DE3787015T2 - Im frequenzbereich wirkendes impulsraffungsradargerät zur störechobeseitigung. - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft eine Radarvorrichtung mit Dauerstrichbetrieb (CW) und Pulskompression, enthaltend:
• - Mittel zum Bereitstellen von CW-Signalen bei einer Hochfrequenz (fRF) und bei einer Zwischenfrequenz (fIF)
• - Mittel zum Bereitstellen eines Frequenzmodulationssignales mit einer Modulationsfrequenz, fLFM, und Mittel zum Kombinieren des Frequenzmodulationssignales (fLFM) mit dem Hochfrequenzsignal (fRF), um dadurch ein CW-Radarsignal zu erzeugen, das eine Frequenz (fRF + fLFM) aufweist;
• - Mittel zum Aussenden des CW-Radarsignales (fRF + fLFM);
• - Mittel zum Empfangen von zeitverzögerten CW-Radarechosignalen, welche Reflektionen des Radarsignales von Störungen in einer Störentfernung und von einem Ziel in einer Zielentfernung umfassen;
• - Mittel zum Abwärtswandeln der von den Empfangsmitteln empfangenen zeitverzögerten Stör- und Ziel-Echosignale in die Zwischenfrequenz (fIF) zur Weiterverarbeitung.
• Eine Vorrichtung der vorstehend genannten Art ist aus dem Dokument US 4,176,351 bekannt.
• In allgemeinen Worten betrifft die vorliegende Erfindung das Feld des Radargerätes, insbesondere das Feld von CW (Dauerstrichbetrieb)-Radargeräten, die zur Detektion von Zielentfernungen ausgelegt sind.
• Radargeräte sind allgemein als aktive elektronische Vorrichtungen bekannt, welche Objekte durch Ausstrahlung von Mikrowellenenergie in Form von elektromagnetischen Wellen und durch Verarbeitung von Echosignalen von reflektierenden Objekten detektieren. Ein Konzept mit breiter Anwendung besteht darin, daß Radargeräte kurze Energiepulse aus senden und die Gesamtlaufzeit der Pulse zu einem Zielobjekt und zurück zu einem Empfänger messen, wobei die Zielentfernung aus der Puls-Gesamtlaufzeit und der bekannten Geschwindigkeit der Wellenausbreitung gemessen wird.
• Typische gepulste Radargeräte erzeugen eine Folge von kurzen Impulsen, wobei die hänge eines jeden Impulses in der Folge typischerweise nur ein paar Mikrosekunden und die Pulswiederholfrequenz (PRF) typischerweise einige hundert Impulse pro Sekunde beträgt. Jeder Impuls besteht aus einem Paket oder Burst einer RF-Welle (Hochfrequenzwelle) mit einer typischen Frequenz in dem hohen Megahertz- bis Gigahertz-Bereich. Zielgeschwindigkeit und/oder Annäherungsrate können durch gepulste Radargeräte durch Untersuchung der durch die Bewegung des Zieles bewirkten Dopplerfrequenzverschiebung bestimmt werden, wobei solche Radargeräte gepulste Dopplerradargeräte genannt werden.
• In einigen Anwendungsfällen können als eine Alternative zu gepulsten Dopperradargeräten insbesondere bei erdgebundener Überwachung für geringe Höhe in einem militärischen Anwendungsbereich schmalbandige CW (Dauerstrich)-Radargeräte wegen der Vorteile der Sichtbarkeit des Zieles verwendet werden. Anders als gepulste Radargeräte senden CW-Radargeräte in ihrer einfachsten Form eine einzige sinusförmige Welle aus, wobei die zeitverzögerten, empfangenen Signale mit der ausgesendeten Trägerfrequenz gemischt werden.
• Im Zusammenhang mit Vorteilen bei digitalen Signalverarbeitungstechniken, waffentechnischen Anforderungen und Radartechniken mit geringer Interferenzwahrscheinlichkeit (LPI) müssen jedoch Radargeräte mit großer Bandbreite (hoher Auflösung), vom frequenzagilen Typ und mit Bodenüberwachung mit gleichzeitiger Verfolgung und Abtastung entwickelt werden. Bestehende CW- Radargeräte verwenden RF/IF-Löschtechniken, um Sender-Empfänger- Signallecken sowie Störechosignale aus kurzer Entfernung zu unterdrücken. Obwohl reine CW-Wellenformen verwendende CW- Radargeräte eine exellente Leck/Stör-Immunität aufweisen, können derartige Radargeräte die Zielentfernung nicht messen. Um die Möglichkeit der Messung der Zielentfernung zu schaffen, muß der Sendewellenform eine Art von Phasen- oder Frequenzmodulation verliehen werden. Allgemein wird die Entfernungsauflösung mit dem Bandbreite derartiger Modulationen besser, während die Empfindlichkeit des Radargerätes gegenüber Lecken/Störungen mit der Modulationsbandbreite zunimmt. Konventionelle Lösch- oder Filter-Techniken für Lecken/Störungen sind auf Signale mit großer Bandbreite nicht anwendbar. Es werden daher Verbesserungen bei Techniken mit großer Bandbreite benötigt, die mit CW-Überwachungsradargeräten hoher Leistung kompatibel sind.
• Die eingangs erwähnte US 4,176 351 offenbart ein Dauerstrichradar, bei dem das Modulationssignal eine 262 Hz Sinuswelle ist. Das empfangene Radarsignal wird in einen Bildselektionsmischer gegeben, in dem es kohärent mit einer unverzögerten Kopie des ausgesendeten Signales im Zwischenfrequenzbereich überlagert wird. Der Ausgang des Mischers ist ein Signal im Zwischenfrequenzbereich von nominal 8 MHz. Ein bei 8 MHz zentriertes Kerbfilter unterdrückt zu der Störung gehörende Zwischenfrequenzkomponenten.
• Dieses System aus dem Stand der Technik ist für sich bewegende Ziele mit einer merklichen Dopplerverschiebung ausgelegt. Die Dopplerverschiebung bewirkt eine Frequenzverschiebung von von einem Ziel reflektierten Signalen in dem Zwischenfrequenzbereich, so daß die zugeordneten Frequenzkomponenten außerhalb des Sperrbandes des Kerbfilters sind und daher nicht unterdrückt werden.
• Ein anderes Störunterdrückungsschema ist in der US 4,620,192 (COLLINS) diskutiert. Das Modulationssignal wird in einem ROM gespeichert, so daß eine beliebige Wellenform - sinusförmig, dreieckig oder ähnlich - verwendet werden kann. Die empfangenen Radarsignale werden zwei Mischern zugeführt, welche ein unverzögerte Kopie des ausgesendeten Signales sowie eine um 90º in dem Phase verschobene Version desselben empfangen, so daß Wirk- und Blindsignale I und Q erzeugt werden. Diese werden von einem Kerbfilter gefiltert. Das zugrundeliegende Betriebsschema dieses Dokumentes beruht ebenfalls auf der im Gegensatz zu bewegungslosen Störungen von sich bewegenden Zielen herrührenden Dopplerverschiebung.
• Die CW (Dauerstrich) -Radarvorrichtung mit Pulskompression im Frequenzbereich gemäß der vorliegenden Erfindung ist dazu ausgelegt, Störsignale zu eliminieren und von anderen Echosignalen, z. B. Zielechos, Entfernungs- und Doppler-Zellen-Daten zu erhalten. Sie ist weiter durch die folgenden Merkmale gekennzeichnet:
• - die Mittel zum Bereitstellen eines Frequenzmodulationssignales stellen ein eine lineare Frequenzmodulation (LFM) bewirkendes sägezahnartiges Rampensignal mit variabler Rampenfrequenz (fLFM) bereit,
