JP2513381B2 - 電源回路 - Google Patents
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- JP2513381B2 JP2513381B2 JP3271963A JP27196391A JP2513381B2 JP 2513381 B2 JP2513381 B2 JP 2513381B2 JP 3271963 A JP3271963 A JP 3271963A JP 27196391 A JP27196391 A JP 27196391A JP 2513381 B2 JP2513381 B2 JP 2513381B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、スイッチングインバ
ータ形式の電源回路に関し、電圧共振および電流共振の
双方を利用してスイッチング損失を極限まで減少させ変
換効率の向上を図った電源回路を簡易な構成で実現した
ものである。
ータ形式の電源回路に関し、電圧共振および電流共振の
双方を利用してスイッチング損失を極限まで減少させ変
換効率の向上を図った電源回路を簡易な構成で実現した
ものである。
【０００２】
【従来の技術】電圧共振および電流共振の双方を利用し
てスイッチング損失を極限まで減少させ変換効率の向上
を図った電源回路として、本出願人の出願に係る特願平
３−１６６３８３号明細書および図面に記載のものがあ
る。この電源回路について説明する。この電源回路は、
電圧共振および電流共振の双方を利用してスイッチング
損失を極限まで減少させ変換効率の向上を図るととも
に、回路内の各部電圧および各部電流の動作波形をより
正弦波に近づけて低雑音化を図ったものである。
てスイッチング損失を極限まで減少させ変換効率の向上
を図った電源回路として、本出願人の出願に係る特願平
３−１６６３８３号明細書および図面に記載のものがあ
る。この電源回路について説明する。この電源回路は、
電圧共振および電流共振の双方を利用してスイッチング
損失を極限まで減少させ変換効率の向上を図るととも
に、回路内の各部電圧および各部電流の動作波形をより
正弦波に近づけて低雑音化を図ったものである。
【０００３】この電源回路は、図２に示すように、直流
電源１と、それぞれ任意のタイミングでオンオフ可能な
スイッチング素子を含み、前記直流電源をスイッチング
して交流に変換し出力するスイッチング手段２と、この
スイッチング手段の出力端子に流れる電流に対して直列
に形成される直列共振手段４と、前記スイッチング手段
の出力端子に生じる電圧に対して並列に形成される並列
共振手段５と、直列共振手段および並列共振手段５を介
して供給される交流入力を全波整流しコンデンサで平滑
して直流出力を取り出す直流出力手段３と、前記スイッ
チング手段のスイッチング素子を周期的にオン、オフす
るように制御するタイミング制御手段６とを具備してな
る。
電源１と、それぞれ任意のタイミングでオンオフ可能な
スイッチング素子を含み、前記直流電源をスイッチング
して交流に変換し出力するスイッチング手段２と、この
スイッチング手段の出力端子に流れる電流に対して直列
に形成される直列共振手段４と、前記スイッチング手段
の出力端子に生じる電圧に対して並列に形成される並列
共振手段５と、直列共振手段および並列共振手段５を介
して供給される交流入力を全波整流しコンデンサで平滑
して直流出力を取り出す直流出力手段３と、前記スイッ
チング手段のスイッチング素子を周期的にオン、オフす
るように制御するタイミング制御手段６とを具備してな
る。
【０００４】図３は、図２のブロツクを今少し構成的に
示した基本原理構成図である。図３に示す基本原理構成
の動作を、各部の動作タイミングを示す図４を用いて説
明する。図３においてスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が、
図４（カ）（キ）のタイミングでオン、オフを繰り返し
ている時、電源電圧＋ＶＩ、−ＶＩは、Ａ点においてほ
ぼ波高値ＶＩの交流となり、インダクタンスＬ２、コン
デンサＣ２を通ってダイオードＤ１、ダイオードＤ２で
整流され、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４で平滑され
て、ＺＶ１の直流となり、負荷ＲＬに電流が流れてい
る。
示した基本原理構成図である。図３に示す基本原理構成
の動作を、各部の動作タイミングを示す図４を用いて説
明する。図３においてスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が、
図４（カ）（キ）のタイミングでオン、オフを繰り返し
ている時、電源電圧＋ＶＩ、−ＶＩは、Ａ点においてほ
ぼ波高値ＶＩの交流となり、インダクタンスＬ２、コン
デンサＣ２を通ってダイオードＤ１、ダイオードＤ２で
整流され、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４で平滑され
て、ＺＶ１の直流となり、負荷ＲＬに電流が流れてい
る。
【０００５】Ｓ１がオンしている時、Ｄ１が順方向とな
りチャージ電流がＣ３に流れ込むが、Ｓ１およびＤ１の
インピーダンスが十分小さいとして、Ｃ３＞＞Ｃ２に設
定されているため、この電流はＬ２とＣ２による正弦波
状の直列共振電流となる（図４中（イ）参照）。この共
振電流は、半波経過して電流の向きが逆になるところで
Ｄ１が逆電圧となりオフするため、直列共振できなくな
り、共振が停止する。つまり、共振電流が半波終了して
電流が零に戻ったところで共振は自動的に止まる。
りチャージ電流がＣ３に流れ込むが、Ｓ１およびＤ１の
インピーダンスが十分小さいとして、Ｃ３＞＞Ｃ２に設
定されているため、この電流はＬ２とＣ２による正弦波
状の直列共振電流となる（図４中（イ）参照）。この共
振電流は、半波経過して電流の向きが逆になるところで
Ｄ１が逆電圧となりオフするため、直列共振できなくな
り、共振が停止する。つまり、共振電流が半波終了して
電流が零に戻ったところで共振は自動的に止まる。
【０００６】この時Ｃ２には、流れた共振電流に対応し
た電荷が蓄積され両端に電圧が残る（図４中（オ）参
照）。この電荷ＱＣ２＝Ｃ２・ＶＣ２は次のＳ２がオフ
するサイクルで負荷に放出されるので、エネルギのロス
にはならない。またインダクダンスに畜えられるエネル
ギは、電流に比例するため、電流零で共振が止まったと
きＬ２のエネルギは零である。このことは、ここでの有
害なノイズの発生が極めて少ないことを意味するととも
に、最終的な回路で電圧共振モードが成立する大きなポ
イントである。
た電荷が蓄積され両端に電圧が残る（図４中（オ）参
照）。この電荷ＱＣ２＝Ｃ２・ＶＣ２は次のＳ２がオフ
するサイクルで負荷に放出されるので、エネルギのロス
にはならない。またインダクダンスに畜えられるエネル
ギは、電流に比例するため、電流零で共振が止まったと
きＬ２のエネルギは零である。このことは、ここでの有
害なノイズの発生が極めて少ないことを意味するととも
に、最終的な回路で電圧共振モードが成立する大きなポ
イントである。
【０００７】Ｌ２の磁気エネルギを完全に零にするに
は、共振電流が零にもどるまでＳ１をオンしておく必要
がある。共振電流が零になった後はＳ１をオンし続けて
も何も起らないが、エネルギを伝達しない時間が長くな
るだけで非効率的なため、多少のマージンを見てオフす
ればよい。Ｌ２、Ｃ２による共振の時間は一定であるた
め、Ｓ１のオン時間も一定値でよい。
は、共振電流が零にもどるまでＳ１をオンしておく必要
がある。共振電流が零になった後はＳ１をオンし続けて
も何も起らないが、エネルギを伝達しない時間が長くな
るだけで非効率的なため、多少のマージンを見てオフす
ればよい。Ｌ２、Ｃ２による共振の時間は一定であるた
め、Ｓ１のオン時間も一定値でよい。
【０００８】Ｓ１をオフする時、電流共振は終了し、電
流が零になっているため、Ｓ１を流れる電流はインダク
タンスＬ１に流れる電流のみである。Ｌ１の値はＬ２、
Ｃ２と独立して設定でき、Ｌ１＞＞Ｌ２とすることで、
Ｌ１を流れる電流は、Ｌ２、Ｃ２の共振電流に比べて十
分小さな値とできるため、Ｓ１はほとんど零電流オフと
なり、オフ時の損失が極めて小さくなる。Ｓ１がオフす
ると（まだＳ２はオンしていないためＳ１、Ｓ２ともに
オフ）Ｄ１、Ｄ２もオフしているためここでの動作は単
にＬ１とコンデンサＣ１のみとなる。
