１８のベースに印加されるようにし
ている。更に、二次側の出力電圧Ｖ2 の定電圧制御用
に、バイアス巻線２ｃの一端側とコンデンサ１２との間
にダイオード２０およびフォトカプラ２２（より具体的
にはそのフォトトランジスタ側）を接続している。２４
は起動抵抗である。
【０００４】トランスの二次巻線２ｂには、整流ダイオ
ード２６および出力電圧検出回路２８が接続されてい
る。出力電圧検出回路２８は、シャントレギュレータ３
０、出力電圧Ｖ2 を分圧してそれをシャントレギュレー
タ３０の参照電圧端子へ供給する分圧抵抗３２およびフ
ォトカプラ２２を備えており、このシャントレギュレー
タ３０で出力電圧Ｖ2 を基準電圧と比較してその差に応
じてフォトカプラ２２のフォトダイオードを発光させ、
これによって一次側の発振制御回路６へフィードバック
をかけるようにしている。
ード２６および出力電圧検出回路２８が接続されてい
る。出力電圧検出回路２８は、シャントレギュレータ３
０、出力電圧Ｖ2 を分圧してそれをシャントレギュレー
タ３０の参照電圧端子へ供給する分圧抵抗３２およびフ
ォトカプラ２２を備えており、このシャントレギュレー
タ３０で出力電圧Ｖ2 を基準電圧と比較してその差に応
じてフォトカプラ２２のフォトダイオードを発光させ、
これによって一次側の発振制御回路６へフィードバック
をかけるようにしている。
【０００５】発振動作について説明すると、入力電圧Ｖ
1 が印加されると、それが起動抵抗２４を通してＭＯＳ
ＦＥＴ４のゲートに印加され、ＭＯＳＦＥＴ４が導通状
態になる。その結果、トランス２の一次巻線２ａに電圧
が加わり、同時にバイアス巻線２ｃに電圧Ｖ3 が発生す
る。これがコンデンサ１４および抵抗１６を介してＭＯ
ＳＦＥＴ４のゲートに印加され、ＭＯＳＦＥＴ４は急速
にオンする。このとき、トランス２の二次巻線２ｂの電
圧は整流ダイオード２６に対して逆方向に加わるので、
二次巻線２ｂには電流が流れず、トランス２にエネルギ
ーが蓄積される。これと共に、時定数回路８を構成する
コンデンサ１２に抵抗１０を通して充電電流が流れ、制
御トランジスタ１８のベース電位が徐々に上昇する。
1 が印加されると、それが起動抵抗２４を通してＭＯＳ
ＦＥＴ４のゲートに印加され、ＭＯＳＦＥＴ４が導通状
態になる。その結果、トランス２の一次巻線２ａに電圧
が加わり、同時にバイアス巻線２ｃに電圧Ｖ3 が発生す
る。これがコンデンサ１４および抵抗１６を介してＭＯ
ＳＦＥＴ４のゲートに印加され、ＭＯＳＦＥＴ４は急速
にオンする。このとき、トランス２の二次巻線２ｂの電
圧は整流ダイオード２６に対して逆方向に加わるので、
二次巻線２ｂには電流が流れず、トランス２にエネルギ
ーが蓄積される。これと共に、時定数回路８を構成する
コンデンサ１２に抵抗１０を通して充電電流が流れ、制
御トランジスタ１８のベース電位が徐々に上昇する。
【０００６】コンデンサ１２の電圧が所定値に対して制
御トランジスタ１８が導通し始めると、それによってＭ
ＯＳＦＥＴ４のゲートがグラウンドにバイパスされてＭ
ＯＳＦＥＴ４がオン状態を保てなくなり、一次巻線２ａ
の電圧が低下し、バイアス巻線２ｃの電圧Ｖ3 も低下す
る。これは正帰還であるため、ＭＯＳＦＥＴ４は急速に
オフする。ＭＯＳＦＥＴ４がオフすることにより、トラ
ンス２の蓄積エネルギーが二次巻線２ｂから整流ダイオ
ード２６を通して出力側へ供給される。
御トランジスタ１８が導通し始めると、それによってＭ
ＯＳＦＥＴ４のゲートがグラウンドにバイパスされてＭ
ＯＳＦＥＴ４がオン状態を保てなくなり、一次巻線２ａ
の電圧が低下し、バイアス巻線２ｃの電圧Ｖ3 も低下す
る。これは正帰還であるため、ＭＯＳＦＥＴ４は急速に
オフする。ＭＯＳＦＥＴ４がオフすることにより、トラ
ンス２の蓄積エネルギーが二次巻線２ｂから整流ダイオ
ード２６を通して出力側へ供給される。
【０００７】その後、蓄積エネルギーが放出し終わる
と、二次巻線２ｂにわずかに残された残留エネルギーに
よって、バイアス巻線２ｃに電圧Ｖ3 が発生し、再びＭ
ＯＳＦＥＴ４がオン状態となり、上記のような動作が繰
り返される。
と、二次巻線２ｂにわずかに残された残留エネルギーに
よって、バイアス巻線２ｃに電圧Ｖ3 が発生し、再びＭ