• - und sie ist ferner gekennzeichnet durch Mittel zum Herausziehen des Frequenzmodulationssignales (fLFM) aus den zeitverzögerten Stör- und Ziel-Echosignalen (fIF + fLFM)DEL im Zwischenfrequenzbereich, um in einem Frequenz-Zeitbereich ein erstes analoges Rechteckwellensignal zu erzeugen, das dem reflektierten Störsignal aus der Störentfernung entspricht, und um ein zweites analoges Rechteckwellensignal zu erzeugen, das dem reflektierten Zielsignal aus der Zielentfernung entspricht;
• - durch Filtermittel, die zum Empfang der ersten und zweiten Rechteckwellensignale geschaltet sind und wenigstens eine Frequenzkerbe aufweisen, um das erste Rechteckwellen-Störsignal herauszufiltern, während das zweite Rechteckwellen-Zielsignal durchgelassen wird, wenn die Frequenzcharakteristiken des ersten und des zweiten Rechteckwellensignales voneinander verschieden sind; und durch
• - Verarbeitungsmittel, die zum Empfang des von den Filtermitteln ausgegebenen zweiten Rechteckwellen- Zielsignales und zu dessen Verarbeitung geschaltet sind, um konventionelle Zielentfernungs- und Doppler- Zellen-Daten bereitzustellen, welche sich auf die Zielentfernung und -geschwindigkeit beziehen.
• Die zum Empfang der ersten und zweiten Recheckwellensignale geschalteten Filtermittel haben vorzugsweise wenigstens eine Frequenzkerbe, um das erste Recheckwellen-Störsignal im wesentlichen herauszufiltern, während das zweite Recheckwellen- Zielsignal durchgelassen wird, und dies unter der Voraussetzung, daß die Frequenzcharakteristiken des zweiten Recheckwellenzieles von den Frequenzcharakteristiken des ersten Recheckwellen- Störsignales verschieden sind, was üblicherweise der Fall ist. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfassen die Filtermittel Mittel zum Justieren der Frequenz der filternden Kerbe, um es den Filtermitteln dadurch zu ermöglichen, unabhängig von dem Bereich, in dem die Störung reflektiert wird, das erste Recheckwellen-Störsignal herauszufiltern.
• Wenn das erste Recheckwellen-Störsignal mit einer Störung kurzer Entfernung verbunden ist; so umfaßt das Störsignal am Anfang eines jeden seines Rechteckimpulses einen kurzen Zeitabschnitt, in dem die Frequenz des Signales im wesentlichen von der Zwischenfrequenz verschieden ist, wobei die Impulsanfänge dem Start eines jeden LFM-Durchlaufes entsprechen. Während des Restes eines jeden Pulses ist die Frequenz des ersten Recheckwellen- Störsignales nicht wesentlich von der Zwischenfrequenz verschieden. Für solche Fälle sind Mittel vorgesehen, um die kurzen Zeitabschnitte von merklicher Frequenzdifferenz zu eliminieren, bevor das erste Recheckwellen-Störsignal den Kerbfiltermitteln zugeführt wird. Vorzugsweise sind Zeittormittel vorgesehen, um den Durchgang des ersten Recheckwellen-Störsignales während der kurzen Zeitabschnitte mit merklicher Frequenzdifferenz zu blockieren, wobei die Tormittel es verbleibenden Teilen des ersten Wellen-Störsignales erlauben, die Kerbfiltermittel während des Restes einer jeden Signalperiode zu passieren. Da die Frequenzdifferenz zwischen großen Teilen des zweiten Recheckwellen-Störsignales und der Zwischenfrequenz ungefähr gleich einer bestimmten Deltafrequenz ist, ist die Filterkerbe zum Ausfiltern des Störsignales mit kurzem Abstand so ausgewählt, daß sie eine Frequenzkerbe hat, welche sich zwischen ungefähr der Zwischenfrequenz und einer Frequenz erstreckt, die geringfügig größer ist als die Summe aus der Deltafrequenz und der Zwischenfrequenz.
• Es ist ebenfalls bevorzugt, wenn die Verarbeitungsmittel eine erste Schnelle Fourier-Transformationsschaltung (FFT) aufweisen, die dazu verschaltet ist, die Ausgabe der Kerbfiltermittel zu empfangen, und eine zweite FFT-Schaltung umfassen, die dazu geschaltet ist, die Ausgabe der ersten FFT-Schaltung zu empfangen. Die Verarbeitungsmittel umfassen weiter vorzugsweise einen Synchronisationsdetektor zum Liefern von analogen Wirk (I)- und Blind (Q)-Signalkomponenten der Ausgabe des zweiten Recheckwellen-Zielsignales der Filtermittel, Analog-Digital-Wandler (A/D)-Mittel zum Konvertieren der analogen I- und Q-Signalkomponenten in ein digitales Format, sowie Mittel zum Abtasten einer jeden der digitalisierten I- und Q-Signalkomponenten für eine bestimmte Anzahl, M, während einer jeden Signalperiode, T, wobei die Anzahl M eine ganzzahlige Zweierpotenz ist. Gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die erste FFT-Schaltung vom M-Punkt Typ und die digitalisierten Abtastwerte der I- und Q-Komponenten des ersten Wellensignales werden an entsprechende Eingänge der ersten FFT-Schaltung geliefert.
• Wenn, wie es bevorzugt ist, das zweite Recheckwellen-Zielsignal in Signalblöcken von N Signalimpulsen (wobei N ebenfalls eine ganzzahlige Zweierpotenz ist) verarbeitet wird, wobei jeder Impuls einer der LFM-Rampen entspricht und die Periode T aufweist, ist die zweite FFT-Schaltung vom N-Punkt Typ. In einem derartigen Fall liefert die erste FFT-Schaltung N Vektorausgänge an entsprechende Eingänge der zweiten FFT-Schaltung. Die Abtastzahl M kann gleich der Zahl N sein.
• Die erste FFT-Schaltung sorgt vorzugsweise für digitale Pulskompression und die zweite FFT-Schaltung sorgt für Signal- Dopplerkompression. Die erste FFT-Schaltung und die zweite FFT- Schaltung können dieselbe FFT-Schaltung umfassen, welche während einer ersten Betriebsphase (Durchlauf) für digitale Pulskompression sorgt und während einer zweiten Betriebsphase (Durchlauf) für Signal-Dopplerverarbeitung sorgt, wobei der Signalausgang aus der FFT-Schaltung an dem Ende der ersten Phase auf den Eingang der Schaltung zur Dopplerverarbeitung während der zweiten Betriebsphase rückgekoppelt wird.
• Ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung ergibt sich aus der folgenden Beschreibung des Ausführungsbeispieles in Zusammenhang mit der beigefügten Zeichnung, in der:
• Fig. 1 ein funktionales Blockdiagramm eines beispielhaften CW (Dauerstrich)-Radargerätes in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung auf einer oberen Ebene ist, wobei das Radargerät zum Befreien von Radarechosignalen von Störungen ausgelegt ist;
• Fig. 2 ein funktionales Blockdiagramm des CW-Radar aus Fig. 1 auf einer zweiten Ebene ist, das die Konfiguration aus Fig. 1 in größerem Detail zeigt;
• Fig. 3 ein Diagramm ist, in dem ein LFM (linear frequenzmoduliertes)-CW-RF (Hochfrequenz)-Radarsignal (fRF + fLFM), das von dem Radar aus Fig. 2 ausgesandt ist, im Frequenz-Zeit-Bereich aufgetragen ist, und das die Sägezahncharakteristiken des ausgesandten Signales zeigt;
