DE69526698T2

DE69526698T2 - Videoeinzelbildabspeichervorrichtung mit System zur Analyse von analogen Videosignalen

Info

Publication number: DE69526698T2
Application number: DE69526698T
Authority: DE
Inventors: Paul Canters; Gerrt Debeerst; Jos Jennes; Herman Van Goubergen; Paul Wouters
Original assignee: Agfa Gevaert NV
Current assignee: Agfa HealthCare NV
Priority date: 1994-06-30
Filing date: 1995-06-02
Publication date: 2002-11-21
Anticipated expiration: 2015-06-03
Also published as: EP0690611B1; EP1209906B1; EP1211889B1; EP1209905B1; EP1209906A2; US5771077A; JP3927582B2; EP0690611A2; DE69533860T2; EP1211890A2; EP1211890A3; DE69533461D1; US5835155A; EP1209905A3; DE69526698D1; EP1209905A2; JPH08191402A; JP3927583B2; DE69533860D1; US5764299A

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft ein System zur Digitalisierung analoger Videosignale mit der Fähigkeit, die Video- Synchronisationssignale zu digitalisieren und zu analysieren, um die Zeitsteuerung des analogen Videosignals abzuleiten. Das analoge Videosignal kann ein Schwarzweißbild, ein Farbbild aus drei Monochrom-Kanälen: einer für Rot, Grün und Blau, darstellen und kann ein analoges Videosignal mit niedriger, mittlerer oder hoher Zeilenrate sein.

Allgemeiner Stand der Technik

Ein System zur Digitalisierung analoger Videosignale wird als ein Videoeinzelbild-Grabber bezeichnet. Die analogen Videosignale führen die Informationen über ein Bild dergestalt, daß das Bild direkt auf einem Videomonitor visualisiert werden kann. Die Digitalisierung ist notwendig, um das Bild in digitalem Format zu erhalten. Im digitalen Format läßt sich das Bild leichter verarbeiten und speichern und kann genauer auf verschiedenen Arten von Druckausgabegeräten übertragen und reproduziert werden. Viele Systeme, darunter medizinische Systeme für die radiologische Diagnose, wie zum Beispiel CT- und MR-Scanner und Ultraschallgeräte, erzeugen ein elektronisches Bild des beobachteten Objekts und zeigen die Bilder auf einem Videomonitor an, damit sie von einem Menschen interpretiert werden können. Sie weisen gewöhnlich kein digitales Bildübertragungsmittel in Richtung eines Druckausgabegeräts auf. In diesen Fällen ist es möglich, die analogen Videosignale zu einem Videoeinzelbild-Grabber zu verzweigen, der die analogen Videodaten in eine digitale Darstellung des Bildes umsetzt. Die so gewonnenen digitalen Bildsignale können verwendet werden, um das Bild des beobachteten Objekts auf einer Druckausgabe, wie zum Beispiel einem fotografischen Schwarzweiß-Transparentfilm aufzuzeichnen.
Ein Videoeinzelbild-Grabber tastet die analoge Spannung auf einer bipolaren Einrichtung oder einem physischen Übertragungsmedium ab, wie zum Beispiel auf einem koaxialen BNC-Kabel mit einem Wellenwiderstand von 75 Ohm, oder einem faseroptischen Kabel und speichert digitale Bildsignale, deren Wert zum Beispiel proportional zu der Spannungsamplitude des Signals auf der bipolaren Einrichtung ist. Die analogen Videosignale stellen ein Bild dar. Im einfachsten Fall wird das volle Bild zeilenweise mit der obersten Zeile zuerst durch die analogen Videosignale gegeben. Für jede Bildzeile werden zuerst die Daten an der äußersten linken Stelle gegeben, worauf die Daten auf der rechten Seite der gegebenen Daten folgen. Dasselbe Bild wird kontinuierlich wieder und wieder gesendet, und zwar hauptsächlich, um es kontinuierlich auf einem Videomonitor zu visualisieren. Um anzuzeigen, wo die Daten für ein volles Bild starten und wo eine neue Zeile für das Bild beginnt, werden zusammen mit den analogen Daten, die das Bild darstellen, zusätzliche Signale übertragen. Diese zusätzlichen Signale werden als Synchronisationssignale bezeichnet und als "SYNC"-Signale abgekürzt. Im Prinzip gibt es, wie in Fig. 1 gezeigt, vertikale SYNC-Signale, die als VSYNC bezeichnet werden und anzeigen, daß die erste Zeile des Bildes folgt, und horizontale SYNC-Signale, die als HSYNC bezeichnet werden und anzeigen, daß die Videodaten einer nächsten Zeile folgen. Es ist möglich, daß VSYNC-Signale über ein verschiedenes physisches Übertragungsmedium übertragen werden, das als die Vertikal-Ansteuerung bezeichnet wird. Gewöhnlich handelt es sich dabei um ein binäres Signal, das fortwährend einen hohen Spannungspegel, eine fallende Flanke, die mit dem Augenblick der Vertikal-SYNC zusammenfällt, und eine ansteigende Flanke kurz nach der fallenden Flanke aufweist. Die Zeit zwischen zwei fallenden Flanken des Vertikal-SYNC-Signals wird als die Einzelbildperiode bezeichnet. Die Zeit zwischen der fallenden Flanke des Vertikal- SYNC-Signals und der steigenden Flanke, die nach der fallenden Flanke auftritt, wird als die Vertikal-SYNC-Spitzenbreite bezeichnet.
Im Fall einer separaten VSYNC werden auch die HSYNC-Signale über ein weiteres physisches Übertragungsmedium übertragen, das als die Horizontal-Ansteuerung bezeichnet wird. HSYNC ist ebenfalls ein Binärsignal mit einer fallenden Flanke, die mit dem Augenblick der Horizontal-SYNC zusammenfällt, und einer steigenden Flanke kurz nach der fallenden Flanke. Die Zeit zwischen zwei fallenden Flanken des Horizontal-SYNC-Signals wird als die Zeilenperiode bezeichnet. Die Zeit zwischen der fallenden Flanke des Horizontal-SYNC-Signals und der steigenden Flanke, die nach der fallenden Flanke auftritt, wird als die Horizontal-SYNC-Spitzenbreite bezeichnet. Die analogen Videosignale, die das Bild darstellen, werden dann auf einem dritten physischen Übertragungsmedium geführt, das digitalisiert werden kann, um die digitalen Bildsignale zu erzeugen. Beide SYNC-Signale werden verwendet, um den Abtastvorgang der analogen Videosignale zu synchronisieren.
Die HSYNC- und VSYNC-Signale können auch auf einem physischen Übertragungsmedium kombiniert werden und heißen dann CSYNC-Signale (zusammengesetzte SYNC-Signale). Der Unterschied zwischen einem HSYNC- und einem VSYNC-Signal auf einem CSYNC-Signal wird durch die Breitendifferenz zwischen der Vertikal- und der Horizontal-SYNC- Spitzenbreite angezeigt. Bei industriellen Videoformaten kann die Vertikal-SYNC-Spitzenbreite sogar drei Zeilenperioden betragen. Die Vertikal-SYNC-Spitzenbreite hat gewöhnlich eine Minimaldauer von einer halben zeilenperiode, da Sägezahnimpulse mit der Hälfte der Zeilenperiode eingeführt werden, während die Horizontal-SYNC- Spitzenbreite eine Dauer aufweist, die nur ein kleiner Bruchteil der Zeilenperiode ist. Ein Videoeinzelbild-Grabber muß in der Lage sein, HSYNC-Signale von VSYNC-Signalen zu unterscheiden. Der Einzelbild- Grabber muß deshalb über Informationen bezüglich der Dauer der verschiedenen SYNC-Spitzen verfügen. Im Fall eines separaten CSYNC- und reinen analogen Videosignalen sind zwei physische Übertragungsmedien notwendig, um das Videobild voll zu definieren.
Die CSYNC-Signale können auch mit den reinen analogen Videosignalen kombiniert werden. In diesem Fall führt nur ein physisches Übertragungsmedium alle notwendigen Videoinformationen, was als "Composite Video" bezeichnet wird. Der verfügbare Spannungsbereich wird deshalb in zwei Teilbereiche aufgetrennt. Ein erster Teilbereich, der in der Regel kleinere Spannungen von 0 mV bis 300 mV umfaßt, ist für die SYNC-Signale reserviert. Der andere Teilbereich, der in der Regel höhere Spannungen von 300 mV bis 1000 mV umfaßt, ist für die reinen analogen Videosignale reserviert. Wenn ein Composite-Video-Signal vorgelegt wird, ist es wichtig, daß der Videoeinzelbild-Grabber das CSYNC-Signal von dem Videosignal trennen kann, so daß eine fallende Flanke in den Videodaten nicht für ein Horizontal- oder Vertikal-SYNC-Signal gehalten wird. Deshalb muß der Videoeinzelbild-Grabber eine bestimmte Kenntnis von den oben erwähnten Spannungs-Teilbereichen verfügen.
Die meisten analogen Videosignale in medizinischen Anwendungen werden aus einem digitalen Bild in einem Einzelbildspeicher abgeleitet, das kontinuierlich auf einem Videomonitor angezeigt werden muß, um visuell interpretiert zu werden. Ein Einzelbildspeicher erzeugt Analogsignale mit einer Rate, die von einem festen Basistakt in dem Einzelbildspeicher abgeleitet wird. Dieser Basistakt wird als der Pixel-Takt des Systems bezeichnet. In einer Zeile des analogen Videobildes wird in jeder Periode des Pixel-Takts das nächste Pixel in der entsprechenden Zeile in dem digitalen Bild durch einen Digital/Analog-Umsetzer von einem digitalen Signal mit zum Beispiel 8 Bit in ein analoges Signal, z. B. eine analoge Spannung, umgesetzt. Abhängig von der Bandbreite des Gesamtsystems erreicht das Analogsignal seinen Zielwert in einem Bruchteil der Pixel-Taktperiode, nachdem dem Analog/Digital-Umsetzer der neue Pixelwert vorgelegt wurde. Bei bestimmten analogen Videosignalen, z. B. Signalen, die ein Vollumfang-Ein/Aus-Muster für aufeinanderfolgende Pixel darstellen, können die tatsächlichen Minimal- und Maximal-Zielwerte aufgrund von Bandbreitenbeschränkungen nicht erreicht werden, während bei einem Muster mit zwei Ein-Pixeln, denen zwei Aus-Pixel folgen, die Zielwerte erreicht werden können.
Der Einzelbildspeicher leitet gewöhnlich die Synchronisationssignale HSYNC und VSYNC von demselben Basistakt ab. Deshalb ist die Zeilenperiode in den meisten Fällen ein ganzzahliges Vielfaches der Pixel-Taktperiode und die Einzelbildperiode ein ganzzahliges Vielfaches der Zeilenperiode, obwohl es auch Systeme gibt, die analoge Videosignale erzeugen, bei denen die Zeilenperiode kein solches Vielfaches der Pixelperiode ist.
Es wurde bereits besprochen, daß der Videoeinzelbild-Grabber über Kenntnis bezüglich der SYNC-Spitzen-Breiten, der Spannungs- Teilbereiche für CSYNC- und reine analoge Videosignale usw. verfügen muß. Bei einem spezifischen Videostandard, z. B. CCIR 625, sind alle diese Parameter wohl definiert und können in einem Videoeinzelbild- Grabber festgelegt werden. Diese Art von Videoeinzelbild-Grabber wäre in der Lage, analoge Videosignale nur gemäß diesem Standard zu digitalisieren. Bei medizinischen Anwendungen weisen die analogen Videosignale und die SYNC-Signale hauptsächlich abhängig von den Eigenschaften der Bilder spezifische Einstellungen für die oben erwähnten Parameter auf. Deshalb müssen diese Parameter eingestellt, installiert oder dem Videoeinzelbild-Grabber bekanntgegeben werden.
Ein Teil dieser Parameter ist dem Hersteller des Einzelbildspeichers bekannt, andere sind in der Realität installationsabhängig. Außerdem ist es sehr lästig, Informationen über die Einzelbildspeicher von verschiedenen Herstellern zusammenzustellen und diese Informationen den Technikern anzubieten, die den Videoeinzelbild-Grabber installieren. Die Bestimmung der Video-Zeitsteuerung erfolgt in der Regel manuell mit Hilfe eines Vielzweck-Oszilloskops, das mit gewöhnlichen Videosignalen getriggert werden kann. Dies ist eine sehr umständliche Arbeit und erfordert von dem Bediener viel Fachwissen und bei bestimmten Videosignalen eine Bandbreite von 400 MHz für das Oszilloskop. Um die optimalste Einstellung für bestimmte Parameter zu finden, war es häufig notwendig, ein digitalisiertes Bild auf einer qualitativ hochwertigen Druckausgabe, wie zum Beispiel einem transparenten fotografischen Film, zu reproduzieren. Es waren mehrere Versuche notwendig, um die optimale Einstellung zu finden. Wenn die Anzahl von Versuchen verringert würde, könnte sich eine suboptimale Einstellung für den Parameter ergeben. Dadurch wird es unter bestimmten Umständen sehr schwierig oder zu kostspielig, zu den korrekten Einstellungen zu kommen, so daß sich eine schlechte Qualität der digitalisierten Bilder ergibt. Wenn diese Bilder auf einer sehr empfindlichen Druckausgabe, wie zum Beispiel transparentem Schwarzweißfilm, reproduziert werden, führen die falschen Parametereinstellungen zu deutlich sichtbaren Artefakten, die die diagnostische Qualität des Bildes verschlechtern können.
Aus EP-A-0 316 946 ist eine Videosignal-Druckausgabevorrichtung bekannt, die einen Abtasttakt automatisch einstellen und die Phase und Signalpegel unbekannter Videosignale erkennen kann.
In dem Artikel "Digital Video Chips Merge Multiple Inputs" von M. Leonard, in Electronic Design 40 (1992) 14.5., Nr. 10, Cleveland, OH, USA, wird ein Videozusammenführungssystem mit einem Video- Digitalisierer zum Digitalisieren von Analog-(Composite-)Video beschrieben. Das digitalisierte Video wird zusammen mit Synchronisationssignalen einem Codierer zugeführt, der S-Video oder Composite-Video gemäß den Standards NTSC oder PAL zur Verwendung durch Monitore oder VCR's erzeugt.
In dem Artikel "High level design tools for technology independent design" von Holley, M. et al., in Electro, Band 14, 11.4.1989, Los Angeles, USA, wird ein Einzelbild-Grabber für ein Einzelbild beschrieben, bei dem ein Einzelbild digitalisiert und gespeichert wird. Das gespeicherte Einzelbild kann wieder in Analogsignale umgesetzt und angezeigt werden.