流が零になっているため、Ｓ１を流れる電流はインダク
タンスＬ１に流れる電流のみである。Ｌ１の値はＬ２、
Ｃ２と独立して設定でき、Ｌ１＞＞Ｌ２とすることで、
Ｌ１を流れる電流は、Ｌ２、Ｃ２の共振電流に比べて十
分小さな値とできるため、Ｓ１はほとんど零電流オフと
なり、オフ時の損失が極めて小さくなる。Ｓ１がオフす
ると（まだＳ２はオンしていないためＳ１、Ｓ２ともに
オフ）Ｄ１、Ｄ２もオフしているためここでの動作は単
にＬ１とコンデンサＣ１のみとなる。
【０００９】Ｓ１がオンしている間にＬ１に蓄えられた
磁気エネルギー（電流）はＣ１との並列共振を動作させ
るエネルギとなり、Ａ点の電圧を正弦波状で低下させ、
零を超えて−ＶＩに近づいていく。この間の動作が電圧
共振モードである。なお、電圧共振波形は原理的には電
圧基準電位（図４（ア）中に零と表記した電位）と交差
する点に対して上下点対称の形となり図４（ア）のごと
く形成されるはずであるが、回路構成によっては（具体
的には、タイミング制御回路等がその結合巻線を介して
この電圧共振のエネルギを一部消費しているような場合
が考えられる）、波形変形が生じ得る。
磁気エネルギー（電流）はＣ１との並列共振を動作させ
るエネルギとなり、Ａ点の電圧を正弦波状で低下させ、
零を超えて−ＶＩに近づいていく。この間の動作が電圧
共振モードである。なお、電圧共振波形は原理的には電
圧基準電位（図４（ア）中に零と表記した電位）と交差
する点に対して上下点対称の形となり図４（ア）のごと
く形成されるはずであるが、回路構成によっては（具体
的には、タイミング制御回路等がその結合巻線を介して
この電圧共振のエネルギを一部消費しているような場合
が考えられる）、波形変形が生じ得る。
【００１０】Ａ点の電位が−ＶＩ近く（Ｃ４の一端電位
より下ると）になると、Ｄ２がオンし、Ｌ１の残ってい
るエネルギ（電流）をＬ２、Ｃ２、Ｄ２を通じてＣ４に
放出するがＬ１の電流はもともと小さく設定されている
ため、電流的には大きな変化とならず、Ａ点の電位が−
ＶＩ近くで止っている状態となる。このままＳ１、Ｓ２
をオフし続けると、Ｓ１がオンしていた時間の約半分の
時間でＬ１の磁気エネルギー（電流）は零となりＬ１
（Ｃ１）の両端電圧は−ＶＩ近くの電位から零に向かっ
て落ちてゆくことになる。逆に言えばＳ１のオン時間の
約半分の時間は、Ｌ１の磁気エネルギーでＡ点を−ＶＩ
近くの電位に保持できるため、その間にＳ２をオンすれ
ば、Ｓ２はその両端電圧が非常に小さい状態でオンする
零電圧オン動作となり、オン時の損失も極めて小さくな
る。
より下ると）になると、Ｄ２がオンし、Ｌ１の残ってい
るエネルギ（電流）をＬ２、Ｃ２、Ｄ２を通じてＣ４に
放出するがＬ１の電流はもともと小さく設定されている
ため、電流的には大きな変化とならず、Ａ点の電位が−
ＶＩ近くで止っている状態となる。このままＳ１、Ｓ２
をオフし続けると、Ｓ１がオンしていた時間の約半分の
時間でＬ１の磁気エネルギー（電流）は零となりＬ１
（Ｃ１）の両端電圧は−ＶＩ近くの電位から零に向かっ
て落ちてゆくことになる。逆に言えばＳ１のオン時間の
約半分の時間は、Ｌ１の磁気エネルギーでＡ点を−ＶＩ
近くの電位に保持できるため、その間にＳ２をオンすれ
ば、Ｓ２はその両端電圧が非常に小さい状態でオンする
零電圧オン動作となり、オン時の損失も極めて小さくな
る。
【００１１】Ｓ２をオンさせる時の両端電圧（上記−Ｖ
Ｉ近くと表現した値と−ＶＩとの差）は厳密に言えば零
でなく、主にＳ１のオン時の電流共振後に残ったＶＣ２
等による電圧が存在している。しかし、ＶＣ２はＣ２の
値によって異なった値となる。同じ共振周波数でもＬ２
とのかね合いでＣ２の設定には自由度があり、一般的
に、直列共振が正常に起こる範囲でＣ２を大きくＬ２を
小さくしたほうがロスが小さくなるのでＶＣ２も結果的
に小さい値となり、ＶＩに比べればほとんど無視できる
電圧となる。Ｓ２をオンすると負側の電流共振が生じＣ
４にチャージ電流が流れる。以後は図４に示すように上
述した動作をＳ１とＳ２の立場を入れ換えつつ繰り返し
ていく。
Ｉ近くと表現した値と−ＶＩとの差）は厳密に言えば零
でなく、主にＳ１のオン時の電流共振後に残ったＶＣ２
等による電圧が存在している。しかし、ＶＣ２はＣ２の
値によって異なった値となる。同じ共振周波数でもＬ２
とのかね合いでＣ２の設定には自由度があり、一般的
に、直列共振が正常に起こる範囲でＣ２を大きくＬ２を
小さくしたほうがロスが小さくなるのでＶＣ２も結果的
に小さい値となり、ＶＩに比べればほとんど無視できる
電圧となる。Ｓ２をオンすると負側の電流共振が生じＣ
４にチャージ電流が流れる。以後は図４に示すように上
述した動作をＳ１とＳ２の立場を入れ換えつつ繰り返し
ていく。
【００１２】Ｓ１をオフしてからＳ２をオンするまでの
時間は、Ｌ１、Ｃ１による電圧共振によりＡ点が−ＶＩ
近くに達する時間より多少長くとればよく、これもそれ
以上長く取りすぎても非効率なだけである。この時間も
それほど厳密な設定を必要とせず、固定値でよい。
時間は、Ｌ１、Ｃ１による電圧共振によりＡ点が−ＶＩ
近くに達する時間より多少長くとればよく、これもそれ
以上長く取りすぎても非効率なだけである。この時間も
それほど厳密な設定を必要とせず、固定値でよい。
【００１３】なお、念のため、Ｓ１、Ｓ２のオン期間
と、Ｓ１またはＳ２をオフしてからＳ２またはＳ１をオ
ンするまでの時間について、今少し検討しておくと、一
般的には、各スイッチ素子のオン期間が前記直列共振手
段の共振半周期より大きく、両スイッチ素子の双方オフ
期間が前記並列共振手段の共振周期の１／２より小さく
なるようにしてやればよいといえるが、その際にも、Ｌ
１、Ｃ１による電圧共振回路に予め与えられるエネルギ
量についての検討と、加えて同一の並列共振周波数とす
る場合でもＬ１とＣ１の各値の設定のしかたに注意すべ
きであろう。すなわち、各スイッチ素子のオン期間がそ
の付与エネルギを決定しているわけであり、与えられた
エネルギ（すなわちオン期間相当値）に対してオフ期間
はおのずと制約を受けることになる。解析によれば、実
際には、オン期間とオフ期間が決定されれば、その時点
でスイッチング周波数は決まり、この発明の動作を満足
する並列共振（電圧共振）周波数、および並列共振波形
の利用部分は一義的に決ってしまうことが判明してい
る。例えば、オン期間を有限小（ほぼ零）に設定する
と、その場合の電圧共振波形は、スイッチング周波数と
ほぼ同一周波数でほぼ正弦波上に変化をするように見え
る。なお、場合によつては電圧共振の電圧ピーク値に達
しても、いまだ所望の２ＶＩなる出力端電位変化を実現
し得ない場合も有り得るので注意が必要である。
と、Ｓ１またはＳ２をオフしてからＳ２またはＳ１をオ
ンするまでの時間について、今少し検討しておくと、一
般的には、各スイッチ素子のオン期間が前記直列共振手
段の共振半周期より大きく、両スイッチ素子の双方オフ
期間が前記並列共振手段の共振周期の１／２より小さく
なるようにしてやればよいといえるが、その際にも、Ｌ
１、Ｃ１による電圧共振回路に予め与えられるエネルギ
量についての検討と、加えて同一の並列共振周波数とす
る場合でもＬ１とＣ１の各値の設定のしかたに注意すべ
きであろう。すなわち、各スイッチ素子のオン期間がそ
の付与エネルギを決定しているわけであり、与えられた
エネルギ（すなわちオン期間相当値）に対してオフ期間
はおのずと制約を受けることになる。解析によれば、実
際には、オン期間とオフ期間が決定されれば、その時点
でスイッチング周波数は決まり、この発明の動作を満足
する並列共振（電圧共振）周波数、および並列共振波形
の利用部分は一義的に決ってしまうことが判明してい
る。例えば、オン期間を有限小（ほぼ零）に設定する
と、その場合の電圧共振波形は、スイッチング周波数と
ほぼ同一周波数でほぼ正弦波上に変化をするように見え
る。なお、場合によつては電圧共振の電圧ピーク値に達
しても、いまだ所望の２ＶＩなる出力端電位変化を実現
し得ない場合も有り得るので注意が必要である。
【００１４】さらに、以上の説明から明かなように、各
共振回路の値の設定条件として、Ｌ１＞＞Ｌ２、Ｃ２＞
＞Ｃ１であることが望ましく、整流方式は全波整流方式
とする必要があり、また、平滑方式は、電流共振のため
にコンデンサインプット方式とし、平滑コンデンサの容
量は直列共振手段のコンデンサより相当に大きくして、
電流共振のＱが低下しないようにする必要がある。
共振回路の値の設定条件として、Ｌ１＞＞Ｌ２、Ｃ２＞
＞Ｃ１であることが望ましく、整流方式は全波整流方式