• Fig. 4 ein Diagramm ist, in dem beispielhafte, abwärts gewandelte, zeitverzögerte IF (Zwischenfrequenz)- Radarechosignale mit nominaler Frequenz (fIF + fLFM), die von einer Störung in kurzer Entfernung und einem Ziel in großer Entfernung reflektiert wurden, im Frequenz-Zeit-Bereich aufgetragen sind, wobei das abwärts gewandelte, ausgesandte Signal zu Referenzzwecken ebenfalls gezeigt ist und das Diagramm die zeitverzögerten Sägezahncharakteristiken der aufgetragenen Signale zeigt;
• Fig. 5 ein Diagramm ist, in dem die in Fig. 4 gezeigten Signale in dem Frequenz-Zeit-Bereich aufgetragen sind, nachdem die Signale mit dem LFM-Signal gemischt wurden, um den LFM-Teil der Signale zu entfernen und ein zeitverzögertes, rechteckförmiges IF-Signal fIF bereits zustellen;
• Fig. 6 ein Diagramm ist, das Charakteristiken einer in dem Radargerät aus Fig. 1 verwendeten Zeittorschaltung zeigt, wobei Fig. 6a die Konfiguration des Zeittores und Fig. 6b eine Auftragung des Verlaufes Zeittor- Ein/Aus über der Zeit zeigt;
• Fig. 7 ein Diagramm ist, das im Frequenz-Gewinn-Bereich Charakteristiken eines Kerbfilterteiles der vorliegenden Erfindung zeigt, das im wesentlichen die Störechos aus kurzer Entfernung eliminiert, während die Zieldaten aus großer Entfernung durchgelassen werden;
• Fig. 8 eine Darstellung in dem Frequenz-Zeit-Bereich ist, die das Ausgangssignal des Zeittores aus Fig. 6 zeigt;
• Fig. 9 eine schematische Zeichnung von Signalverarbeitungsteilen des Radargerätes aus Fig. 1 ist, welche die Abtastung von Signaldaten und deren Verarbeitung für Entfernungs- und Doppler-Zellen-Anteile des Radargerätes zeigt; und
• Fig. 10 ein Diagramm ist, das ein abgewandeltes Kerbfilter mit zwei Kerbfrequenzen zeigt, wobei Fig. 10a in dem Frequenz-Zeit-Bereich ein zu eliminierendes Störsignal aus mittlerer Entfernung und Fig. 10b die entsprechenden Kerbfrequenzorte des Kerbfilters zeigt.
• Generell verwendet die vorliegende Erfindung eine neue Pulskompression von Radarechosignalen im Frequenzbereich, um es einem CW (Dauerstrich)-Radar zu ermöglichen, Ziele in einer Entfernung oder in Entfernungen von Störungen in unterschiedlicher Entfernung zu unterscheiden. Zum Zwecke der Illustration der vorliegenden Erfindung und ohne daß dadurch Beschränkungen beabsichtigt oder impliziert werden, wird angenommen, daß eine Störung in kurzer Entfernung und ein Ziel in mittlerer Entfernung von dem Radargerät als Objekte detektiert werden. Wie weiter unten beschrieben wird, können die Störung und das Ziel oder die Ziele jedoch in jeder beliebigen Entfernung oder beliebigen Entfernungen auftreten.
• Gemäß der vorliegenden Erfindung und wie es ebenfalls noch genauer unten beschrieben wird, werden lineare Frequenzmodulationstechniken (LFM) auf ein RF (Hochfrequenz)-CW-Übertragungssignal angewandt, um die Eliminierung des Störechosignales zu ermöglichen, bevor die verbleibenden Zielechosignale digital verarbeitet werden, um eine konventionelle Entfernungs- und Doppler-Zellen-Information zu erzielen, die sich auf den Zielort und die Zielgeschwindigkeit bezieht.
• Zum Zwecke der Beschreibung der vorliegenden Erfindung werden die hier verwendeten Ausdrücke "CW" und "Dauerstrich" so verwendet, wie sie ihre übliche und akzeptierte Bedeutung in bezug auf Radargeräte haben, wobei klar ist, daß alle "Dauerstrich"-Signale nicht notwendigerweise zu jeder Zeit kontinuierlich sind. Darüber hinaus betrifft der Ausdruck "Störung", so wie er hier verwendet wird, jegliche unerwünschte Radarechosignale, z. B. Echosignale von dem Boden oder von Regen. Der Ausdruck kann jedoch ebenfalls Echos von spezifischen Objekten so wie Gebäuden umfassen, für die eine Signalverarbeitung nicht gewünscht ist.
• Ein beispielhaftes CW-Radargerät 10, das die vorliegende Erfindung beinhaltet, ist auf einer oberen Ebene allgemein oder in Form eines Blockdiagrammes in Fig. 1 dargestellt. Das Radar 10 beinhaltend sind Sendemittel 12, Frequenzgeneratormittel 14, Empfängermittel 16, Mittel zur Störsignal-Beseitigung 18, Mittel zur Zielsignalverarbeitung 20 sowie Mittel 22 für Entfernungs- und Doppler-Zellen-Daten gezeigt. Allgemein und funktionell beschrieben erzeugen bzw. liefern die Mittel 14 zur Frequenzerzeugung CW-Signale sowohl bei einer vorausgewählten RF oder HF (Hochfrequenz) als auch bei einer vorausgewählten IF (Zwischenfrequenz), wobei derartige Signale hier als fRF bzw. fIF-Signale identifiziert werden. Zusätzlich zur Bereitstellung der fRF- und fIF-Signale liefern die Mittel 14 zur Frequenzerzeugung ein sägezahnartiges (rampenförmiges) LFM-Signal fLFM.
• Genauer gesagt liefern die Mittel 14 zur Frequenzerzeugung: (i) ein LFM-modifiziertes HF-Signal, das hier als (fRF + fLFM) definiert ist, an die Sendemittel 12, (ii) ein LFM-Signal fLFM und ein kombiniertes HF- sowie IF-Signal, das hier als (fRF + fIF) definiert ist, an die Mittel 18 zur Störsignal-Beseitigung, sowie (iii) ein IF-Signal fIF an die Verarbeitungsmittel 20. Die Empfängermittel 16 wiederum liefern zeitverzögerte Radarechosignale, die hier durch die nominale Frequenz (fRF + fLFM)DEL definiert sind, an die Mittel 18 zur Störsignal-Beseitigung.
• Die Mittel 18 zur Störsignal-Beseitigung wirken derart, daß sie vollständig oder zumindest im wesentlichen aus kurzer Entfernung (für das vorliegende illustrative Beispiel) stammende Störteile des Signales nominaler Frequenz (fRF + fLFM)DEL eliminieren, um dadurch ein "Nur-Ziel"-IF-Signal, das hier als (fIF)DEL definiert ist, an die Verarbeitungsmittel 20 zu liefern. Innerhalb der Verarbeitungsmittel 20 wird das analoge (fIF)DEL- Signal A/D (Analog-zu-Digital) gewandelt und weiter verarbeitet, um vektorielle Entfernungs- und Doppler-Zellen-Information an die Entfernungs- und Doppler-Zellen-Mittel 22 zur Verwendung bei der Zielberechnung zu liefern, wie dies dem Fachmann in der Radartechnik gut bekannt ist.
• Noch genauer ist in Fig. 2 ein funktionelles Blockdiagramm des Radargerätes 10 auf einer zweiten Ebene gezeigt. So wie die Sendemittel 12 dort dargestellt sind, umfassen sie einen konventionellen Verstärker 30, welcher über eine Leitung 32 das (fRF + fLFM)-Signal von den Mitteln 14 zur Frequenzerzeugung empfängt. Der Verstärker 30 liefert ein verstärktes (fRF + fLFM)
• Signal über eine Leitung 34 an eine konventionelle Antenne 36, welche das Signal von dem Radargerät 10 aussendet.