Aufgaben der Erfindung

Eine erste Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, ein System bereitzustellen, das die Video-Zeitsteuerung für vielfältige Analog-Video-Formate bestimmen kann.
Eine zweite Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein System zum Digitalisieren von analogen Videosignalen bereitzustellen, das die notwendigen Parameter für den Digitalisierungsprozeß messen kann.
Andere Aufgaben werden aus der folgenden Beschreibung ersichtlich.

Kurze Darstellung der Erfindung

Die oben erwähnten Objekte werden durch ein Videoeinzelbild- Grabber-System mit den spezifischen Merkmalen von Anspruch 1 realisiert. Spezifische Merkmale für bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.

Ausführliche Beschreibung der Erfindung

Die Erfindung wird im folgenden beispielhaft unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 die Signalformen von zusammengesetzten analogen Videosignalen und die Zeitsteuerung in den HSYNC-, VSYNC- und CSYNC- Signalen;
Fig. 2 ein Blockschaltbild für das Videoeinzelbild-Grabber- System gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 Einzelheiten des Abtasttaktgenerators;
Fig. 4 die zusammengesetzten analogen Videosignale bei verschiedenen Verstärkungseinstellungen;
Fig. 5 den Einfluß der Synchronisationsverzögerung auf die Bezifferung der Abtastwerte.
In Fig. 2 ist ein Blockschaltbild für das Videoeinzelbild- Grabber-System gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Die beiden wichtigsten Baublöcke sind der Analog-Video-Digitalisierer 33 und der SYNC-Signal-Digitalisierer 43. Der Analog-Video-Digitalisierer 33 empfängt analoge Videosignale, die abgetastet und digitalisiert werden, um digitale Bildsignale zu liefern. Die dem Videoeinzelbild- Grabber-System vorgelegten analogen Videosignale werden dann vorzugsweise bestimmten Transformationen unterzogen, die durch die Blöcke in der oberen Hälfte von Fig. 2 angedeutet werden. Als erstes müssen die analogen Videosignale zu einem arbeitsfähigen Bereich des Analog-Video-Digitalisierers 33 reduziert werden. Der Digitalisierer erwartet eine niedrige Spannung von -2 V und eine hohe Spannung von 0 V. Wenn der Spannungsumfang der reinen analogen Videosignale nicht 2 Volt ist, dann kann die Videoverstärkungsschaltung 30 so eingestellt werden, daß sie die reinen analogen Videosignale in diesen Bereich bringt. Vorzugsweise kann die Videoverstärkungsschaltung 30 die Amplitude der analogen Videosignale verstärken oder reduzieren. Der Video-Verstärkungsfaktor muß also variabel sein. Bei einer bevorzugten Ausführungsform kann der Video-Verstärkungsfaktor elektronisch durch ein 8-Bit-Register eingestellt werden, das Werte von 0 bis 255 speichern kann und an einen Digital/Analog-Umsetzer angekoppelt ist, um eine Spannung abzugeben, die sich linear mit dem digitalen Wert ändert. Bei dem Wert 0 wird einem (nicht gezeigten) Multiplizierer in der Video-Verstärkungsschaltung 30 eine Spannung von 0,3 V zugeführt, und bei 255 werden ihm 1,3 V zugeführt. Die analogen Videosignale, deren Größe durch die Video- Verstärkungsschaltung 30 verändert wird, werden dann zu einer analogen Filterschaltung 31 gesendet. Abhängig von der nutzbaren Bandbreite der analogen Videosignale kann ein spezifisches analoges Tiefpaßfilter so gewählt werden, daß es die analogen Videosignale mit veränderter Größe filtert. Bei einer bevorzugten Ausführungsform kann die Filterauswahl kurzgeschlossen werden, so daß sich kein Filtereffekt ergibt, ein Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von 80 MHz, 40 MHz oder 12 MHz kann gewählt werden. Die nutzbare Bandbreite eines Videosignals kann vorzugsweise von der geschätzten Pixel-Taktfrequenz abgeleitet werden, durch die die analogen Videosignale erzeugt wurden. Der Vorteil des Filterns von analogen Videosignalen ist in dem Umstand begründet, daß das hochfrequente Rauschen, das dem System hinzugefügt wird, wesentlich reduziert werden kann. Die gefilterten analogen Videosignale werden dann zu einer Einheit gesendet, die sich auf die niedrigsten analogen Videopegel klemmt. Dies ist durch die Klemmschaltung 32 für die hintere Schwarzschulter skizziert. Diese Schaltung erhält die gefilterten analogen Videosignale und ein Signal, das aus den Synchronisationssignalen abgeleitet wird. Das letzte Signal ist nützlich, um anzuzeigen, zu welchem Zeitpunkt die hintere Schwarzschulter des Videosignals abgetastet werden kann. Der Pegel der hinteren Schwarzschulter ist der Absolutpegel, auf den andere analoge Videopegel bezogen werden müssen. In der Klemmschaltung für die hintere Schwarzschulter sind zwei (nicht gezeigte) Register installiert, wobei das erste die Verzögerung in Bezug auf das HSYNC- Signal anzeigt, die vor dem Abtasten der Schwarzschulter eingeführt werden muß, und das zweite das Zeitintervall angibt, in dem die Abtastung stattfinden muß. Wie in der Technik bekannt ist, weisen bestimmte Videoformate einen Einrichtpegel über dem Austastpegel auf, der Absolut-Schwarz darstellt. Um alle aktiven Videosignale auf den Einrichtpegel zu beziehen, kann ein Videooffsetfaktor in der Klemmschaltung 32 für die hintere Schwarzschulter installiert werden. Vorzugsweise enthält ein digitales Register mit 8 Bit einen Wert von 0 bis 255. Ein an das Register angekoppelter Digital/Analog-Umsetzer setzt den digitalen Wert in einen Einrichtpegel um, der auf die gefilterten analogen Videosignale angewandt wird. Die Klemmschaltung 32 für die hintere Schwarzschulter gibt reine analoge Videosignale aus, die durch den Analog-Video-Digitalisierer 33 digitalisiert werden können. Vorzugsweise handelt es sich dabei um einen 8-Bit-Analog/Digital- Umsetzer mit einer maximalen Abtastfrequenz von 120 MHz. Die Abtastfrequenz der Analog-Video-Digitalisiererschaltung 33 wird durch einen Abtasttaktgenerator 42 auferlegt, der ein ansteigendes Taktsignal zu jedem Zeitpunkt erzeugt, wenn ein analoges Videosignal digitalisiert werden muß. Die Ausgabe der Analog-Video- Digitalisiererschaltung sind vorzugsweise digitale 8-Bit-Bildsignale, die zur weiteren Verarbeitung in einer digitalen Speichereinheit 35 gespeichert werden können. Die digitale Speichereinheit 35 kann Direktzugriffsspeicher (RAM), eine Festplatte, Magnetband usw. sein. Die in dem digitalen Speicher 35 gespeicherten digitalen Bildsignale können zu einem Druckausgabegerät gesendet werden, wie zum Beispiel dem Laserrekordersystem LR 3000 von Agfa, das von der Agfa-Gevaert N. V. in Mortsel, Belgien, vertrieben wird, um das Bild, das durch die analogen Videosignale dargestellt wird, auf einer Druckausgabe, wie zum Beispiel einem fotografischen Film, zu reproduzieren.
Die Synchronisationssignale folgen einem anderen Weg. Sie können von den analogen Videosignalen abgeleitet werden. In diesem Fall sind diese Signale zusammengesetzte Videosignale, zum Beispiel für traditionelle Schwarzweiß-Monitore. Diese Signale können nach der Neueinstellung der Videoverstärkung in der Videoverstärkungsschaltung 30 gewonnen werden. In diesem Fall kann die Video- Verstärkungsschaltung auch als eine SYNC-Verstärkungs-Schaltung verwendet werden. Im Fall von drei separaten analogen Videosignalen für RGB-Farbbilder können die SYNC-Signale auf dem Grün-Kanal vorliegen, während der Rot-Kanal digitalisiert werden muß. In diesem Fall können die Grün-Analog-Videosignale einen anderen Verstärkungsfaktor als der Rot-Kanal benötigen, was in der externen SYNC- Verstärkungsschaltung 36 geschieht. Außerdem können Vertikal- Ansteuerungssignale oder separate HSYNC- und VSYNC-Signale in der SYNC-Auswahl- und Trennungsschaltung 37 gewählt werden, um ein gleichförmiges CSYNC zu erzeugen. Die analogen CSYNC-Signale können vorzugsweise durch ein (nicht gezeigtes) Tiefpaßfilter gefiltert werden, das von den analogen Tiefpaßfiltern 31 verschieden ist, um hochfrequentes Rauschen zu beseitigen. Das analoge CSYNC-Signal wird einer Komparatorschaltung 38 zugeführt, um das analoge CSYNC-Signal in ein binäres Digitalsignal mit dem Wert 0 oder 1 umzusetzen. Niedrige analoge CSYNC-Pegel werden in einen Pegel 0 transformiert, während hohe analoge CSYNC-Pegel in einen Pegel 1 transformiert werden. Die Unterscheidung, welcher analoge CSYNC-Pegel niedrig oder hoch ist, erfolgt durch eine SYNC-Schwelleneinstellung in der Komparatorschaltung. Vorzugsweise kann der SYNC-Schwellenwert durch ein 8-Bit-Register eingestellt werden, das Werte von 0 bis 255 enthält. Dieses Register ist an einen Digital/Analog-Umsetzer angekoppelt, der den digitalen Wert in einen Schwellenpegel umsetzt, mit dem die analogen CSYNC-Werte verglichen werden. Die Digitalsignale aus der Komparatorschaltung 38 können einem SYNC- Signal-Digitalisierer 43 zugeführt werden. Dieser Digitalisierer wird durch einen Abtasttaktgenerator 42 angesteuert und speichert bei jeder steigenden Flanke des Abtasttaktsignals den digitalen Wert aus der Komparatorschaltung 38 in dem digitalen Speicher 35. Um den digitalen Speicher 35 anzuweisen, welche digitalen Werte gespeichert werden müssen, wird zwischen der Analog-Video-Digitalisiererschaltung und dem SYNC-Signal-Digitalisierer eine Video- oder SYNC- Digitalisierungs-Auswahlschaltung 34 installiert.
Als Alternative können die analogen CSYNC-Signale auch direkt zu der Analog-Video-Digitalisiererschaltung 33 gesendet werden, in der ein Selektor wählt, ob die reinen analogen Videosignale oder die analogen CSYNC-Signale digitalisiert werden müssen.
Die SYNC-Schwelle für die Komparatorschaltung 38 und der SYNC- Verstärkungsfaktor für die externe SYNC-Verstärkungsschaltung 36 können, wie später besprochen wird, so eingestellt werden, daß die Schwelle in der Mitte einer steigenden oder fallenden Flanke der analogen CSYNC-Signale liegt. Die freie Wahl des SYNC- Verstärkungsfaktors und der SYNC-Schwelle hat den Vorteil, daß analoge Synchronisationspegel so abgetastet werden können, daß die Synchronisationszeitsteuerung am genauesten bekannt ist. Dies hat einen Vorteil für die Abtastung der SYNC-Signale in dem SYNC-Signal- Digitalisierer und für den Abtasttaktgenerator 42 für den Analog- Video-Digitalisierer 33, der seinen Basistakt von HSYNC-Signalen ableitet, die aus den digitalen CSYNC-Signalen gewonnen werden. Die digitalisierten CSYNX-Signale werden außerdem einer digitalen SYNC- Analysiererschaltung 39 zugeführt, die hauptsächlich HSYNC-Signale erzeugt, wodurch die fallende Flanke der HSYNC-Signale angezeigt wird. Diese HSYNC-Signale können durch die Basistaktauswahlschaltung 40 ausgewählt werden, um als Basistaktsignale für die Abtasttaktgeneratorschaltung 42 zu dienen. Die Basistaktauswahlschaltung 40 kann außerdem einen festen System-Basistakt 41 wählen, der bei der vorliegenden Ausführungsform eine feste Frequenz von etwa 60 kHz aufweist. Dieser feste Basistakt 41 wird hauptsächlich dazu verwendet, als Basistakt zu dienen, wenn SYNC-Signale digitalisiert werden müssen. Die Basistaktsignale können dann durch eine programmierbare Verzögerungsschaltung 27 verzögert werden, um die analogen Videosignale zum optimalen Zeitpunkt abzutasten, wie später beschrieben wird. Um Speicherplatz und Übertragungszeit für die digitalen Bildsignale zu sparen, wird eine Aktiv-Fenster- Abgrenzungsschaltung 44 installiert, die die Abtasttaktsignale aus dem Abtasttaktgenerator 42 in Richtung des Analog-Video- Digitalisierers 33 verhindert, solange die analogen Videosignale außerhalb des Aktiv-Fensters liegen. Dies gilt insbesondere für die Zeitspanne, in der HSYNC- und VSYNC-Signale in den analogen Videosignalen auftreten. Die Aktiv-Fenster-Abgrenzungsschaltung 44 muß jedes Mal beim Auftreten einer fallenden Flanke in den HSYNC- Signalen einen Pixel-Zähler zurücksetzen. Da der Zeitpunkt der fallenden Flanke und der Zeitpunkt der steigenden Flanke eines Abtasttaktsignals zusammenfallen oder kritisch nahe beieinander liegen können, kann man eine HREF-Verzögerung (horizontaler Bezug) durch die HREF-Einstellschaltung 45 in das HSYNC-Signal einführen. Vorzugsweise kann die HREF-Einstellschaltung das HSYNC-Signal mit variablen Verzögerungszeiten verzögern, die von 7 bis 14 Nanosekunden in Schritten von 1 Nanosekunde reichen. In den folgenden Abschnitten wird besprochen, wie die verschiedenen Einstellungen optimal auf der Grundlage mehrerer Videozeitsteuerungen gewählt werden können, um qualitativ hochwertige digitale Bildsignale zu erhalten.
Für die Bestimmung mehrerer Videozeitsteuerungen ist es vorteilhaft, die SYNC-Signale zu digitalisieren und zu analysieren. Wie oben beschrieben, können die SYNC-Signale separat als VSYNC und HSYNC, als zusammengesetztes CSYNC, das VSYNC und HSYNC kombiniert, oder zusammen mit den analogen Videodaten in einem zusammengesetzten Videosignal gegeben werden. Bei einer bevorzugten Ausführungsform werden separates VSYNC und HSYNC zu einem CSYNC kombiniert, wobei ein gegebenes CSYNC unverändert gelassen wird, und in einem zusammengesetzten Videosignal werden die SYNC-Signale isoliert oder durch eine SYNC-Trennschaltung 37 abgetrennt. Das Eingangssignal für die SYNC-Trennschaltung ist das zusammengesetzte Videosignal, das Ausgangssignal ist ein CSYNC-Signal.
Somit werden vorzugsweise die drei möglichen Situationen in dem SYNC-Selektor und der SYNC-Trennschaltung 37 auf eine Situation reduziert, wobei ein CSYNC-Signal verfügbar wird.