とする必要があり、また、平滑方式は、電流共振のため
にコンデンサインプット方式とし、平滑コンデンサの容
量は直列共振手段のコンデンサより相当に大きくして、
電流共振のＱが低下しないようにする必要がある。
【００１５】上述した原理構成を実際の回路として具体
化しようとする場合、上述した原理構成の説明からも明
かなように、各共振回路の値の実際の設定条件として、
Ｌ１＞＞Ｌ２、Ｃ２＞＞Ｃ１であることが望ましいた
め、Ｌ１は、トランスの１次自己インダクタンス、Ｌ２
は、独立したインダクタンスを使用するかまたはトラン
スの１次２次間の漏れインダクタンスを利用する方法が
有効的に用い得る。また整流回路は、トランスの２次側
に来るため、センタタップ方式かブリッジ方式のどちら
でもよいが、電流共振を正負の電流で行なわせる必要が
あるため全波整流方式とする必要がある。平滑方式は、
電流共振のために、コンデンサインプット方式とし、Ｃ
３＞＞Ｃ２として電流共振のＱが低下しないようにす
る。
化しようとする場合、上述した原理構成の説明からも明
かなように、各共振回路の値の実際の設定条件として、
Ｌ１＞＞Ｌ２、Ｃ２＞＞Ｃ１であることが望ましいた
め、Ｌ１は、トランスの１次自己インダクタンス、Ｌ２
は、独立したインダクタンスを使用するかまたはトラン
スの１次２次間の漏れインダクタンスを利用する方法が
有効的に用い得る。また整流回路は、トランスの２次側
に来るため、センタタップ方式かブリッジ方式のどちら
でもよいが、電流共振を正負の電流で行なわせる必要が
あるため全波整流方式とする必要がある。平滑方式は、
電流共振のために、コンデンサインプット方式とし、Ｃ
３＞＞Ｃ２として電流共振のＱが低下しないようにす
る。
【００１６】トランスを１次側から見たとき、図５のよ
うに見える。トランスはもともと、自己インダクタンス
と漏れインダクタンスを持っているので、設計時にこれ
を適切な値にすることで、図３のＬ１、Ｌ２の代わりに
使用できる。また、一般的なトランスではもともとＬ１
＞Ｌ２となっている。
うに見える。トランスはもともと、自己インダクタンス
と漏れインダクタンスを持っているので、設計時にこれ
を適切な値にすることで、図３のＬ１、Ｌ２の代わりに
使用できる。また、一般的なトランスではもともとＬ１
＞Ｌ２となっている。
【００１７】図３に示す原理構成回路を変形すると図６
のようになる。図６において、電流共振は、Ｌ２と２分
割されたＣ２で行なわれ、電圧共振は２分割されたＣ１
とＬ１で行なわれる。電圧共振のループ内にはＬ２、Ｃ
２も含まれる点で、図３のものとと異なるかに見える
が、Ｌ２＜＜Ｌ１、Ｃ２＞＞Ｃ１であるため、Ｌ２、Ｃ
２の存在は電圧共振に影響を与えることはなく、実質的
な電圧共振は図３の構成と同様にＣ１とＬ１で行なわれ
る。
のようになる。図６において、電流共振は、Ｌ２と２分
割されたＣ２で行なわれ、電圧共振は２分割されたＣ１
とＬ１で行なわれる。電圧共振のループ内にはＬ２、Ｃ
２も含まれる点で、図３のものとと異なるかに見える
が、Ｌ２＜＜Ｌ１、Ｃ２＞＞Ｃ１であるため、Ｌ２、Ｃ
２の存在は電圧共振に影響を与えることはなく、実質的
な電圧共振は図３の構成と同様にＣ１とＬ１で行なわれ
る。
【００１８】図７は、自己インダクタンスＬ１と漏れイ
ンダクタンスＬ２を持つトランスＴ１を使用したより具
体的な実施回路である。出力回路はセンタタップ方式と
してある。センタタップ方式を採用した理由は、各整流
サイクルにおける整流経路上のダイオード数を減らして
これらダイオードによる損失を最小限にし回路全体の効
率向上に寄与させるためである。そして、Ｓ１、Ｓ２の
ベースは、図４（カ）（キ）のようなタイミングを持つ
駆動回路により、固定タイミングでドライブされる。こ
のように極めてシンプルな回路で、ローノイズ、高効率
の電源回路が実現できる。
ンダクタンスＬ２を持つトランスＴ１を使用したより具
体的な実施回路である。出力回路はセンタタップ方式と
してある。センタタップ方式を採用した理由は、各整流
サイクルにおける整流経路上のダイオード数を減らして
これらダイオードによる損失を最小限にし回路全体の効
率向上に寄与させるためである。そして、Ｓ１、Ｓ２の
ベースは、図４（カ）（キ）のようなタイミングを持つ
駆動回路により、固定タイミングでドライブされる。こ
のように極めてシンプルな回路で、ローノイズ、高効率
の電源回路が実現できる。
【００１９】以上述べた電源回路の構成についてその効
果をまとめると次のようになる。電流共振による効果と
してまず電流性ノイズの低減がある。電流性ノイズは特
に電流の多いところで電流の急な変化を生じさせると多
量に発生するが、電流共振により正弦波状に変化した電
流が零になったところで自動的に止まるため、ノイズの
発生が極めて少ない。次に効率の改善であるがＳ１、Ｓ
２が零電流オフとなるとともにＤ１、Ｄ２も電流が零に
なってから電圧が反転するため、リカバリーの時間の影
響が少なく、これに起因する効率の悪化がなくなる。電
圧共振による効果もノイズの低減と効率の向上にある。
電源回路に使われる半導体等の部品は放熱のためシャー
シ等に絶縁物を介して取り付けられるがこれより、部品
電極とシャーシは電気容量をもつことになる。よって部
品電極が交流信号をもつこの容量を通じて電流が流れ、
コモンモードノイズの主な原因となる。また半導体はそ
れ自身接合容量をもち、インダクタンスやトランスも線
間容量をもっている。これらの容量は回路図上に表われ
ないが現実にはそれぞれの部品や回路基盤中に存在して
いるため、回路が動作している時にはこれらの容量には
すべて電流が流れている。この電流は容量に流れる電流
であるため電圧の変化が（ｄＶ／ｄＴ）大きいほど大き
な電流となり、方形波でスイッチングした場合、パルス
状の電流となり、電流性ノイズとなったり、シャーシに
流れた電流はパルス状のコモンモードノイズの原因とな
る。また、このパルス状の電流はスイッチングトランジ
スタから供給されるため当然それは損失を生じ効率を低
下させる。ｄＶ／ｄＴの大きな電圧は高い周波数成分を
含むため回路から直接放射される電波（不要副射）も当
然大きくなる。
果をまとめると次のようになる。電流共振による効果と
してまず電流性ノイズの低減がある。電流性ノイズは特
に電流の多いところで電流の急な変化を生じさせると多
量に発生するが、電流共振により正弦波状に変化した電
流が零になったところで自動的に止まるため、ノイズの
発生が極めて少ない。次に効率の改善であるがＳ１、Ｓ
２が零電流オフとなるとともにＤ１、Ｄ２も電流が零に
なってから電圧が反転するため、リカバリーの時間の影
響が少なく、これに起因する効率の悪化がなくなる。電
圧共振による効果もノイズの低減と効率の向上にある。
電源回路に使われる半導体等の部品は放熱のためシャー
シ等に絶縁物を介して取り付けられるがこれより、部品
電極とシャーシは電気容量をもつことになる。よって部
品電極が交流信号をもつこの容量を通じて電流が流れ、
コモンモードノイズの主な原因となる。また半導体はそ
れ自身接合容量をもち、インダクタンスやトランスも線
間容量をもっている。これらの容量は回路図上に表われ
ないが現実にはそれぞれの部品や回路基盤中に存在して
いるため、回路が動作している時にはこれらの容量には
すべて電流が流れている。この電流は容量に流れる電流
であるため電圧の変化が（ｄＶ／ｄＴ）大きいほど大き
な電流となり、方形波でスイッチングした場合、パルス
状の電流となり、電流性ノイズとなったり、シャーシに
流れた電流はパルス状のコモンモードノイズの原因とな
る。また、このパルス状の電流はスイッチングトランジ
スタから供給されるため当然それは損失を生じ効率を低
下させる。ｄＶ／ｄＴの大きな電圧は高い周波数成分を
含むため回路から直接放射される電波（不要副射）も当
然大きくなる。
【００２０】電圧共振を利用して波形を正弦波の一部と
し、ｄＶ／ｄＴを小さくすることで、これらの改善が実
現できるが、この電源回路では、この電圧共振がＳ１、
Ｓ２双方ともオフしている時にＬ１、Ｃ１のみで作られ
るため、スイッチング素子の損失が発生せず、Ｌ１、Ｃ
１を流れる電流も相互のエネルギの移動だけであって、
無効電力のみであり、電圧共振による損失は極めて少な
い（原理的には零である）。
し、ｄＶ／ｄＴを小さくすることで、これらの改善が実
現できるが、この電源回路では、この電圧共振がＳ１、
Ｓ２双方ともオフしている時にＬ１、Ｃ１のみで作られ
るため、スイッチング素子の損失が発生せず、Ｌ１、Ｃ