ＯＳＦＥＴ４がオン状態となり、上記のような動作が繰
り返される。
【０００８】出力電圧Ｖ2 の定電圧制御について説明す
ると、出力電圧Ｖ2 が規定値以上に上昇すると、シャン
トレギュレータ３０およびフォトカプラ２２のフォトダ
イオードに流れる電流が大きくなり、それに応じて同フ
ォトカプラ２２のフォトトランジスタに流れる電流も大
きくなり、これによって発振制御回路６内のコンデンサ
１２が早く充電されるので制御トランジスタ１８が早く
導通してＭＯＳＦＥＴ４のゲートをグラウンドへバイパ
スさせ、その結果ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間が短くなっ
て出力電圧Ｖ2 が低下し、このようにして出力電圧Ｖ2
の定電圧制御が行われる。
ると、出力電圧Ｖ2 が規定値以上に上昇すると、シャン
トレギュレータ３０およびフォトカプラ２２のフォトダ
イオードに流れる電流が大きくなり、それに応じて同フ
ォトカプラ２２のフォトトランジスタに流れる電流も大
きくなり、これによって発振制御回路６内のコンデンサ
１２が早く充電されるので制御トランジスタ１８が早く
導通してＭＯＳＦＥＴ４のゲートをグラウンドへバイパ
スさせ、その結果ＭＯＳＦＥＴ４のオン期間が短くなっ
て出力電圧Ｖ2 が低下し、このようにして出力電圧Ｖ2
の定電圧制御が行われる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記のようなＲＣＣ方
式のスイッチング電源装置は、一般的に、負荷が重くな
るほど発振周波数が低下するという特性を有している。
式のスイッチング電源装置は、一般的に、負荷が重くな
るほど発振周波数が低下するという特性を有している。
【００１０】これを詳述すると、発振周波数をｆ、その
周波数での入力電力をＰ、入力電圧をＶ1 、出力電圧を
Ｖ2 、ＭＯＳＦＥＴ４に流れるドレイン電流ＩD のピー
ク値をＩDPとし、更にトランス２の一次巻線２ａのイン
ダクタンスをＬP 、一次巻線２ａの巻数ＮP と二次巻線
２ｂの巻数ＮS との巻数比をＮ、トランス２のコアのＡ
Ｌ値をＡＬとすると、
周波数での入力電力をＰ、入力電圧をＶ1 、出力電圧を
Ｖ2 、ＭＯＳＦＥＴ４に流れるドレイン電流ＩD のピー
ク値をＩDPとし、更にトランス２の一次巻線２ａのイン
ダクタンスをＬP 、一次巻線２ａの巻数ＮP と二次巻線
２ｂの巻数ＮS との巻数比をＮ、トランス２のコアのＡ
Ｌ値をＡＬとすると、
【数１】 ｆ＝２Ｐ／（ＬPＩDP 2） ＝Ｖ1Ｖ2／（ＮＶ1＋Ｖ2）（ＮP 2ＡＬＩDP） となり、ここで負荷によって変化するのはドレイン電流
ＩD のピーク値ＩDPのみであり、負荷が重くなるとピー
ク値ＩDPは大きくなるため発振周波数ｆは必然的に下が
る。
ＩD のピーク値ＩDPのみであり、負荷が重くなるとピー
ク値ＩDPは大きくなるため発振周波数ｆは必然的に下が
る。
【００１１】このように従来のＲＣＣ方式のスイッチン
グ電源装置では、負荷が重くなるほど発振周波数が低下
するため、低い周波数においても効率良く出力を出すた
めにはトランス２を大型化しなければならず、そのため
コストが嵩むと共に必要スペースが増大するという問題
がある。
グ電源装置では、負荷が重くなるほど発振周波数が低下
するため、低い周波数においても効率良く出力を出すた
めにはトランス２を大型化しなければならず、そのため
コストが嵩むと共に必要スペースが増大するという問題
がある。
【００１２】そこでこの発明は、重負荷時に発振周波数
が低下するのを抑制することができるようにしたスイッ
チング電源装置を提供することを主たる目的とする。
が低下するのを抑制することができるようにしたスイッ
チング電源装置を提供することを主たる目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明のスイッチング電源装置は、前記トランス
に補助巻線を設け、更に、この補助巻線の一端側に直列
に接続された抵抗およびこの抵抗と同補助巻線の他端側
との間に接続されたコンデンサと、このコンデンサの両
端の電圧であって前記スイッチング素子がオフ期間中の
向きの電圧を選択的に取り出すダイオードと、このダイ
オードによって取り出される電圧が所定値以上になった