Das System umfaßt einen Abtasttaktgenerator 42, der vorzugsweise wie in Fig. 3 gezeigt realisiert wird. Ein Abtasttaktgenerator ist ein System, daß ein niederfrequentes Basistaktsignal mit einer Frequenz fB empfängt und ein hochfrequentes Abtasttaktsignal mit der Frequenz fS liefert. Die Abtasttaktfrequenz fs ist ein ganzzahliges Vielfaches von der Basistaktfrequenz fB: fS = N·fB. In dem System der vorliegenden Erfindung kann das Basistaktsignal durch einen festen Basistakt 41 oder durch die fallenden Flanken der HSYNC-Signale erzeugt werden. Der Abtasttaktgenerator 42 kann vorzugsweise als ein Phasenregelschleifensystem wie in Fig. 3 gezeigt realisiert werden, das einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO 21, eine wahlweise Frequenz-Vorskaliererschaltung 22, eine Abtastzählerschaltung 23 und einen Phasendifferenz- und Frequenzdetektor 24 umfaßt. Die Funktionsweise der Abtasttaktgeneratorschaltung 42 ist wie folgt. Unten wird beschrieben, daß der Phasendifferenz- und Frequenzdetektor 24 ein Spannungs-ΔV erzeugt. Diese Spannung wird an den VCO 21 angelegt. Gemäß der an den VCO 21 angelegten Spannung erzeugt der VCO ein oszillierendes Signal an seinem Ausgang, dessen Frequenz proportional zu der angelegten Spannung ΔV ist. Diese Frequenz liegt in der Regel zwischen 60 und 120 MHz. Das oszillierende Ausgangssignal des VCO 21 wird an die wahlweise Frequenz-Vorskaliererschaltung 22 angelegt. Diese Schaltung empfängt oszillierende Signale mit einer bestimmten Eingangsfrequenz und sendet oszillierende Ausgangssignale mit derselben Eingangsfrequenz oder der Eingangsfrequenz, dividiert durch einen Faktor 2, 4 oder 8. Die Abtasttaktsignale weisen somit eine Frequenz fS auf, die zwischen 60/8 = 7,5 MHz und 120 MHz liegt. Die wahlweise Frequenz- Vorskaliererschaltung 22 verbreitert somit den Umfang für die VCO- Schaltung in Richtung niedrigerer Frequenzen. Der Divisionsfaktor kann vorzugsweise leicht zwischen den möglichen Werten von 1, 2, 4 oder 8 gewechselt werden. Bei einer bevorzugten Ausführungsform kann der Divisionsfaktor für die Frequenz elektronisch vorzugsweise unter der Steuerung eines Mikroprozessormittels eingestellt werden. Die Abtasttaktsignale fS werden nun über eine Abtastzählerschaltung 23 in die Schaltung zurückgekoppelt. Diese Schaltung zählt die Anzahl oszillierender Impulse oder die Anzahl von ansteigenden Flanken, die an ihren Eingang angelegt werden, und erzeugt an ihrem Ausgang eine steigende Flanke, sobald eine vorbestimmte Anzahl N erreicht wird, und setzt den Zähler dann auf null zurück. Das Ausgangssignal wird kurz nach der steigenden Flanke fallengelassen. Die Ausgangssignale A aus dem Abtastwertzähler 23 sind den Basistaktsignalen B am Eingang des Abtasttaktgenerators 42 sehr ähnlich und treten mit einer Frequenz von genau fA = fS/N auf. Der Zählerwert N zeigt die Anzahl von Abtastperioden in einer Zeilenperiode an. Vorzugsweise kann dieser Wert unter der Steuerung eines Mikroprozessormittels frei eingestellt werden. Der Phasendifferenz- und Frequenzdetektor 24 empfängt sowohl die dividierten Abtasttaktsignale A als auch die Basistaktsignale B und modifiziert seine Ausgangsspannung ΔV, wenn die steigende Flanke des dividierten Abtasttaktsignals A nicht mit der steigenden Flanke des Basistaktsignals B zusammenfällt. Die Spannung ΔV modifiziert die Ausgangsfrequenz des VCO insofern, als die Zeitdifferenz zwischen den beiden steigenden Flanken abnimmt. Sobald die beiden steigenden Flanken zusammenfallen, wird die Frequenzausgabe des VCO 21 nicht verändert und es gilt dementsprechend fA = fB. Da fA = fS/N gilt, ist fS = N·fB.
In dem System gemäß der vorliegenden Erfindung können die Basistaktsignale durch die HSYNC-Signale oder durch einen festen Basistakt erzeugt werden. Letzteres wird vorzugsweise verwendet, wenn keine Videozeitsteuerungen bekannt sind. Am Anfang werden die SYNC-Signale mit einer vorbestimmten Abtasttaktrate abgetastet und zu einem 1-Bit-Digital- oder Binärwert pro Abtastwert digitalisiert. Wie bereits beschrieben, weisen die SYNC-Signale einen hohen Spannungspegel und einen niedrigen Pegel auf. Die Eigenschaften der elektronischen Schaltung sind zum Beispiel dergestalt, daß der Binärwert für einen hohen Signalpegel 1 und für einen niedrigen Signalpegel 0 ist. Ein Übergang von 1 zu 0 in den digitalisierten Binärsignalen zeigt dann eine fallende Flanke des SYNC-Signals an. In der elektronischen Schaltung sind ein Mittel zur Einstellung der SYNC-Verstärkung des SYNC-Signals und ein Mittel zur Einstellung des SYNC-Schwellenpegels enthalten. Die SYNC-Verstärkung ist in Fig. 2 an zwei Stellen integriert. Wenn die CSYNC-Signale durch die SYNC- Auswahl- und Trennschaltung 37 aus den analogen Videosignalen abgeleitet werden, dann wird die SYNC-Verstärkung durch die Video- Verstärkungsschaltung 30 realisiert. Die Installation eines guten Verstärkungsfaktors für die analogen Videosignale führt zu einem guten Verstärkungsfaktor für die zusammengesetzten SYNC-Pegel. Wenn die CSYNC-Pegel durch die SYNC-Auswahl- und Trennschaltung 37 von einer externen Quelle abgeleitet werden, sowie es zum Beispiel der Fall sein kann, wenn in einem Farb-RGB-Signal das Rot-Signal digitalisiert werden muß und die zusammengesetzten Videosignale nur auf den Grün-Analog-Videosignalen vorliegen. In diesem Fall kann es notwendig sein, durch die externe SYNC-Verstärkungsschaltung 36 einen spezifischen Verstärkungsfaktor auf den externen zusammengesetzten Videosignalen aus dem Grün-Signal zu installieren. Das Mittel zum Einstellen der Verstärkung bringt die Pegel der verschiedenen Arten von SYNC-Signalen in einen standardmäßigen Bereich von 0 mV bis 600 mV. Wie bereits beschrieben, können die die analogen Videosignale begleitenden SYNC-Signale aus einem zusammengesetzten Videosignal, aus einem separaten zusammengesetzten SYNC-Signal CSYNC oder aus einem Horizontal-Ansteuersignal HSYNC entnommen werden. Bei einem zusammengesetzten SYNC-Signal ist der niedrige SYNC-Pegel gewöhnlich 0 V und der hohen SYNC-Pegel in der Regel 300 mV. In diesem Fall muß das SYNC-Signal nicht gedämpft werden, und es wird ein maximaler Verstärkungsfaktor installiert. Das Mittel zum Einstellen der Verstärkung umfaßt ein 8-Bit-Register. Auf diese Weise können Werte von 0 bis 255 in dieses Register gelegt werden. Ein Wert von 255 bedeutet, daß das SYNC-Signal nicht gedämpft wird. Eine Spannung von 1,3 V wird einer (nicht gezeigten) Multipliziererschaltung in der Videoverstärkungsschaltung 30 zugeführt. Bei einem digitalen Wert von 0 wird der Multipliziererschaltung eine Spannung von 0,3 V zugeführt. Jeder andere Wert N bedeutet, daß das SYNC-Signal gedämpft wird. Ein separates CSYNC- SYNC-Signal oder ein Horizontal-Ansteuerungssignal ist in der Regel ein TTL-Signal. Dieses liegt im Bereich von 0 V bis 5 V. Um diesen Bereich von 0 V bis 600 mV zu reduzieren, kann man in der externen SYNC-Verstärkungsschaltung 36 einen Wert von N = 30 installieren. Auch ist es möglich, daß kein externes SYNC-Signal für die Digitalisierung des Bildes verwendet wird. In diesem Fall kann der Verstärkungswert auf null gesetzt werden. Die Nulleinstellungen verringert das Rauschen, das durch die SYNC-Signale in das System eingeführt werden können.
Sobald der Verstärkungswert N eingestellt ist, kann der Schwellenwert in der Komparatorschaltung 38 für die SYNC-Pegel bestimmt werden. Der Schwellenwert entspricht einem bestimmten Spannungspegel. Bezüglich der abgetasteten Verstärkung korrigierte SYNC-Signale über dieser Schwellenspannung werden auf einen Wert 1 digitalisiert, während SYNC-Signale unter diesem Pegel auf einen Wert von 0 digitalisiert werden. Vorzugsweise kann die Schwellenpegelspannung zwischen 0 mV und 400 mV verändert werden. Die genaue Einstellung kann durch ein weiteres Register von 8 Bit erfolgen, das eine Installation von Werten von 0 bis 255 ermöglicht. Ein Wert von 0 entspricht einem Schwellenpegel von 0 mV, während ein Wert von 255 einem Schwellenpegel von 400 mV entspricht. Gewöhnlich wird der Wert 96 installiert, der einem Schwellenspannungspegel von 150 mV entspricht. Durch diesen Wert wird das System praktisch immun gegenüber Rauschen im wesentlichen auf den oberen und unteren Teilen der SYNC-Flanken. Bei einem SYNC-Impuls mit 300 mV Höhe liegt der Schwellenspannungspegel von 150 mV auf der Hälfte dieser Höhe.
Vorzugsweise wird die folgende automatisierte Prozedur befolgt, um den SYNC-Schwellenpegel in der Komparatorschaltung 38 und den SYNC-Verstärkungsfaktor in der Video-Verstärkungsschaltung 30 oder der externen SYNC-Verstärkungsschaltung 36 zu bestimmen. Es wird ein fester Schwellenpegel installiert, der vorzugsweise dem Wert 96 entspricht. Dieser Schwellenpegel wird während der gesamten Prozedur konstant gehalten. Der Verstärkungsfaktor wird von dem größten Faktor auf einen kleineren Faktor gestellt, bis der Verstärkungsfaktor gefunden wird, für den der Schwellenpegel mit dem Austastpegel übereinstimmt. Die Prozedur wird mit einem maximalen Verstärkungsfaktor gestartet, der z. B. einer Verstärkungszahl 255 entspricht. Dieser große Verstärkungsfaktor gain1 (siehe Fig. 4) hält die niedrigste Spannung der SYNC-Spitzen auf etwa 0 V, was sicher unter dem festen Schwellenpegel liegt, während der Austastpegel, der Einrichtpegel und Aktiv-Video-Pegel deutlich über dem festen Schwellenpegel liegen. Die SYNC-Signale werden mit einem Abtasttakt abgetastet, der aus einem festen Basistakt abgeleitet wird. Der feste Basistakt weist bei der vorliegenden Ausführungsform eine Frequenz von etwa 60 kHz auf. Vorzugsweise werden der feste Basistakt, der Frequenz-Vorskaliererwert (1, 2, 4 oder 8) und der Abtastwert-Zählerwert in dem Abtasttaktgenerator 42 so gewählt, daß der Abtasttakt etwa eine Million Abtastwerte für eine Rahmenperiode erzeugt. Eine Rahmenperiode ist in der Regel 1"/25 oder 40 ms. Mit einem Abtasttakt von 25 MHz kann ein Abtastwert pro 40 Nanosekunden erfaßt werden. Alle bezüglich Verstärkung korrigierten analogen SYNC-Signale unter dem Schwellenpegel werden digitalisiert und ergeben einen digitalen Wert von 0, und alle Signale über der Schwelle führen zu einem Wert 1. Bei der hohen SYNC- Verstärkungseinstellung gain1 in Fig. 4 führen nur die SYNC-Spitzen zu einer 0, während alle anderen Pegel zu einer 1 führen, wie in dem schattierten Bereich zu sehen ist. Mit dieser maximalen Verstärkungseinstellung gain1 wird ein erster Anteil P&sub1; von Abtastwerten mit dem Wert 1 aufgezeichnet. In Fig. 4 liegt dieser Prozentsatz zum Beispiel bei 91,6%. Dieser Prozentsatz P&sub1; wird als absolute Referenz in Bezug auf andere Prozentwerte beibehalten. Die Verstärkungseinstellung wird auf gain2 verkleinert, wie in dem nächsten Diagramm von Fig. 4 zu sehen ist, die SYNC-Signale werden wieder digitalisiert und ein zweiter Prozentsatz P&sub2; von Abtastwerten mit dem Wert 1 wird aufgezeichnet. Wenn die Verstärkung auf gain2 abnimmt, nimmt der Austastpegel der SYNC-Signale ab und nähert sich dem Schwellenpegel. Wenn der Austastpegel für eine Verstärkungseinstellung gain2 immer noch höher als der Schwellenpegel ist, kann der zweite Prozentsatz P&sub2; aufgrund von sich neigenden SYNC-Flanken niedriger sein, z. B. 91,3%, wird sich aber nicht sehr von dem ersten Prozentsatz P&sub1; unterscheiden. In diesem Fall wird die Verstärkungseinstellung weiter auf einen Verstärkungsfaktor gain3 verkleinert, und nach der Digitalisierung der SYNC-Signale wird ein dritter Prozentsatz P&sub3; berechnet. Wenn der Austastpegel unter der Schwelle liegt, dann führen nicht nur die SYNC-Spitzen zu digitalen Nullwerten, sondern auch die analogen Videosignale, wenn der Pegel auf dem Austastpegel liegt, wie zum Beispiel bei der vorderen Schwarzschulter und der hinteren Schwarzschulter der Horizontal-SYNC-Signale. Sowohl die vordere als auch die hintere Schwarzschulter sind in der Regel sehr groß und nehmen zusammen etwa 4% der Gesamt-Zeilenperiode ein. In diesem Fall ist der Prozentsatz P&sub3; von digitalen Werten 1 wesentlich geringer als P&sub1;. In dem dritten Diagramm von Fig. 4 liegt dieser Prozentsatz bei 50%. Wenn dieser Prozentsatz P&sub3; 4% niedriger als P&sub1; ist, dann wird angenommen, daß der bezüglich Verstärkung korrigierte Austastpegel unter dem Schwellenpegel liegt. Durch binäres Suchen, das durch die Diagramme gemäß gain4 und gain5 dargestellt ist, findet man den Verstärkungspegel GC, bei dem sich der Prozentsatz PC das erste Mal wesentlich ändert. Diese Verstärkungseinstellung wird dann mit einem Faktor von 1,67 multipliziert, wodurch sich die "SYNC-Verstärkung" in Fig. 4 ergibt, um den Schwellenpegel an einer bestimmten Stelle zwischen dem bezüglich Verstärkung korrigierten SYNC-Spitzenpegel und dem Austastpegel anzuordnen.