１を流れる電流も相互のエネルギの移動だけであって、
無効電力のみであり、電圧共振による損失は極めて少な
い（原理的には零である）。
【００２１】ここで重要なことは、電圧性のノイズを低
減するには、回路内のすべての端子の電圧波形のｄＶ／
ｄＴが小さいことが必要である。一箇所でも方形波形が
あればそこがノイズ源となってしまう。一般的な電圧共
振形の電源回路は、回路中のあるポイント（例えばトラ
ンス出力とか）が正弦波状になるものの（他の回路部分
に）方形波形が存在しているものが多い。この電源回路
は、実用的なローノイズ化を最重点目標としており、す
べての電圧波形がＬ１、Ｃ１の電圧共振波形と相似にな
ることが特長である。この点が満たされた理由は、電流
共振と時間を分けて電圧共振を利用しているためであ
る。電流共振によりＳ１、Ｓ２、Ｄ２の電流を零にし、
Ｌ２の磁気エネルギも零にしてから、電圧共振モードに
もち込み、Ｓ１、Ｓ２、Ｄ１、Ｄ２をオフの状態にして
おくことで電圧共振モード中のＬ２、Ｃ２の電流移動を
零にすることでＡ点とＡ’点の波形を同じにしている。
これにより、Ｌ１、Ｃ１の端子電圧波形とＳ１、Ｓ２、
Ｌ２、Ｃ２、Ｄ１、Ｄ２のすべての端子の波形が同じ
（相似）になり、方形波形は回路中から消える。
減するには、回路内のすべての端子の電圧波形のｄＶ／
ｄＴが小さいことが必要である。一箇所でも方形波形が
あればそこがノイズ源となってしまう。一般的な電圧共
振形の電源回路は、回路中のあるポイント（例えばトラ
ンス出力とか）が正弦波状になるものの（他の回路部分
に）方形波形が存在しているものが多い。この電源回路
は、実用的なローノイズ化を最重点目標としており、す
べての電圧波形がＬ１、Ｃ１の電圧共振波形と相似にな
ることが特長である。この点が満たされた理由は、電流
共振と時間を分けて電圧共振を利用しているためであ
る。電流共振によりＳ１、Ｓ２、Ｄ２の電流を零にし、
Ｌ２の磁気エネルギも零にしてから、電圧共振モードに
もち込み、Ｓ１、Ｓ２、Ｄ１、Ｄ２をオフの状態にして
おくことで電圧共振モード中のＬ２、Ｃ２の電流移動を
零にすることでＡ点とＡ’点の波形を同じにしている。
これにより、Ｌ１、Ｃ１の端子電圧波形とＳ１、Ｓ２、
Ｌ２、Ｃ２、Ｄ１、Ｄ２のすべての端子の波形が同じ
（相似）になり、方形波形は回路中から消える。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】前記従来の電源回路
は、実用回路では２電源を使用するものであり、スイッ
チング素子が少くとも２石必要であるため、構成が複雑
であり、１電源構成の比較的ローパワー用のスイッチン
グ電源には適用できなかった。この発明は、前記従来の
技術における欠点を解決して、１電源のスイッチング電
源において、前記従来の電源回路と同様に零電圧オン、
零電流オフを実現して高効率化およびローノイズ化を図
った電源回路を提供しようとするものである。
は、実用回路では２電源を使用するものであり、スイッ
チング素子が少くとも２石必要であるため、構成が複雑
であり、１電源構成の比較的ローパワー用のスイッチン
グ電源には適用できなかった。この発明は、前記従来の
技術における欠点を解決して、１電源のスイッチング電
源において、前記従来の電源回路と同様に零電圧オン、
零電流オフを実現して高効率化およびローノイズ化を図
った電源回路を提供しようとするものである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
直流電源と、オンオフ制御可能なスイッチング素子を含
み、前記直流電源をスイッチングして交流に変換し出力
するスイッチング手段と、このスイッチング手段の出力
端子に流れる電流に対して直列に形成される直列共振手
段と、前記スイッチング手段の出力端子に生じる電圧に
対して並列に形成される並列共振手段と、前記直列共振
手段および前記並列共振手段を介して供給される交流入
力を整流、平滑して直流出力を取り出す直流出力手段
と、前記スイッチング手段のスイッチング素子を周期的
にオン、オフするように制御するタイミング制御手段と
を具備してなり、前記タイミング制御手段は、前記スイ
ッチング手段をオンした後は当該スイッチング手段を流
れる電流が前記直列共振手段による直列共振の終了によ
って略々零となった後に当該スイッチング手段をオフ
し、当該スイッチング手段をオフした後は当該スイッチ
ング手段に印加される電圧が前記並列共振手段による並
列共振によって変化して再び略々オフ直前の電圧に戻っ
た状態で当該スイッチング手段をオンするものである。
直流電源と、オンオフ制御可能なスイッチング素子を含
み、前記直流電源をスイッチングして交流に変換し出力
するスイッチング手段と、このスイッチング手段の出力
端子に流れる電流に対して直列に形成される直列共振手
段と、前記スイッチング手段の出力端子に生じる電圧に
対して並列に形成される並列共振手段と、前記直列共振
手段および前記並列共振手段を介して供給される交流入
力を整流、平滑して直流出力を取り出す直流出力手段
と、前記スイッチング手段のスイッチング素子を周期的
にオン、オフするように制御するタイミング制御手段と
を具備してなり、前記タイミング制御手段は、前記スイ
ッチング手段をオンした後は当該スイッチング手段を流
れる電流が前記直列共振手段による直列共振の終了によ
って略々零となった後に当該スイッチング手段をオフ
し、当該スイッチング手段をオフした後は当該スイッチ
ング手段に印加される電圧が前記並列共振手段による並
列共振によって変化して再び略々オフ直前の電圧に戻っ
た状態で当該スイッチング手段をオンするものである。
【００２４】また、請求項２に記載の発明は、請求項１
の電源回路において、前記スイッチング手段から前記直
流出力手段に至る経路の途中にトランスが挿入されてお
り、前記直列共振手段は前記トランスの１次側または２
次側に配されたコンデンサとこのトランスの１次、２次
間漏れインダクタンスを少くとも利用して直列共振を実
現することを特徴とするものである。
の電源回路において、前記スイッチング手段から前記直
流出力手段に至る経路の途中にトランスが挿入されてお
り、前記直列共振手段は前記トランスの１次側または２
次側に配されたコンデンサとこのトランスの１次、２次
間漏れインダクタンスを少くとも利用して直列共振を実
現することを特徴とするものである。
【００２５】
【作用】請求項１記載の発明によれば、スイッチング手
段をオンして直列共振を生じさせ、直列共振の終了によ
ってスイッチング手段を流れる電流が略々零となった後
にスイッチング手段をオフして並列共振を生じさせ、こ
の並列共振によってスイッチング手段に印加される電圧
が変化して再び略々オフ直前の電圧に戻った状態でこの
スイッチング手段をオンするようにしたので、スイッチ
ング素子の零電圧オフ、零電流オンが完全に実現され、
高効率化およびローノイズ化が実現される。そして、こ
の場合並列共振は前記従来の電源回路のように一方の電
圧から他方の電圧へ移動させるものではなく、一方の電
圧から変化して再び元の電圧に戻るまで動作させるの
で、２電源は不要であり、スイッチング素子も最低限１
石ですむ。したがって、部品数が少なく小型化でき、特
にローパワー用に適したものとなる。
段をオンして直列共振を生じさせ、直列共振の終了によ
ってスイッチング手段を流れる電流が略々零となった後
にスイッチング手段をオフして並列共振を生じさせ、こ
の並列共振によってスイッチング手段に印加される電圧
が変化して再び略々オフ直前の電圧に戻った状態でこの
スイッチング手段をオンするようにしたので、スイッチ
ング素子の零電圧オフ、零電流オンが完全に実現され、
高効率化およびローノイズ化が実現される。そして、こ
の場合並列共振は前記従来の電源回路のように一方の電
圧から他方の電圧へ移動させるものではなく、一方の電
圧から変化して再び元の電圧に戻るまで動作させるの
で、２電源は不要であり、スイッチング素子も最低限１
石ですむ。したがって、部品数が少なく小型化でき、特
にローパワー用に適したものとなる。
【００２６】また、請求項２記載の発明によれば、トラ
ンスの自己インダクタンスおよび漏れインダクタンスを
利用して並列共振手段および直列共振手段を実現するの
で、独立したインダクタンスを不要にしあるいは小型化
することができる。
ンスの自己インダクタンスおよび漏れインダクタンスを
利用して並列共振手段および直列共振手段を実現するの