• Als in den Mitteln 14 zur Frequenzerzeugung enthalten sind in Fig. 2 ein konventioneller Frequenzsynthesizer 40, der die fRF- und fIF-Signale liefert, ein konventioneller LFM-Signalgenerator 42, welcher das sägezahnartige fLFM-Signal liefert, sowie ein erster konventioneller Signal- oder Frequenzmischer 44 gezeigt. Wie dargestellt, liefert der Frequenzsynthesizer 40 ein fRF-Signal über eine Leitung 46 an den Mischer 44 und der LFM-Signalgenerator 42 liefert ein fLFM-Signal über eine Leitung 48 an denselben Mischer. In Antwort auf den Empfang derartiger Signale liefert der Mischer 44 das gemischte Sendesignal (fRF + fLFM) über die Leitung 32 an den Verstärker 30. Die Sägezahnausbildung des (fRF + fLFM)-Signales ist in Fig. 3 dargestellt, die zeigt, daß der LFM-Sägezahnteil des Signales zur Zeit t&sub0; rampenartig ansteigt, was periodisch zu den Zeitpunkten t&sub1;, t&sub2;, t&sub3; usw. N-mal für jeden sich wiederholenden Block der LFM-Signale wiederholt wird. Ohne beabsichtigte oder enthaltene Beschränkung kann die LFM-Wiederholrate bei ungefähr 30 kHz liegen. Der Frequenzsynthesizer 40 liefert zusätzlich das kombinierte, abwärts gewandelte Frequenzsignal (fRF + fIF) über eine Leitung 50 an die Mittel 18 zur Störbeseitigung und das IF-Signal fIF über eine Leitung 52 an die Mittel 20 zur Signalverarbeitung. Der LFM-Generator 42 liefert über eine Leitung 54 ebenfalls das fLFM-Signal an die Mittel 18 zur Störbeseitigung für eine unten beschriebene Verwendung.
• Wie weiter aus Fig. 2 zu sehen ist, umfassen die Empfängermittel 16 eine konventionelle Empfangsantenne 62, welche über eine Leitung 64 an die Mittel 18 zur Störbeseitigung zeitverzögerte CW-Radarechosignale, die als (fRF + fLFM)DEL identifiziert sind, mit einer nominalen Frequenz (fRF + fLFM) liefert, welche wegen gut bekannter mit sich bewegenden Objekten verbundener Dopplereffekte in der Frequenz leicht variieren können. Ein solches zeitverzögertes Signal umfaßt typischerweise miteinander vermischte Echosignale von verschiedenen reflektierenden Objekten und wird zum Zwecke der Beschreibung der vorliegenden Erfindung so angesehen, als ob es Reflektionen des Radarsignales von einem Ziel 66 in einer Entfernung R&sub2; und von einer Störung (durch das Bezugszeichen 68 identifiziert) in einer kürzeren Entfernung R&sub1; enthält. Es ist jedoch zu verstehen, daß das zeitverzögerte Echosignal (fRF + fLFM)DEL in einer mehr typischen Weise mehrere verschiedene Signalreflektionen von mehreren verschiedenen Zielobjekten in verschiedenen Abständen umfassen kann, und daß Störechos aus mehr als einer Entfernung empfangen werden können.
• Die unten in größerem Detail beschriebenen Mittel 18 zur Störbeseitigung umfassen einen zweiten konventionellen Mischer 74, einen konventionellen Verstärker 76, ein konventionelles Bandpaßfilter 78, einen dritten konventionellen Mischer 80, ein Zeittor 82 und ein analoges Kerbfilter 84. Der zweite Mischer 74 ist über die Leitungen 50 bzw. 64 zum Empfang sowohl des (fRF + fIF)-Signales von dem Frequenzsynthesizer 40 als auch des zeitverzögerten (fRF + fLFM)DEL-Signales von der Empfangsantenne 62 geschaltet, und in Antwort darauf und auf bekannte Weise zum Liefern eines Zwischenfrequenz-Signales (fIF + fLFM)DEL nominaler Frequenz (fIF + fLFM) über eine Leitung 96 an den Verstärker 76 geschaltet, von welchem Signal das HF-Signal fRF extrahiert wurde und zu dem das fIF-Signal addiert wurde. Dieses Zwischenfrequenz-Signal (fIF + fLFM)DFL wird unten im Zusammenhang mit einer Besprechung der Fig. 5 genauer diskutiert.
• Nachdem es in dem Verstärker 76 konventionell verstärkt wurde, wird das (fIF + fLFM)DEL-Signal aus dem Mischer 74 in dem Filter 78 (auf bekannte Weise) über einen Bandpaß gefiltert, wobei das gefilterte Signal über eine Leitung 92 in den dritten Mischer 80 geführt wird. Dieser Mischer 80 empfängt über die Leitung 54 ebenfalls das LFM-Signal fLFM aus dem LFN-Generator 42. Als Reaktion gibt der Mischer 80 über eine Leitung 94 an das Zeittor 82 ein zeitverzögertes Signal von der in Fig. 5 gezeigten Natur aus, das unten ebenfalls genauer im Zusammenhang mit der Diskussion der Fig. 5 besprochen wird. Aus dem Zeittor 82, das durch zeitverzögerte "Einschaltung" oder "Leitung" des Tores zum Beispiel Frequenz spitzen oder- senken an dem Beginn einer jeden LFM-Rampe für das Störsignal eliminiert, wird das getorte Signal über eine Leitung 96 dem analogen Kerbfilter 84 zugeführt. Wie genauer unten im Zusammenhang mit Fig. 6 beschrieben werden wird, ist das analoge Kerbfilter 84 dazu ausgelegt, aus dem von dem Zeittor 82 bereitgestellten Signal spezifische Frequenzen herauszufiltern, die mit der Störung 68 verbunden sind. Jene Teile des Signales aus dem Zeittor 82, die mit nicht-störenden Echosignalen verbunden sind, zum Beispiel Echosignale von dem in größerer Entfernung befindlichen Ziel 66, werden jedoch durch das Kerbfilter 84 durchgelassen und über eine Leitung 98 den Mitteln 20 zur Signalverarbeitung (Fig. 2) zugeführt.
• In Fig. 2 sind als genereller Teil der Mittel 20 zur Signalverarbeitung ein Synchronisationsdetektor 106, ein A/D (Analog- Digital)-Konverter und Abtaster 108, ein digitaler Pulskomprimierer 110 und ein Doppler-Prozessor 112 gezeigt, die alle in der aufgeführten Reihenfolge elektrisch in Serie geschaltet sind und die alle von bekanntem Design sind. Der digitale Pulskomprimierer 110 und der Doppler-Prozessor 112 können jeweils konventionelle FFT- oder DFT (Schnelle Fourier Transformation oder Diskrete Fourier Transformation) -Schaltungen umfassen, wie es bei der Technik der digitalen Signalverarbeitung gut bekannt ist.
• Das aus dem Kerbfilter 84 kommende, gefilterte analoge Signal, welches sich auf das Ziel 66 beziehende Entfernungs- und Doppler- Informationen enthält, wird über eine Leitung 98 an einen Eingang des Synchronisationsdetektors 106 geliefert. Über die Leitung 52 wird das IF-Signal fIF aus dem Frequenzsynthesizer 40 ebenfalls an einen Eingang des Synchronisationsdetektors 106 geliefert. Als Antwort auf derartige Signale liefert der Sychronisationsdetektor 106 über eine doppelte Ausgangsleitung 114 analoge I(Wirk)- und Q(Blind)-Signalkomponenten an den A/D-Konverter und Abtaster 108. Die Funktion des A/D-Konverters und Abtasters 108 besteht darin, die analogen I- und Q-Signalkomponenten zu digitalisieren und jedes digitalisierte I- und Q-Signal M-fach (wobei M eine ganzzahlige Zweierpotenz ist) während jeder LFM- Periode T (für eine beispielhafte Gesamtheit von 2M Signalabtastungen für jeden der N Pulse pro Abstastblock) abzutasten.