Sobald eine arbeitsfähige SYNC-Verstärkung und ein arbeitsfähiger SYNC-Schwellenwert installiert sind, können die digitalisierten SYNC-Signale verwendet werden, um die Zeilenperiode und die Einzelbildperiode zu finden. Zu diesem Zweck werden die fallenden Flanken oder Übergänge von 1 zu 0 in den digitalisierten SYNC-Abtastwerten gefunden, und die Distanz zwischen jeweils zwei aufeinanderfolgenden Übergängen wird in Distanzklassen aufgezeichnet. Die Distanz ist die Anzahl von Abtastwerten zwischen zwei Übergängen. Eine Distanzklasse sammelt alle Distanzen zwischen zwei Grenzen. Die am besten gefüllte Klasse ist die Klasse, die durch Horizontal-SYNC-Signale verursachte Distanzen aufweist. Die mittlere Distanz in dieser Klasse ergibt zusammen mit der Abtastperiode der Abtasttaktsignale eine gute Approximation der Zeilenperiode oder umgekehrt der Zeilenrate des Videosignals. Der Beginn der Horizontal-SYNC befindet sich bei dem Übergang von 1 zu 0, der eine Distanz zu dem vorherigen und nächsten Übergang aufweist, die zu dieser Klasse gehören. Auf diese Weise können alle Horizontal-SYNC- Signale gefunden werden. Die Vertikal-SYNC-Signale weisen eine Vertikal-SYNC-Spitze auf, die wesentlich größer als die Horizontal- SYNC-Spitze ist. Die Breite einer Horizontal-SYNC-Spitze kann durch Suchen nach dem ersten Übergang von 0 zu 1 gefunden werden. Die Gesamtbreite einer Vertikal-SYNC-Spitze beträgt mindestens die Distanz von dem Vertikal-SYNC zu dem nächsten Übergang von 0 nach 1. Es ist möglich, daß in der Vertikal-SYNC-Spitze mit niedrigem Pegel schmale hochpegelige Sägezahnimpulse eingeführt werden, um den Videomonitor zu stabilisieren. Diese treten eine halbe oder eine volle Zeilenperiode der Zeit nach dem Vertikal-SYNC auf. Wenn zwei oder mehr Einzelbilder digitalisiert werden, kann man zwei Vertikal- SYNC-Signale finden, und die Einzelbildperiode kann entsprechend abgeleitet werden. Die durch die Zeilenperiode dividierte Einzelbildperiode gibt die Anzahl von Zeilen pro Einzelbild in dem Videoformat an. Bei einem industriellen Videoformat, das aus einem CCIR-Standardformat mit 625/50 Hz abgeleitet ist, findet das System der vorliegenden Erfindung eine ungefähre Zeilenzeit von 64,2 Mikrosekunden, so daß sich eine Zeilenrate von 15 kHz ergibt. Es wird gemessen, daß die HSYNC-Spitze eine Breite von 4,8 Mikrosekunden aufweist. Durch das Fehlen von Sägezahnimpulsen während dem Vertikal-SYNC leitet das System ab, daß das Videoformat von einem industriellen Typ ist, während das standardmäßige CCIR- Format während der Vertikal-SYNC-Periode Sägezahnimpulse mit zweimal der Zeilenfrequenz aufweist. Gemäß dem Vorliegen oder Fehlen von Sägezahnimpulsen wird eine (nicht gezeigte) Schaltung in dem Abtasttaktgenerator 42 eingestellt, um weiterhin die Frequenzkorrekturschaltung in der Abtasttaktgeneratorschaltung zu aktivieren bzw. deaktivieren. Wenn die Sägezahnimpulse nicht vorliegen, wird der Abtasttaktgenerator 42 in den "Halt"-Modus versetzt, d. h. der spannungsgesteuerte Oszillator wird von dem Moment an, wenn die Vertikal-SYNC-Periode erkannt wird, bis zum Ende dieser Periode nicht in Bezug auf Frequenzabweichungen korrigiert. Die aus der Zeilenperiode und der Einzelbildperiode errechnete Anzahl von Zeilen ergibt 624 Zeilen mit einer Genauigkeit von besser als 0,1%. Eine weitere Analyse zeigt, daß das Videoformat nicht verschachtelt ist und zwei Einzelbilder mit 312 Zeilen pro Einzelbild aufweist. Die beste Abschätzung für die Zeilenzeit ist 64 135 Mikrosekunden und entsprechend eine Zeilenrate von 15 592 kHz. Die beobachtete Einzelbildzeit beträgt 20 010 Millisekunden. Das System kann aus dem digitalisierten SYNC- Signalen weiterhin ableiten, daß das Videoformat eine VSYNC- Spitzenbreite von 192,4 Mikrosekunden, entsprechend drei Zeilen, aufweist.
Die Anzahl von Zeilen pro Einzelbild gibt eine Anzeige bezüglich des Videoformats. Je höher die Anzahl von Zeilen pro Einzelbild, desto höher ist der Pixeltakt, mit dem die Videodaten erzeugt wurden. Die Anzahl von Zeilen kann in aufeinanderfolgenden elementfremden Mengen angeordnet werden. Jeder Menge kann ein Frequenzintervall [fLOW, fHIGH] zugeordnet werden. Es wird angenommen, daß ein Videoformat mit einer spezifischen Anzahl von Zeilen pro Einzelbild eine Pixelfrequenz nur innerhalb des zugeordneten Frequenzintervalls aufweisen kann. Die Frequenzintervalle für verschiedene Mengen können sich überlappende Frequenzen aufweisen. Die Mengen und Frequenzintervalle können in einer internen Tabelle gespeichert und das Frequenzintervall abgerufen werden, sobald die Anzahl von Zeilen pro Einzelbild bekannt ist. Bei dem obigen Beispiel stellte sich heraus, daß die Anzahl von Zeilen 624 war. Dementsprechend wird abgeschätzt, daß die Anzahl zu erzeugender Abtasttaktsignale pro Horizontal-Zeilenperiode in dem Intervall [481, 1100] liegt. Zusammen mit der gefundenen Zeilenrate von 15 kRz führt dies zu möglichen Abtastfrequenzen in dem Intervall [7,2 MHz, 16,5 MHz].
Bei Kenntnis der Horizontal-SYNC-Spitzenbreite und der Zeilenperiode kann man in der SYNC-Analysiererschaltung 35 die Bedingungen einstellen, wann eine SYNC-Spitze als ein Horizontal- SYNC und wann als ein Vertikal-SYNC betrachtet werden muß. Bei dem oben beschriebenen Beispiel kann die VSYNC-Erkennungseinstellung als 11,6 Mikrosekunden installiert werden. Das heißt, daß die SYNC- Analysiererschaltung 35 die SYNC-Spitze nicht als ein Horizontal- SYNC, sondern als ein Vertikal-SYNC betrachtet, wenn die SYNC-Spitze eine Breite von mehr als 11,6 Mikrosekunden aufweist, was nahezu dem 2,5-fachen der abgschätzten Horizontal-SYNC-Spitzenbreite entspricht. Ein weiterer Parameter, der in der SYNC-Analysiererschaltung 35 installiert werden kann, ist die Halbzeilensperrperiode. Die meisten Videoformate weisen vor und nach dem Vertikal- SYNC eine Anzahl von Vorentzerrungs- und Nachentzerrungs-SYNC- Signalen genau in der Mitte zwischen zwei Horizontal-SYNC-Signalen auf. Um zu vermeiden, daß diese Signale als Horizontal-SYNC-Signale betrachtet werden und das Verhalten des Abtasttaktgenerators stören, kann die Erkennung von SYNC-Signalen für einen bestimmten Teil der Zeilenperiode deaktiviert werden, der als Halbzeilensperrperiode bezeichnet wird. Bei dem vorliegenden Beispiel wurde abgeschätzt, daß die Zeilenperiode 64,2 Mikrosekunden beträgt. Die Halbzeilensperrperiode wird entsprechend auf 50,4 Mikrosekunden eingestellt.
Nach der Einstellung der oben erwähnten Video-Zeitsteuerungsparameter kann ein Bild auf synchronisierte Weise erfaßt und digitalisiert werden, obwohl der korrekte Pixeltakt nicht bekannt ist. Der Zweck der Videoverstärkungs- und Videooffset-Schaltungen besteht darin, den Analog/Digital-Umsetzer (ADC) in der Analog- Videodigitalisiererschaltung 33 mit seinem vollen Umfang zu verwenden. Wenn die minimale angegebene Spannung VMIN an den ADC angelegt wird, dann gibt er den digitalen Wert 0 aus. Wenn die maximale angegebene Spannung VMAX an den ADC angelegt wird, gibt er bei einem 8-Bit-ADC den digitalen Wert 255 aus. Die Spannung U der analogen Videosignale reicht jedoch von UMIN bis UMAX, was von den oben angegebenen Spannungen für den ADC verschieden sein kann. Das Intervall [UMIN, UMAX] muß linear auf das Intervall [VMIN, VMAX] abgebildet werden. Die Videoverstärkung wird vorzugsweise direkt am Eingang des Einzelbild-Grabber-Systems integriert, während das Videooffset vorzugsweise in der Klemmschaltung für die hintere Schwarzschulter integriert wird. Die in der SYNC- Analysiererschaltung 39 durch Analysieren der SYNC-Signale erhaltenen HSYNC-Signale zusammen mit programmierbaren Verzögerungen zeigen an, wo die hintere Schwarzschulter startet. Der Austastpegel wird über eine programmierbare Mittelwertbildungsperiode hinweg abgetastet und wird von der Klemmschaltung für die hintere Schwarzschulter, die eine DC-Restoration durchführt, gespeichert. Alle analogen Videosignale werden in Bezug auf diesen Pegel referenziert. Wenn das Videoformat einen Einrichtpegel von 0 V über dem Austastpegel aufweist, dann kann in der Schaltung 32 für die hintere Schwarzschulter ein Null-Videooffset eingestellt werden. Wenn das Videoformat jedoch einen Einrichtpegel von mehr als 0 V aufweist, führt eine Null-Videooffseteinstellung zu der Verwendung nur eines teilweisen Umfangs des ADC. Bei der vorliegenden Ausführungsform werden die niedrigsten Videosignale auf digitale Werte von mehr als null digitalisiert. Wenn die Digitalisierung analoger Videosignale, die ein Bild darstellen, wobei der volle Dynamikumfang der Videoquelle verwendet wird, zu einem digitalen Bild mit einem Minimum von mehr als null führt, dann ist dies eine Anzeige, daß das Videoformat einen wesentlichen Einrichtpegel aufweist, der durch den Videooffsetfaktor korrigiert werden muß.
Um die optimalen Einstellungen für den Videoverstärkungsfaktor und das Videooffset zu finden, ist es notwendig, daß die analogen Videosignale, die zu dem Video-Einzelbild-Grabber übertragen werden, den vollen Umfang von Videopegeln abdecken. Dies kann zum Beispiel durch Anzeigen eines schwarzen Bildes mit weißem Text oder Grafik oder umgekehrt oder durch Anzeigen eines Testbilds, wie zum Beispiel eines SMPT-Testbilds, das die höchsten und niedrigsten Videopegel enthält, erzielt werden.
Bei einem iterativen Prozeß wird das aktive Fenster des Videoformats zusammen mit den optimalen Einstellungen für die Videoverstärkung in der Videoverstärkungsschaltung 30 und das Videooffset in der Klemmschaltung 32 für die hintere Schwarzschulter bestimmt. Das aktive Fenster wird durch die Videozeilen und Videopixel in den Videozeilen definiert, die tatsächlich relevante Bildinformationen führen. Gewöhnlich werden die analogen Videosignale der Zeilen, die nicht zu dem aktiven Fenster gehören, so eingestellt, daß sie schwarz anzeigen, was einem Pegel entspricht, der gleich dem Einrichtpegel des Videoformats ist. Außerdem weisen die Videosignale in jeder Zeile vor und nach den aktiven Videosignalen einen Pegel auf, der nahe bei dem Einrichtpegel liegt. Alle Daten außerhalb des aktiven Fensters werden deshalb auf einem Videomonitor schwarz angezeigt. Um das aktive Fenster zu finden, müssen darüber hinaus analoge Videosignale erzeugt werden, die einem das aktive Fenster füllenden Bild entsprechen. Die oberste und die unterste Zeile des Bildes müssen mindestens einige graue oder weiße Pixel enthalten. Außerdem müssen der äußerste linke und der äußerste rechte Pixel mindestens einer Zeile in den aktiven Zeilen grau oder weiß sein. Das Bild muß völlig schwarze Bereiche und völlig weiße Bereich enthalten, um die korrekten Videoverstärkungs- und Videooffsetzeinstellungen zu finden.
Zuerst wird das Bild mit den größten möglichen Einstellungen der Anzahl aktiver Videozeilen und der Anzahl aktiver Videopixel erfaßt. Diese Einstellungen werden in der Abgrenzschaltung 44 für das aktive Fenster installiert. In der Klemmschaltung 32 für die hintere Schwarzschulter wird ein Videooffset von 0 installiert, und in der Videoverstärkungsschaltung 30 wird eine Videoverstärkung von 0 installiert, entsprechend einer Spannung von 0,3 V, die der Multipliziererschaltung zugeführt wird. Das Bild wird zu digitalen Werten digitalisiert, und der maximale Wert für die digitalen Werte wird durchsucht. Bei dem oben angeführten Beispiel wurde für diese Einstellungen ein maximaler digitaler Wert von 104 gefunden. Es wird eine neue Videoverstärkungseinstellung berechnet, so daß der maximale digitale Wert nahe bei 220 liegt. Man findet eine Videoverstärkungseinstellung von 81, indem berücksichtigt wird, daß eine Einstellung von 255 der Multipliziererschaltung in der Videoverstärkungsschaltung 30 eine Spannung von 1,3 V zuführt, während das Videooffset immer noch auf 0 liegt. Dieselben analogen Videosignale werden mit diesen neuen Einstellungen digitalisiert, und der größte erkannte Digitalwert ist nun 219. Für eine erste Iteration auf der Videoverstärkung und dem Offset sind diese Werte zufriedenstellend. Es wird dann eine erste Iteration zum Finden des aktiven Videofensters gestartet. In den digitalen Bildsignalen werden die digitalen Werte der ersten Videozeilen untersucht. Wenn die erste Zeile des digitalen Bildes nicht mindestens 3 Pixel mit einem digitalen Wert von 73 enthält, wobei es sich um ein Drittel des maximalen Werts (219) in dem Bild handelt, dann wird diese Zeile aus dem aktiven Fenster weggelassen. Dasselbe Verfahren wird auf die folgenden digitalen Zeilen angewandt, bis sich eine Zeile mit mindestens drei digitalen Werten von mehr als 73 findet. Man findet, daß die 32 obersten Zeilen nicht zu dem aktiven Videofenster gehören. Dasselbe Verfahren wird angewandt, beginnend von den unteren Zeilen. Bei dem vorliegenden Beispiel zeigt es sich, daß 28 untere Zeilen außerhalb des aktiven Fensters liegen. Ein Einzelbild von 312 Zeilen führt in diesem Fall zu 252 aktiven Zeilen. In jeder dieser verbleibenden aktiven Zeilen wird die erste Pixelzahl gefunden, die einen Wert von mehr als 73 aufweist. Der kleinste Wert dieser Zahlen über alle aktiven Videozeilen hinweg wird als das erste aktive Pixel in jeder Zeile genommen. Das obige Beispiel führt zu 232 Startpixeln, die nicht zudem aktiven Fenster gehören. Dasselbe Verfahren wird auf die nachfolgenden Pixel jeder Videozeile angewandt, und es zeigt sich, daß 84 Pixel außerhalb des aktiven Fensters liegen. Die gefundenen Werte, die das aktive Fenster abgrenzen, werden in der Abgrenzschaltung 44 für das aktive Fenster installiert, und dieselben analogen Videosignale werden in dem aktiven Videofenster mit dem höchsten Frequenzwert fHIGH aus dem obigen bestimmten Frequenzintervall mit dem Videoverstärkungsfaktor gain1 und dem Videooffset offset1 aus der ersten Iteration erfaßt. Die digitalisierten Daten werden analysiert, um den kleinsten digitalisierten Wert DMIN und den größten digitalisierten Wert DMAX zu finden. Auf der Grundlage der Einstellungen von gain1 und offset1 und der Werte DMIN und DMAX werden neue Einstellungen für gain2 und offset2 berechnet und in dem Videoeinzelbild-Grabber installiert, so daß bei einer neuen Erfassung des Bildes DMIN näher bei dem niedrigsten möglichen Ausgangswert des ADC liegt, aber immer noch höher ist, und DMAX näher bei dem höchsten möglichen Ausgangswert des ADC liegt, aber immer noch kleiner ist. Dieser Prozeß kann iteriert werden, bis eine Videoverstärkung und ein Videooffset so installiert sind, daß DMIN und DMAX genau mit den kleinsten und größten möglichen Ausgangspegeln des ADC zusammenfallen. Bei dem obigen Beispiel mit einem Videooffsetwert 0 und einem Videoverstärkungsfaktor von 107 ist der größte digitale Wertpegel 253 und der kleinste Pegel ist 0. Diese Videoverstärkungs- und Videooffseteinstellungen sind für die nächsten Schritte in der Prozedur zur Bestimmung der Videoparameter geeignet.