で、独立したインダクタンスを不要にしあるいは小型化
することができる。
【００２７】
【実施例】図１は、この発明の電源回路の基本原理図で
ある。この電源回路は、電源電圧ＶE の直流電源１と、
それぞれ任意のタイミングでオン、オフ可能なスイッチ
ング素子Ｓ１を含み、前記入力直流電源１をスイッチン
グして交流に変換し出力するスイッチング手段２と、こ
のスイッチング手段２の出力端子に流れる電流に対して
直列に形成される直列共振手段４と、前記スイッチング
手段２の出力端子に生じる電圧に対して並列に形成され
る並列共振手段５と、直列共振手段および並列共振手段
５を介して供給される交流入力を全波整流し、平滑して
直流出力を取り出す直流出力手段３と、前記スイッチン
グ手段のスイッチング素子を周期的にオン、オフするよ
うに制御するタイミング制御手段６とを具備してなる。
ある。この電源回路は、電源電圧ＶE の直流電源１と、
それぞれ任意のタイミングでオン、オフ可能なスイッチ
ング素子Ｓ１を含み、前記入力直流電源１をスイッチン
グして交流に変換し出力するスイッチング手段２と、こ
のスイッチング手段２の出力端子に流れる電流に対して
直列に形成される直列共振手段４と、前記スイッチング
手段２の出力端子に生じる電圧に対して並列に形成され
る並列共振手段５と、直列共振手段および並列共振手段
５を介して供給される交流入力を全波整流し、平滑して
直流出力を取り出す直流出力手段３と、前記スイッチン
グ手段のスイッチング素子を周期的にオン、オフするよ
うに制御するタイミング制御手段６とを具備してなる。
【００２８】直列共振手段４はインダクタンスＬ２とコ
ンデンサＣ２で構成される。並列共振手段５はインダク
タンスＬ１とコンデンサＣ１で構成される。直流出力手
段３は整流用ダイオードＤ１、平滑インダクタンスＬ
２、平滑コンデンサＣ３で構成される。直流出力は出力
端子７，８から出力されて負荷ＲＬに供給される。
ンデンサＣ２で構成される。並列共振手段５はインダク
タンスＬ１とコンデンサＣ１で構成される。直流出力手
段３は整流用ダイオードＤ１、平滑インダクタンスＬ
２、平滑コンデンサＣ３で構成される。直流出力は出力
端子７，８から出力されて負荷ＲＬに供給される。
【００２９】図１の電源回路の動作を図８を参照して説
明する。スイッチング素子Ｓ１がオンすると、ダイオー
ドＤ１が順方向となりチャージ電流ＩD1がＣ２に流れ込
む。この電流ＩD1はインダクタンスＬ２とコンデンサＣ
２による正弦波状の直列共振電流となる（図８中（イ）
参照）。なお、インダクタンスＬ３はＬ３＞＞Ｌ２とし
て、この共振動作を妨げないように設定されている。こ
の共振電流は、半波経過して電流の向きが逆になるとこ
ろでＤ１が逆電圧となりオフするため、直列共振できな
くなり、共振が停止する。つまり、共振電流が半波終了
して電流が零に戻ったところで共振は自動的に止まる。
明する。スイッチング素子Ｓ１がオンすると、ダイオー
ドＤ１が順方向となりチャージ電流ＩD1がＣ２に流れ込
む。この電流ＩD1はインダクタンスＬ２とコンデンサＣ
２による正弦波状の直列共振電流となる（図８中（イ）
参照）。なお、インダクタンスＬ３はＬ３＞＞Ｌ２とし
て、この共振動作を妨げないように設定されている。こ
の共振電流は、半波経過して電流の向きが逆になるとこ
ろでＤ１が逆電圧となりオフするため、直列共振できな
くなり、共振が停止する。つまり、共振電流が半波終了
して電流が零に戻ったところで共振は自動的に止まる。
【００３０】この時、インダクタンスＬ２の電流は零
で、エネルギを完全に放出した状態であるため、ダイオ
ードＤ１のオフに伴うスパイク状のノイズの発生はな
い。電流共振によりコンデンサＣ２に蓄えられた電圧は
インダクタンスＬ３とコンデンサＣ３で平滑され、直流
となって出力端子７，８から出力されて、負荷ＲＬに供
給される。
で、エネルギを完全に放出した状態であるため、ダイオ
ードＤ１のオフに伴うスパイク状のノイズの発生はな
い。電流共振によりコンデンサＣ２に蓄えられた電圧は
インダクタンスＬ３とコンデンサＣ３で平滑され、直流
となって出力端子７，８から出力されて、負荷ＲＬに供
給される。
【００３１】電流共振が終了した後にスイッチング素子
Ｓ１をオフする。電流共振の時間（図８（イ）参照）
は、インダクタンスＬ２とコンデンサＣ２の値で決定さ
れる一定値であるから、スイッチング素子Ｓ１のオン時
間（図８（カ）参照）も一定値でよく、このオン時間を
電流共振時間よりやや長い値に設定して、電流共振が完
全に終了してからオフするように設定する。
Ｓ１をオフする。電流共振の時間（図８（イ）参照）
は、インダクタンスＬ２とコンデンサＣ２の値で決定さ
れる一定値であるから、スイッチング素子Ｓ１のオン時
間（図８（カ）参照）も一定値でよく、このオン時間を
電流共振時間よりやや長い値に設定して、電流共振が完
全に終了してからオフするように設定する。
【００３２】スイッチング素子Ｓ１がオンしている間に
は、インダクタンスＬ１にも電圧ＶE が加わるためイン
ダクタンスＬ１に励磁電流ＩL1が流れる。スイッチング
素子Ｓ１がオフした時インダクタンスＬ１に流れる電流
ＩL1はコンデンサＣ１に流れ、電圧共振が開始される。
電圧共振ではインダクタンスＬ１の両端の電圧（図８
（ア））はコンデンサＣ１との共振による正弦波で電圧
ＶE から降下して零を通過し、逆電圧となり、再び電圧
ＶE に戻る。
は、インダクタンスＬ１にも電圧ＶE が加わるためイン
ダクタンスＬ１に励磁電流ＩL1が流れる。スイッチング
素子Ｓ１がオフした時インダクタンスＬ１に流れる電流
ＩL1はコンデンサＣ１に流れ、電圧共振が開始される。
電圧共振ではインダクタンスＬ１の両端の電圧（図８
（ア））はコンデンサＣ１との共振による正弦波で電圧
ＶE から降下して零を通過し、逆電圧となり、再び電圧
ＶE に戻る。
【００３３】インダクタンスＬ１の電圧がＶE に戻った
タイミングでスイッチング素子Ｓ１をオンすると再び電
流共振モードに移行し、以後上記の動作を繰り返す。電
圧共振の時間（図８（エ）参照）は、スイッチング素子
Ｓ１をオフしている時間であり、この時間はインダクタ
ンスＬ１の両端の電圧（図８（ア））が電圧ＶE に戻る
までの時間（インダクタンスＬ１とコンデンサＣ１によ
って決まる）に設定する。
タイミングでスイッチング素子Ｓ１をオンすると再び電
流共振モードに移行し、以後上記の動作を繰り返す。電
圧共振の時間（図８（エ）参照）は、スイッチング素子
Ｓ１をオフしている時間であり、この時間はインダクタ
ンスＬ１の両端の電圧（図８（ア））が電圧ＶE に戻る
までの時間（インダクタンスＬ１とコンデンサＣ１によ
って決まる）に設定する。
【００３４】図８（ア）において、＋側の面積Ａと−側
の面積Ｂは、インダクタンスＬ１の両端の電圧であるた
め等しくなる。このため、スイッチング素子Ｓ１をオン
している時間と電圧共振の共振周波数との兼ね合いでＢ
部分の波高値が変化する。この設定は自由度があるが、
スイッチング素子Ｓ１のオン時間に対し電圧共振の共振
周波数の設定を高くしすぎると、Ｂ部分の波高値が高く
なって、スイッチング素子Ｓ１に加わる電圧（図８
（エ））が高くなり素子Ｓ１の耐圧をより大きくしなけ
ればならないためコストアップとなるし、逆に低くしす
ぎると電流共振の間隔（電流共振が終了してから次の電
流共振が開始されるまでの時間間隔）が広がりすぎて、
１回毎の電流共振の電流ＩD1のピーク値が大きくなりす
ぎて、雑音増加の原因となる。したがって、スイッチン
グ素子Ｓ１に加わる電圧と電流共振の電流ＩD1のピーク
値との関係が適切な状態となるように、スイッチング素
子Ｓ１をオンしている時間と電圧共振周波数との関係を
定める。
の面積Ｂは、インダクタンスＬ１の両端の電圧であるた
め等しくなる。このため、スイッチング素子Ｓ１をオン
している時間と電圧共振の共振周波数との兼ね合いでＢ
部分の波高値が変化する。この設定は自由度があるが、
スイッチング素子Ｓ１のオン時間に対し電圧共振の共振
周波数の設定を高くしすぎると、Ｂ部分の波高値が高く
なって、スイッチング素子Ｓ１に加わる電圧（図８
（エ））が高くなり素子Ｓ１の耐圧をより大きくしなけ
ればならないためコストアップとなるし、逆に低くしす
ぎると電流共振の間隔（電流共振が終了してから次の電
流共振が開始されるまでの時間間隔）が広がりすぎて、
１回毎の電流共振の電流ＩD1のピーク値が大きくなりす
ぎて、雑音増加の原因となる。したがって、スイッチン
グ素子Ｓ１に加わる電圧と電流共振の電流ＩD1のピーク