時にオンし、それによって前記スイッチング素子を強制
的にオンさせるスイッチ回路とを設けたことを特徴とす
る。
め、この発明のスイッチング電源装置は、前記トランス
に補助巻線を設け、更に、この補助巻線の一端側に直列
に接続された抵抗およびこの抵抗と同補助巻線の他端側
との間に接続されたコンデンサと、このコンデンサの両
端の電圧であって前記スイッチング素子がオフ期間中の
向きの電圧を選択的に取り出すダイオードと、このダイ
オードによって取り出される電圧が所定値以上になった
時にオンし、それによって前記スイッチング素子を強制
的にオンさせるスイッチ回路とを設けたことを特徴とす
る。
【００１４】
【作用】上記構成によれば、スイッチング動作中は、補
助巻線の出力電圧によって、同補助巻線に接続された前
記抵抗を介してコンデンサに正逆両方向に繰り返し充電
される。このコンデンサの両端の電圧であってスイッチ
ング素子がオフ期間中の向きの電圧が前記ダイオードに
よって選択的に取り出される。従って、スイッチング素
子のオフ後ある一定の時間が経過すると、このダイオー
ドによって取り出される電圧が所定値以上になり、それ
によって前記スイッチ回路がオンして、スイッチング素
子が強制的にオンさせられる。スイッチング素子が強制
的にオンさせられることにより、スイッチング素子のオ
フ期間が短縮される。
助巻線の出力電圧によって、同補助巻線に接続された前
記抵抗を介してコンデンサに正逆両方向に繰り返し充電
される。このコンデンサの両端の電圧であってスイッチ
ング素子がオフ期間中の向きの電圧が前記ダイオードに
よって選択的に取り出される。従って、スイッチング素
子のオフ後ある一定の時間が経過すると、このダイオー
ドによって取り出される電圧が所定値以上になり、それ
によって前記スイッチ回路がオンして、スイッチング素
子が強制的にオンさせられる。スイッチング素子が強制
的にオンさせられることにより、スイッチング素子のオ
フ期間が短縮される。
【００１５】また、スイッチング素子が強制的にオンさ
せられると、トランスの二次巻線の電圧の向きが反転す
るから、トランス内の蓄積エネルギーの二次巻線からの
流出が止む。そのぶん、一次巻線に流れる電流が台形状
に大きく立ち上がることになり、そのようになると、従
来の三角波形に比べて短時間でトランスに所要のエネル
ギーを蓄積することができるので、スイッチング素子の
オン期間も短くて済むようになる。
せられると、トランスの二次巻線の電圧の向きが反転す
るから、トランス内の蓄積エネルギーの二次巻線からの
流出が止む。そのぶん、一次巻線に流れる電流が台形状
に大きく立ち上がることになり、そのようになると、従
来の三角波形に比べて短時間でトランスに所要のエネル
ギーを蓄積することができるので、スイッチング素子の
オン期間も短くて済むようになる。
【００１６】上記のような作用によって、負荷が重くな
っても、発振周波数が一定以下に下がるのを防止するこ
とができる。
っても、発振周波数が一定以下に下がるのを防止するこ
とができる。
【００１７】
【実施例】図１は、この発明の一実施例に係るスイッチ
ング電源装置を示す回路図である。図６の従来例と同一
または相当する部分には同一符号を付し、以下において
は当該従来例との相違点を主に説明する。
ング電源装置を示す回路図である。図６の従来例と同一
または相当する部分には同一符号を付し、以下において
は当該従来例との相違点を主に説明する。
【００１８】この実施例においては、前記トランス２の
一次側に、その一次巻線２ａと逆の巻き方向の、即ち二
次巻線２ｂと同じ巻き方向の補助巻線２ｄを更に設けて
いる。従ってこの補助巻線２ｄには、ＭＯＳＦＥＴ４の
オン期間中は図１中に実線で示すような下向きの電圧Ｖ
4 が発生し、オフ期間中は図１中に破線で示すような上
向きの電圧Ｖ5 が発生する。
一次側に、その一次巻線２ａと逆の巻き方向の、即ち二
次巻線２ｂと同じ巻き方向の補助巻線２ｄを更に設けて
いる。従ってこの補助巻線２ｄには、ＭＯＳＦＥＴ４の
オン期間中は図１中に実線で示すような下向きの電圧Ｖ
4 が発生し、オフ期間中は図１中に破線で示すような上
向きの電圧Ｖ5 が発生する。
【００１９】そして、この補助巻線２ｄの一端側（巻き