Die nächsten Schritte sollen die Pixelfrequenz bestimmen, mit der die analogen Videosignale erzeugt wurden. Durch Wählen der HSYNC-Signale in der Basistaktauswahlschaltung 40 als Basistaktsignale erzeugt der Abtasttaktgenerator 42 Abtasttaktsignale mit einer Periode, die ein Vielfaches der Zeilenfrequenz ist. Wie oben besprochen, erhält man dies durch Installieren eines ganzzahligen Werts N in der Abtastwert-zählerschaltung. Wenn die Zeilenperiode der analogen Videosignale genau ein ganzzahliges Vielfaches M der durch den Einzelbildspeicher, der die analogen Videosignale erzeugt, auferlegten Pixeltaktperiode ist und der installierte Zählerwert N gleich M ist, dann wird die Abtasttaktperiode des Videoeinzelbild- Grabbers gleich der Pixeltaktperiode des Einzelbildspeichers gesetzt, und es können analoge Videosignale korrekt abgetastet werden. Wenn der ganzzahlige Wert N, der in der Zählerschaltung in dem Abtasttaktgenerator installiert ist, um eins zu klein ist (N = M - 1), wird ein Teil der Analogsignale in einer Bildzeile während ihrer Anstiegszeit digitalisiert, bevor sie stabilisiert sind, während andere Signale im korrekten Moment abgetastet und weitere Signale in der fallenden Flanke abgetastet werden. Dadurch entstehen Artefakte, die gewöhnlich als Moiré bezeichnet werden. Diese Artefakte erscheinen in einer Bildzeile häufiger, wenn sich der ganzzahlige Wert N mit zwei Einheiten von dem korrekten Wert M unterscheidet. Um diese Artefakte zu vermeiden, ist es von äußerster Wichtigkeit, diesen ganzzahligen Wert, der als die Anzahl von Pixeln pro Zeile bezeichnet wird, exakt zu bestimmen.
Deshalb muß ein Bild übertragen werden, das eine beträchtliche Menge von schnellen Transienten in einer Zeile oder in aufeinanderfolgenden Zeilen aufweist. Schnelle Transienten in dem Videosignal finden sich in Textzeilen, spezifischen Teilen von Textbildern und Grafiken in dem Bild. Die Zeilen, die schnelle Transienten oder große Rampen aufweisen, können automatisch gefunden werden, indem man die analogen Videosignale des vollständigen Bildes oder eines Teils des Bildes - vorzugsweise in dem aktiven Videofenster - mit einer relativ hohen Frequenz, vorzugsweise fHIGH, abtastet und pro Videozeile die Menge von digitalisierten Pixelclustern zählt, die aus vier aufeinanderfolgenden Pixeln besteht, die eine Differenz zwischen dem kleinsten und größten digitalen Wert in dem Cluster aufweisen, die über einer bestimmten Schwelle liegt. Die Zeilen mit der größten Menge solcher Pixelcluster werden als repräsentativ gewählt, da sie die meisten Transienten aufweisen. Bei den analogen Videosignalen des vorliegenden Beispiels zeigt sich, daß die Zeilen 5, 8, 248, 249 und 250 die meisten Transienten aufweisen.
Die Abtastung wird synchron mit dem Videosignal durchgeführt. Deshalb wird in Fig. 2 das HSYNC-Signal als das Basistaktsignal für den Abtasttaktgenerator 42 gewählt. Die tatsächliche Abtasttaktfrequenz fS wird durch die Einstellungen der Frequenzvorskaliererschaltung 22 und der Abtastwert-Zählerschaltung 23 in Fig. 3 bestimmt. Der Videoeinzelbild-Grabber umfaßt weiterhin eine programmierbare Verzögerungsschaltung 27, die das Basistaktsignal über einige wenige Nanosekunden hinweg verzögert. Der Zweck dieser Verzögerungsschaltung 27 besteht darin, die Phase der intern erzeugten Abtasttaktsignale an die Phase der ankommenden analogen Videosignale anzupassen, sobald der optimale Abtasttakt bestimmt wurde. Vorzugsweise kann das Basistaktsignal mit mehreren Verzögerungszeiten verzögert werden, die von 0 Nanosekunden bis 128 Nanosekunden mit Zunahmen von 0,5 Nanosekunden reichen. Die programmierbare Verzögerungsschaltung 27 ermöglicht außerdem, die Abtasttaktfrequenz virtuell zu vergrößern, auch wenn dies nicht mit der Pixeltaktfrequenz übereinstimmt. Wenn zum Beispiel der Abtasttaktgenerator 42 einen Abtasttakt mit 50 MHz erzeugt, dann wird alle 20 Nanosekunden ein Abtastwert aus den reinen analogen Videosignalen in einer ersten Menge von digitalen Bildsignalen digitalisiert. Wenn die programmierbare Verzögerungsschaltung so eingestellt ist, daß sie die Basistaktsignale über 10 Nanosekunden hinweg verzögert, dann werden auch die Abtasttaktsignale um 10 Nanosekunden verzögert, und dieselben analogen Videosignale werden in einer zweiten Menge von digitalen Bildsignalen digitalisiert, und dann kann die erste und die zweite Menge von digitalen Bildsignalen zu einer Menge kombiniert werden, so daß sich alle 10 Nanosekunden ein Abtastwert ergibt, so daß virtuell mit 100 MHz abgetastete digitale Bildsignale dargestellt werden. Indem die Zeitverzögerung auf 5 und 15 Nanosekunden gestellt wird, um eine dritte und eine vierte Menge von digitalen Bildsignalen zu erhalten, können die digitalen Bildsignale dieser letzten beiden Mengen mit den ersten beiden Mengen kombiniert werden, um virtuell mit 200 MHz abgetastete Signale darzustellen. Vorzugsweise wird die Anzahl von Phasenverschiebungen so gewählt, daß die virtuelle Frequenz etwa das 20-fache der tatsächlichen Abtasttaktfrequenz fHIGH beträgt. Obwohl die Phasenverschiebung mit einer Genauigkeit von 0,5 Nanosekunden installiert werden kann, ist das tatsächliche Zeitoffset zwischen Abtastwerten verschiedener Mengen nicht genau gleich der installierten Phasenverschiebungsdifferenz. Dies ist auf den genauen Zeitpunkt, wenn das Horizontal-SYNC einen bestimmten Schwellenpegel überschreitet, und auf geringfügige Frequenzschwankungen des Abtasttaktgenerators zurückzuführen. Um diese zufälligen Schwankungen zu reduzieren, werden die gewählten Videozeilen mehrmals mit derselben Phasenverschiebungseinstellung digitalisiert. Die in jeder Menge erhaltenen digitalen Werte werden über die Menge gemittelt. Bei dem vorliegenden Beispiel wird das Videobild durch Installieren eines Werts von 1082 in dem Abtasttaktgenerator abgetastet. Da die Zeilenrate 15.592 kHz beträgt, entspricht dies einer Abtastfrequenz von 16,87 MHz oder einer Pixelperiode von 59,27 Nanosekunden.
In der kombinierten Menge von digitalen Bildsignalen findet man die schnellen Transienten durch Durchsuchen der Positionen des steilsten Gradienten. Die Position eines spezifischen Zwischen- Digitalwerts, z. B. 128, in jeder ansteigenden Flanke wird abgeschätzt. Vorzugsweise findet man den kleinsten digitalen Pixelwert DMIN und den größten digitalen Pixelwert DMAX in der Bildzeile, und der dazwischen liegende digitale Wert wird als der Mittelwert von DMIN und DMAX gewählt. Die Distanz in Pixeln zwischen ansteigenden Flanken kann durch Kenntnis der Abtasttaktfrequenz und der mehreren eingeführten Phasenverschiebungen auf ein Zeitintervall reduziert werden. Als Alternative werden die Zeitintervalle zwischen fallenden Flanken der Transienten bestimmt. Jedes gefundene Zeitintervall muß ein ganzzahliges Vielfaches der Pixelperiode sein, wobei es sich um den Kehrwert der Pixelfrequenz fp handelt. Aus diesen Vielfachen kann eine Liste von Kandidatenfrequenzen fi für die genaue Pixelfrequenz fp abgeleitet werden. Diese Liste enthält in der Regel fi = fp, fp·2 und manchmal - hauptsächlich abhängig von den grafischen Mustern in der Zeile - fp/2, 3·fp/2 usw., mit geringfügigen Schwankungen auf dem genauen Wert. Bei dem vorliegenden Beispiel fanden sich 67 ansteigende Transientenflanken und 67 fallende Transientenflanken. Die erste Kandidatenfrequenz enthielt 720 Abtasttaktsignale pro Zeilenperiode, eine andere Kandidatenfrequenz schwankte zwischen 1072 und 1086 oder um 3/2·720. Da die Schwankung zu groß war, wurden diese letzten Kandidaten bereits aus der weiteren Untersuchung beseitigt.
Auf Grund dieser kleinen Schwankungen muß der Wert für die Kandidatenfrequenz (bei dem obigen Beispiel 720 Abtasttaktperioden pro Zeilenperiode) optimiert werden. Jede Kandidatenfrequenz fi (z. B. 720 und 1080) wird separat optimiert, indem die Frequenzvorskaliererschaltung 22 eingestellt und der Zählerwert in der Abtastwert- Zählerschaltung 23 verändert wird. Wenn die Kandidatenfrequenz höher als 60 MHz ist, wird die Frequenzvorskaliererschaltung mit dem Dividiererwert von 1 eingestellt. Wenn fi in [30 MHz, 60 MHz] liegt, wird der Dividiererwert auf 2 eingestellt, in [15 MHz, 30 MHz] Wert 4 und in [7,5 MHz, 15 MHz] wird der Vorskaliererwert 8 installiert. Der Kandidatenzählerwert Ni wird aus der bekannten HSYNC-Frequenz fH und der Kandidatenpixelfrequenz fi berechnet: Ni = fi/fH. Auf die folgende Weise wird ein verbesserter Zählerwert N'i von dem Kandidatenzählerwert Ni abgeleitet. Für eine Anzahl benachbarter Zählerwerte Ni + j, wobei j positive und negative ganzzahlige Werte sind, wird eine Fitnessbewertung Sj berechnet. Zu diesem Zweck wird in der Abtastwert-Zählerschaltung 23 der Zählerwert Ni + j installiert. Außerdem wird in der programmierbaren Verzögerungsschaltung 27 ein erster Phasenverschiebungswert installiert. Eine oder mehrere Videozeilen, die die größte Menge schneller Transienten enthalten, werden mit diesen Einstellungen digitalisiert. Aus den so erhaltenen digitalen Bildsignalen wird eine erste Graubewertung berechnet. Die Graubewertung ist eine Zahl, die einen großen Wert aufweist, wenn die Anzahl von Zwischen-Graupegelwerten die Anzahl von niedrigen und hohen Graupegelwerten in den digitalen Bildsignalen übersteigt. Diese Graubewertung GS kann vorzugsweise als eine Summe transformierter digitaler Graupegelwerte berechnet werden. Die transformierten digitalen Graupegelwerte erhalten einen hohen Wert, wenn sie einem Zwischen-Graupegel entsprechen, und einen niedrigen Wert, wenn sie einem extremen hohen oder niedrigen Graupegel entsprechen. Deshalb wird der kleinste digitale Wert DMIN und der größte digitale Wert DMAX für das gesamte digitalisierte Bild oder die gesamte digitalisierte Zeile durchsucht. Da das Bild wahrscheinlich aufeinanderfolgende Pixel in einer Videozeile mit dem größten Signalwert und dasselbe für den niedrigsten Signalwert enthält, ungeachtet der Einstellungen des Abtasttakts und der Phasenverzögerung, sind die digitalisierten Werte DMIN und DMAX für das gesamte Bild repräsentativ, ungeachtet des Abtasttakts und der Phasenverzögerung zur Digitalisierung. Vorzugsweise wird DMIN um einen bestimmten Prozentsatz des Intervalls [DMIN, DMAX] erhöht und DMAX um denselben Betrag vermindert, um zu vermeiden, daß Pixel, die sogar mit der optimalen Phaseneinstellung nicht den größten oder kleinsten Pegel erreichen, eine schlechte Bewertung erhalten. Dieser Prozentsatz kann zum Beispiel 12% sein. Der Mittelwert DMID = (DMIN + DMAX) wird ebenfalls berechnet. Für digitale Bildsignale, die von DMIN bis DMAX reichen, werden die Pegel L von DMIN bis DMID dann linear von 0 bis 100 transformiert, die Pegel von DMID bis DMAX werden linear von 100 zu 0 transformiert. Alle digitalen Pegel unterhalb von DMIN oder oberhalb von DMAX werden zu 0 transformiert. Die Graubewertung GS kann vorzugsweise durch Verwendung einer Nachschlagetabelle berechnet werden, die erzeugt wird, um die digitalen Bildsignale gemäß den oben beschriebenen Regeln zu transformieren. Die Nachschlagetabelle transformiert alle digitalen Werte, die nicht höher als DMIN sind, zu 0, alle digitalen Werte, die nicht niedriger als DMAX sind, ebenfalls zu 0, einen digitalen Wert (DMIN + DMAX)/2 zu 100 und alle digitalen Werte zwischen DMIN und DMAX so, daß zwei lineare Funktionen bestimmt werden. Die Nachschlagetabelle wird so konstruiert, daß kleine Abweichungen von DMIN und DMAX, die durch Rauschen, Über- und Unterschwingen verursacht werden, nicht so kritisch sind, wie große Differenzen, die auf die Abtastung in den ansteigenden oder fallenden Flanken zurückzuführen sind. Genauso wie die erste Phaseneinstellung Φ&sub1; eine erste Graubewertung GS&sub1; ergibt, ergibt eine zweite Phaseneinstellung Φ&sub2; eine zweite Graubewertung GS&sub2; usw. Etwa zwanzig Phaseneinstellungen werden gleichförmig über die Abtastperiode verteilt, die der Kehrwert der Abtastfrequenz ist. Die größte GSMAX und die kleinste GSMIN-Graubewertung GS, die für die etwa zwanzig verschiedenen Phaseneinstellungen gefunden werden, werden gewählt. Die Fitnessbewertung Sj für den gewählten Zählerwert Ni + j wird als die Differenz zwischen der größten und der kleinsten Graubewertung berechnet Sj = GSMAX - GSMIN. Der Zählerwert Ni + k, der die größte Fitnessbewertung Sk ergibt, wird als die optimale Wahl für die benachbarten Zählerwerte gemäß der Kandidatenfrequenz fi gewählt. Die optimierte Frequenz ist somit f'i = (Ni + k)fH, wobei fH die Horizontal-SYNC-Frequenz ist. Der Grund für dieses Kriterium kann erläutert werden, indem man beachtet, daß für den korrekten Pixeltakt eine große Differenz zwischen der Graumenge besteht, wenn schnelle Transienten mit der korrekten Phase (fast kein Grau) und der schlechtesten Phase (Grau an jeder Flanke) abgetastet werden. Wenn schnelle Transienten mit dem falschen Pixeltakt abgetastet werden, liegt etwas Grau in jeder Phaseneinstellung vor, und die Differenz zwischen der 'besten' und der 'schlechtesten' Phase ist nicht sehr ausgeprägt. In dem Beispiel liegen die Bewertungen, die für 717..723 Abtastwerte pro Zeilenperiode gefunden werden, jeweils bei 4068, 6247, 6741, 24714, 10836, 6432 und 4771. Die höchste Bewertung von 24714, die 720 Abtastwerten pro Zeilenperiode entspricht, ist sicher die beste Wahl. Bei einer Zeilenrate von 15.592 kHz beträgt die Abtastfrequenz somit 11,2 MHz. Wenn der Zählerwertebereich [1072, 1086] behandelt würde, ergäbe sich wahrscheinlich 1080 als der beste Zählerwert.