• Diese digitalen Abtastwerte der I- und Q-Signalkomponenten werden über eine Leitung 116 an den digitalen Pulskomprimierer 110 geliefert, welcher vorzugsweise eine "M-Punkt"-FFT umfaßt. Die M Sätze von N Ausgaben des digitalen Pulskomprimierers 110 werden über eine Leitung 118 an den Doppler-Prozessor 112 geliefert, welcher eine "N-Punkt"-FFT sein kann. Aus dem Doppler-Prozessor 112 werden die M Sätze von N Werten, die auf konventionelle Weise Entfernungs- und Doppler-Zellen-"Gewichtungen" repräsentieren, über eine Leitung 120 an die Entfernungs- und Doppler- Zellen-Mittel 22 geliefert. Die Entfernungs- und Doppler-Zellen- Mittel 22 können in einem konventionellen Display (nicht gezeigt) enthalten sein, das für diese Zwecke verwendet wird, oder in einem Mikroprozessor-Speicher (ebenfalls nicht gezeigt) enthalten sein, in den die Entfernung- und Doppler-Zellen-Information zur automatischen Weiterverarbeitung auf bekannte Weise eingegeben wird.
• Unter weiterer Bezugnahme auf Fig. 3 ist das ausgesandte CW- Signal, das als (fRF + fLFM) identifiziert wird, oben so beschrieben worden, daß es eine lineare Frequenzmodulation des von dem Frequenzsynthesizers 40 bereitgestellten HF-CW-Signales umfaßt. Das ausgesandte CW-Signal (fRF +fLFM) nimmt auf diese Weise linear in der Frequenz zu und fällt dann in regulären Zeitintervallen der Periode T in der Frequenz scharf ab, was dem Signal eine "Chirp"-Charakteristik verleiht. Wie gezeigt, steigt das Signal (fRF + fLFM) zu den Zeitpunkten t&sub0;, t&sub1;, t&sub2;, . . . , tN-1, rampenartig an, wobei das ausgesandte Signal, wie oben erwähnt, in Blöcke von N Perioden, T, oder CW-Signal-Chirps aufgeteilt ist, wobei N ebenfalls eine ganzzahlige Zweierpotenz ist.
• Die von der Empfangsantenne 62 empfangenen Radarsignalreflektionen (Fig. 2) des ausgesandten Signales (fRF + fLFM) werden auf bekannte Weise typischerweise von Zielen oder Objekten in verschiedenen Entfernungen hervorgerufen. Das resultierende, zeitverzögerte Echosignal, das generell als (fRF + fLFM)DEL (mit der Erkenntnis, daß eine derartige Frequenz nominal ist), identifiziert werden kann, ist daher generell ein Kompositum von einigen (oder mehreren) sich überlappenden, individuellen zeitverzögerten Signalen, die entsprechend der zugegeordneten Reflektionsentfernung in der Zeit unterschiedlich verzögert wurden. Obwohl sich überlappende, zeitverzögerte CW-Signale mittels bekannter Techniken von dem gemischten Echosignal auf übliche Weise separiert werden können, kann die Entfernungsinformation nicht einfach von uniformen (nicht modulierten) CW-Signalen extrahiert werden.
• In dem vorliegenden Fall ist jedoch aus der Frequenz-Zeit- Darstellung aus Fig. 4 zu erkennen, daß der Sägezahnabschnitt eines jeden getrennten reflektierten Signales, aus dem das gemischte (zusammengesetzte), von der Empfangsantenne 62 empfangene Echosignal besteht, längs der Zeitachse relativ zu dem ausgesendeten Signal (Entfernung 0) um ein der zugeordneten Signalentfernung entsprechendes Maß versetzt oder verschoben ist. Zu illustrativen Zwecken zeigt Fig. 4 die Echosignale und das Sendesignal für Entfernung 0 (was einen Signal-Überlauf der Sendemittel 12 repräsentiert), nach der Abwärtswandlung im Mischer 74 auf eine Zwischenfrequenz, so daß sie für die Signalverarbeitung besser angepaßt sind, wobei das zeitverzögerte Signal an diesem Punkt generell als (fIF + fLFM)DEL (mit der Erkenntnis, daß dies ebenfalls eine nominale Frequenz ist) identifiziert ist. Um mit der obigen Beschreibung konsistent zu sein, zeigt Fig. 4 ebenfalls eine Darstellung eines ersten zeitverzögerten Signales, das der beispielhaften Störung 66 in kurzer Entfernung zugeordnet ist, und ein zweites länger in der Zeit verzögertes Signal, das einem beispielhaften Ziel 68 in mittlerer Entfernung zugeordnet ist.
• Es ist ebenfalls zu verstehen, daß, obwohl die Signale kurzer Entfernung (R&sub1;) und mittlerer Entfernung (R&sub2;) in Fig. 4 lediglich nach Belieben und nur im Zuge eines einfachen, illustrativen Beispieles so gezeigt sind, als ob sie über die einen Signalblock umfassenden N Signal-Chirps oder Perioden T invariant sind, dies üblicherweise nicht der Fall ist und nur bei stationären Objekten und bei einem stationären Radargerät 10 auftreten wird. Da die Startpunkte der Signalrampen längs der Zeitachse der Zielentfernung und in dem mehr allgemeinen Fall von sich bewegenden Zielen und/oder Radargeräten dessen Geschwindigkeit zugeordnet sind, verschieben sich die sägezahnartigen Teile der Echosignale für sich bewegende Ziele oder Radargeräte zumindest geringfügig längs der Zeitachse für verschiedene der N Perioden.
• Es ist sehr wichtig, daß es aus Fig. 4 entnommen werden kann, daß die jeweiligen Frequenzunterschiede Δf&sub1; und Δf&sub2; zwischen den beispielhaften reflektierten Signalen kurzer Entfernung und mittlerer Entfernung sowie dem Signal aus einer Entfernung Null (Überlauf) zu jeder ausgewählten Zeit t&sub1; auf der Zeitachse ebenfalls den Entfernungen zugeordnet sind, aus denen die Signale reflektiert wurden (und ebenfalls der Ziel- oder Radargeschwindigkeit).
• In dem vorliegenden Fall werden die in Fig. 4 gezeigten zeitverzögerten Echosignale in dem Verstärker 76 verstärkt, auf konventionelle Weise in dem Bandpaßfilter 78 gefiltert und in dem Mischer 80 mit dem fLFM-Signal aus dem LFM-Generator 42 gemischt, um Signale zu liefern, welche die in Fig 5 gezeigten rechteckförmigen (statt der sägezahnartigen) Frequenz-Zeit- Charakteristiken aufweisen. Nachdem das dem Echo oder Überlauf aus der Entfernung Null (R&sub0;) entsprechende LFM-Signal in dem Mischer 80 von dem Störechosignal aus kurzer Entfernung (R&sub1;) entfernt wurde, hat das resultierende Signal während jeder Zeitperiode T einen kurzzeitigen Frequenzbereich, in dem die Frequenz nahezu eine volle Bandbreite unterhalb der IF-Achse ist, wie dies in Fig. 5 zu sehen ist. Während des Restes einer jeden Periode T hat das Signal aus kurzer Entfernung einen Frequenzbereich, in dem die Frequenz nur geringfügig oberhalb der IF-Achse ist.
• Im Gegensatz dazu hat das Zielsignal aus mittlerer Entfernung (R&sub2;), von dem die LFM-Komponente für Entfernung Null in dem Mischer 80 entfernt wurde, ungefähr während der Dauer einer halben Periodenzeit einen Frequenzbereich, währenddessen die Frequenz ungefähr eine halbe Bandbreite unterhalb der IF-Achse ist, wie dies in Fig. 5 gezeigt wird. Während des Restes einer jeden Periode ist die Frequenz des Zielsignales aus mittlerer Entfernung ungefähr eine halbe Bandbreite oberhalb der IF-Achse.