値との関係が適切な状態となるように、スイッチング素
子Ｓ１をオンしている時間と電圧共振周波数との関係を
定める。
【００３５】インダクタンスＬ１とコンデンサＣ１によ
る電圧共振は直流電圧ＶE を交流化するためのもの（現
実の回路においてトランスを使用するため）であり、出
力電力は電流共振のエネルギを使っている。したがっ
て、インダクタンスＬ１を流れる電流ＩL1（図８
（ウ））は、電圧共振が確実に動作する範囲でなるべく
小さく設定したほうが損失が小さくなる。インダクタン
スＬ１に流れる電流ＩL1を小さくするにはＬ１＞＞Ｌ２
に設定すればよい。この時、スイッチング素子Ｓ１を流
れる電流は図８（オ）に示すようにダイオードＤ１が流
れる電流ＩD1（図８（イ））とインダクタンスＬ１を流
れる電流（図８（ウ））ＩL1との和となる。ただし、上
述のようにＬ１＞＞Ｌ２に設定することによりＩD1＞＞
ＩL1とすることができるので、スイッチング素子Ｓ１を
流れる電流は電流共振による電流ＩD1が支配的となり、
スイッチング素子Ｓ１は実質的に零電圧オン、零電流オ
フ動作となり、スイッチング損失が極限まで減少すると
ともに、雑音も極限まで減少する。
る電圧共振は直流電圧ＶE を交流化するためのもの（現
実の回路においてトランスを使用するため）であり、出
力電力は電流共振のエネルギを使っている。したがっ
て、インダクタンスＬ１を流れる電流ＩL1（図８
（ウ））は、電圧共振が確実に動作する範囲でなるべく
小さく設定したほうが損失が小さくなる。インダクタン
スＬ１に流れる電流ＩL1を小さくするにはＬ１＞＞Ｌ２
に設定すればよい。この時、スイッチング素子Ｓ１を流
れる電流は図８（オ）に示すようにダイオードＤ１が流
れる電流ＩD1（図８（イ））とインダクタンスＬ１を流
れる電流（図８（ウ））ＩL1との和となる。ただし、上
述のようにＬ１＞＞Ｌ２に設定することによりＩD1＞＞
ＩL1とすることができるので、スイッチング素子Ｓ１を
流れる電流は電流共振による電流ＩD1が支配的となり、
スイッチング素子Ｓ１は実質的に零電圧オン、零電流オ
フ動作となり、スイッチング損失が極限まで減少すると
ともに、雑音も極限まで減少する。
【００３６】次に、上述した原理構成の具体回路を図９
に示す。この電源回路は、トランスを具え、自励発振で
スイッチング動作し、また起動回路を具えている。図１
と共振する部分には同一の符号を用いる。巻線２０（一
次巻線）、２１（帰還巻線）はトランスＴ１の同一コア
上に巻かれたもので、両巻線２０，２１は互いに正帰還
となる方向に接続されている。トランスＴ１には２次巻
線１１が配設されている。
に示す。この電源回路は、トランスを具え、自励発振で
スイッチング動作し、また起動回路を具えている。図１
と共振する部分には同一の符号を用いる。巻線２０（一
次巻線）、２１（帰還巻線）はトランスＴ１の同一コア
上に巻かれたもので、両巻線２０，２１は互いに正帰還
となる方向に接続されている。トランスＴ１には２次巻
線１１が配設されている。
【００３７】並列共振手段５はトランスＴ１の１次自己
インダクタンスＬ１とコンデンサＣ１とで構成されてい
る。直列共振手段４はトランスＴ１の１次、２次間漏れ
インダクタンスＬ２とコンデンサＣ２とで構成されてい
る。直流出力手段３は整流ダイオードＤ１、平滑インダ
クタンスＬ３、平滑コンデンサＣ３とで構成され、直流
出力を出力端子７，８から出力して負荷ＲＬに供給す
る。Ｌ３は電流共振に影響を与えないようにＬ３＞＞Ｌ
２に設定されている。
インダクタンスＬ１とコンデンサＣ１とで構成されてい
る。直列共振手段４はトランスＴ１の１次、２次間漏れ
インダクタンスＬ２とコンデンサＣ２とで構成されてい
る。直流出力手段３は整流ダイオードＤ１、平滑インダ
クタンスＬ３、平滑コンデンサＣ３とで構成され、直流
出力を出力端子７，８から出力して負荷ＲＬに供給す
る。Ｌ３は電流共振に影響を与えないようにＬ３＞＞Ｌ
２に設定されている。
【００３８】トランジスタＳ１は主スイッチング用トラ
ンジスタ、トランジスタ２９は補助スイッチング用トラ
ンジスタである。コンデンサ３５Ｃと抵抗３５Ｒで構成
される時定数回路３５は主スイッチングトランジスタＳ
１をオンするタイミングを規定する。また、コンデンサ
２７Ｃと抵抗２７Ｒで構成される時定数回路２７は主ス
イッチングトランジスタＳ１をオフするタイミングを規
定する。
ンジスタ、トランジスタ２９は補助スイッチング用トラ
ンジスタである。コンデンサ３５Ｃと抵抗３５Ｒで構成
される時定数回路３５は主スイッチングトランジスタＳ
１をオンするタイミングを規定する。また、コンデンサ
２７Ｃと抵抗２７Ｒで構成される時定数回路２７は主ス
イッチングトランジスタＳ１をオフするタイミングを規
定する。
【００３９】主スイッチングトランジスタＳ１のベース
回路に抵抗４０、コンデンサ４１、ダイオード４２から
なる起動回路１５が付加されている。抵抗４０は電力ロ
スを伴うので高抵抗とし、強い起動のためにはコンデン
サ４１の容量を大きくする。
回路に抵抗４０、コンデンサ４１、ダイオード４２から
なる起動回路１５が付加されている。抵抗４０は電力ロ
スを伴うので高抵抗とし、強い起動のためにはコンデン
サ４１の容量を大きくする。
【００４０】図９の電源回路は次のように起動する。直
流電源１を投入した時トランスＴ１の１次巻線２０の電
圧は零であり、コンデンサ４１の充電電圧も零である。
抵抗４０を流れる電流はわずかであり、コンデンサ４１
を充電しながら抵抗３５Ｒを通り、巻線２１を流れ、Ｂ
点に至るが、抵抗３５Ｒに大きな電位差を生じさせるほ
どの電流ではない。よって、最初はＢ点、Ｃ点、Ｄ点は
ほぼ同電位であるため主スイッチングトランジスタＳ１
もオフしている。
流電源１を投入した時トランスＴ１の１次巻線２０の電
圧は零であり、コンデンサ４１の充電電圧も零である。
抵抗４０を流れる電流はわずかであり、コンデンサ４１
を充電しながら抵抗３５Ｒを通り、巻線２１を流れ、Ｂ
点に至るが、抵抗３５Ｒに大きな電位差を生じさせるほ
どの電流ではない。よって、最初はＢ点、Ｃ点、Ｄ点は
ほぼ同電位であるため主スイッチングトランジスタＳ１
もオフしている。
【００４１】時間とともにコンデンサ４１は充電され、
Ｂ点とＤ点の電位差が主スイッチングトランジスタＳ１
のベース・エミッタ間順方向電圧に達するとトランジス
タＳ１が能動領域に入る。このとき帰環巻線２１から抵
抗３５Ｒ、コンデンサ４１を通ってトランジスタＳ１の
ベースに至る正帰環ループが形成され、正帰還により主
スイッチングトランジスタＳ１は加速的にオンし、巻線
２１から抵抗３５Ｒを通って流れる大きなベース電流に
よりオンを続ける。このとき抵抗３５Ｒからコンデンサ
４１に流れる電流は、抵抗４０から逆充電される電流よ
りはるかに大きいため、コンデンサ４１の電位はダイオ
ード４２の順方向電位となり、起動後はこのダイオード
４２の順方向電位で固定される。ダイオード４２の順方
向電位で固定される。また、起動後はこのダイオード４
２が正帰還ループを形成維持する。よって起動後には、
発振が維持され常に巻線２１からの充電電流が支配的と
なり、もはや抵抗４０からの微少な逆充電電流は無に等
しくなり、この抵抗４０により、主スイッチングトラン
ジスタ２５がオフすべきタイミングに誤ってオンするこ
とはない。
Ｂ点とＤ点の電位差が主スイッチングトランジスタＳ１
のベース・エミッタ間順方向電圧に達するとトランジス
タＳ１が能動領域に入る。このとき帰環巻線２１から抵
抗３５Ｒ、コンデンサ４１を通ってトランジスタＳ１の
ベースに至る正帰環ループが形成され、正帰還により主
スイッチングトランジスタＳ１は加速的にオンし、巻線
２１から抵抗３５Ｒを通って流れる大きなベース電流に
よりオンを続ける。このとき抵抗３５Ｒからコンデンサ
４１に流れる電流は、抵抗４０から逆充電される電流よ
りはるかに大きいため、コンデンサ４１の電位はダイオ
ード４２の順方向電位となり、起動後はこのダイオード
４２の順方向電位で固定される。ダイオード４２の順方
向電位で固定される。また、起動後はこのダイオード４
２が正帰還ループを形成維持する。よって起動後には、
発振が維持され常に巻線２１からの充電電流が支配的と
なり、もはや抵抗４０からの微少な逆充電電流は無に等
しくなり、この抵抗４０により、主スイッチングトラン
ジスタ２５がオフすべきタイミングに誤ってオンするこ
とはない。
【００４２】主スイッチングトランジスタＳ１がオン状
態のときは、巻線２０，２１の正帰還作用により、トラ