Sobald die Zeile optimierter Frequenzen f'i bestimmt wurde (z. B. 720 und 1080 Abtastwerte), muß eine dieser als die nächste wahrscheinliche Pixelfrequenz bestimmt werden. Zu diesem Zweck werden die Videozeilen mit den schnellsten Transienten nochmals für eine erste gewählte optimierte Frequenz f'1 und für eine feste Menge verschiedener Phaseneinstellungen, die gleichförmig über die Abtastperiode verteilt werden, digitalisiert. Für jede Phaseneinstellung Φj wird auf dieselbe Weise wie oben beschrieben eine Graubewertung GSM berechnet. Die kleinste Graubewertung GSMIN,1 entspricht der wahrscheinlichsten korrekten Phaseneinstellung für diese optimierte Frequenz f'&sub1;. Dieser Wert GSMIN,1 wird durch die Anzahl von Abtastwerten N'i in der aktuellen Zeile dividiert, so daß sich die mittlere Menge von Grau pro Abtastwert ergibt: GSMIN,1/N'i. Diese Prozedur wird für jede andere optimierte Frequenz f'i wiederholt, und die Frequenz f'i, die die kleinste Menge von Grau pro Abtastwert GSMIN,1/N'i ergibt, wird als die optimale Wahl für die Abtasttaktfrequenz gewählt. Es ist wichtig, die Menge von Grau pro Abtastwert zu berechnen, da die Kandidatenfrequenzen fi in der Regel relativ unterschiedlich sind, so daß die Anzahl von Abtastwerten pro Zeile und die mögliche Gesamtmenge von Grau für jede Frequenz relativ unterschiedlich ist. Die durch diese Prozedur gefundene Abtastfrequenz ist die beste gefundene Übereinstimmung für die Pixeltaktfrequenz, durch die die analogen Videosignale erzeugt wurden. Im folgenden wird diese Abtastfrequenz verwendet, um die analogen Videosignale abzutasten. Auch wenn die Zeilenperiode kein ganzzahliges Vielfaches der Pixelperiode ist, sondern z. B. M = 728.333... ist, findet das Verfahren der vorliegenden Erfindung zwei Kandidaten N&sub1; = 728 und N&sub2; = 729. Der erste Kandidat N&sub1; erhält die höchste Bewertung und ist tatsächlich die beste Wahl, die für das Abtasten der analogen Videosignale getroffen werden kann.
Wie bereits erwähnt, erreicht das analoge Videosignal seinen Zielwert in einem Bruchteil der Pixeltaktperiode, nachdem jeder neue Pixelwert dem Analog/Digital-Umsetzer in dem Einzelbildspeicher, der das analoge Videosignal erzeugt, zugeführt wurde. Deshalb ist es wichtig, das analoge Videosignal in dem Einzelbild-Grabber im korrekten Augenblick während der Abtasttaktperiode abzutasten. Dieser Augenblick bzw. diese Zeitverzögerung in Bezug auf die ansteigende Flanke des Abtasttakts wird gewöhnlich als die Phase bezeichnet. Wenn die Phase für das Abtasten des Analogsignals falsch eingestellt ist, ist es möglich, daß das Analogsignal während seiner Anstiegszeit abgetastet wird. Schnelle Transienten in dem Bild, die zum Beispiel durch Vorliegen scharfer Ränder, weißer Grafiken auf einem schwarzen Hintergrund oder umgekehrt, oder spezifischer, Text in dem Bild verursacht werden, verschlechtern sich, wenn sie in der Anstiegszeit oder auf der fallenden Flanke abgetastet werden. Anstatt ausschließlich einen hohen Analogpegel oder einen niedrigen Pegel abzutasten, werden Zwischenpegel abgetastet, die Werte in dem digitalisierten Bild ergeben, die Grautönen entsprechen, anstatt kontrastierendem Schwarz oder Weiß. Vorzugsweise werden alle Abtastwerte mit derselben Phasenverzögerung genommen. Die in Fig. 2 gezeigte programmierbare Schaltung 27 ermöglicht eine feste Phasenverschiebung für alle Abtastwerte. Das Phasenschieberegister kann die Abtasttaktsignale mit einer Zeitverzögerung von bis zu 128 Nanosekunden, mit Zunahmen von 0,5 Nanosekunden, verzögern. Die optimale Phaseneinstellung wird durch eine iterative Prozedur gefunden. Wiederum ist es notwendig, daß analoge Videosignale übertragen werden, die mindestens eine Videozeile mit schnellen und beträchtlichen Transienten enthalten. Vorzugsweise müssen mindestens fünf Zeilen solche Transienten enthalten. Dies kann entweder durch Übertragen von analogen Videosignalen, die ein Testbild mit Ein/Aus- Mustern darstellen, oder durch Darstellung eines Bildes, das Grafiken oder Text enthält, realisiert werden. Vorzugsweise werden die fünf Videozeilen mit der größten Menge von Transienten durch eine Prozedur wie oben beschrieben gewählt. Diese Zeilen werden von dem Analogvideodigitalisierer 33 mit einer Abtastrate digitalisiert, die von dem Abtasttaktgenerator 42 auferlegt wird. Die digitalisierten Bildsignale werden in dem digitalen Speicher 35 gespeichert, der an dem digitalen Ausgang des Digitalisierers 33 angekoppelt ist. Von den digitalen Bildsignalen in dem Speicher 35 werden der niedrigste digitale Wert DMIN und der höchste digitale Wert DMAX bestimmt. Diese Werte sind in der Regel relativ verschieden. Wenn die schnellen Transienten mit einer guten Phaseneinstellung in der programmierbaren Verzögerungsschaltung 27 digitalisiert werden, sind die digitalen Werte DMIN und DMAX dominant in dem digitalen Speicher 35 präsent. Bei einer schlechten Phaseneinstellung wird ein Teil der Transienten in den ansteigenden oder fallenden Flanken zwischen DMIN und DMAX abgetastet, wodurch sich digitale Signalwerte zwischen DMIN und DMAX ergeben.
Um die optimale Phase automatisch zu wählen, werden die gewählten Videozeilen mehrmals mit verschiedenen Phaseneinstellungen digitalisiert, und für jede Phaseneinstellung wird wie oben beschrieben eine Graubewertung GS berechnet. Die Phase mit der niedrigsten Graubewertung GS wird als die optimale Phaseneinstellung gewählt.
In der programmierbaren Verzögerungsschaltung 27 wird eine erste Phaseneinstellung mit einer Verzögerung von 0 Nanosekunden (keine Phasenverzögerung) installiert. Zur Bestimmung der anderen Phaseneinstellungen wird die Abtastperiode, die der Kehrwert der Abtastfrequenz ist, durch einen Faktor von 20 dividiert. Diese Zeit wird auf die nächsthöhere halbe Nanosekunde aufgerundet und als die Phasenzunahme für die verschiedenen Phaseneinstellungen Φi bestimmt, wodurch man für jede eine Graubewertung GSi wie oben berechnet erhält. Nachdem die gewählten Videozeilen digitalisiert wurden, wird jedes der digitalen Bildsignale durch die Nachschlagetabelle geleitet, die die Graubewertung für einzelne Digitalsignale definiert, und die Ausgangswerte werden summiert. Für eine spezifische Phase Φi ist diese Summe die Graubewertung GSi. Diese Graubewertung zeigt die Menge von digitalisierten Grautransienten an. Für jede Phaseneinstellung Φi wird die entsprechende Graubewertung GSi gespeichert.
Theoretisch ist die beste Phase Φi die Phase mit der niedrigsten Graubewertung GSMIN. In der Realität besteht jedoch etwas Jitter auf den Horizontal-SYNC-Signalen, so daß eine Phaseneinstellung nur innerhalb einiger weniger Nanosekunden korrekt ist. Das Nehmen der niedrigsten Graubewertung GSMIN könnte zu der Auswahl einer ersten Phaseneinstellung Φ&sub1; führen, die sich nur um einige wenige Nanosekunden von einer zweiten Phaseneinstellung Φ&sub2; mit einer großen Graubewertung GS&sub2; unterscheidet, so daß ein geringfügiges Jitter auf den Horizontal-SYNC-Signalen zu einem sehr schlechten Bild führt. Um dieses Problem zu lösen, werden auch die Graubewertungen benachbarter Phaseneinstellungen betrachtet. Für jede Phaseneinstellung wird die Phasenbewertung, die eine gewichtete Summe von Graubewertungen ist, berechnet. Um die Phasenbewertung für die Phaseneinstellung Φx zu berechnen, nimmt das Gewicht für eine Graubewertung GBi, die aus einer Phaseneinstellung Φi erhalten wurde, mit der absoluten Phasendifferenz ab ΔΦ = Φx - Φi . Eine bevorzugte Gewichtsfunktion wird durch wi = 2[ΔΦ] gegeben, wobei ΔΦ in Nanosekunden ausgedrückt wird und [x] den höchsten ganzzahligen Wert, der nicht höher als x ist, bedeutet. Das Gewicht ist somit 1 für eine Phasendifferenz zwischen 0 und 1 Nanosekunden, 1/2 zwischen 1 und 2 Nanosekunden usw. Bei einer Phasendifferenz von mehr als 7 Nanosekunden können die Graubewertungen vernachlässigt werden. Diese Gewichte stellen sicher, daß eine hohe Graubewertung, die nur einige wenige Nanosekunden von der Phase ΦX entfernt ist, mehr zu der Phasenbewertung beiträgt, als Phasen, die weiter von der Phase Φx entfernt sind. Wenn die schnellen Transienten steil sind und viele aufeinanderfolgende Phaseneinstellungen eine gute Graubewertung aufweisen, dann erhalten Phasen, die der Mitte des Umfangs guter Graubewertungen am nächsten kommen, die niedrigsten Phasenbewertungen.
Für jede Phaseneinstellung Φx wird die Phasenbewertung wie oben beschrieben berechnet und gespeichert. Sobald die Phasenbewertungen für alle Phaseneinstellungen bewertet worden sind, wird die niedrigste Phasenbewertung gewählt, und die entsprechende Phaseneinstellung wird als optimale Phase betrachtet. Diese optimale Phaseneinstellung wird in der programmierbaren Verzögerungsschaltung 27 installiert. Bei dem oben beschriebenen Beispiel wird für 20 verschiedene Phaseneinstellungen, die gleichmäßig über eine Abtastperiode von 90 Nanosekunden verteilt sind, eine Graubewertung berechnet. Für jede neue Berechnung wird die Abtastverzögerung oder -phase mit 4, 5 Nanosekunden erhöht, entsprechend einem digitalen Wert von 9. Es werden die folgenden Bewertungen gefunden: 18, 9, 2, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 0, 6, 18, 28, 54, 76, 100, 91, 78, 39, 23. Man wählt die Phaseneinstellung, die der vierten Null entspricht, die 6·4,5 = 27 Nanosekunden entspricht. Die optimale Phaseneinstellung zum Abtasten der analogen Videosignale beträgt bei dem vorliegenden Beispiel somit 27 Nanosekunden.
Wie bereits beschrieben, werden die analogen Videosignale an jeder ansteigenden Flanke des Abtasttaktsignals abgetastet. Die analogen Signale werden jedoch nicht abgetastet, solange sie außerhalb der aktiven Zeilenzeit liegen. Der Start der aktiven Zeilenzeit ist immer eine feste Zeit nach der fallenden Flanke des HSYNC-Signals. Da das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtasttaktsignalen konstant ist, kann das Abtasten eine feste Anzahl von Abtasttaktzyklen nach der fallenden Flanke des Horizontal-SYNC-Signals gestartet werden. Zu diesem Zweck wird ein Zähler in der Abgrenzungsschaltung 44 für das aktive Fenster durch ein Signal, das durch die fallende Flanke des Horizontal-SYNC- Signals erzeugt wird, neu gestartet. Der Zähler zählt die ansteigenden Flanken des Abtasttaktsignals. Sobald der Zähler eine feste Anzahl von ansteigenden Flanken erkannt hat, aktiviert der Zähler das Abtasttaktsignal zu der Analogvideodigitalisiererschaltung 33, die das erste Signal in der aktiven Videozeile digitalisiert. Wenn eine ansteigende Flanke des Abtasttaktsignals sehr nahe bei der fallenden Flanke des Horizontal-SYNC-Signals liegt, dann ist es möglich, daß der Zähler entweder kurz vor oder kurz nach dieser ansteigenden Flanke des Abtasttaktsignals startet. Im linken Teil von Fig. 5 wird der Zähler kurz vor der ansteigenden Flanke 91 des Abtasttaktsignals zurückgesetzt, und dieser ansteigenden Flanke wird die Abtastwertnummer 1 gegeben. Wenn die aktive Zeilenzeit mit der Abtastwertnummer 4 startet, dann wird der erste niedrige Pegelwert 92 abgetastet. Auf der rechten Seite von Fig. 5 weist die fettgedruckte Linie, die das SYNC-Signal anzeigt, dieselbe Position relativ zu den Abtasttaktsignalen auf. Aufgrund kleiner Schwankungen der Signalform des Horizontal-SYNC-Signals, einer kleinen Zeitverzögerung Δt auf diesem Signal oder einer akkumulierten geringfügigen Schwankung der Abtasttaktperiode ist es jedoch möglich, daß die fallende Flanke des HSYNC-Signals an der gestrichelten Linie 93 kurz nach der theoretischen Position erkannt wird. Der Zähler wird dementsprechend kurz nach der ansteigenden Flanke 94 des Abtasttaktsignals zurückgesetzt, und der Zähler beginnt mit dem Zählen an der nächsten ansteigenden Flanke des Abtasttaktsignals. Es ist klar, daß das vierte Pixel, bei dem das Aktiv-Zeilen-Video starten soll, eine Abtasttaktperiode zu spät gefunden wird. Dieser Effekt ist auch von einem anderen Standpunkt aus zu sehen. Alle Abtasttaktsignale, die vor der fallenden Flanke der HSYNC-Signale auftreten, erzeugen digitale Pixelwerte, die zu der Videozeile N gehören, während alle Abtasttaktsignale, die nach der fallenden Flanke des HSYNC-Signals auftreten, digitale Pixelwerte erzeugen, die zu der Videozeile N + 1 gehören. Wenn die fallende Flanke des HSYNC-Signals nahe bei der ansteigenden Flanke eines Abtasttaktsignals liegt, enthält die Zeile N M = 10 oder M + 1 = 11 Pixel, abhängig von kleinen Zeitschwankungen - die oft Jitter genannt werden - auf der fallenden Flanke des HSYNC-Signals. Wenn die Zeile N und die Zeile N + 1 auf einem Videomonitor angezeigt oder auf einer Druckausgabe abgebildet werden, ist die Pixelverschiebung deutlich sichtbar. In aufeinanderfolgenden Zeilen kann dieser Effekt sehr deutlich werden, wenn das Zählerrücksetzsignal manchmal kurz vor und manchmal kurz nach der ansteigenden Flanke des Abtasttaktsignals auftritt. Vertikale Zeilen und Text erscheinen in einem solchen Bild sehr gezackt. Um dieses Problem zu lösen, wird eine HREF-Einstellschaltung 45 installiert, um ein verzögertes Horizontal-SYNC-Signal 95 zu erzeugen. Das verzögerte SYNC-Signal löst den Zähler aus, so daß die fallende Flanke 96 des verzögerten HSYNC-Signals in ausreichender Entfernung (98) von der ansteigenden Flanke 97 der Abtasttaktsignale gehalten wird. In Fig. 5 sind dieselben Signale gezeigt, und es ist ersichtlich, daß sogar beträchtliche Schwankungen 88, 89 der relativen Position der fallenden Flanke des Horizontal-SYNC-Signals in Bezug auf die ansteigende Flanke des Abtasttaktsignals die Numerierung der Abtasttaktsignale durch den Zähler nicht beeinflussen. In den obigen Absätzen wurde beschrieben, daß auch die relative Position oder Phase der Abtasttaktsignale in Bezug auf die fallende Flanke der Horizontal-SYNC-Signale durch die programmierbare Verzögerungsschaltung 27 verändert werden könnten. Das bedeutet, daß sich in Fig. 5 die Abtasttaktsignale nach rechts verschieben können, und die in Verbindung mit Fig. 5 skizzierte Situation wieder möglich ist. Deshalb kann bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung das HREF-Phasenschieberegister eine varible HREF-Phasenverschiebung, vorzugsweise von 7 bis 14 Nanosekunden mit einer Genauigkeit von 1 Nanosekunde einführen. Diese HREF-Phasenverschiebung muß nun so eingestellt werden, daß das oben beschriebene Problem nicht auftreten kann. Die Position der fallenden Flanke der HSYNC-Signale relativ zu der Position der ansteigenden Flanke der Abtasttaktsignale wird durch mehrere Parameter beeinflußt, wie zum Beispiel durch die Abtastfreguenz, die Vorskalierereinstellung usw., so daß diese relative Position theoretisch nur schwer zu berechnen ist. Deshalb ist es besser, eine optimale Einstellung für die HREF-Verzögerung durch Experiment zu bestimmen.