• Durch diese beiden Beispiele wird klar, daß die Zeitdauer, für die die Frequenz unterhalb der IF-Achse ist, ansteigt und die negative Frequenzdifferenz zwischen dem Signal und der IF abnimmt, wenn die Entfernung des Echosignales zunimmt; gleichfalls nimmt die Zeitdauer des Signales oberhalb der IF-Achse ab und die positive Frequenzdifferenz zwischen dem Signal und der IF nimmt zu. Dementsprechend ist zum Beispiel ein Echossignal aus großer Entfernung (in Fig. 5 strichpunktiert angedeutet) ungefähr invers zu dem Echosignal aus kurzer Entfernung. Unabhängig von der Entfernung, aus der die Echosignale reflektiert werden, oder von der relativen Ziel- und Radar-Geschwindigkeit, ist die Spitzenwert-zu-Spitzenwert Frequenzdifferenz eines jeden von einem beliebigen Objekt zurückgekehrten Signales (in Fig. 5 dargestellt) für alle Echosignale jeweils dieselbe und ferner jeweils gleich der Bandbreite der IF-Frequenz. Dies ist eine wichtige Charakteristik der Rechteck-Wellensignale, wie sie in Fig. 5 gezeigt sind, und ermöglicht deren darauffolgende Verarbeitung um Entfernungs- und Doppler-Zellen-Daten zu erzielen.
• Die Ziel- und/oder Radar-Geschwindigkeit hat einen Doppler-Effekt auf die Frequenzpegel der in Fig. 5 gezeigten Echosignale aus kurzer, mittlerer und großer Entfernung (sowie anderer Echosignale aus anderem Entfernungen). Für sich mit einer relativen Geschwindigkeit +V auf die Empfangsantenne 62 zu bewegende Ziele verschieben sich die Frequenzpegel der in Fig. 5 dargestellten Signale nach oben, und für sich von der Empfangsantenne mit einer relativen Geschwindigkeit -V wegbewegende Ziele verschieben sich die Frequenzpegel nach unten, wobei das Maß der Frequenzverschiebung nach oben oder nach unten jeweils den Geschwindigkeiten +V und -V zugeordnet ist.
• Das beispielhafte Störsignal aus kurzer Entfernung wird durch das Zeittor 92 (oder sein Äquivalent) und durch das Kerbfilter 84 eliminiert. Wie in Fig. 6 gezeigt ist, kann das Zeittor 82 einen elektronischen Schalter umfassen, der abgeschaltet bleibt, um das Signal für die kurze Zeit Δt an dem Beginn einer jeden Periode T abzublocken, in der die Frequenz eines Signales aus kurzer Entfernung merklich unterhalb der IF-Achse liegt. Während des Restes einer jeden Periode T wird das Zeittor 82 eingeschaltet, um es dem Rest des Signales aus kurzer Entfernung sowie dem Rest beliebiger anderer Signale zu ermöglichen, hindurchzugelangen. Als eine Alternative zu dem Zeittor 82 kann eine konventionelle Amplitudengewichtungsschaltung (nicht gezeigt) verwendet werden, um die kurz dauernden "einbrechenden" Frequenzbereiche des Störsignales aus kurzer Entfernung an dem Beginn einer jeden Periode T auszulesen. Das Zeittor 82 kann alternativ dazu ausgelegt sein, andere ungewünschte kurze Frequenzbereiche der Echosignale auszublenden, zum Beispiel den hochfrequenten Endbereich des in Fig. 5 dargestellten Störsignales aus großer Entfernung.
• Das Kerbfilter 84 hat die in Fig. 7 dargestellten allgemeinen Charakteristiken und ist dazu ausgelegt, Störungen kurzer Entfernung auszufiltern, wozu es eine Frequenzkerbe 130 hoher Signalabschwächung aufweist, die sich von der IF-Frequenz bis geringfügig über ,die Frequenz (IF + Δf) erstreckt. Als ein Ergebnis ist der verbleibende Bereich des Störsignales aus kurzer Entfernung, der eine Frequenz gleich (IF + Δf) aufweist, stark abgeschwächt und wird dadurch ausgefiltert. Andere Signale, zum Beispiel jene aus Entfernungen größer als die kurze Entfernung R&sub1; sind außerhalb des engen Frequenzbereiches der Kerbe 130 und werden daher durch das Filter 84 nicht ausgefiltert.
• Es ist zu erkennen, daß für einige Kombinationen von Zielentfernung und -geschwindigkeit während einiger Chirp-Perioden ein Zielechosignal dieselben oder ungefähr dieselben Frequenzcharakteristiken wie das stationäre Störechosignal haben kann. Dies liegt daran, daß der Doppler-Effekt von sich bewegenden Zielen (wie oben beschrieben) es bewirkt, daß das in Fig. 5 dargestellte Frequenzsignal nach oben oder nach unten verschoben wird. Als ein Ergebnis ist es möglich, daß während einiger Signalperioden T ein Zielechosignal von dem Kerbfilter 40 zusammen mit dem Störechosignal herausgefiltert wird. Wegen der sich infolge der Zielgeschwindigkeit ändernden Zielentfernung ist zu erwarten, daß dieses gleichzeitige Filtern von Ziel- und Störechosignalen nur eine Übergangsbedingung ist, die zu dem Verlust von nur geringen Teilen der Zielinformation führen würde.
• Das an dem Ausgang des Kerbfilters 84 gelieferte verbleibende Zielsignal ist in dem Frequenz-Zeit-Plot aus Fig. 8 dargestellt. Obwohl es so aussieht, daß dieses Zielsignal einfach durch konventionelle Techniken verarbeitbar ist, ist dies in der Tat nicht der Fall, weil Entfernungs- und Doppler-Effekte des Signales nicht einfach getrennt werden können. Dementsprechend hat der hier tätige Erfinder festgelegt, daß eine spezielle Verarbeitung des über das Kerbfilter gefilterten Signales oder der über das Kerbfilter gefilterten Signale durch den digitalen Pulskomprimierer 110 und den Doppler-Prozessor 112 benötigt wird, um Entfernungs- und Doppler-Zellen-Daten zu erzielen, die üblicherweise von konventionellen Radargeräten geliefert werden. Eine derartige Verarbeitung ist insbesondere in dem mehr allgemeinen Fall wichtig, bei dem die Signale von Periode zu Periode längs der Zeit- und/oder Frequenzachsen wegen Änderungen der Entfernung und der Zielgeschwindigkeit verschoben werden.
• Von dem analogen Kerbfilter 84 wird das generell rechteckförmige Zielsignal, in diesem Fall das in Fig. 8 dargestellte Signal aus mittlerer Entfernung, über die Leitung 98 an den Synchronisationsdetektor 106 geliefert. Über die Leitung 52 wird das als fIF identifizierte IF-Signal aus dem Frequenzsynthesizer 40 ebenfalls an den Detektor 106 geliefert. Wie oben beschrieben, liefert der Synchronisationsdetektor 106 auf eine bekannte konventionelle Weise die analogen I- und Q-Echosignalkomponenten, die für die darauffolgende Bestimmung von Entfernungs- und Doppler-Zellen-Daten nötig sind. Von dem Detektor 106 werden die analogen I- und Q-Signalkomponenten des Echosignales aus mittlerer Entfernung über die Leitung 114 an den A/D-Konverter und Abtaster 108 geliefert.
