JP3465673B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチング電
源装置であるリンギングチョークコンバータ方式のスイ
ッチング電源装置に関する。
源装置であるリンギングチョークコンバータ方式のスイ
ッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来からスイッチング電源装置として、
リンギングチョークコンバータ（Ringing Choke Conver
ter:以下、ＲＣＣと称する。）方式のスイッチング電源
装置がある。このＲＣＣ方式のスイッチング電源装置
は、商用交流電源から安定した直流電源を供給するため
のものであり、構成が比較的簡単で小型軽量であり効率
が高いので、電子計算機・通信機器・ＯＡ機器など、各
種の装置に広く用いられている。また、補助電源や容量
の小さなシリーズレギュレータのプリレギュレータとし
ても利用される。
リンギングチョークコンバータ（Ringing Choke Conver
ter:以下、ＲＣＣと称する。）方式のスイッチング電源
装置がある。このＲＣＣ方式のスイッチング電源装置
は、商用交流電源から安定した直流電源を供給するため
のものであり、構成が比較的簡単で小型軽量であり効率
が高いので、電子計算機・通信機器・ＯＡ機器など、各
種の装置に広く用いられている。また、補助電源や容量
の小さなシリーズレギュレータのプリレギュレータとし
ても利用される。
【０００３】図８は、従来のＲＣＣ方式のスイッチング
電源装置の回路図である。同図に示したように、スイッ
チング電源装置１０は、入力回路２、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路３、電圧検出回路４および制御回路５によって
構成されている。
電源装置の回路図である。同図に示したように、スイッ
チング電源装置１０は、入力回路２、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路３、電圧検出回路４および制御回路５によって
構成されている。
【０００４】入力回路２は、ヒューズＦ、フィルタ回路
ＬＦおよび整流用のダイオードブリッジＤＢから構成さ
れ、入力端子に交流電源ＡＣが接続されている。また、
入力回路２の一方の入力端子は、ヒューズＦを介してフ
ィルタ回路ＬＦの入力側の一端に接続され、入力回路２
の他方の入力端子は、直接フィルタ回路ＬＦの入力側の
他端に接続されている。さらに、フィルタ回路ＬＦの出
力側の両端がダイオードブリッジＤＢの両入力端に接続
されている。そして、ダイオードブリッジＤＢの出力端
ａ，ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３の入力端ａ，ｂ
に接続されている。
ＬＦおよび整流用のダイオードブリッジＤＢから構成さ
れ、入力端子に交流電源ＡＣが接続されている。また、
入力回路２の一方の入力端子は、ヒューズＦを介してフ
ィルタ回路ＬＦの入力側の一端に接続され、入力回路２
の他方の入力端子は、直接フィルタ回路ＬＦの入力側の
他端に接続されている。さらに、フィルタ回路ＬＦの出
力側の両端がダイオードブリッジＤＢの両入力端に接続
されている。そして、ダイオードブリッジＤＢの出力端
ａ，ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３の入力端ａ，ｂ
に接続されている。
【０００５】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３は、コンデン
サＣ１，Ｃ４、トランスＴ、主スイッチング素子である
ｍｏｓ型のＦＥＴＱ１、抵抗Ｒ１，Ｒ１０およびダイオ
ードＤ１によって構成されている。また、トランスＴ
は、１次巻線Ｎ１、１次巻線Ｎ１とは逆極性の２次巻線
Ｎ２、および１次巻線Ｎ１と同じ極性の帰還巻線Ｎｂを
有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３の入力端ａ，ｂ間
には、平滑用のコンデンサＣ１が設けられ、また、１次
巻線Ｎ１およびＦＥＴＱ１が直列接続されてコンデンサ
Ｃ１と並列に設けられている。すなわち、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路３の入力端ａには、トランスＴの１次巻線
Ｎ１の巻き始め端が接続され、１次巻線Ｎ１の巻き終わ
り端にＦＥＴＱ１のドレインが接続され、ＦＥＴＱ１の
ソースがＤＣ−ＤＣコンバータ回路３の入力端ｂに接続
されている。また、１次巻線Ｎ１の巻き始め端には、起
動用の抵抗Ｒ１の一端が接続され、抵抗Ｒ１の他端はＦ
ＥＴＱ１のゲートに接続されている。ＦＥＴＱ１のゲー
ト−ソース間には、抵抗Ｒ１０が接続されている。さら
に、トランスＴの２次巻線Ｎ２の巻き終わり端には、整
流用のダイオードＤ１のアノードが接続され、ダイオー
ドＤ１のカソードと２次巻線Ｎ２の巻き始め端の間に
は、平滑用のコンデンサＣ４が接続されている。このダ
イオードＤ１とコンデンサＣ４とによって整流平滑回路
が構成されている。
サＣ１，Ｃ４、トランスＴ、主スイッチング素子である
ｍｏｓ型のＦＥＴＱ１、抵抗Ｒ１，Ｒ１０およびダイオ
ードＤ１によって構成されている。また、トランスＴ
は、１次巻線Ｎ１、１次巻線Ｎ１とは逆極性の２次巻線
Ｎ２、および１次巻線Ｎ１と同じ極性の帰還巻線Ｎｂを
有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３の入力端ａ，ｂ間
には、平滑用のコンデンサＣ１が設けられ、また、１次
巻線Ｎ１およびＦＥＴＱ１が直列接続されてコンデンサ
Ｃ１と並列に設けられている。すなわち、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路３の入力端ａには、トランスＴの１次巻線
Ｎ１の巻き始め端が接続され、１次巻線Ｎ１の巻き終わ
り端にＦＥＴＱ１のドレインが接続され、ＦＥＴＱ１の
ソースがＤＣ−ＤＣコンバータ回路３の入力端ｂに接続
されている。また、１次巻線Ｎ１の巻き始め端には、起
動用の抵抗Ｒ１の一端が接続され、抵抗Ｒ１の他端はＦ
ＥＴＱ１のゲートに接続されている。ＦＥＴＱ１のゲー
ト−ソース間には、抵抗Ｒ１０が接続されている。さら
に、トランスＴの２次巻線Ｎ２の巻き終わり端には、整
流用のダイオードＤ１のアノードが接続され、ダイオー
ドＤ１のカソードと２次巻線Ｎ２の巻き始め端の間に
は、平滑用のコンデンサＣ４が接続されている。このダ
イオードＤ１とコンデンサＣ４とによって整流平滑回路
が構成されている。
【０００６】電圧検出回路４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路３の出力側に設けられ、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７、フ
ォトカプラＰＣの発光素子である発光ダイオードＰＤお
よびシャントレギュレータＳｒから構成されている。電
圧検出回路４の出力端子は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
３のコンデンサＣ４に並列に設けられている。また、抵
抗Ｒ５、発光ダイオードＰＤおよびシャントレギュレー
タＳｒがそれぞれ直列に接続された回路と、抵抗Ｒ６お
よびＲ７が直列に接続された回路と、がそれぞれコンデ
ンサＣ４に並列に設けられている。なお、発光ダイオー
ドＰＤのカソードと、シャントレギュレータＳｒのカソ
ードと、が接続されている。また、抵抗Ｒ６およびＲ７
の接続点には、シャントレギュレータＳｒの基準端子が
接続されている。
回路３の出力側に設けられ、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７、フ
ォトカプラＰＣの発光素子である発光ダイオードＰＤお
よびシャントレギュレータＳｒから構成されている。電
圧検出回路４の出力端子は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
３のコンデンサＣ４に並列に設けられている。また、抵
抗Ｒ５、発光ダイオードＰＤおよびシャントレギュレー
タＳｒがそれぞれ直列に接続された回路と、抵抗Ｒ６お
よびＲ７が直列に接続された回路と、がそれぞれコンデ
ンサＣ４に並列に設けられている。なお、発光ダイオー
ドＰＤのカソードと、シャントレギュレータＳｒのカソ
ードと、が接続されている。また、抵抗Ｒ６およびＲ７
の接続点には、シャントレギュレータＳｒの基準端子が
接続されている。
【０００７】制御回路５は、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ
１３、コンデンサＣ２，Ｃ３、ダイオードＤ２、フォト
カプラＰＣの受光素子であるフォトトランジスタＰＴお
よびｎｐｎ型のトランジスタＱ２から構成されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３のＦＥＴＱ１のゲートと帰
還巻線Ｎｂの巻き始め端との間には、コンデンサＣ３お
よび抵抗Ｒ１３が直列に接続されている。また、ＦＥＴ
Ｑ１のゲート−ソース間には、トランジスタＱ２のコレ
クタおよびエミッタが接続されている。さらに、帰還巻
線Ｎｂの巻き始め端と巻き終わり端との間には、抵抗Ｒ
２および抵抗Ｒ３が直列に接続されている。加えて、抵
抗Ｒ４、ダイオードＤ２およびフォトカプラＰＣのフォ
トトランジスタＰＴがそれぞれ直列に接続され、抵抗Ｒ
２と並列に接続されている。なお、ダイオードＤ２のア
ノードは、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタＰＴ
のコレクタと接続されている。また、トランジスタＱ２
のベース−エミッタ間には、コンデンサＣ２が接続され
て、前記の抵抗Ｒ３がコンデンサＣ２と並列に接続され
ている。
１３、コンデンサＣ２，Ｃ３、ダイオードＤ２、フォト
カプラＰＣの受光素子であるフォトトランジスタＰＴお
よびｎｐｎ型のトランジスタＱ２から構成されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３のＦＥＴＱ１のゲートと帰
還巻線Ｎｂの巻き始め端との間には、コンデンサＣ３お
よび抵抗Ｒ１３が直列に接続されている。また、ＦＥＴ
Ｑ１のゲート−ソース間には、トランジスタＱ２のコレ
クタおよびエミッタが接続されている。さらに、帰還巻
線Ｎｂの巻き始め端と巻き終わり端との間には、抵抗Ｒ
２および抵抗Ｒ３が直列に接続されている。加えて、抵