ンジスタＳ１はオンし続ける。コンデンサ２７Ｃの電圧
は２７Ｒ×２７Ｃの時定数で時間とともに上昇し、所定
時間後にトランジスタ２９をオンして、トランジスタＳ
１をオフする。トランジスタＳ１がオフすると巻線２０
の誘導により、巻線２１の両端にかかる電圧が反転す
る。
態のときは、巻線２０，２１の正帰還作用により、トラ
ンジスタＳ１はオンし続ける。コンデンサ２７Ｃの電圧
は２７Ｒ×２７Ｃの時定数で時間とともに上昇し、所定
時間後にトランジスタ２９をオンして、トランジスタＳ
１をオフする。トランジスタＳ１がオフすると巻線２０
の誘導により、巻線２１の両端にかかる電圧が反転す
る。
【００４３】スイッチング素子Ｓ１がオンしている時
は、ダイオードＤ１が順方向となりチャージ電流ＩD1が
Ｃ２に流れ込む。この電流ＩD1はインダクタンスＬ２と
コンデンサＣ２による正弦波状の直列共振電流となる。
この共振電流は、半波経過して電流の向きが逆になると
ころでダイオードＤ１が逆電圧となりオフするため、直
列共振できなくなり、共振が停止する。つまり、共振電
流が半波終了して電流が零に戻ったところで共振は自動
的に止まる。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオフ
タイミングを規定する時定数回路２７の時定数は、この
直列共振が終了後にスイッチング素子Ｓ１がオフする値
に設定する。
は、ダイオードＤ１が順方向となりチャージ電流ＩD1が
Ｃ２に流れ込む。この電流ＩD1はインダクタンスＬ２と
コンデンサＣ２による正弦波状の直列共振電流となる。
この共振電流は、半波経過して電流の向きが逆になると
ころでダイオードＤ１が逆電圧となりオフするため、直
列共振できなくなり、共振が停止する。つまり、共振電
流が半波終了して電流が零に戻ったところで共振は自動
的に止まる。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオフ
タイミングを規定する時定数回路２７の時定数は、この
直列共振が終了後にスイッチング素子Ｓ１がオフする値
に設定する。
【００４４】直列共振が終了した時、インダクタンスＬ
２の電流は零で、エネルギを完全に放出した状態である
ため、ダイオードＤ１のオフに伴うスパイク状のノイズ
の発生はない。電流共振によりコンデンサＣ２に蓄えら
れた電圧はインダクタンスＬ３とコンデンサＣ３で平滑
され、直流となって出力端子７，８から出力されて、負
荷ＲＬに供給される。
２の電流は零で、エネルギを完全に放出した状態である
ため、ダイオードＤ１のオフに伴うスパイク状のノイズ
の発生はない。電流共振によりコンデンサＣ２に蓄えら
れた電圧はインダクタンスＬ３とコンデンサＣ３で平滑
され、直流となって出力端子７，８から出力されて、負
荷ＲＬに供給される。
【００４５】スイッチング素子Ｓ１がオンしている間に
は、インダクタンスＬ１にも電圧ＶE が加わるためイン
ダクタンスＬ１に励磁電流ＩL1が流れる。スイッチング
素子Ｓ１がオフした時インダクタンスＬ１に流れる電流
ＩL1はコンデンサＣ１に流れ、電圧共振が開始される。
電圧共振ではインダクタンスＬ１の両端の電圧は前記図
８（ア）と同様にコンデンサＣ１との共振による正弦波
で電圧ＶE から降下して零を通過し、逆電圧となり、再
び電圧ＶE に戻る。
は、インダクタンスＬ１にも電圧ＶE が加わるためイン
ダクタンスＬ１に励磁電流ＩL1が流れる。スイッチング
素子Ｓ１がオフした時インダクタンスＬ１に流れる電流
ＩL1はコンデンサＣ１に流れ、電圧共振が開始される。
電圧共振ではインダクタンスＬ１の両端の電圧は前記図
８（ア）と同様にコンデンサＣ１との共振による正弦波
で電圧ＶE から降下して零を通過し、逆電圧となり、再
び電圧ＶE に戻る。
【００４６】インダクタンスＬ１の電圧がＶE に戻る
と、そのタイミングでスイッチング素子Ｓ１がオンし
（そのようなタイミングでＳ１がオンするように時定数
回路３５の時定数を規定する。）し、零電圧オンが実現
される。スイッチング素子Ｓ１がオンすると、再び電流
共振モードに移行し、以後上記の動作を繰り返す。
と、そのタイミングでスイッチング素子Ｓ１がオンし
（そのようなタイミングでＳ１がオンするように時定数
回路３５の時定数を規定する。）し、零電圧オンが実現
される。スイッチング素子Ｓ１がオンすると、再び電流
共振モードに移行し、以後上記の動作を繰り返す。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の発
明によれば、スイッチング手段をオンして直列共振を生
じさせ、直列共振の終了によってスイッチング手段を流
れる電流が略々零になった後にスイッチング手段をオフ
して並列共振を生じさせ、この並列共振によってスイッ
チング手段に印加される電圧が変化して再び略々オフ直
前の電圧に戻った状態でこのスイッチング手段をオンす
るようにしたので、スイッチング素子の零電圧オフ、零
電流オンが完全に実現され、高効率化およびローノイズ
化が実現される。そして、この場合並列共振は前記従来
の電源回路のように一方の電圧から他方の電圧へ移動さ
せるものではなく、一方の電圧から変化して再び元の電
圧に戻るまで動作させるので、２電源は不要であり、ス
イッチング素子も最低限１石ですむ。したがって、部品
数が少なく小型化でき、特にローパワー用に適したもの
となる。また、請求項２記載の発明によれば、トランス
の自己インダクタンスおよび漏れインダクタンスを利用
して並列共振手段および直列共振手段を実現するので、
独立したインダクタンスを不要にしあるいは小型化する
ことができる。
明によれば、スイッチング手段をオンして直列共振を生
じさせ、直列共振の終了によってスイッチング手段を流
れる電流が略々零になった後にスイッチング手段をオフ
して並列共振を生じさせ、この並列共振によってスイッ
チング手段に印加される電圧が変化して再び略々オフ直
前の電圧に戻った状態でこのスイッチング手段をオンす
るようにしたので、スイッチング素子の零電圧オフ、零
電流オンが完全に実現され、高効率化およびローノイズ
化が実現される。そして、この場合並列共振は前記従来
の電源回路のように一方の電圧から他方の電圧へ移動さ
せるものではなく、一方の電圧から変化して再び元の電
圧に戻るまで動作させるので、２電源は不要であり、ス
イッチング素子も最低限１石ですむ。したがって、部品
数が少なく小型化でき、特にローパワー用に適したもの
となる。また、請求項２記載の発明によれば、トランス
の自己インダクタンスおよび漏れインダクタンスを利用
して並列共振手段および直列共振手段を実現するので、
独立したインダクタンスを不要にしあるいは小型化する
ことができる。
【図１】 この発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】 特願平３−１６６３８３号に記載の電源回路
の基本原理を示す概略ブロック図である。
の基本原理を示す概略ブロック図である。
【図３】 図２の電源回路の基本原理構成を示す構成回
路図である。
路図である。
【図４】 図３に示す原理構成の動作を説明するタイミ
ング図である。
ング図である。
【図５】 トランスの等価回路を説明する説明図であ
る。
る。
【図６】 図３に示す原理構成の変形を説明する回路図
である。
である。
【図７】 図３に示す原理構成を変形した構成を示す回
路図である。
路図である。
【図８】 図１の電源回路の動作波形図である。
【図９】 図１の電源回路の具体構成例を示す回路図で
ある。
ある。
１ 直流電源 ２ スイッチング手段 ３ 直流出力手段 ４ 直列共振手段 ５ 並列共振手段 ６ タイミング制御手段 Ｓ１ スイッチング素子
Claims (2)
- 【請求項１】直流電源と、 オンオフ制御可能なスイッチング素子を含み、前記直流
電源をスイッチングして交流に変換し出力するスイッチ
ング手段と、 このスイッチング手段の出力端子に流れる電流に対して
直列に形成される直列共振手段と、 前記スイッチング手段の出力端子に生じる電圧に対して
並列に形成される並列共振手段と、 前記直列共振手段および前記並列共振手段を介して供給
される交流入力を整流、平滑して直流出力を取り出す直
流出力手段と、 前記スイッチング手段のスイッチング素子を周期的にオ
ン、オフするように制御するタイミング制御手段とを具
備してなり、 前記タイミング制御手段は、前記スイッチング手段をオ
ンした後は当該スイッチング手段を流れる電流が前記直