• Innerhalb des A/D-Konverters und Abtasters 108 werden die analogen I- und Q-Zielsignalkomponenten (mittlere Entfernung) konventionell in digitale Form konvertiert und das digitale Signal wird zur darauffolgenden Verarbeitung abgetastet. Wie bereits vorstehend erwähnt und in Fig. 9 dargestellt, wird jeder der N Signal-Chirps in jeden Block von Signalen 2M-fach (M-fach für jede der I- und Q-Komponenten) abgetastet. Dementsprechend gibt es für jeden Signalblock (in dem hier beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispiel) 2M*N Signal-Abtastwerte, aus welchen darauf Daten für MN Entfernungs- und Doppler-Zellen abgeleitet werden. Diese digitalen Signal-Abtastwerte werden über die Leitung 116 an den digitalen Pulskomprimierer 110 geliefert, welcher vorzugsweise ein M-Punkt FFT ist, wie es dem Fachmann in der Radartechnik wohl bekannt ist. Die 2M I- und Q-Signal-Abtastwerte (d. h., die M Vektor-Abtastwerte) werden in entsprechende Eingänge des Pulskomprimierers 110 für jeden der Impulse in einem Block eingegeben. In Antwort daraufliefert der Pulskomprimierer 110 M*N Vektorausgänge über eine Leitung 118 an den Doppler-Prozessor 112. In dem Doppler-Prozessor 112 enthalten ist vorzugsweise ein N-Punkt FFT ähnlich dem, der für den digitalen Pulskomprimierer 110 verwendet wird. In Antwort auf die M*N Vektoren, die an entsprechende Eingänge des Doppler- Prozessors 110 geliefert werden, liefert der Doppler-Prozessor über eine Leitung 120 an die Entfernungs- und Doppler-Zellen- Mittel 22 N*M Vektorausgänge in der Form A&sub1; O&sub1;. In den Entfernungs- und Doppler-Zellen-Mitteln 22 werden die A&sub1; O&sub1; Daten geeignet zugeordnet oder in entsprechenden der N*M-Zellen-Matrix angezeigt.
• Unter der Voraussetzung, daß M gleich N ist, wie es bevorzugt sein kann, können die Operationen des digitalen Pulskomprimierers 110 und des Doppler-Prozessor 112 in einem einzigen M-Punkt FFT kombiniert werden, wobei der anfängliche pulskomprimierte Ausgang durch den FFT rückgekoppelt wird und der zweite Durchgang durch den FFT die Doppler-Komprimierung liefert.
• Während der obigen Beschreibung des Radargerätes 10 ist lediglich im Wege eines Beispieles und nicht im Sinne einer Beschränkung in Erwägung gezogen worden, daß das zu eliminierende Störsignal eine Störung aus kurzer Entfernung ist. Im Ergebnis wurde das Kerbfilter 84 so beschrieben (und in Fig. 7 gezeigt), daß es eine Filterkerbe 130 umfaßt, welche eine relativ schmale Frequenzbreite Δf oberhalb der IF-Frequenz aufweist. Diese Δf- Breite der Kerbe 130 ist dazu ausgewählt, jene großen Teile des Störechosignales aus kurzer Entfernung auszufiltern (abzuschwächen), welche in der Frequenz von der IF-Achse um Δf (Fig. 5) getrennt sind, während es den Durchgang anderer Frequenzen erlaubt, die mit anderen Echosignalen verbunden sind, für die Verarbeitung gewünscht wird.
• Es ergibt sich jedoch aus einer Betrachtung der Fig. 5 und 7, daß das Kerbfilter 84 alternativ dazu ausgelegt sein kann, jedes beliebige Echosignal oder Teile davon durch die geeignete Auswahl der Anzahl von Kerben 130, der Mittenfrequenz der Kerbe oder des Frequenzortes und der Kerbfrequenzbreite auszufiltern. Es ist daher in Fig. 10 im Wege einer weiteren Illustrierung der vorliegenden Erfindung ein abgeändertes Kerbfilter 84a dargestellt, das insbesondere dazu ausgelegt ist, das dargestellte Signal mittlerer Entfernung herauszufiltern, während das dargestellte Signal kurzer Entfernung relativ unabgeschwächt durchgelassen werden soll, wobei nun angenommen wird, daß die Störung in mittlerer Entfernung R&sub2; entsteht, anstatt in einer kurzen Entfernung R&sub1;, wie es vorher angenommen wurde. Es sei daher angenommen, daß das zu eliminierende Signal aus mittlerer Entfernung eine rechteckige Form in dem Frequenz-Zeit-Bereich aufweist, wie dies in den Fig. 5 und 10a (Fig. 10a zeigt anwendbare Teile von Fig. 5) gezeigt ist. Wie angedeutet, hat ein derartiges Signal aus mittlerer Entfernung während jeder Periode einen anfänglichen Bereich 132 mit einer Frequenz fL, die merklich unterhalb der IF-Achse liegt. Ungefähr halbwegs über eine jede Periode verschiebt sich das Störsignal abrupt nach oben in einen Bereich 134, der einen Frequenz fH aufweist, die merklich oberhalb der IF-Achse liegt. Um dementsprechend das Herausfiltern des Signales aus mittlerer Entfernung zu ermöglichen, ist das Kerbfilter 84a so ausgelegt, daß es eine um die Frequenz fL zentrierte untere Frequenzkerbe 136 und eine um die Frequenz fH zentrierte höhere Frequenzkerbe aufweist. Die jeweiligen Frequenzbreiten der Filterkerben 136 und 138, Δf und ΔfH, werden so ausgewählt, daß sie das Herausfiltern des Störsignales aus mittlerer Entfernung ohne merkliches Herausfiltern von anderen nicht-störenden Signalfrequenzen sicherstellen. Das Kerbfilter 84a kann ein einziges Filter mit zwei Kerben oder zwei elektrisch in Reihe angeordnete Filter (wie in Fig. 10a dargestellt) umfassen.
• Darüber hinaus kann es in Übereinstimmung mit den Frequenzen des Echosignales (wie im Frequenz-Zeit-Bereich aus Fig. 5 dargestellt) möglich sein, die Kerbfrequenz oder die Kerbfrequenzen der Kerbfilter 84 oder 84a von Zeit zu Zeit zu verschieben, um die Störsignale herauszufiltern, zum Beispiel dann, wenn die Störentfernungen sich verändern. Üblicherweise ist die Entfernung, aus der die Störsignale zurückkehren, für den Bediener des Radargerätes offensichtlich oder bekannt, so daß das Störechosignal von anderen (Ziel) Signalen unterschieden werden kann, wenn das in Fig. 5 gezeigte Echosignal auf einem konventionellen CRT-Schirm oder einem entsprechenden Display (nicht gezeigt) dargestellt wird. Dementsprechend kann dem Kerbfilter 84 und falls gewünscht ebenfalls dem Zeittor 82 zugeordnet eine Schaltung 140 zur Frequenzjustierung und Justierung des Zeittores (Fig. 2) in Wirkverbindung zugeordnet sein, welche eine manuelle oder automatische Justierung der Kerbfrequenz oder der Kerbfrequenzen ermöglicht, um sich an die des Störsignales anzupassen, und das dazu ausgelegt sein kann, die Justierung der Ein- und Aus-Folge des Zeittores zu ermöglichen. Obwohl sie als mit dem Kerbfilter 84 über eine Leitung 142 verbunden dargestellt ist, kann die Justierschaltung 140 als Teil des Kerbfilters oder des Zeittores vorhanden sein. Eine ähnliche Justierschaltung kann natürlich für das Kerbfilter 84a vorgesehen sein.
• Obwohl oben ein Ausführungsbeispiel der Radarvorrichtung mit Pulskompression im Frequenzbereich zur Eliminierung von Störechos im Radar sowie eine Abänderung von Teilen davon entsprechend der vorliegenden Erfindung zum Zwecke der Darstellung der Art und Weise, auf der die Erfindung vorteilhaft benutzt werden kann, beschrieben wurde, ist zu verstehen, daß die Erfindung darauf nicht begrenzt ist.