抗Ｒ４、ダイオードＤ２およびフォトカプラＰＣのフォ
トトランジスタＰＴがそれぞれ直列に接続され、抵抗Ｒ
２と並列に接続されている。なお、ダイオードＤ２のア
ノードは、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタＰＴ
のコレクタと接続されている。また、トランジスタＱ２
のベース−エミッタ間には、コンデンサＣ２が接続され
て、前記の抵抗Ｒ３がコンデンサＣ２と並列に接続され
ている。
【０００８】次に、上記の構成のスイッチング電源装置
１０の動作を説明する。まず、電源が投入された起動時
においては、起動用の抵抗Ｒ１を介してＦＥＴＱ１のゲ
ートに電圧が印加されて、ＦＥＴＱ１がターンオンす
る。これにより、トランスＴの１次巻線Ｎ１に電源電圧
が印加されて、帰還巻線Ｎｂに１次巻線Ｎ１と同極性の
電圧が発生する。この電圧信号が、抵抗Ｒ１３およびコ
ンデンサＣ３を介してＦＥＴＱ１のゲートに対して正帰
還信号として与えられ、ＦＥＴＱ１は急速にオンする。
このとき、１次巻線Ｎ１には、励磁エネルギが蓄積され
る。
１０の動作を説明する。まず、電源が投入された起動時
においては、起動用の抵抗Ｒ１を介してＦＥＴＱ１のゲ
ートに電圧が印加されて、ＦＥＴＱ１がターンオンす
る。これにより、トランスＴの１次巻線Ｎ１に電源電圧
が印加されて、帰還巻線Ｎｂに１次巻線Ｎ１と同極性の
電圧が発生する。この電圧信号が、抵抗Ｒ１３およびコ
ンデンサＣ３を介してＦＥＴＱ１のゲートに対して正帰
還信号として与えられ、ＦＥＴＱ１は急速にオンする。
このとき、１次巻線Ｎ１には、励磁エネルギが蓄積され
る。
【０００９】一方、帰還巻線Ｎｂの起電圧により、抵抗
Ｒ２を介してコンデンサＣ２に充電電流が流れる。この
コンデンサＣ２の充電電圧が、制御用のトランジスタＱ
２におけるベース−エミッタ間の順方向電圧を超える
と、このトランジスタＱ２がターンオンする。これによ
り、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧がほぼ零となっ
て、ＦＥＴＱ１が強制的にターンオフする。
Ｒ２を介してコンデンサＣ２に充電電流が流れる。この
コンデンサＣ２の充電電圧が、制御用のトランジスタＱ
２におけるベース−エミッタ間の順方向電圧を超える
と、このトランジスタＱ２がターンオンする。これによ
り、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧がほぼ零となっ
て、ＦＥＴＱ１が強制的にターンオフする。
【００１０】これにより、ＦＥＴＱ１のオン期間にトラ
ンスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギ
が、２次巻線Ｎ２を介して電気エネルギとして放出さ
れ、ダイオードＤ１で整流され、コンデンサＣ４で平滑
されて、電圧検出回路４の出力端子に接続された図外の
負荷に供給される。
ンスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギ
が、２次巻線Ｎ２を介して電気エネルギとして放出さ
れ、ダイオードＤ１で整流され、コンデンサＣ４で平滑
されて、電圧検出回路４の出力端子に接続された図外の
負荷に供給される。
【００１１】そして、コンデンサＣ２の充電電荷が抵抗
Ｒ３などの放電回路を通して放電し、その充電電圧がト
ランジスタＱ２のベース−エミッタ間の順方向電圧以下
になると、トランジスタＱ２がオフする。また、トラン
スＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギが、
２次巻線Ｎ２を介してすべて放出されて、ダイオードＤ
１を流れる電流が零になると、帰還巻線Ｎｂに巻き始め
端を正とするキック電圧が生じ、このキック電圧により
ＦＥＴＱ１が再びターンオンする。ＦＥＴＱ１がターン
オンすると、再びトランスＴの１次巻線Ｎ１に電圧が印
加されて、１次巻線Ｎ１に励磁エネルギが蓄積されてい
る。
Ｒ３などの放電回路を通して放電し、その充電電圧がト
ランジスタＱ２のベース−エミッタ間の順方向電圧以下
になると、トランジスタＱ２がオフする。また、トラン
スＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギが、
２次巻線Ｎ２を介してすべて放出されて、ダイオードＤ
１を流れる電流が零になると、帰還巻線Ｎｂに巻き始め
端を正とするキック電圧が生じ、このキック電圧により
ＦＥＴＱ１が再びターンオンする。ＦＥＴＱ１がターン
オンすると、再びトランスＴの１次巻線Ｎ１に電圧が印
加されて、１次巻線Ｎ１に励磁エネルギが蓄積されてい
る。
【００１２】このように、スイッチング電源装置１０に
おいては、上記の発振動作が繰り返し行われる。
おいては、上記の発振動作が繰り返し行われる。
【００１３】次に、電圧検出回路４からのフィードバッ
ク制御について説明する。定常状態においては、負荷側
の出力電圧は抵抗Ｒ６，Ｒ７の分圧により検出され、そ
の検出電圧とシャントレギュレータＳｒが有する基準電
圧とが比較されている。そして、出力電圧の変動量がシ
ャントレギュレータＳｒで増幅され、フォトカプラＰＣ
の発光ダイオードＰＤに対する通電量が変化し、発光ダ
イオードＰＤの発光量も変化する。また、フォトカプラ
ＰＣのフォトトランジスタＰＴの受光量に応じて、フォ
トトランジスタＰＴのインピーダンスが変化することに
より、コンデンサＣ２の充電時定数が変化する。出力電
圧が低下するほど上記充電時定数が大きくなるので、出
力電圧が低下するほど、ＦＥＴＱ１がオンしてからトラ
ンジスタＱ２により強制オフされるまでの時間、すなわ
ちＦＥＴＱ１のオン時間が長くなって、出力電圧を上昇
させる方向に作用する。また、出力電圧が上昇した場合
は上記と逆の動作となり、出力電圧を下降させる方向に
作用する。これによって、出力電圧が一定となるように
定電圧制御が行われる。
ク制御について説明する。定常状態においては、負荷側
の出力電圧は抵抗Ｒ６，Ｒ７の分圧により検出され、そ
の検出電圧とシャントレギュレータＳｒが有する基準電
圧とが比較されている。そして、出力電圧の変動量がシ
ャントレギュレータＳｒで増幅され、フォトカプラＰＣ
の発光ダイオードＰＤに対する通電量が変化し、発光ダ
イオードＰＤの発光量も変化する。また、フォトカプラ
ＰＣのフォトトランジスタＰＴの受光量に応じて、フォ
トトランジスタＰＴのインピーダンスが変化することに
より、コンデンサＣ２の充電時定数が変化する。出力電
圧が低下するほど上記充電時定数が大きくなるので、出
力電圧が低下するほど、ＦＥＴＱ１がオンしてからトラ
ンジスタＱ２により強制オフされるまでの時間、すなわ
ちＦＥＴＱ１のオン時間が長くなって、出力電圧を上昇
させる方向に作用する。また、出力電圧が上昇した場合
は上記と逆の動作となり、出力電圧を下降させる方向に
作用する。これによって、出力電圧が一定となるように
定電圧制御が行われる。
【００１４】なお、軽負荷時は、上記の出力電圧が上昇
した場合に相当し、重負荷時は、上記の出力電圧が下降
した場合に相当する。
した場合に相当し、重負荷時は、上記の出力電圧が下降
した場合に相当する。
【００１５】図８に示したような従来のＲＣＣ方式のス
イッチング電源装置においては、ＦＥＴＱ１の発振周波
数は入力電力または出力電力にほぼ反比例して変化する
ことが知られている。これを、出力電力（負荷電力）に
対する発振周波数（スイチッング周波数）の関係で表せ
ば図５の（ｂ）のようになる。
イッチング電源装置においては、ＦＥＴＱ１の発振周波
数は入力電力または出力電力にほぼ反比例して変化する
ことが知られている。これを、出力電力（負荷電力）に
対する発振周波数（スイチッング周波数）の関係で表せ
ば図５の（ｂ）のようになる。
【００１６】一般に負荷が軽くなる程、スイッチング１
回あたりのスイッチングロスは減少するが、図５の
（ｂ）のように出力電力が小さい程、すなわち負荷が軽
くなる程、発振周波数が高くなり、発振周波数が高くな
る程、単位時間あたりのスイッチングロス発生回数が増
すので、結局負荷が軽くなってもスイッチングロスの低
下幅は非常に小さい。したがって、負荷が軽い程、電源
装置としての効率が低下することになる。
回あたりのスイッチングロスは減少するが、図５の
（ｂ）のように出力電力が小さい程、すなわち負荷が軽
くなる程、発振周波数が高くなり、発振周波数が高くな
る程、単位時間あたりのスイッチングロス発生回数が増
すので、結局負荷が軽くなってもスイッチングロスの低
下幅は非常に小さい。したがって、負荷が軽い程、電源
装置としての効率が低下することになる。
【００１７】このような軽負荷状態におけるスイッチン
グロスを減少させるためには、定格負荷における発振周
波数が低くなるように回路定数を設計すればよいが、電
源装置が極めて軽い負荷から重い負荷まで広範囲に亘っ
て対応しなければならない場合には、軽負荷時の発振周
波数は相対的に高くならざるを得ない。すなわち、一般
に定格負荷における発振周波数は、トランスの磁束密度
など部品の要因や、リップル、ノイズ等の要因によって
決定され、発振周波数を低くしすぎるとトランスの飽和
等が生じてしまうという問題があった。
グロスを減少させるためには、定格負荷における発振周
波数が低くなるように回路定数を設計すればよいが、電
源装置が極めて軽い負荷から重い負荷まで広範囲に亘っ
て対応しなければならない場合には、軽負荷時の発振周
波数は相対的に高くならざるを得ない。すなわち、一般
に定格負荷における発振周波数は、トランスの磁束密度
など部品の要因や、リップル、ノイズ等の要因によって
決定され、発振周波数を低くしすぎるとトランスの飽和
等が生じてしまうという問題があった。
【００１８】また、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電
源装置を使用する装置の待機時は、前記の軽負荷時に相
当するので、発振周波数が高周波化するため、スイッチ
ングロスにより主スイッチング素子が発熱していた。
源装置を使用する装置の待機時は、前記の軽負荷時に相
当するので、発振周波数が高周波化するため、スイッチ
ングロスにより主スイッチング素子が発熱していた。
【００１９】例えば、プリンタに使用するスイッチング
電源装置においては、電源スイッチオフ時には、切換信
号により待機時に最適化した動作モードで電源を動作さ
せることが可能である。一方、印刷を行うためなどでプ
リンタの電源スイッチを一旦オンすると、スイッチング
電源装置は通常の動作に最適化した動作モードとなる。
また、プリンタの電源スイッチオン時においても、印刷