終わり側）に抵抗３４を直列接続し、この抵抗３４と補
助巻線２ｄの他端側との間にコンデンサ３６を接続して
いる。また、この抵抗３４とコンデンサ３６の接続部に
ダイオード３８のアノード側を接続している。ＭＯＳＦ
ＥＴ４のスイッチング動作中は、このコンデンサ３６に
は正逆両方向に繰り返し充電されるが、ダイオード３８
は、このコンデンサ３６の両端の電圧であってＭＯＳＦ
ＥＴ４がオフ期間中の向きの電圧、即ち図１中で上向き
の電圧Ｖ6 を選択的に取り出す。
終わり側）に抵抗３４を直列接続し、この抵抗３４と補
助巻線２ｄの他端側との間にコンデンサ３６を接続して
いる。また、この抵抗３４とコンデンサ３６の接続部に
ダイオード３８のアノード側を接続している。ＭＯＳＦ
ＥＴ４のスイッチング動作中は、このコンデンサ３６に
は正逆両方向に繰り返し充電されるが、ダイオード３８
は、このコンデンサ３６の両端の電圧であってＭＯＳＦ
ＥＴ４がオフ期間中の向きの電圧、即ち図１中で上向き
の電圧Ｖ6 を選択的に取り出す。
【００２０】このダイオード３８のカソード側と補助巻
線２ｄの他端側間には、スイッチ回路４０が設けられて
いる。このスイッチ回路４０は、この例ではダイオード
３８のカソード側と補助巻線２ｄの他端側との間に互い
に直列に接続されたバイアス用の抵抗４２、４４および
両抵抗４２、４４の接続部にベースが、ダイオード３８
のカソードにエミッタがそれぞれ接続されたスイッチ用
のトランジスタ４６を有しており、ダイオード３８のカ
ソード側の電圧が所定値以上になるとトランジスタ４６
のベースが所定以上にバイアスされてトランジスタ４６
がオンし、ダイオード３８のカソード側の電圧を出力す
る。このスイッチ回路４０から出力される電圧は、この
例では逆阻止用のダイオード４８を介してＭＯＳＦＥＴ
４のゲートに与えられ、それによって、それまでオフさ
れていたＭＯＳＦＥＴ４は強制的にオンさせられる。
線２ｄの他端側間には、スイッチ回路４０が設けられて
いる。このスイッチ回路４０は、この例ではダイオード
３８のカソード側と補助巻線２ｄの他端側との間に互い
に直列に接続されたバイアス用の抵抗４２、４４および
両抵抗４２、４４の接続部にベースが、ダイオード３８
のカソードにエミッタがそれぞれ接続されたスイッチ用
のトランジスタ４６を有しており、ダイオード３８のカ
ソード側の電圧が所定値以上になるとトランジスタ４６
のベースが所定以上にバイアスされてトランジスタ４６
がオンし、ダイオード３８のカソード側の電圧を出力す
る。このスイッチ回路４０から出力される電圧は、この
例では逆阻止用のダイオード４８を介してＭＯＳＦＥＴ
４のゲートに与えられ、それによって、それまでオフさ
れていたＭＯＳＦＥＴ４は強制的にオンさせられる。
【００２１】ＭＯＳＦＥＴ４が上記のようにしてオンす
ると、前述したようにトランス２のバイアス巻線２ｃに
電圧Ｖ3 が発生し、後は発振制御回路６の働きによって
ＭＯＳＦＥＴ４のオン状態が所定期間維持される。
ると、前述したようにトランス２のバイアス巻線２ｃに
電圧Ｖ3 が発生し、後は発振制御回路６の働きによって
ＭＯＳＦＥＴ４のオン状態が所定期間維持される。
【００２２】上記のような回路構成によってＭＯＳＦＥ
Ｔ４を強制的にオンさせるタイミングは、即ちＭＯＳＦ
ＥＴ４がオフされた後に強制的にオンさせるまでの時間
Ｔ（図２参照）は、コンデンサ３６の両端の電圧Ｖ6 の
立ち上がりの時定数を決める抵抗３４およびコンデンサ
３６の値、ならびに、抵抗４２と４４の比等によって調
整することができる。
Ｔ４を強制的にオンさせるタイミングは、即ちＭＯＳＦ
ＥＴ４がオフされた後に強制的にオンさせるまでの時間
Ｔ（図２参照）は、コンデンサ３６の両端の電圧Ｖ6 の
立ち上がりの時定数を決める抵抗３４およびコンデンサ
３６の値、ならびに、抵抗４２と４４の比等によって調
整することができる。
【００２３】上記構成によれば、軽負荷時は、前述した
ようにＲＣＣ方式の特性として発振周波数は高くなるの
で、コンデンサ３６にスイッチ回路４０をオンさせるに
足りるだけの電圧が充電されることはなく、補助巻線２
ｄ側の上記のような回路によってＭＯＳＦＥＴ４を強制
的にオンさせることは起こらない。即ち発振制御回路６