Claims (13)

1. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb (CW) und Pulskompression im Frequenzbereich, enthaltend:

(1.1) Mittel (40,) zum Bereitstellen von CW-Signalen bei einer Hochfrequenz (fRF) und bei einer Zwischenfrequenz (fIF);

(1. 2) Mittel (42) zum Bereitstellen eines Frequenzmodulationssignales mit einer Modulationsfrequenz fLFM, und Mittel (44) zum Kombinieren des Frequenzmodulationssignales (fLFM) mit dem Hochfrequenzsignal (fRF), um dadurch ein CW-Radarsignal zu erzeugen, das eine Frequenz (fRF+fLM) aufweist;

(1.3) Mittel (12) zum Aussenden des CW-Radarsignales (fRM+fLFM);

(1.4) Mittel (16) zum Empfangen von zeitverzögerten CW-Radarechosignalen, welche Reflexionen (R&sub1;, R&sub2;) des Radarsignales von Störungen (68) in einer Störentfernung und von einem Ziel (66) in einer Zielentfernung umfassen;

(1.5) Mittel (74) zum Abwärtswandeln der von den Empfangsmitteln empfangenen zeitverzögerten Stör- und Ziel-Echosignale in die Zwischenfrequenz (fIF) zur Weiterverarbeitung; dadurch gekennzeichnet, daß

(1. 6) die Mittel (42) zum Bereitstellen eines Frequenzmodulationssignales ein eine lineare Frequenzmodulation (LFM) bewirkendes sägezahnartiges Rampensignal mit variabler Rampenfrequenz fLFM, bereitstellen; und weiter gekennzeichnet durch

(1.7) Mittel (80) zum Herausziehen des Frequenzmodulationssignales (fLFM) aus den zeitverzögerten Stör- und Ziel-Echosignalen (fIF+fLFM)DEL im Zwischenfrequenzbereich, um in einem Frequenz-Zeit- Bereich ein erstes analoges Rechteckwellensignal zu erzeugen, das dem reflektierten Störsignal aus der Störentfernung entstricht, und um ein zweites analoges Rechteckwellensignal zu erzeugen, das dem reflektierten Zielsignal aus der Zielentfernung entspricht;

(1.8) Filtermittel (84, 82), die zum Empfang des ersten und zweiten Rechteckwellensignales geschaltet sind und wenigstens eine Frequenzkerbe (130; 136, 138) aufweisen, um das erste Rechteckwellen- Störsignal herauszufiltern, während das zweite Rechteckwellen-Zielsignal durchgelassen wird, wenn die Frequenzcharakteristiken des ersten und des zweiten Rechteckwellensignales voneinander verschieden sind; und durch

(1.9) Verarbeitungsmittel (20), die zum Empfangen des von den Filtermitteln ausgegebenen zweiten Rechteckwellen-Zielsignales und zu dessen Verarbeitung geschaltet sind, um konventionelle Zielentfernungs- und Dopplerzellen-Daten bereitzustellen, welche sich auf die Zielentfernung und -geschwindigkeit beziehen.

2. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb und Pulskompression im Frequenzbereich nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtermittel (84, 82) ein Kerbfilter (84) umfassen.

3. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb und Pulskompression im Frequenzbereich nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtermittel (84) Mittel (140) umfassen, um die Frequenz des filternden Sperrbereiches (fL) einzustellen und es den Filtermitteln (84) so zu ermöglichen, das erste Rechteckwellen-Störsignal entsprechend der Entfernung aus welcher die Störung reflektiert wird, herauszufiltern.

4. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb und Pulskompression im Frequenzbereich gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Filtermittel (84, 82) eine Zeittorschaltung (82) umfassen, um den Durchgang des ersten Rechteckwellen-Störsignales für einen kurzen Zeitabschnitt (Δt) zu blockieren.

5. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb und Pulskompression im Frequenzbereich gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeittorschaltung (82) einen elektronischen Schalter umfaßt.

6. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb und Pulskompression im Frequenzbereich nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeittorschaltung (82) eine Amplitudenwichtungsschaltung umfaßt.

7. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb und Pulskompression im Frequenzbereich nach einem der Ansprüche 2 bis 6, wobei für Störkomponenten (R&sub1;) aus kurzer Entfernung kennzeichnende Radarreflexionen und für wenigstens ein Ziel in größerer Entfernung (R&sub2;) kennzeichnende Reflexionen empfangen werden, dadurch gekennzeichnet, daß

(7.1) der Frequenzunterschied zwischen bedeutenden Teilen des ersten Rechteckwellen-Störsignales und der Zwischenfrequenz (IF) ungefähr gleich einer speziellen Deltafrequenz (Δf) ist, und

(7.2) wobei die Filterkerbe (fL) zum Ausfiltern des aus einer kurzen Entfernung stammenden Störsignales (R&sub1;) so ausgewählt ist, daß sie eine Frequenzkerbe aufweist, die zwischen ungefähr der Zwischenfrequenz (IF) und einer oberhalb der Zwischenfrequenz (IF) befindlichen Frequenz liegt, die geringfügig größer ist als die Deltafrequenz (Δf) .

8. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb und Pulskompression im Frequenzbereich nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine erste Fourier-Transformationsschaltung (110) zur digitalen Pulskompression und eine zweite Fourier-Transformtionsschaltung (112) zur Doppler-Signal-Kompression.

9. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb und Pulskompression im Frequenzbereich nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Fourier-Transformationsschaltung (110) eine M-Punkt Fourier-Transformation für M Abtastungen liefert.

10. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb und Pulskompression im Frequenzbereich nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Fourier-Transformationsschaltung (112) eine N-Punkt Fourier-Transformation für N Pulse liefert.

11. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb und Pulskompression im Frequenzbereich nach den Ansprüchen 9 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Zahl M der Abtastungen gleich der Zahl N dem Pulse ist.

12. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb und Pulskompression im Frequenzbereich nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Fourier-Transformationsschaltung (110) N Vektorausgänge an entsprechende Eingänge der zweiten Fourier-Transformationsschaltung (112) liefert.

13. Radarvorrichtung (10) mit Dauerstrichbetrieb und Pulskompression im Frequenzbereich zumindest nach den Ansprüchen 9 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl M als auch N ganzzahlige Zweierpotenzen sind.