動作を実行していない場合には待ち受けの時間が存在す
る。この待ち受けの間は軽負荷時であるため、プリンタ
に使用するスイッチング電源装置の主スイッチング素子
では、上記のように発熱が発生する。
電源装置においては、電源スイッチオフ時には、切換信
号により待機時に最適化した動作モードで電源を動作さ
せることが可能である。一方、印刷を行うためなどでプ
リンタの電源スイッチを一旦オンすると、スイッチング
電源装置は通常の動作に最適化した動作モードとなる。
また、プリンタの電源スイッチオン時においても、印刷
動作を実行していない場合には待ち受けの時間が存在す
る。この待ち受けの間は軽負荷時であるため、プリンタ
に使用するスイッチング電源装置の主スイッチング素子
では、上記のように発熱が発生する。
【００２０】この問題に対して、本願発明者らは、特開
平１１−２３５０３６号公報において、待機時には切換
信号を入力して、発振周波数を低下させることによっ
て、待機時の損失を改善するスイッチング電源装置に関
する技術を開示している。
平１１−２３５０３６号公報において、待機時には切換
信号を入力して、発振周波数を低下させることによっ
て、待機時の損失を改善するスイッチング電源装置に関
する技術を開示している。
【００２１】また、特願平１１−２５３５５０号とし
て、定格時から待機時にかけての発振周波数を連続的に
低下させることによって待機時の損失を改善しているス
イッチング電源装置に関する技術を提案している。
て、定格時から待機時にかけての発振周波数を連続的に
低下させることによって待機時の損失を改善しているス
イッチング電源装置に関する技術を提案している。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特開平
１１−２３５０３６号公報のスイッチング電源装置で
は、切換信号を通常状態にしている場合には、ＲＣＣと
して動作する。そのため、前記のプリンタのように待ち
受けの状態である場合には、低損失化の手段が設けられ
てなく、入力電力の増大や主スイッチング素子の発熱と
いう問題が発生する。また、間欠発振となる動作状態も
起こり、この場合には、出力リップルが増大するという
問題が発生する。
１１−２３５０３６号公報のスイッチング電源装置で
は、切換信号を通常状態にしている場合には、ＲＣＣと
して動作する。そのため、前記のプリンタのように待ち
受けの状態である場合には、低損失化の手段が設けられ
てなく、入力電力の増大や主スイッチング素子の発熱と
いう問題が発生する。また、間欠発振となる動作状態も
起こり、この場合には、出力リップルが増大するという
問題が発生する。
【００２３】また、特願平１１−２５３５５０号のスイ
ッチング電源装置では、軽負荷になると自動的に発振周
波数を低下させている。この場合、発振周波数を低下さ
せすぎると、負荷の応答特性が悪化するため、その周波
数は特開平１１−２３５０３６号公報に開示された技術
と比較して高い周波数に限定されている。このため、低
損失化の効果は切換信号入力タイプに比べて劣るという
問題がある。
ッチング電源装置では、軽負荷になると自動的に発振周
波数を低下させている。この場合、発振周波数を低下さ
せすぎると、負荷の応答特性が悪化するため、その周波
数は特開平１１−２３５０３６号公報に開示された技術
と比較して高い周波数に限定されている。このため、低
損失化の効果は切換信号入力タイプに比べて劣るという
問題がある。
【００２４】本発明は、上記の問題を解決するために成
されたもので、その目的は、軽負荷時や待機時に発振周
波数を低下またはほぼ一定値に維持して高周波数化を避
けることにより、待機電力の抑制や主スイッチの発熱の
抑制、ＲＣＣの待機時効率改善、および間欠発振に起因
する出力リップルの改善を図るとともに、外部からの信
号により動作モードを切り換えることにより、または、
待機負荷となってから一定時間経過後に動作モードを切
り換えることにより、発振周波数をさらに低周波数化
し、待機時の損失を大幅に低減するＲＣＣ方式のスイッ
チング電源装置を提供することである。
されたもので、その目的は、軽負荷時や待機時に発振周
波数を低下またはほぼ一定値に維持して高周波数化を避
けることにより、待機電力の抑制や主スイッチの発熱の
抑制、ＲＣＣの待機時効率改善、および間欠発振に起因
する出力リップルの改善を図るとともに、外部からの信
号により動作モードを切り換えることにより、または、
待機負荷となってから一定時間経過後に動作モードを切
り換えることにより、発振周波数をさらに低周波数化
し、待機時の損失を大幅に低減するＲＣＣ方式のスイッ
チング電源装置を提供することである。
【００２５】
【課題を解決するための手段】この発明のスイッチング
電源装置は、１次巻線、２次巻線および帰還巻線を有す
るトランスと、前記帰還巻線からの帰還信号を受けて自
励発振し、前記１次巻線の電流を断続する主スイッチン
グ素子と、前記２次巻線に接続された整流素子および平
滑素子から成る整流平滑回路と、前記帰還巻線および主
スイッチング素子の制御端子間に接続された制御回路
と、を備えたリンギングチョークコンバータ方式のスイ
ッチング電源装置において、前記整流素子の電流が零と
なってから所定の時間主スイッチング素子のターンオン
を禁止する遅延回路と、遅延回路の遅延時間を二段階ま
たは二段階以上に切り換える切換回路と、を備えてい
る。
電源装置は、１次巻線、２次巻線および帰還巻線を有す
るトランスと、前記帰還巻線からの帰還信号を受けて自
励発振し、前記１次巻線の電流を断続する主スイッチン
グ素子と、前記２次巻線に接続された整流素子および平
滑素子から成る整流平滑回路と、前記帰還巻線および主
スイッチング素子の制御端子間に接続された制御回路
と、を備えたリンギングチョークコンバータ方式のスイ
ッチング電源装置において、前記整流素子の電流が零と
なってから所定の時間主スイッチング素子のターンオン
を禁止する遅延回路と、遅延回路の遅延時間を二段階ま
たは二段階以上に切り換える切換回路と、を備えてい
る。
【００２６】この構成によれば、遅延回路によって主ス
イッチング素子のターンオンが所定の時間禁止されて、
発振周期のオフ時間が延長される。また、切換回路によ
って、遅延時間を二段階またはそれ以上に切り換えられ
る。したがって、この遅延回路が存在しない場合に比べ
て、主スイッチング素子のスイッチング周波数が低下す
ることとなる。また、切換回路によって主スイッチング
素子のスイッチング周波数を所望の値にすることが可能
となる。
イッチング素子のターンオンが所定の時間禁止されて、
発振周期のオフ時間が延長される。また、切換回路によ
って、遅延時間を二段階またはそれ以上に切り換えられ
る。したがって、この遅延回路が存在しない場合に比べ
て、主スイッチング素子のスイッチング周波数が低下す
ることとなる。また、切換回路によって主スイッチング
素子のスイッチング周波数を所望の値にすることが可能
となる。
【００２７】また、この発明のスイッチング電源装置
は、トランスの帰還巻線と主スイッチング素子の制御端
子との間に設けられたスイッチ手段および時定数回路を
含む遅延回路と、時定数回路の時定数を切り換える切換
回路を備えている。これにより、スイッチ手段のオン時
間は時定数回路の時定数によって変わるが、切換回路に
よって時定数回路の時定数を切り換えることが可能とな
る。
は、トランスの帰還巻線と主スイッチング素子の制御端
子との間に設けられたスイッチ手段および時定数回路を
含む遅延回路と、時定数回路の時定数を切り換える切換
回路を備えている。これにより、スイッチ手段のオン時
間は時定数回路の時定数によって変わるが、切換回路に
よって時定数回路の時定数を切り換えることが可能とな
る。
【００２８】さらに、この発明のスイッチング電源装置
は、トランスの帰還巻線電圧を整流素子と平滑素子とに
よって整流平滑する出力電力検出回路と、出力電力検出
回路から抵抗素子を介して遅延回路の制御端子に接続し
た遅延時間延長回路と、を備えている。これにより、さ
らに主スイッチング素子のターンオンが遅延されて、主
スイッチング素子のスイッチング周波数が低下すること
が可能となる。
は、トランスの帰還巻線電圧を整流素子と平滑素子とに
よって整流平滑する出力電力検出回路と、出力電力検出
回路から抵抗素子を介して遅延回路の制御端子に接続し
た遅延時間延長回路と、を備えている。これにより、さ
らに主スイッチング素子のターンオンが遅延されて、主
スイッチング素子のスイッチング周波数が低下すること
が可能となる。
【００２９】加えて、この発明のスイッチング電源装置
は、外部からの信号によって切換可能な切換回路を備え
ている。これにより、外部から容易に主スイッチング素
子のスイッチング周波数を切り換えることが可能とな
る。
は、外部からの信号によって切換可能な切換回路を備え
ている。これにより、外部から容易に主スイッチング素
子のスイッチング周波数を切り換えることが可能とな
る。
【００３０】また、この発明のスイッチング電源装置
は、２次巻線に流れる電流を検出する電流検出回路を備
え、また、電流検出回路が負荷電流または負荷電力が待
機状態となったことを検出すると、一定時間経過後に前
記遅延回路の遅延時間を切り換える切換回路を備えてい
る。これにより、自動的に主スイッチング素子のスイッ
チング周波数を切り換えることが可能となる。
は、２次巻線に流れる電流を検出する電流検出回路を備
え、また、電流検出回路が負荷電流または負荷電力が待
機状態となったことを検出すると、一定時間経過後に前
記遅延回路の遅延時間を切り換える切換回路を備えてい
る。これにより、自動的に主スイッチング素子のスイッ
チング周波数を切り換えることが可能となる。
【００３１】
【発明の実施の形態】〔第１実施形態〕本発明の第１実
施形態に係るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の構成
を図１に基づいて説明する。図１は、本発明の第１実施
形態に係るスイッチング電源装置を示した回路図であ
る。なお、同図に示すスイッチング電源装置１は、図８
に示したスイッチング電源装置１０に、遅延回路６およ
び遅延時間切換回路７を付加したものであり、その他の
回路は図８に示した回路と同一である。そのため、同一
部分には、同一符号を付して、詳細な説明を省略する。
施形態に係るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の構成
を図１に基づいて説明する。図１は、本発明の第１実施
形態に係るスイッチング電源装置を示した回路図であ
る。なお、同図に示すスイッチング電源装置１は、図８