によって従来例と同様の発振制御が行われる。
ようにＲＣＣ方式の特性として発振周波数は高くなるの
で、コンデンサ３６にスイッチ回路４０をオンさせるに
足りるだけの電圧が充電されることはなく、補助巻線２
ｄ側の上記のような回路によってＭＯＳＦＥＴ４を強制
的にオンさせることは起こらない。即ち発振制御回路６
によって従来例と同様の発振制御が行われる。
【００２４】重負荷に（即ち出力電流Ｉ2 が大きく）な
ると、発振制御回路６による制御だけでは、ＲＣＣ方式
の特性として発振周波数が低下して来る。そして、ＭＯ
ＳＦＥＴ４のオフ期間が上記時間Ｔよりも長くなろうと
すると、補助巻線２ｄ側の上記のような回路によってＭ
ＯＳＦＥＴ４が強制的にオンさせられる。従ってＭＯＳ
ＦＥＴ４のオフ期間が短縮される。
ると、発振制御回路６による制御だけでは、ＲＣＣ方式
の特性として発振周波数が低下して来る。そして、ＭＯ
ＳＦＥＴ４のオフ期間が上記時間Ｔよりも長くなろうと
すると、補助巻線２ｄ側の上記のような回路によってＭ
ＯＳＦＥＴ４が強制的にオンさせられる。従ってＭＯＳ
ＦＥＴ４のオフ期間が短縮される。
【００２５】また、ＭＯＳＦＥＴ４が強制的にオンさせ
られると、トランス２の二次巻線２ｂの電圧の向きが反
転するから、トランス２内の蓄積エネルギーの二次巻線
２ｂからの流出が止む。そのぶん、トランス２の一次巻
線２ａを経由してＭＯＳＦＥＴ４に流れるドレイン電流
ＩD が台形状に大きく立ち上がることになり、そのよう
になると、従来の三角波形に比べて短時間でトランス２
に所要のエネルギーを蓄積することができるので、ＭＯ
ＳＦＥＴ４のオン期間も短くて済むようになる。
られると、トランス２の二次巻線２ｂの電圧の向きが反
転するから、トランス２内の蓄積エネルギーの二次巻線
２ｂからの流出が止む。そのぶん、トランス２の一次巻
線２ａを経由してＭＯＳＦＥＴ４に流れるドレイン電流
ＩD が台形状に大きく立ち上がることになり、そのよう
になると、従来の三角波形に比べて短時間でトランス２
に所要のエネルギーを蓄積することができるので、ＭＯ
ＳＦＥＴ４のオン期間も短くて済むようになる。
【００２６】上記のような作用によって、負荷が重くな
っても、発振周波数が一定以下に下がるのを防止するこ
とができる。
っても、発振周波数が一定以下に下がるのを防止するこ
とができる。
【００２７】実験結果の一例を説明すると、出力電流Ｉ
2 を共に３Ａとした場合、ＭＯＳＦＥＴ４のドレイン電
流ＩD およびドレイン−ソース間電圧ＶDSの波形は、図
６に示した従来のスイッチング電源装置では図３に示す
ようになっており、発振周波数は約１０９ＫＨｚに低下
した。これに対してこの実施例のスイッチング電源装置
では、同波形は図２に示すようになっており、発振周波
数は約１８１ＫＨｚであり、低下が大幅に抑制されてい
るのが分かる。
2 を共に３Ａとした場合、ＭＯＳＦＥＴ４のドレイン電
流ＩD およびドレイン−ソース間電圧ＶDSの波形は、図
６に示した従来のスイッチング電源装置では図３に示す
ようになっており、発振周波数は約１０９ＫＨｚに低下
した。これに対してこの実施例のスイッチング電源装置
では、同波形は図２に示すようになっており、発振周波
数は約１８１ＫＨｚであり、低下が大幅に抑制されてい
るのが分かる。
【００２８】また、この図２および図３を比べれば分か
るように、同じ３Ａの出力電流Ｉ2を供給するのに、こ
の実施例の方がドレイン電流ＩD のピーク値ＩDPが小さ
くなっている。これは、ドレイン電流ＩD が台形状に立
ち上がるからピーク値ＩDPがそれほど大きくなくてもト
ランス２に十分なエネルギーを蓄積することができるか
らであると考えられる。
るように、同じ３Ａの出力電流Ｉ2を供給するのに、こ
の実施例の方がドレイン電流ＩD のピーク値ＩDPが小さ
くなっている。これは、ドレイン電流ＩD が台形状に立
ち上がるからピーク値ＩDPがそれほど大きくなくてもト
ランス２に十分なエネルギーを蓄積することができるか
らであると考えられる。
【００２９】上記図２および図３は出力電流Ｉ2 が３Ａ
の場合であるが、出力電流Ｉ2 を変化させた場合の発振
周波数ｆの変化およびドレイン電流ＩD のピーク値ＩDP
の変化のグラフを図４および図５にそれぞれ示す。