Sobald die Abtastfrequenz und die Phaseneinstellung optimal installiert sind, wird ein analoges Videosignal - das vorzugsweise schnelle Transienten enthält - mit allen möglichen Einstellungen der HREF-Phasenverschiebung digitalisiert. Für eine erste Einstellung der HREF-Phasenverschiebung wird das analoge Videosignal zwei- oder mehrmals digitalisiert, und die so erhaltenen digitalen Bilder werden miteinander verglichen. Jede digitalisierte Videozeile aus dem ersten Bild wird mit der entsprechenden Videozeile aus dem zweiten Bild und - gegebenenfalls - mit den anderen digitalisierten Bildern verglichen. Sie werden außerdem mit der über ein Pixel verschobenen entsprechenden digitalisierten Videozeile verglichen. Wenn mindestens ein Teil der entsprechenden Zeilen mit Pixelverschiebung besser paßt als die nicht verschobene Übereinstimmung, dann erhält die HREF-Phasenverschiebungseinstellung eine niedrige Bewertung. Die höchste Bewertung wird erreicht, wenn alle Zeilen des zweiten und der nachfolgenden Bilder mit den entsprechenden nicht verschobenen Zeilen des ersten Bildes übereinstimmen. Für jede mögliche HREF-Phaseneinstellung wird eine Bewertung berechnet, und die maximale Bewertung oder als Alternative, die Bewertung, die am weitesten von der minimalen Bewertung entfernt ist, wird bestimmt. Die entsprechende Phaseneinstellung wird in dem HREF-Phasenschieberegister installiert.
Als Alternative werden die analogen Videosignale, die eine wesentliche Menge schneller Transienten umfassen, ein erstes Mal mit der niedrigsten HREF-Phaseneinstellung digitalisiert, um ein erstes digitales Bild zu erhalten, und dieselben analogen Videosignale werden ein zweites Mal mit der höchsten HREF-Phaseneinstellung digitalisiert, um ein zweites digitales Bild zu erhalten. Die entsprechenden Bildzeilen aus dem ersten und dem zweiten digitalen Bild werden einzeln ein erstes Mal ohne eine Pixelverschiebung und ein zweites Mal mit einer Pixelverschiebung miteinander verglichen. Wenn für bestimmte Videozeilen die Übereinstimmung in dem ersten Vergleich weniger korrekt als die Übereinstimmung in dem zweiten Vergleich ist, dann ist es nahezu sicher, daß für eine dazwischenliegende Einstellung der HREF-Phase die ansteigenden Flanken des Abtasttaktsignals nahezu mit den fallenden Flanken des HREF-Signals zusammenfallen. Um diese kritische HREF-Phaseneinstellung zu finden, werden dieselben analogen Videosignale ein drittes Mal digitalisiert, und es wird eine Übereinstimmung zwischen dem ersten und dem zweiten Bild gesucht. Wenn das dritte Bild am besten mit dem zweiten Bild übereinstimmt, dann wird weiterhin die kritische HREF- Phaseneinstellung zwischen der ersten und der dritten HREF- Phasenverschiebungseinstellung gesucht. Sobald die kritischste HREF- Phaseneinstellung gefunden wurde, wird die HREF-Phaseneinstellung installiert, die die größte Zeitdifferenz mit der kritischen HREF- Phaseneinstellung aufweist. Man muß außerdem den Umstand berücksichtigen, daß die kritische HREF-Phaseneinstellung durch die Abtastperiode, die der Kehrwert der Abtasttaktfrequenz ist, wiederholt wird.
Ein drittes Verfahren zur experimentellen Bestimmung der optimalen HREF-Phaseneinstellung besteht darin, sie auf einer bestimmten Einstellung HREF&sub1; festzuhalten, die Verzögerungseinstellung in der programmierbaren Verzögerungsschaltung 27 zu verändern und analoge Videosignale, die schnelle Transienten enthalten, solange zu digitalisieren, bis die kritische Phasenverschiebungseinstellung Φ&sub1; gefunden wird, die der festen HREF-Phaseneinstellung HREF&sub1; entspricht. Um zu bewerten, ob eine Verzögerungseinstellung kritisch ist, wird die digitalen Werte einer Videozeile, die die größte Anzahl von Transienten in dem Bild enthält und mit einer vorherigen Phaseneinstellung digitalisiert wurde, mit den digitalen Werten derselben Videozeile verglichen, die mit der aktuellen Phaseneinstellung digitalisiert wurde. Vorzugsweise wird die Abtastperiode in etwa zwanzig gleiche kleine Perioden unterteilt. Wenn solche kleinen Perioden kleiner als die Auflösung der Phasenverzögerungsschaltung sind, dann wird die kleine Periode gleich dieser Auflösung genommen. Es wird eine erste Phasenverschiebung von 0 Nanosekunden installiert, und die analogen Videosignale einer Videozeile, die eine große Menge von Transienten enthält, werden zu einer ersten digitalen Zeile DL&sub1; digitalisiert, wobei die optimale Abtasttaktperiode mit den obigen Prozeduren gefunden wird. Danach wird eine Phasenverzögerung gleich der oben erwähnten kleinen Periode installiert, und dieselbe Videozeile wird einmal zu einer zweiten digitalen Zeile DL&sub2; digitalisiert. Die digitalen Werte der Zeile DL&sub1; und DL&sub2; werden dann miteinander verglichen, indem eine erste Summe SUM&sub1; über alle entsprechenden Pixel der digitalen Wertedifferenz zwischen DL&sub1; und DL&sub2; erstellt wird. Eine zweite Summe SUM&sub2; wird berechnet, indem die Absolutwerte der Differenz zwischen Pixel 1 von Zeile DL&sub1; und Pixel 2 der Zeile DL&sub2;, Pixel 2 der Zeile DL&sub1; und Pixel 3 der Zeile DL&sub3; usw. addiert werden. Wenn SUM&sub1; kleiner als SUM&sub2; ist, dann ist keine Pixelverschiebung aufgetreten. Andernfalls ist eine Pixelverschiebung aufgetreten, und die aktuelle Phase wird als in Bezug auf die feste HREF&sub1;-Phaseneinstellung kritisch gekennzeichnet. Es wird eine dritte Phasenverzögerung installiert, und dieselbe Videozeile wird in DL&sub3; abgetastet, die Summe in Bezug auf die Abtastwerte in DL&sub2; berechnet, wodurch neue Werte SUM&sub1; und SUM&sub2; entstehen. Beide Summen können aufgrund einer aktuellen Phaseneinstellung, die die analogen Videosignale in aufeinanderfolgenden Pixelübergängen abtastet, beträchtlich groß sein. Deshalb wird außerdem eine zweite feste HREF&sub2;-Phaseneinstellung installiert, wie unten beschrieben wird.
Für HREF&sub1; = 7 Nanosekunden findet man bei dem oben beschriebenen Videoformat eine kritische Phaseneinstellung von 51,5 Nanosekunden. Um die Genauigkeit der Phasenentsprechung abzuschätzen, wird eine zweite Einstellung HREF&sub2; festgelegt, die sich vorzugsweise am meisten von der ersten HREF-Phaseneinstellung HREF&sub1; unterscheidet, und es wird wieder die kritische Phasenverschiebungseinstellung Φ&sub2;, die der HREF-Phaseneinstellung HREF&sub2; entspricht, gefunden. Für dasselbe Videoformat wurde für HREF&sub2; = 14 Nanosekunden eine kritische Phaseneinstellung von Φ&sub2; = 60,5 Nanosekunden gefunden. Da HREF&sub2; - HREF&sub1; = 7 Nanosekunden und Φ&sub2; - Φ&sub1; = 9 Nanosekunden ist, werden die Meßwerte als korrekt eingeschätzt. Da die optimale Phaseneinstellung zum Abtasten der analogen Videosignale 27 Nanosekunden beträgt und HREF&sub2; die am weitesten entfernte kritische Phaseneinstellung Φ&sub2; = 60,5 Nanosekunden liefert, wird die HREF-Phaseneinstellung auf den Wert HREF&sub2; eingestellt.
Nachdem der Abtasttakt und die Abtastwertverzögerung optimal eingestellt sind, werden das aktive Fenster der analogen Videosignale und die optimalen Verstärkungs- und Offseteinstellungen wiederum und genauer auf dieselbe Weise wie zuvor bestimmt. Die Anzahl von Abtastwerten vor dem aktiven Fenster wird nun in Bezug auf die optimale Abtasttaktperiode ausgedrückt. Es muß das breiteste Bild mit Bereichen minimaler und maximaler Helligkeit übertragen werden. Die schwarzen Ränder um das Bild - d. h. analoge Videosignale, die nahe bei dem Videoeinrichtpegel liegen - grenzen die Teile ab, die von jedem nachfolgenden abzutastenden Bild weggeschnitten werden. Die erste Digitalisierung erfolgt mit dem Videoverstärkungspegel 0, der einem Verstärkungsfaktor von 0,3 V entspricht, und einem Videoeinrichtpegel 0. Bei dem vorliegenden Beispiel findet man einen maximalen digitalen Wert in dem digitalen Bild von 100. Auf der Grundlage dieses Maximums wird ein neuer Verstärkungspegel berechnet, um einen Maximalpegel von etwa 214 zu erreichen. Mit einem Multiplizierer in der Videoverstärkungsschaltung 30, dem 0,3 V für einen digitalen Verstärkungsfaktor 0 zugeführt werden, und mit 1,3 V für einen digitalen Verstärkungsfaktor 255, muß der Verstärkungsfaktor somit 0,3 V·214/100 = 0,642 V sein, entsprechend einem Videoverstärkungspegel von (0,642 - 0,30)·255 = 87. Der Videoverstärkungspegel von 87 und das Videooffset von 0 werden eingestellt, die analogen Signale werden digitalisiert, und es wird ein neuer maximaler Digitalwert von 218 gefunden. Wiederum wird die erste Videozeile mit mindestens drei Pixeln mit einem digitalen Wert von mehr als 218/3 = 72 oder einem Drittel des maximalen digitalen Werts in dem Bild gefunden. Dasselbe geschieht für die unteren Videozeilen. Somit wird geschätzt, daß 29 Zeilen oben und 29 Zeilen unten nicht in das aktive Fenster fallen. Über diesen Zeilen in dem aktiven Fenster findet man den äußersten linken und den äußersten rechten Pixel mit einem digitalen Wert von mehr als 72. Dieses Mal zeigt sich, daß 146 Pixel auf der linken Seite und 51 Pixel auf der rechten Seite außerhalb des aktiven Fensters liegen. Diese Werte sind wesentlich kleiner als die zuvor gefundenen Werte von 232 und 84, und zwar hauptsächlich weil die Anzahl von Abtastwerten pro horizontaler Zeilenperiode nun 720 beträgt, während sie zuvor etwa 1100 betrug.
Die für das aktive Fenster gefundenen Werte werden in der Abgrenzungsschaltung 44 für das aktive Fenster installiert und die erfaßten digitalen Werte werden nun auf die Abtastwerte in dem aktiven Fenster beschränkt. Die analogen Videosignale werden nochmals mit dem Videoverstärkungsfaktor 87 und der Videooffseteinstellung von 0 digitalisiert. Der maximale digitale Wert ist nun 217. Es wird ein neuer Verstärkungsfaktor berechnet, um einen maximalen digitalen Wert von 255 zu erreichen. Mit dem Wissen, daß der Verstärkungspegel 0 zu einem maximalen digitalen Wert von 100 führt und der Verstärkungspegel 87 zu einem maximalen digitalen Wert von 217, findet man durch einfache lineare Extrapolation, daß der Verstärkungspegel 117 zu einem maximalen digitalen Wert von 255 führen sollte. Dieser Videoverstärkungspegel von 117 wird zusammen mit einem Offsetpegel von 0 eingestellt, und die analogen Videosignale werden nochmals digitalisiert, so daß sich insgesamt ein minimaler digitaler Wert von 0 und ein maximaler digitaler Wert von 255 ergibt.
Bei verschachtelten Videoformaten gibt der Start der Aktiv- Horizontal-Zeilenzeit ein erstes zu erfassendes Pixel, das Ende dieser Horizontal-Zeilenzeit gibt ein letztes zu erfassendes Pixel, das für beide Einzelbilder gleich ist. Das Vertikal-Aktiv-Einzelbild gibt eine erste zu erfassende Zeile und eine letzte zu erfassende Zeile. Diese Zeilenzahlen können für das erste und zweite Teilbild eines verschachtelten Bildes verschieden sein. Zähler in der Abgrenzungsschaltung 44 für das aktive Fenster werden entsprechend installiert, um nur die analogen Videosignale in dem aktiven Fenster zu digitalisieren.
Sobald eine optimale Einstellung für einen oder mehrere der oben beschriebenen Parameter, die elektronisch in dem Videoeinzelbild-Grabber gemäß der vorliegenden Erfindung eingestellt werden können, gefunden wurde, kann diese Einstellung direkt in die Schaltung integriert werden, und analoge Videosignale, die ein Bild darstellen, können digitalisiert und die entsprechenden digitalen Bildsignale in dem digitalen Speicher zur weiteren Verarbeitung gespeichert werden. Als Alternative können diese Parametereinstellungen digital in einem nichtflüchtigen Speichermittel gespeichert und jedes Mal dann abgerufen werden, wenn ein Bild oder eine Reihe von Bildern, das bzw. die durch analoge Videosignale dargestellt werden, von dem Videoeinzelbild-Grabber erfaßt werden müssen.