に示したスイッチング電源装置１０に、遅延回路６およ
び遅延時間切換回路７を付加したものであり、その他の
回路は図８に示した回路と同一である。そのため、同一
部分には、同一符号を付して、詳細な説明を省略する。
【００３２】図１において、スイッチング電源装置１の
遅延回路６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３と制御回路
５との間に設けたものであり、抵抗Ｒ８，Ｒ１３，Ｒ１
４、コンデンサＣ５、ダイオードＤ３およびスイッチ手
段であるｐｎｐ型のトランジスタＱ３によって構成され
ている。なお、抵抗Ｒ１３は、図６における制御回路５
の抵抗Ｒ１３を遅延回路６に移設したものである。遅延
回路６において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３のＦＥＴ
Ｑ１の制御端子であるゲートと制御回路５のコンデンサ
Ｃ３との間には、抵抗Ｒ１３およびトランジスタＱ３の
直列回路と、抵抗Ｒ１４およびダイオードＤ３の直列回
路と、が並列に設けられている。なお、上記回路におい
て、抵抗Ｒ１３の一端とトランジスタＱ３のコレクタと
が接続され、抵抗Ｒ１４の一端とダイオードＤ３のアノ
ードとが接続されている。また、コンデンサＣ５および
抵抗Ｒ８が直列に接続されて、制御回路５のトランジス
タＱ２のコレクタ−エミッタ間に接続されている。コン
デンサＣ５および抵抗Ｒ８は時定数回路を構成する。コ
ンデンサＣ５および抵抗Ｒ８の接続点には、トランジス
タＱ３のベースが接続されており、コンデンサＣ５は、
トランジスタＱ３のベース−エミッタ間に設けられてい
る。
遅延回路６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３と制御回路
５との間に設けたものであり、抵抗Ｒ８，Ｒ１３，Ｒ１
４、コンデンサＣ５、ダイオードＤ３およびスイッチ手
段であるｐｎｐ型のトランジスタＱ３によって構成され
ている。なお、抵抗Ｒ１３は、図６における制御回路５
の抵抗Ｒ１３を遅延回路６に移設したものである。遅延
回路６において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３のＦＥＴ
Ｑ１の制御端子であるゲートと制御回路５のコンデンサ
Ｃ３との間には、抵抗Ｒ１３およびトランジスタＱ３の
直列回路と、抵抗Ｒ１４およびダイオードＤ３の直列回
路と、が並列に設けられている。なお、上記回路におい
て、抵抗Ｒ１３の一端とトランジスタＱ３のコレクタと
が接続され、抵抗Ｒ１４の一端とダイオードＤ３のアノ
ードとが接続されている。また、コンデンサＣ５および
抵抗Ｒ８が直列に接続されて、制御回路５のトランジス
タＱ２のコレクタ−エミッタ間に接続されている。コン
デンサＣ５および抵抗Ｒ８は時定数回路を構成する。コ
ンデンサＣ５および抵抗Ｒ８の接続点には、トランジス
タＱ３のベースが接続されており、コンデンサＣ５は、
トランジスタＱ３のベース−エミッタ間に設けられてい
る。
【００３３】遅延時間切換回路７は、遅延回路６内に設
けたものであり、スイッチＳＷ１および抵抗Ｒ１５によ
って構成されている。スイッチＳＷ１および抵抗Ｒ１５
の直列回路は、遅延回路６の抵抗Ｒ８に並列に接続され
ている。
けたものであり、スイッチＳＷ１および抵抗Ｒ１５によ
って構成されている。スイッチＳＷ１および抵抗Ｒ１５
の直列回路は、遅延回路６の抵抗Ｒ８に並列に接続され
ている。
【００３４】次に、このように構成されたスイッチング
電源装置１の動作を説明する。なお、ここでは、全体の
動作のうち主要部を説明する。
電源装置１の動作を説明する。なお、ここでは、全体の
動作のうち主要部を説明する。
【００３５】まず、ＦＥＴＱ１のゲートに電圧が印加さ
れて、ＦＥＴＱ１がターンオンすると、トランスＴの１
次巻線Ｎ１に電源電圧が印加されて、帰還巻線Ｎｂに１
次巻線Ｎ１と同極性の電圧が発生する。この電圧信号
が、コンデンサＣ３、オン状態となっているトランジス
タＱ３および抵抗Ｒ１３を介してＦＥＴＱ１のゲートに
対して正帰還信号として与えられ、ＦＥＴＱ１は急速に
オンする。このとき、１次巻線Ｎ１には、励磁エネルギ
が蓄積される。
れて、ＦＥＴＱ１がターンオンすると、トランスＴの１
次巻線Ｎ１に電源電圧が印加されて、帰還巻線Ｎｂに１
次巻線Ｎ１と同極性の電圧が発生する。この電圧信号
が、コンデンサＣ３、オン状態となっているトランジス
タＱ３および抵抗Ｒ１３を介してＦＥＴＱ１のゲートに
対して正帰還信号として与えられ、ＦＥＴＱ１は急速に
オンする。このとき、１次巻線Ｎ１には、励磁エネルギ
が蓄積される。
【００３６】一方、帰還巻線Ｎｂの起電圧により抵抗Ｒ
２を介してコンデンサＣ２に充電電流が流れる。このコ
ンデンサＣ２の充電電圧がトランジスタＱ２のベース−
エミッタ間の順方向電圧を超えると、このトランジスタ
Ｑ２がターンオンする。これにより、ＦＥＴＱ１のゲー
ト−ソース間電圧がほぼ零となって、ＦＥＴＱ１が強制
的にターンオフする。
２を介してコンデンサＣ２に充電電流が流れる。このコ
ンデンサＣ２の充電電圧がトランジスタＱ２のベース−
エミッタ間の順方向電圧を超えると、このトランジスタ
Ｑ２がターンオンする。これにより、ＦＥＴＱ１のゲー
ト−ソース間電圧がほぼ零となって、ＦＥＴＱ１が強制
的にターンオフする。
【００３７】これにより、ＦＥＴＱ１のオン期間にトラ
ンスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギ
が、２次巻線Ｎ２を介して電気エネルギとして放出さ
れ、ダイオードＤ１で整流され、コンデンサＣ４で平滑
されて、電圧検出回路４の出力端子に接続された図外の
負荷に供給される。
ンスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギ
が、２次巻線Ｎ２を介して電気エネルギとして放出さ
れ、ダイオードＤ１で整流され、コンデンサＣ４で平滑
されて、電圧検出回路４の出力端子に接続された図外の
負荷に供給される。
【００３８】コンデンサＣ２の充電電荷が抵抗Ｒ３など
の放電回路を通して放電し、コンデンサＣ２の充電電圧
がトランジスタＱ２のベース−エミッタ間順方向電圧以
下になると、トランジスタＱ２がオフする。また、トラ
ンスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギ
が、２次巻線Ｎ２を介してすべて放出されて、ダイオー
ドＤ１を流れる電流が零になると、帰還巻線Ｎｂに生じ
るキック電圧Ｖｎｂにより、コンデンサＣ５が充電され
る。
の放電回路を通して放電し、コンデンサＣ２の充電電圧
がトランジスタＱ２のベース−エミッタ間順方向電圧以
下になると、トランジスタＱ２がオフする。また、トラ
ンスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギ
が、２次巻線Ｎ２を介してすべて放出されて、ダイオー
ドＤ１を流れる電流が零になると、帰還巻線Ｎｂに生じ
るキック電圧Ｖｎｂにより、コンデンサＣ５が充電され
る。
【００３９】コンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ２が、トラ
ンジスタＱ３がオンする電圧Ｖｏｎに達すると、トラン
ジスタＱ３がオンし、ＦＥＴＱ１のゲートに電圧が印加
され、ＦＥＴＱ１がターンオンする。
ンジスタＱ３がオンする電圧Ｖｏｎに達すると、トラン
ジスタＱ３がオンし、ＦＥＴＱ１のゲートに電圧が印加
され、ＦＥＴＱ１がターンオンする。
【００４０】上記のように、遅延回路６のＱ２の充電電
圧Ｖｃ２が電圧Ｖｏｎに達するまで、ＦＥＴＱ１のター
ンオンを遅延することができる。なお、コンデンサＣ５
とＲ８との時定数回路の時定数によって、トランジスタ
Ｑ３のオンまでの時間が決定される。
圧Ｖｃ２が電圧Ｖｏｎに達するまで、ＦＥＴＱ１のター
ンオンを遅延することができる。なお、コンデンサＣ５
とＲ８との時定数回路の時定数によって、トランジスタ
Ｑ３のオンまでの時間が決定される。
【００４１】また、このとき、遅延時間切換回路７のス
イッチＳＷ１をオンすることにより、抵抗Ｒ８に対して
抵抗Ｒ１５を並列に接続することとなり、コンデンサＣ
５、抵抗Ｒ８によって構成された時定数回路の時定数が
変わる。よって、ＦＥＴＱ１がターンオンするまでの遅
延時間を短くなる。これにより、ＦＥＴＱ１のターンオ
ンが早められ、ＦＥＴＱ１のオフ期間が短縮される。
イッチＳＷ１をオンすることにより、抵抗Ｒ８に対して
抵抗Ｒ１５を並列に接続することとなり、コンデンサＣ
５、抵抗Ｒ８によって構成された時定数回路の時定数が
変わる。よって、ＦＥＴＱ１がターンオンするまでの遅
延時間を短くなる。これにより、ＦＥＴＱ１のターンオ
ンが早められ、ＦＥＴＱ１のオフ期間が短縮される。
【００４２】このように、遅延回路６によって軽負荷時
の発振周波数をほぼ一定値に維持でき、高周波数化を避
けることにより、ＲＣＣの待機時効率改善、または出力
リップルの改善を図ることができる。また、遅延時間切
換回路７の切換スイッチＳＷ１のオン・オフにより、Ｆ
ＥＴＱ１のターンオンするまでの遅延時間を調整でき、
軽負荷時の大幅な効率改善を行うことができる。
の発振周波数をほぼ一定値に維持でき、高周波数化を避
けることにより、ＲＣＣの待機時効率改善、または出力
リップルの改善を図ることができる。また、遅延時間切
換回路７の切換スイッチＳＷ１のオン・オフにより、Ｆ
ＥＴＱ１のターンオンするまでの遅延時間を調整でき、
軽負荷時の大幅な効率改善を行うことができる。
【００４３】〔第２実施形態〕次に、本発明の第２実施
形態に係るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の構成を
図２に基づいて説明する。図２は、本発明の第２実施形
態に係るスイッチング電源装置を示した回路図である。
図２において、スイッチング電源装置１ａの遅延回路６
は、図１に示したスイッチング電源装置１の遅延回路６
と同じ構成である。また、スイッチング電源装置１ａの
遅延時間切換回路７ａは、スイッチＳＷ１および抵抗Ｒ
１５によって構成されている。スイッチＳＷ１および抵
抗Ｒ１５の直列回路において、抵抗Ｒ１５の一端は、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路３のＦＥＴＱ１のゲートに接続
され、スイッチＳＷ１の一端は、遅延回路６のトランジ
スタＱ３のベースに接続されている。
形態に係るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の構成を