の場合であるが、出力電流Ｉ2 を変化させた場合の発振
周波数ｆの変化およびドレイン電流ＩD のピーク値ＩDP
の変化のグラフを図４および図５にそれぞれ示す。
【００３０】図４から分かるように、従来例では出力電
流Ｉ2 の増大に伴って発振周波数が大きく低下している
のに対して、この実施例では出力電流Ｉ2 が約２Ａ以上
で発振周波数はほぼ一定に抑えられている。
流Ｉ2 の増大に伴って発振周波数が大きく低下している
のに対して、この実施例では出力電流Ｉ2 が約２Ａ以上
で発振周波数はほぼ一定に抑えられている。
【００３１】また、図５から分かるように、従来例では
出力電流Ｉ2 の増大にほぼ直線的に比例してドレイン電
流ＩD のピーク値ＩDPが増大しているのに対して、この
実施例では同ピーク値ＩDPの増大が緩やかになってい
る。
出力電流Ｉ2 の増大にほぼ直線的に比例してドレイン電
流ＩD のピーク値ＩDPが増大しているのに対して、この
実施例では同ピーク値ＩDPの増大が緩やかになってい
る。
【００３２】なお、トランス２に新たに設ける補助巻線
２ｄの巻き方向は、上記実施例のようにせずに一次巻線
２ａと同方向にしても良く、その場合も補助巻線２ｄの
巻き終わり側に抵抗３４、ダイオード３８等がつながる
ようにすれば良い。
２ｄの巻き方向は、上記実施例のようにせずに一次巻線
２ａと同方向にしても良く、その場合も補助巻線２ｄの
巻き終わり側に抵抗３４、ダイオード３８等がつながる
ようにすれば良い。
【００３３】また、スイッチング素子は、上記のような
ＭＯＳＦＥＴ４の代わりにバイポーラトランジスタを用
いても良い。
ＭＯＳＦＥＴ４の代わりにバイポーラトランジスタを用
いても良い。
【００３４】
【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、上記の
ような補助巻線およびそれにつながる回路を設けたの
で、負荷が重くなっても、発振周波数が一定以下に下が
るのを防止することができる。その結果、小型のトラン
スでも効率が良くなるので、トランスを小型化すること
ができ、そのぶんコストおよびスペースを削減すること
ができる。
ような補助巻線およびそれにつながる回路を設けたの
で、負荷が重くなっても、発振周波数が一定以下に下が
るのを防止することができる。その結果、小型のトラン
スでも効率が良くなるので、トランスを小型化すること
ができ、そのぶんコストおよびスペースを削減すること
ができる。
【００３５】また、同じ出力を出す場合でも、スイッチ
ング素子に流れる電流のピーク値を従来例に比べて小さ
くすることができるので、そのぶんスイッチング素子の
容量を小さくすることができ、低コスト化を図ることが
できる。
ング素子に流れる電流のピーク値を従来例に比べて小さ
くすることができるので、そのぶんスイッチング素子の
容量を小さくすることができ、低コスト化を図ることが
できる。
【００３６】また、発振周波数が一定以下に下がらない
ため、発振周波数を全体的に低く設計しても効率低下が
少なく、その結果ＥＭＩノイズ（電磁妨害波）対策上も
有利になる。
ため、発振周波数を全体的に低く設計しても効率低下が
少なく、その結果ＥＭＩノイズ（電磁妨害波）対策上も
有利になる。
【図１】この発明の一実施例に係るスイッチング電源装
置を示す回路図である。
置を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置におけるドレイン
電流およびドレイン−ソース間電圧の波形の一例を示す
図である。
電流およびドレイン−ソース間電圧の波形の一例を示す
図である。
【図３】図６の従来のスイッチング電源装置におけるド
レイン電流およびドレイン−ソース間電圧の波形の一例
を示す図である。
レイン電流およびドレイン−ソース間電圧の波形の一例
を示す図である。
【図４】出力電流と発振周波数との関係の一例を示す図
である。
である。
【図５】出力電流とドレイン電流のピーク値との関係の
一例を図である。
一例を図である。
【図６】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路
図である。
図である。