Claims

1. Videoeinzelbild-Grabber-System zur Erzeugung digitaler Bildsignale aus Videosignalen, die reine analoge Videosignale und Synchronisationssignale umfassen, wobei das System folgendes umfaßt:

- einen Abtasttaktgenerator (42) zum Erzeugen eines Abtasttaktsignals mit einer Frequenz;

- ein Mittel zum elektronischen Einstellen der Frequenz des Abtasttaktsignals;

- ein SYNC-Signal-Digitalisierermittel (43) zum Digitalisieren der Synchronisationssignale zu digitalen Synchronisationssignalen und

- ein Basistaktmittel (39, 40, 41, 27) zum Erzeugen von Basistaktsignalen für den Abtasttaktgenerator (42);

dadurch gekennzeichnet, daß das Einzelbild-Grabber-System folgendes umfaßt:

- ein Analog-Video-Digitalisierermittel (33) zum Digitalisieren der reinen analogen Videosignale zu den digitalen Bildsignalen gemäß der Frequenz des Abtasttaktsignals und

- ein Verzögerungsmittel (27) zum Verzögern der Basistaktsignale um eine vorbestimmte Zeitverzögerung, die elektronisch variabel ist.

2. System nach Anspruch 1, weiterhin umfassend:

- ein digitales Speichermittel (35) zur Speicherung der digitalen Bildsignale oder der digitalen Synchronisationssignale;

- ein Speicherauswahlmittel (34) zum selektiven Speichern

-- der digitalen Bildsignale oder

-- der digitalen Synchronisationssignale in dem digitalen Speichermittel.

3. System nach Anspruch 1, wobei das Analog-Video-Digitalisierermittel (33) und das SYNC-Signal-Digitalisierermittel (43) in ein Analog/Digital-Umsetzermittel integriert sind.

4. System nach Anspruch 1, weiterhin mit einem Mittel (37) zum Extrahieren der Synchronisationssignale aus den Videosignalen.

5. System nach Anspruch 1, wobei die Videosignale weiterhin andere reine analoge Videosignale umfassen, die

- von den reinen analogen Videosignalen verschieden sind und

- zusammen mit den Synchronisationssignalen zusammengesetzte Videosignale bilden,

und wobei das System weiterhin ein Mittel (37) zum Extrahieren der Synchronisationssignale aus den zusammengesetzten Videosignalen umfaßt.

6. System nach Anspruch 1, wobei die Videosignale reine analoge Videosignale und zusammengesetzte Synchronisationssignale umfassen und wobei das System weiterhin ein Mittel (37) zum Extrahieren der Synchronisationssignale aus den zusammengesetzten Synchronisationssignalen umfaßt.

7. System nach Anspruch 1, wobei die Videosignale reine analoge Videosignale, Horizontal-Synchronisationssignale und Vertikal- Synchronisationssignale umfassen und wobei das System weiterhin ein Mittel zum Extrahieren von Synchronisationssignalen aus den Horizontal-Synchronisationssignalen und den Vertikal- Synchronisationssignalen umfaßt.

8. System nach Anspruch 1; weiterhin umfassend:

- ein Fest-Basistaktmittel (41) und

- ein Basistaktauswahlmittel (40) zum Wählen von Basistaktsignalen für den Abtasttaktgenerator (42), die entweder aus:

-- den Synchronisationssignalen oder

-- dem Fest-Basistaktmittel (41) extrahiert werden;

- ein Abtastwert-Zählermittel (23) in dem Abtasttaktgenerator (42) zum Einstellen der Abtasttaktsignalfrequenz in Bezug auf die Basistaktsignalfrequenz.

9. System nach Anspruch 1, wobei der Abtasttaktgenerator (42) zum Erzeugen von Abtasttaktsignalen für den SYNC-Signal- Digitalisierer dient; wobei das System weiterhin folgendes umfaßt:

- ein Fest-Basistaktmittel (41) zum Erzeugen von Basistaktsignalen für den Abtasttaktgenerator (42);

- ein Basistaktauswahlmittel (40) zum Auswählen von Basistaktsignalen für den Abtasttaktgenerator (42), die entweder aus:

-- den Synchronisationssignalen oder

-- dem Fest-Basistaktmittel (41); extrahiert werden;

10. System nach Anspruch 1, weiterhin mit einem SYNC-Verstärkungsmittel (36) zur Verstärkung oder Reduktion der Amplitude der Synchronisationssignale um einen Faktor, der elektronisch variabel ist.

11. System nach Anspruch 1, weiterhin mit einem SYNC- Schwellenmittel (38) zur Unterscheidung zwischen Synchronisationssignalen mit hohem Pegel und niedrigem Pegel durch einen SYNC-Schwellenpegel, der elektronisch variabel ist.

12. System nach Anspruch 1, weiterhin mit einem Video-Fensterabgrenzungsmittel (44) zum Begrenzen der Digitalisierung der reinen analogen Videosignale auf ein rechteckiges Fenster, wobei die Position und Größe des Fensters elektronisch variabel sind.

13. System nach Anspruch 12, weiterhin mit einem an das Fensterabgrenzungsmittel (44) angekoppelten Synchronisationsverzögerungsmittel (45) zum Verzögern der Synchronisationssignale um eine vorbestimmte Zeitverzögerung, die elektronisch variabel ist.

14. System nach Anspruch 1, weiterhin mit einem Analogsignalfiltermittel (31) zum Filtern der Synchronisationssignale oder der Videosignale, wobei das Filtermittel (31) ein elektronisches Tiefpaßfilter ist, wobei die Grenzfrequenz des Filters elektronisch eingestellt werden kann.

15. System nach Anspruch 1, weiterhin mit einem Videoverstärkungsmittel (30) zur Verstärkung oder Reduktion der Amplitude der Videosignale, wobei der Verstärkungs- oder Reduktionsfaktor des Videoverstärkungsmittels (30) elektronisch variabel ist.

16. System nach Anspruch 1, weiterhin mit einem Videooffsetmittel (32) zum Addieren und Subtrahieren eines vorbestimmten Offsetpegels zu den Videosignalen, wobei der Offsetpegel elektronisch variabel ist.