図２に基づいて説明する。図２は、本発明の第２実施形
態に係るスイッチング電源装置を示した回路図である。
図２において、スイッチング電源装置１ａの遅延回路６
は、図１に示したスイッチング電源装置１の遅延回路６
と同じ構成である。また、スイッチング電源装置１ａの
遅延時間切換回路７ａは、スイッチＳＷ１および抵抗Ｒ
１５によって構成されている。スイッチＳＷ１および抵
抗Ｒ１５の直列回路において、抵抗Ｒ１５の一端は、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路３のＦＥＴＱ１のゲートに接続
され、スイッチＳＷ１の一端は、遅延回路６のトランジ
スタＱ３のベースに接続されている。
【００４４】次に、このように構成されたスイッチング
電源装置１ａは、スイッチング電源装置１と同様に動作
する。したがって、軽負荷時に発振周波数をほぼ一定値
に維持でき、高周波数化を避けることにより、ＲＣＣの
待機時効率改善、または出力リップルの改善を図ると同
時に、切換スイッチのオン・オフにより軽負荷時の大幅
な効率改善を行うことができる。
電源装置１ａは、スイッチング電源装置１と同様に動作
する。したがって、軽負荷時に発振周波数をほぼ一定値
に維持でき、高周波数化を避けることにより、ＲＣＣの
待機時効率改善、または出力リップルの改善を図ると同
時に、切換スイッチのオン・オフにより軽負荷時の大幅
な効率改善を行うことができる。
【００４５】また、スイッチング電源装置１ａにおい
て、遅延時間切換回路７ａを図２に示した位置に設けた
ことにより、抵抗Ｒ１５が低抵抗の場合、スイッチング
電源装置１と比較して、次の様な効果が得られる。すな
わち、スイッチング電源装置１における遅延時間切換回
路７のスイッチＳＷ１をオンにした状態で起動すると、
ＦＥＴＱ１がオンすることができずに、スイッチング電
源装置１を起動できない場合がある。これは、ＦＥＴＱ
１のゲート−ソース間電圧は、抵抗Ｒ８、抵抗Ｒ１５、
抵抗Ｒ１０の並列合成抵抗と、抵抗Ｒ１の抵抗比で決定
されるため、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧が閾値
電圧に達しないためである。
て、遅延時間切換回路７ａを図２に示した位置に設けた
ことにより、抵抗Ｒ１５が低抵抗の場合、スイッチング
電源装置１と比較して、次の様な効果が得られる。すな
わち、スイッチング電源装置１における遅延時間切換回
路７のスイッチＳＷ１をオンにした状態で起動すると、
ＦＥＴＱ１がオンすることができずに、スイッチング電
源装置１を起動できない場合がある。これは、ＦＥＴＱ
１のゲート−ソース間電圧は、抵抗Ｒ８、抵抗Ｒ１５、
抵抗Ｒ１０の並列合成抵抗と、抵抗Ｒ１の抵抗比で決定
されるため、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧が閾値
電圧に達しないためである。
【００４６】一方、スイッチング電源装置１ａにおいて
は、遅延時間切換回路７ａを図２に示した位置に設けた
ことにより、スイッチＳＷ１をオンにした状態で起動し
ても、スイッチング電源装置１ａは起動できる。これ
は、スイッチＳＷ１をオンにした状態では、抵抗Ｒ８に
対して、抵抗Ｒ１５および抵抗Ｒ１０の直列回路が並列
に接続されるので、抵抗Ｒ１５が低抵抗であっても、Ｆ
ＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧に影響を及ぼすことが
ない。そのため、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧は
閾値に達してＦＥＴＱ１をターンオンさせることができ
る。
は、遅延時間切換回路７ａを図２に示した位置に設けた
ことにより、スイッチＳＷ１をオンにした状態で起動し
ても、スイッチング電源装置１ａは起動できる。これ
は、スイッチＳＷ１をオンにした状態では、抵抗Ｒ８に
対して、抵抗Ｒ１５および抵抗Ｒ１０の直列回路が並列
に接続されるので、抵抗Ｒ１５が低抵抗であっても、Ｆ
ＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧に影響を及ぼすことが
ない。そのため、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧は
閾値に達してＦＥＴＱ１をターンオンさせることができ
る。
【００４７】〔第３実施形態〕次に、本発明の第３実施
形態に係るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の構成を
図３に基づいて説明する。図３は、本発明の第３実施形
態に係るスイッチング電源装置を示した回路図である。
図３に示したスイッチング電源装置１ｂは、図１に示し
たスイッチング電源装置１に出力電力検出回路８および
遅延時間延長回路７と出力電力検出回路８とを接続する
抵抗素子（インピーダンス）を付加したものであり、そ
の他の回路は図１に示した回路と同一である。そのた
め、同一部分には、同一符号を付して、詳細な説明を省
略する。
形態に係るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の構成を
図３に基づいて説明する。図３は、本発明の第３実施形
態に係るスイッチング電源装置を示した回路図である。
図３に示したスイッチング電源装置１ｂは、図１に示し
たスイッチング電源装置１に出力電力検出回路８および
遅延時間延長回路７と出力電力検出回路８とを接続する
抵抗素子（インピーダンス）を付加したものであり、そ
の他の回路は図１に示した回路と同一である。そのた
め、同一部分には、同一符号を付して、詳細な説明を省
略する。
【００４８】図３において、スイッチング電源装置１ｂ
の出力電力検出回路８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３
の帰還巻線Ｎｂと制御回路５との間に設けたものであ
り、整流素子であるダイオードＤ４および平滑素子であ
るコンデンサＣ６によって構成されている。ダイオード
Ｄ４およびコンデンサＣ６は直列に接続されて、帰還巻
線Ｎｂの両端間に設けられている。すなわち、ダイオー
ドＤ４のカソードは帰還巻線Ｎｂの巻き始め端に接続さ
れ、コンデンサＣ６の一端が帰還巻線Ｎｂの巻き終わり
端に接続されている。
の出力電力検出回路８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３
の帰還巻線Ｎｂと制御回路５との間に設けたものであ
り、整流素子であるダイオードＤ４および平滑素子であ
るコンデンサＣ６によって構成されている。ダイオード
Ｄ４およびコンデンサＣ６は直列に接続されて、帰還巻
線Ｎｂの両端間に設けられている。すなわち、ダイオー
ドＤ４のカソードは帰還巻線Ｎｂの巻き始め端に接続さ
れ、コンデンサＣ６の一端が帰還巻線Ｎｂの巻き終わり
端に接続されている。
【００４９】また、遅延回路６には、コンデンサＣ５と
抵抗Ｒ８との接続点に一端が接続された抵抗素子である
抵抗Ｒ１６が設けられ、抵抗Ｒ１６の他端は出力電力検
出回路８のダイオードＤ４とコンデンサＣ６との接続点
に接続されている。
抵抗Ｒ８との接続点に一端が接続された抵抗素子である
抵抗Ｒ１６が設けられ、抵抗Ｒ１６の他端は出力電力検
出回路８のダイオードＤ４とコンデンサＣ６との接続点
に接続されている。
【００５０】次に、このように構成されたスイッチング
電源装置１ｂの動作を説明する。なお、ここでは、スイ
ッチング電源装置１ｂの主要部について説明する。
電源装置１ｂの動作を説明する。なお、ここでは、スイ
ッチング電源装置１ｂの主要部について説明する。
【００５１】まず、ＦＥＴＱ１のゲートに電圧が印加さ
れて、ＦＥＴＱ１がターンオンする。これにより、トラ
ンスＴの１次巻線Ｎ１に電源電圧が印加されて、帰還巻
線Ｎｂに１次巻線Ｎ１と同極性の電圧が発生する。この
電圧信号が、コンデンサＣ３、トランジスタＱ３および
抵抗Ｒ１３を介してＦＥＴＱ１のゲートに対して正帰還
信号として与えられ、ＦＥＴＱ１は急速にオンする。こ
のとき、１次巻線Ｎ１には、励磁エネルギが蓄積され
る。
れて、ＦＥＴＱ１がターンオンする。これにより、トラ
ンスＴの１次巻線Ｎ１に電源電圧が印加されて、帰還巻
線Ｎｂに１次巻線Ｎ１と同極性の電圧が発生する。この
電圧信号が、コンデンサＣ３、トランジスタＱ３および
抵抗Ｒ１３を介してＦＥＴＱ１のゲートに対して正帰還
信号として与えられ、ＦＥＴＱ１は急速にオンする。こ
のとき、１次巻線Ｎ１には、励磁エネルギが蓄積され
る。
【００５２】一方、帰還巻線Ｎｂの起電圧により、抵抗
Ｒ２を介してコンデンサＣ２に充電電流が流れる。この
コンデンサＣ２の充電電圧が、制御用のトランジスタＱ
２におけるベース−エミッタ間の順方向電圧を超える
と、このトランジスタＱ２がターンオンする。これによ
り、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧がほぼ零となっ
て、ＦＥＴＱ１が強制的にターンオフする。
Ｒ２を介してコンデンサＣ２に充電電流が流れる。この
コンデンサＣ２の充電電圧が、制御用のトランジスタＱ
２におけるベース−エミッタ間の順方向電圧を超える
と、このトランジスタＱ２がターンオンする。これによ
り、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧がほぼ零となっ
て、ＦＥＴＱ１が強制的にターンオフする。
【００５３】ＦＥＴＱ１のターンオフ期間が始まると、
トランスＴの帰還巻線Ｎｂに発生した電圧により、出力
電力検出回路８のコンデンサＣ６が充電される。また、
ＦＥＴＱ１のオン期間にトランスＴの１次巻線Ｎ１に蓄
積されていた励磁エネルギが、２次巻線Ｎ２を介して電
気エネルギとして放出され、ダイオードＤ１で整流さ
れ、コンデンサＣ４で平滑されて、電圧検出回路４の出
力端子に接続された図外の負荷に供給される。
トランスＴの帰還巻線Ｎｂに発生した電圧により、出力
電力検出回路８のコンデンサＣ６が充電される。また、
ＦＥＴＱ１のオン期間にトランスＴの１次巻線Ｎ１に蓄
積されていた励磁エネルギが、２次巻線Ｎ２を介して電
気エネルギとして放出され、ダイオードＤ１で整流さ
れ、コンデンサＣ４で平滑されて、電圧検出回路４の出
力端子に接続された図外の負荷に供給される。
【００５４】そして、コンデンサＣ２の充電電荷が抵抗
Ｒ３などの放電回路を通して放電し、その充電電圧がト
ランジスタＱ２のベース−エミッタ間の順方向電圧以下
になると、トランジスタＱ２がオフする。また、トラン
スＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギが、
２次巻線Ｎ２を介してすべて放出されて、ダイオードＤ
１を流れる電流が零になると、コンデンサＣ６の充電電
圧Ｖｃ１が放電され、この充電電圧Ｖｃ１および帰還巻
線Ｎｂに発生する電圧Ｖｎｂにより、トランジスタＱ３
のエミッタに電圧が印加され、遅延回路６のコンデンサ
Ｃ５が充電される。このとき、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ
８、抵抗Ｒ１６およびコンデンサＣ６の時定数によりコ
ンデンサＣ５の電圧が上昇する。
Ｒ３などの放電回路を通して放電し、その充電電圧がト
ランジスタＱ２のベース−エミッタ間の順方向電圧以下
になると、トランジスタＱ２がオフする。また、トラン
スＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギが、
２次巻線Ｎ２を介してすべて放出されて、ダイオードＤ
１を流れる電流が零になると、コンデンサＣ６の充電電
圧Ｖｃ１が放電され、この充電電圧Ｖｃ１および帰還巻
線Ｎｂに発生する電圧Ｖｎｂにより、トランジスタＱ３
のエミッタに電圧が印加され、遅延回路６のコンデンサ
Ｃ５が充電される。このとき、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ
８、抵抗Ｒ１６およびコンデンサＣ６の時定数によりコ
ンデンサＣ５の電圧が上昇する。
【００５５】図４は、図３に示したスイッチング電源装
置の１次側の出力電力検出回路を構成するコンデンサに
おける充電電圧の絶対値の変化を示したグラフである。
ここで、充電電圧Ｖｃ１の絶対値は、トランスＴのリー
ケージインダクタンスなどの影響により、図４に示した
ように、スイッチング電源装置１ｂの負荷電力に比例し
て増加する。
置の１次側の出力電力検出回路を構成するコンデンサに
おける充電電圧の絶対値の変化を示したグラフである。
ここで、充電電圧Ｖｃ１の絶対値は、トランスＴのリー
ケージインダクタンスなどの影響により、図４に示した
ように、スイッチング電源装置１ｂの負荷電力に比例し
て増加する。
【００５６】したがって、軽負荷のとき、コンデンサＣ
６の充電電圧Ｖｃ１の絶対値は比較的小さい値となり、
時定数回路を構成するコンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ２
が、トランジスタＱ３がオンする電圧Ｖｏｎに達するま
でに要する時間が長くなる。これにより、ＦＥＴＱ１の
ターンオンが遅延し、ＦＥＴＱ１のオフ期間が延長され
ることとなり、その結果、ＦＥＴＱ１のスイッチング周
波数が低下する。一方、重負荷のとき、コンデンサＣ６
に充電電圧Ｖｃ１の絶対値が比較的大きい値となり、コ
ンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ２が出何つＶｏｎに達する
までに要する時間が短くなる。これにより、ＦＥＴＱ１
のターンオンが早められ、ＦＥＴＱ１のオフ期間が短縮
される。
６の充電電圧Ｖｃ１の絶対値は比較的小さい値となり、
時定数回路を構成するコンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ２
が、トランジスタＱ３がオンする電圧Ｖｏｎに達するま
でに要する時間が長くなる。これにより、ＦＥＴＱ１の
ターンオンが遅延し、ＦＥＴＱ１のオフ期間が延長され
ることとなり、その結果、ＦＥＴＱ１のスイッチング周
波数が低下する。一方、重負荷のとき、コンデンサＣ６
に充電電圧Ｖｃ１の絶対値が比較的大きい値となり、コ
ンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ２が出何つＶｏｎに達する
までに要する時間が短くなる。これにより、ＦＥＴＱ１
のターンオンが早められ、ＦＥＴＱ１のオフ期間が短縮
される。
【００５７】コンデンサＣ５、抵抗Ｒ１６の経路はコン
デンサＣ６を電圧源とするため、コンデンサＣ６の電圧
絶対値が大きいほど、コンデンサＣ５の電圧は早く上昇
する。
デンサＣ６を電圧源とするため、コンデンサＣ６の電圧
絶対値が大きいほど、コンデンサＣ５の電圧は早く上昇
する。
【００５８】コンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ２が、トラ
ンジスタＱ３がオンする電圧Ｖｏｎに達し、トランジス
タＱ３がオンし、ＦＥＴＱ１のゲートに電圧が印加さ
れ、ＦＥＴＱ１がターンオンする。
ンジスタＱ３がオンする電圧Ｖｏｎに達し、トランジス
タＱ３がオンし、ＦＥＴＱ１のゲートに電圧が印加さ
れ、ＦＥＴＱ１がターンオンする。
【００５９】このように、遅延回路６のＱ２の充電電圧
Ｖｃ２が電圧Ｖｏｎに達するまで、ＦＥＴＱ１のターン
オンを遅延することができる。
Ｖｃ２が電圧Ｖｏｎに達するまで、ＦＥＴＱ１のターン
オンを遅延することができる。
【００６０】また、このとき、遅延時間切換回路７のス
イッチＳＷ１をオンすることにより、抵抗Ｒ８に対して
抵抗Ｒ１５を並列に接続することとなり、コンデンサＣ
５、抵抗Ｒ８によって構成された時定数回路の時定数が
変わる。よって、ＦＥＴＱ１がターンオンするまでの遅
延時間を短くすることができる。これにより、ＦＥＴＱ
１のターンオンが早められ、ＦＥＴＱ１のオフ期間が短
縮される。
イッチＳＷ１をオンすることにより、抵抗Ｒ８に対して
抵抗Ｒ１５を並列に接続することとなり、コンデンサＣ
５、抵抗Ｒ８によって構成された時定数回路の時定数が
変わる。よって、ＦＥＴＱ１がターンオンするまでの遅
延時間を短くすることができる。これにより、ＦＥＴＱ
１のターンオンが早められ、ＦＥＴＱ１のオフ期間が短
縮される。
【００６１】ここで、スイッチング電源装置１ｂの負荷
電力の増加に伴うスイッチング周波数の変化を図５に示
す。図５は、従来および本発明のスイッチング電源装置
におけるスイッチング周波数の変化を示したグラフであ
る。図５において、（ａ）、（ａ）’がスイッチング電
源装置１ｂのスイッチング周波数の変化を示し、前記の
ように（ｂ）が従来のスイッチング電源装置１０のスイ
ッチング周波数の変化を示す。本発明のスイッチング電
源装置の周波数（ａ）は、従来のスイッチング電源装置
の周波数（ｂ）に比べて、軽負荷時の値が格段に低く、
負荷の増加に伴って緩やかに上昇し、ある時点から従来
の周波数（ｂ）と同様の変化を示している。さらに、Ｓ
Ｗ１をオンすることにより、（ａ）’の周波数に切り換
わる。
電力の増加に伴うスイッチング周波数の変化を図５に示
す。図５は、従来および本発明のスイッチング電源装置
におけるスイッチング周波数の変化を示したグラフであ
る。図５において、（ａ）、（ａ）’がスイッチング電
源装置１ｂのスイッチング周波数の変化を示し、前記の
ように（ｂ）が従来のスイッチング電源装置１０のスイ
ッチング周波数の変化を示す。本発明のスイッチング電
源装置の周波数（ａ）は、従来のスイッチング電源装置
の周波数（ｂ）に比べて、軽負荷時の値が格段に低く、
負荷の増加に伴って緩やかに上昇し、ある時点から従来
の周波数（ｂ）と同様の変化を示している。さらに、Ｓ
Ｗ１をオンすることにより、（ａ）’の周波数に切り換
わる。
【００６２】〔第４実施形態〕次に、本発明の第４実施
形態に係るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の構成を
図６に基づいて説明する。図６は、本発明の第４実施形
態に係るスイッチング電源装置を示した回路図である。
図６において、スイッチング電源装置１ｃの遅延回路６
は、図１に示したスイッチング電源装置１の遅延回路６
と同じ構成である。また、スイッチング電源装置１ｃの
遅延時間切換回路７ｂは、抵抗Ｒ１５およびフォトカプ
ラＰＣ２のフォトトランジスタＰＴ２によって構成され
ている。抵抗Ｒ１５およびフォトトランジスタＰＴ２の
直列回路は、抵抗Ｒ８と並列に接続されている。すなわ
ち、抵抗Ｒ１５の一端は、遅延回路６のコンデンサＣ５
と抵抗Ｒ８との接続点に接続され、フォトトランジスタ
ＰＴ２のエミッタは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３のＦ
ＥＴＱ１のソースに接続されている。
形態に係るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の構成を
図６に基づいて説明する。図６は、本発明の第４実施形
態に係るスイッチング電源装置を示した回路図である。
図６において、スイッチング電源装置１ｃの遅延回路６
は、図１に示したスイッチング電源装置１の遅延回路６
と同じ構成である。また、スイッチング電源装置１ｃの
遅延時間切換回路７ｂは、抵抗Ｒ１５およびフォトカプ
ラＰＣ２のフォトトランジスタＰＴ２によって構成され
ている。抵抗Ｒ１５およびフォトトランジスタＰＴ２の
直列回路は、抵抗Ｒ８と並列に接続されている。すなわ
ち、抵抗Ｒ１５の一端は、遅延回路６のコンデンサＣ５
と抵抗Ｒ８との接続点に接続され、フォトトランジスタ
ＰＴ２のエミッタは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３のＦ
ＥＴＱ１のソースに接続されている。
【００６３】また、フォトカプラＰＣ２の発光ダイオー
ドＰＤ２のアノードには、外部からリモート信号ＲＥＭ
が与えられ、発光ダイオードＰＤ２のカソードは、抵抗
Ｒ１７を介して接地されている。
ドＰＤ２のアノードには、外部からリモート信号ＲＥＭ
が与えられ、発光ダイオードＰＤ２のカソードは、抵抗
Ｒ１７を介して接地されている。
【００６４】次に、このように構成されたスイッチング
電源装置１ａは、スイッチング電源装置１と同様に動作
する。つまり、外部から与えられるリモート信号ＲＥＭ
がハイレベルのとき、発光ダイオードＰＤ２が発光し、
受光素子であるフォトトランジスタＰＴ２がオンする。
これにより、抵抗Ｒ１５が抵抗Ｒ８に並列に接続され、
コンデンサＣ５および抵抗Ｒ８によって構成された自定
数回路の時定数が変化する。よって、このスイッチング
電源装置１ｃを前記のプリンタに用いると、リモート信
号をハイレベルにすることにより、待機モードから通常
動作モードに切り換えることができる。
電源装置１ａは、スイッチング電源装置１と同様に動作
する。つまり、外部から与えられるリモート信号ＲＥＭ
がハイレベルのとき、発光ダイオードＰＤ２が発光し、
受光素子であるフォトトランジスタＰＴ２がオンする。
これにより、抵抗Ｒ１５が抵抗Ｒ８に並列に接続され、
コンデンサＣ５および抵抗Ｒ８によって構成された自定