列共振手段による直列共振の終了によって略々零となっ
た後に当該スイッチング手段をオフし、当該スイッチン
グ手段をオフした後は当該スイッチング手段に印加され
る電圧が前記並列共振手段による並列共振によって変化
して再び略々オフ直前の電圧に戻った状態で当該スイッ
チング手段をオンすることを特徴とする電源回路。 - 【請求項２】前記スイッチング手段から前記直流出力手
段に至る経路の途中にトランスが挿入されており、 前記直列共振手段は前記トランスの１次側または２次側
に配されたコンデンサとこのトランスの１次、２次間漏
れインダクタンスを少くとも利用して直列共振を実現す
ることを特徴とする請求項１記載の電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3271963A JP2513381B2 (ja) | 1991-09-24 | 1991-09-24 | 電源回路 |
| US07/949,079 US5317494A (en) | 1991-09-24 | 1992-09-22 | Power supply circuit utilizing voltage and current resonance for reducing switching loss |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3271963A JP2513381B2 (ja) | 1991-09-24 | 1991-09-24 | 電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0591736A JPH0591736A (ja) | 1993-04-09 |
| JP2513381B2 true JP2513381B2 (ja) | 1996-07-03 |
Family
ID=17507251
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3271963A Expired - Lifetime JP2513381B2 (ja) | 1991-09-24 | 1991-09-24 | 電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5317494A (ja) |
| JP (1) | JP2513381B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2722869B2 (ja) * | 1991-06-11 | 1998-03-09 | ヤマハ株式会社 | 電源回路 |
| JP3132093B2 (ja) * | 1991-09-25 | 2001-02-05 | ヤマハ株式会社 | 電源回路 |
| DE4238808C2 (de) * | 1992-11-17 | 1996-12-19 | Siemens Ag | Sperrwandler-Schaltnetzteil mit sinusförmiger Stromaufnahme |
| US5388040A (en) * | 1993-09-30 | 1995-02-07 | Hughes Aircraft Company | Series resonant converter having an actively controlled third element |
| DE19745008A1 (de) * | 1997-10-11 | 1999-04-15 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Steuerung des Schaltverhaltens eines Durchflußwandler-Stellgliedes sowie Durchflußwandler |
| JP2000152627A (ja) * | 1998-11-13 | 2000-05-30 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | リンギングチョークコンバータ |
| JP2001095252A (ja) * | 1999-09-24 | 2001-04-06 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| US6807073B1 (en) * | 2001-05-02 | 2004-10-19 | Oltronics, Inc. | Switching type power converter circuit and method for use therein |
| FI114589B (fi) * | 2003-04-15 | 2004-11-15 | Flaekt Woods Ab | Resonanssiteholähde |
| US7889519B2 (en) * | 2006-01-12 | 2011-02-15 | Massachusetts Institute Of Technology | Methods and apparatus for a resonant converter |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4685041A (en) * | 1985-03-11 | 1987-08-04 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Resonant rectifier circuit |
| JPH078142B2 (ja) * | 1985-06-25 | 1995-01-30 | 松下電工株式会社 | インバ−タ装置 |
| US4857822A (en) * | 1987-09-23 | 1989-08-15 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Zero-voltage-switched multi-resonant converters including the buck and forward type |
| US4814962A (en) * | 1988-05-27 | 1989-03-21 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Zero voltage switching half bridge resonant converter |
| US4845605A (en) * | 1988-06-27 | 1989-07-04 | General Electric Company | High-frequency DC-DC power converter with zero-voltage switching of single primary-side power device |
| JPH0750987B2 (ja) * | 1989-06-23 | 1995-05-31 | オリジン電気株式会社 | 共振形ｄｃ―ｄｃコンバータの制御方法 |
| JPH0828969B2 (ja) * | 1989-08-22 | 1996-03-21 | 富士通電装株式会社 | 複合共振形コンバータ |
| JPH0832163B2 (ja) * | 1989-11-21 | 1996-03-27 | 福島日本電気株式会社 | 共振スイッチ回路 |
| US5177675A (en) * | 1991-10-16 | 1993-01-05 | Shindengen Archer Corp. | Zero voltage, zero current, resonant converter |
-
1991
- 1991-09-24 JP JP3271963A patent/JP2513381B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-09-22 US US07/949,079 patent/US5317494A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0591736A (ja) | 1993-04-09 |
| US5317494A (en) | 1994-05-31 |
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