２ トランス ２ａ 一次巻線 ２ｂ 二次巻線 ２ｃ バイアス巻線 ２ｄ 補助巻線 ４ ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子） ６ 発振制御回路 ３４ 抵抗 ３６ コンデンサ ３８ ダイオード ４０ スイッチ回路
Claims (1)
- 【請求項１】 一次巻線、二次巻線およびバイアス巻線
を有するトランスと、このトランスの一次巻線に直列接
続されたスイッチング素子と、前記トランスのバイアス
巻線からの出力を用いてこのスイッチング素子のスイッ
チングを制御する自励式の発振制御回路とを備えるＲＣ
Ｃ方式のスイッチング電源装置において、前記トランス
に補助巻線を設け、更に、この補助巻線の一端側に直列
に接続された抵抗およびこの抵抗と同補助巻線の他端側
との間に接続されたコンデンサと、このコンデンサの両
端の電圧であって前記スイッチング素子がオフ期間中の
向きの電圧を選択的に取り出すダイオードと、このダイ
オードによって取り出される電圧が所定値以上になった
時にオンし、それによって前記スイッチング素子を強制
的にオンさせるスイッチ回路とを設けたことを特徴とす
るスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35354792A JPH06189545A (ja) | 1992-12-14 | 1992-12-14 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP35354792A JPH06189545A (ja) | 1992-12-14 | 1992-12-14 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06189545A true JPH06189545A (ja) | 1994-07-08 |
Family
ID=18431582
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP35354792A Pending JPH06189545A (ja) | 1992-12-14 | 1992-12-14 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06189545A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002374672A (ja) * | 2001-06-13 | 2002-12-26 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2006230160A (ja) * | 2005-02-21 | 2006-08-31 | Onkyo Corp | スイッチング電源回路 |
| EP1630938A3 (de) * | 1996-05-15 | 2009-07-22 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
-
1992
- 1992-12-14 JP JP35354792A patent/JPH06189545A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1630938A3 (de) * | 1996-05-15 | 2009-07-22 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| JP2002374672A (ja) * | 2001-06-13 | 2002-12-26 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP4730498B2 (ja) * | 2001-06-13 | 2011-07-20 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP2006230160A (ja) * | 2005-02-21 | 2006-08-31 | Onkyo Corp | スイッチング電源回路 |
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