数回路の時定数が変化する。よって、このスイッチング
電源装置１ｃを前記のプリンタに用いると、リモート信
号をハイレベルにすることにより、待機モードから通常
動作モードに切り換えることができる。
【００６５】〔第５実施形態〕次に、本発明の第５実施
形態に係るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の構成を
図７に基づいて説明する。図７は、本発明の第５実施形
態に係るスイッチング電源装置を示した回路図である。
図７に示したスイッチング電源装置１ｄは、図１に示し
たスイッチング電源装置１の電圧検出回路４の出力端子
と抵抗Ｒ６の一端との間に抵抗Ｒ１６を設け、この抵抗
Ｒ１６の電流を検出するための電流検出回路９を設けて
いる。また、電流検出回路９に設けたフォトカプラＰＤ
２の受光素子であるフォトトランジスタを、遅延時間切
換回路７のスイッチＳＷ１の代わりに設けている。電流
検出回路９は、抵抗Ｒ１６〜Ｒ２３、コンデンサＣ１
１、コンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２および基準電
源Ｖｒｅｆによって構成されている。抵抗Ｒ１６は、電
圧検出回路４の出力端子と抵抗Ｒ６の一端との間に接続
されている。電圧検出回路４の出力端子間には、抵抗Ｒ
１７および抵抗Ｒ１８が直列に接続されている。抵抗Ｒ
１７および抵抗Ｒ１８の接続点には、コンパレータＣＯ
ＭＰ１のプラス入力が接続されている。抵抗Ｒ１９およ
び抵抗Ｒ２０の直列回路と、抵抗Ｒ２１およびコンデン
サＣ１１の直列回路と、抵抗Ｒ２２およびフォトカプラ
ＰＣ２のフォトダイオードＰＤ２の直列回路と、の並列
回路が、抵抗Ｒ１６および抵抗Ｒ６の接続点と、トラン
スＴの２次巻線Ｎ２の巻き始め端と、の間に接続されて
いる。なお、抵抗Ｒ２２の一端とフォトダイオードＰＤ
２のアノードとが接続されている。また、抵抗Ｒ１９お
よび抵抗Ｒ２０の接続点には、コンパレータＣＯＭＰ１
のマイナス入力が接続されている。さらに、抵抗Ｒ２１
およびコンデンサＣ１１の接続点には、コンパレータＣ
ＯＭＰ１の出力と、コンパレータＣＯＭＰ２のマイナス
入力と、抵抗Ｒ２３の一端と、が接続されている。ま
た、抵抗Ｒ２２およびフォトダイオードＰＤ２の接続点
には、コンパレータＣＯＭＰ２の出力と、抵抗Ｒ２３の
他端と、が接続されている。コンパレータＣＯＭＰ２の
プラス入力には、基準電源Ｖｒｅｆが接続されている。
形態に係るＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の構成を
図７に基づいて説明する。図７は、本発明の第５実施形
態に係るスイッチング電源装置を示した回路図である。
図７に示したスイッチング電源装置１ｄは、図１に示し
たスイッチング電源装置１の電圧検出回路４の出力端子
と抵抗Ｒ６の一端との間に抵抗Ｒ１６を設け、この抵抗
Ｒ１６の電流を検出するための電流検出回路９を設けて
いる。また、電流検出回路９に設けたフォトカプラＰＤ
２の受光素子であるフォトトランジスタを、遅延時間切
換回路７のスイッチＳＷ１の代わりに設けている。電流
検出回路９は、抵抗Ｒ１６〜Ｒ２３、コンデンサＣ１
１、コンパレータＣＯＭＰ１，ＣＯＭＰ２および基準電
源Ｖｒｅｆによって構成されている。抵抗Ｒ１６は、電
圧検出回路４の出力端子と抵抗Ｒ６の一端との間に接続
されている。電圧検出回路４の出力端子間には、抵抗Ｒ
１７および抵抗Ｒ１８が直列に接続されている。抵抗Ｒ
１７および抵抗Ｒ１８の接続点には、コンパレータＣＯ
ＭＰ１のプラス入力が接続されている。抵抗Ｒ１９およ
び抵抗Ｒ２０の直列回路と、抵抗Ｒ２１およびコンデン
サＣ１１の直列回路と、抵抗Ｒ２２およびフォトカプラ
ＰＣ２のフォトダイオードＰＤ２の直列回路と、の並列
回路が、抵抗Ｒ１６および抵抗Ｒ６の接続点と、トラン
スＴの２次巻線Ｎ２の巻き始め端と、の間に接続されて
いる。なお、抵抗Ｒ２２の一端とフォトダイオードＰＤ
２のアノードとが接続されている。また、抵抗Ｒ１９お
よび抵抗Ｒ２０の接続点には、コンパレータＣＯＭＰ１
のマイナス入力が接続されている。さらに、抵抗Ｒ２１
およびコンデンサＣ１１の接続点には、コンパレータＣ
ＯＭＰ１の出力と、コンパレータＣＯＭＰ２のマイナス
入力と、抵抗Ｒ２３の一端と、が接続されている。ま
た、抵抗Ｒ２２およびフォトダイオードＰＤ２の接続点
には、コンパレータＣＯＭＰ２の出力と、抵抗Ｒ２３の
他端と、が接続されている。コンパレータＣＯＭＰ２の
プラス入力には、基準電源Ｖｒｅｆが接続されている。
【００６６】また、スイッチング電源装置１ｄの遅延時
間切換回路７ｃは、図５に示したスイッチング電源装置
１ｃの遅延時間切換回路７ｂと同じ構成であり、抵抗Ｒ
１５およびフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＰ
Ｔ２によって構成されている。抵抗Ｒ１５およびフォト
トランジスタＰＴ２の直列回路は、抵抗Ｒ８と並列に接
続されている。すなわち、抵抗Ｒ１５の一端は、遅延回
路６のコンデンサＣ５と抵抗Ｒ８との接続点に接続さ
れ、フォトトランジスタＰＴ２のエミッタは、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路３のＦＥＴＱ１のソースに接続されて
いる。
間切換回路７ｃは、図５に示したスイッチング電源装置
１ｃの遅延時間切換回路７ｂと同じ構成であり、抵抗Ｒ
１５およびフォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＰ
Ｔ２によって構成されている。抵抗Ｒ１５およびフォト
トランジスタＰＴ２の直列回路は、抵抗Ｒ８と並列に接
続されている。すなわち、抵抗Ｒ１５の一端は、遅延回
路６のコンデンサＣ５と抵抗Ｒ８との接続点に接続さ
れ、フォトトランジスタＰＴ２のエミッタは、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路３のＦＥＴＱ１のソースに接続されて
いる。
【００６７】次に、上記のように構成されたスイッチン
グ電源装置１ｄの動作を説明する。なお、ここでは、ス
イッチング電源装置１ｄの主要部について説明する。
グ電源装置１ｄの動作を説明する。なお、ここでは、ス
イッチング電源装置１ｄの主要部について説明する。
【００６８】スイッチング電源装置１ｄの負荷が、定格
負荷（重負荷）から待機負荷（軽負荷）となり出力電流
が減少すると、電流検出回路９のコンパレータＣＯＭＰ
１の出力はオープン状態になる。
負荷（重負荷）から待機負荷（軽負荷）となり出力電流
が減少すると、電流検出回路９のコンパレータＣＯＭＰ
１の出力はオープン状態になる。
【００６９】このとき、電流検出回路９では、ＣＲ時定
数回路のコンデンサＣ１１の電圧が時定数で決まる時間
で上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータ
ＣＯＭＰ２の出力がローレベルとなる。そして、フォト
ダイオードＰＤ２の電流が止まり、発光ダイオードＰＤ
２の発光が停止し、受光素子であるフォトトランジスタ
ＰＴ２がオフする。これにより、抵抗Ｒ１５が時定数に
影響しなくなり、コンデンサＣ５および抵抗Ｒ８によっ
て構成された時定数回路の時定数が変化する。よって、
このスイッチング電源装置１ｃを前記のプリンタに用い
た場合、コンパレータＣＯＭＰ２の信号がハイレベルに
なることにより、通常動作モードから待機モードに切り
換わる。
数回路のコンデンサＣ１１の電圧が時定数で決まる時間
で上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆを超えると、コンパレータ
ＣＯＭＰ２の出力がローレベルとなる。そして、フォト
ダイオードＰＤ２の電流が止まり、発光ダイオードＰＤ
２の発光が停止し、受光素子であるフォトトランジスタ
ＰＴ２がオフする。これにより、抵抗Ｒ１５が時定数に
影響しなくなり、コンデンサＣ５および抵抗Ｒ８によっ
て構成された時定数回路の時定数が変化する。よって、
このスイッチング電源装置１ｃを前記のプリンタに用い
た場合、コンパレータＣＯＭＰ２の信号がハイレベルに
なることにより、通常動作モードから待機モードに切り
換わる。
【００７０】このように、スイッチング電源装置に電流
検出回路を設けることで、定格負荷から待機負荷となっ
ても、時定数で決められた時間はモードの移行が起こら
ないなどの効果が得られる。
検出回路を設けることで、定格負荷から待機負荷となっ
ても、時定数で決められた時間はモードの移行が起こら
ないなどの効果が得られる。
【００７１】次に、待機負荷から定格負荷へ動作モード
が移行する場合、電流検出回路９のコンパレータＣＯＭ
Ｐ１の出力は接地状態となる。ＣＲ時定数回路のコンデ
ンサＣ１１の電圧が即座に減少し、基準電圧Ｖｒｅｆ以
下となると、コンパレータＣＯＭＰ２の出力がローレベ
ルとなり、定格（通常）動作モードに移行する。
が移行する場合、電流検出回路９のコンパレータＣＯＭ
Ｐ１の出力は接地状態となる。ＣＲ時定数回路のコンデ
ンサＣ１１の電圧が即座に減少し、基準電圧Ｖｒｅｆ以
下となると、コンパレータＣＯＭＰ２の出力がローレベ
ルとなり、定格（通常）動作モードに移行する。
【００７２】このように、スイッチング電源装置に電流
検出回路を設けることで、待機負荷から定格負荷への場
合、瞬時にモード移行が起こる、すべての負荷状態で最
適な動作状態が得られる。
検出回路を設けることで、待機負荷から定格負荷への場
合、瞬時にモード移行が起こる、すべての負荷状態で最
適な動作状態が得られる。
【００７３】以上のように本発明の第５実施形態におい
ては、出力負荷の電流検出を電流回路９により行うこと
で、自動的にモードを切り換えることができる。また、
タイマ回路を設けているため、負荷急変に対応できる。
ては、出力負荷の電流検出を電流回路９により行うこと
で、自動的にモードを切り換えることができる。また、
タイマ回路を設けているため、負荷急変に対応できる。
【００７４】例えば、プリンタでは、印字・紙送り・印
字処理等で負荷急変が発生する。従来の自動切換を行う
待機時高効率電源では、このような場合、プリンタ側の
負荷に応じて待機動作モードと通常動作モードとの切換
が頻繁に発生するため、プリンタ用のスイッチング電源
装置としては、応答性を要求されている。このため、応
答性を優先するためスイッチング周波数をダイナミック
に低下させることができなかった。
字処理等で負荷急変が発生する。従来の自動切換を行う
待機時高効率電源では、このような場合、プリンタ側の
負荷に応じて待機動作モードと通常動作モードとの切換
が頻繁に発生するため、プリンタ用のスイッチング電源
装置としては、応答性を要求されている。このため、応
答性を優先するためスイッチング周波数をダイナミック
に低下させることができなかった。
【００７５】これに対し、本発明のスイッチング電源装
置をプリンタに使用した場合、待機負荷となってからで
も、一定時間待機動作モードへ移行しないことにより、
頻繁な負荷急変時には通常動作モードで動作し、応答性
はよい。また、待機動作モードから通常動作モードへの
切換は瞬時であり、また、切換時の負荷には印字前処理
等の比較的軽い負荷となることが多く、応答性も問題が
ない。
置をプリンタに使用した場合、待機負荷となってからで
も、一定時間待機動作モードへ移行しないことにより、
頻繁な負荷急変時には通常動作モードで動作し、応答性
はよい。また、待機動作モードから通常動作モードへの
切換は瞬時であり、また、切換時の負荷には印字前処理
等の比較的軽い負荷となることが多く、応答性も問題が
ない。
【００７６】なお、本発明の各実施形態においては、遅
延時間切換回路のスイッチおよびフォトカプラのフォト
トランジスタを２つの状態へ切換可能な２段階切換の例
を示したが、本発明はこれに限るものでなく、スイッチ
およびフォトカプラのフォトトランジスタなどの組み合
わせによって、２段階以上の複数の状態へ切換可能な遅
延時間切換回路の構成としてもよい。その場合、スイッ
チング周波数に応じて、さらに細かく調整を行うことが
可能となる。
延時間切換回路のスイッチおよびフォトカプラのフォト
トランジスタを２つの状態へ切換可能な２段階切換の例
を示したが、本発明はこれに限るものでなく、スイッチ
およびフォトカプラのフォトトランジスタなどの組み合
わせによって、２段階以上の複数の状態へ切換可能な遅
延時間切換回路の構成としてもよい。その場合、スイッ
チング周波数に応じて、さらに細かく調整を行うことが
可能となる。
【００７７】
【発明の効果】この発明によれば、遅延回路によって主
スイッチング素子のターンオンが所定の時間禁止され
て、発振周期のオフ時間が延長され、また、切換回路に
よって、遅延時間を二段階またはそれ以上に切り換えら
れるため、この遅延回路が存在しない場合に比べて、主
スイッチング素子のスイッチング周波数が低下すること
ができ、また、切換回路によって主スイッチング素子の
スイッチング周波数を所望の値にすることができる。よ
って、軽負荷時や待機時に発振周波数が高周波数化する
ことを抑え、待機電力の抑制や主スイッチの発熱の抑制
あるいは、間欠発振に起因する出力リップルの増大を抑
制することができる。
スイッチング素子のターンオンが所定の時間禁止され
て、発振周期のオフ時間が延長され、また、切換回路に
よって、遅延時間を二段階またはそれ以上に切り換えら
れるため、この遅延回路が存在しない場合に比べて、主
スイッチング素子のスイッチング周波数が低下すること
ができ、また、切換回路によって主スイッチング素子の
スイッチング周波数を所望の値にすることができる。よ
って、軽負荷時や待機時に発振周波数が高周波数化する
ことを抑え、待機電力の抑制や主スイッチの発熱の抑制
あるいは、間欠発振に起因する出力リップルの増大を抑
制することができる。
【００７８】また、トランスの帰還巻線と主スイッチン
グ素子の制御端子との間に設けられたスイッチ手段およ
び時定数回路を含む遅延回路と、時定数回路の時定数を
切り換える切換回路を備えているので、スイッチ手段の
オン時間は時定数回路の時定数によって変わるが、切換
回路によって時定数回路の時定数を切り換えることがで
き、軽負荷時の大幅な効率改善を行うことができる。
グ素子の制御端子との間に設けられたスイッチ手段およ
び時定数回路を含む遅延回路と、時定数回路の時定数を
切り換える切換回路を備えているので、スイッチ手段の
オン時間は時定数回路の時定数によって変わるが、切換
回路によって時定数回路の時定数を切り換えることがで
き、軽負荷時の大幅な効率改善を行うことができる。
【００７９】さらに、トランスの帰還巻線電圧を整流素
子と平滑素子とによって整流平滑する出力電力検出回路
と、出力電力検出回路から抵抗素子を介して遅延回路の
制御端子に接続した遅延時間延長回路と、を備えている
ので、さらに主スイッチング素子のターンオンが遅延さ
れて、主スイッチング素子のスイッチング周波数が低下
することができるので、軽負荷時に発振周波数を低下で
き、ＲＣＣの待機時の効率改善や出力リップルの改善を
行うことができる。
子と平滑素子とによって整流平滑する出力電力検出回路
と、出力電力検出回路から抵抗素子を介して遅延回路の
制御端子に接続した遅延時間延長回路と、を備えている
ので、さらに主スイッチング素子のターンオンが遅延さ
れて、主スイッチング素子のスイッチング周波数が低下
することができるので、軽負荷時に発振周波数を低下で
き、ＲＣＣの待機時の効率改善や出力リップルの改善を
行うことができる。
【００８０】加えて、切換回路は外部からの信号によっ
て切換可能であるため、外部から容易に主スイッチング
素子のスイッチング周波数を切り換えることができる。
て切換可能であるため、外部から容易に主スイッチング
素子のスイッチング周波数を切り換えることができる。
【００８１】また、２次巻線に流れる電流を検出する電
流検出回路を備え、さらに、電流検出回路が負荷電流ま
たは負荷電力が待機状態となったことを検出すると、一
定時間経過後に前記遅延回路の遅延時間を切り換える切
換回路を備えているため、自動的に主スイッチング素子
のスイッチング周波数を切り換えることができる。
流検出回路を備え、さらに、電流検出回路が負荷電流ま
たは負荷電力が待機状態となったことを検出すると、一
定時間経過後に前記遅延回路の遅延時間を切り換える切
換回路を備えているため、自動的に主スイッチング素子
のスイッチング周波数を切り換えることができる。
【図１】本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源
装置を示した回路図である。
装置を示した回路図である。
【図２】本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源
装置を示した回路図である。
装置を示した回路図である。
【図３】本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源
装置を示した回路図である。
装置を示した回路図である。
【図４】図３に示したスイッチング電源装置の１次側の
出力電力検出回路を構成するコンデンサにおける充電電
圧の絶対値の変化を示したグラフである。
出力電力検出回路を構成するコンデンサにおける充電電
圧の絶対値の変化を示したグラフである。
【図５】従来および本発明のスイッチング電源装置にお
けるスイッチング周波数の変化を示したグラフである。
けるスイッチング周波数の変化を示したグラフである。
【図６】本発明の第４実施形態に係るスイッチング電源
装置を示した回路図である。
装置を示した回路図である。
【図７】本発明の第５実施形態に係るスイッチング電源
装置を示した回路図である。
装置を示した回路図である。
【図８】従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の回
路図である。
路図である。
１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１０−スイッチング電源
装置 ２−入力回路 ３−ＤＣ−ＤＣコンバータ回路 ４−電圧検出回路 ５−制御回路 ６−遅延回路 ７−遅延時間延長回路 ８−出力電力検出回路 ９−電流検出回路
装置 ２−入力回路 ３−ＤＣ−ＤＣコンバータ回路 ４−電圧検出回路 ５−制御回路 ６−遅延回路 ７−遅延時間延長回路 ８−出力電力検出回路 ９−電流検出回路
─────────────────────────────────────────────────────
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(56)参考文献 特開 平11−313483（ＪＰ，Ａ)
特開 平11−235036（ＪＰ，Ａ)
特開2000−245149（ＪＰ，Ａ)
特開2001−25248（ＪＰ，Ａ)
実開 昭62−61190（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
H02M 3/338
Claims (5)
- 【請求項１】 １次巻線、２次巻線および帰還巻線を有
するトランスと、前記帰還巻線からの帰還信号を受けて
自励発振し、前記１次巻線の電流を断続する主スイッチ
ング素子と、前記２次巻線に接続された整流素子および
平滑素子から成る整流平滑回路と、前記帰還巻線および
主スイッチング素子の制御端子間に接続された制御回路
と、を備えたリンギングチョークコンバータ方式のスイ
ッチング電源装置において、 前記整流素子の電流が零となってから所定の時間主スイ
ッチング素子のターンオンを禁止する遅延回路と、遅延
回路の遅延時間を二段階または二段階以上に切り換える
切換回路と、を備えたことを特徴とするスイッチング電
源装置。 - 【請求項２】 前記遅延回路は、前記トランスの帰還巻
線と前記主スイッチング素子の制御端子との間に設けら
れたスイッチ手段および時定数回路を含み、前記切換回
路は前記時定数回路の時定数を切り換えることを特徴と
する請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記トランスの帰還巻線電圧を整流素子
と平滑素子とによって整流平滑する出力電力検出回路
と、前記出力電力検出回路から抵抗素子を介して前記遅
延回路の制御端子に接続した遅延時間延長回路と、を備
えたことを特徴とした請求項１または２に記載のスイッ
チング電源装置。 - 【請求項４】 前記切換回路は、外部からの信号によっ
て切換可能なことを特徴とする請求項１乃至３のいずれ
かに記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項５】 前記２次巻線に流れる電流を検出する電
流検出回路を備え、前記切換回路は、前記電流検出回路
が負荷電流または負荷電力が待機状態となったことを検
出すると、一定時間経過後に前記遅延回路の遅延時間を
切り換えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか
に記載のスイッチング電源装置。
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