DE2848148A1 - Radargeraet mit kontinuierlicher schwingung - Google Patents
Radargeraet mit kontinuierlicher schwingungInfo
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Description
Patentanwälte
O O / Q 1 / Ö
Dipl -Ing ΟιρΙ -Chein Dipl -Inc] ^ I ^t Ö
E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. Leiser
f. r ri s 1) (»r cjfi r ^ I r il s s ο 1 (ί
8 München 60
6. November 1978
THOMSON - CSP
173, Bd. Hausamann
75008 PARIS / Frankreich
Unser Zeichen: T 3185
Radargerät mit kontinuierlicher Schwingung
Die Erfindung betrifft das Gebiet der Radartechnik, insbesondere
ein mit quas!-kontinuierlicher Schwingung arbeitendes
Radargerät mit einer Sender-Empfänger-Einheit, wobei der Sender aus einer frequenzmodulierbaren Oszillatorstufe gebildet
ist, die einem Leistungsverstärker zugeordnet ist, und der Empfänger ein Superheterodynempfänger ist, insbesondere
ein Mehrkanal-Superheterodynempfänger, der die Richtungs-Verfolgung
des Echos eines Ziels ermöglicht.
Die Erfindung befaßt sich ferner insbesondere mit einem Radargerät, das die Erfassung und Verfolgung eines Echosignals
ermöglicht, das unerwünschten Signalen überlagert ist, beispielsweise Meeresreflexionssignalen, die auch als
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die im Impulsbetrieb arbeiten, dadurch verletzbar bzw. weniger wirksam gemacht werden, daß dieser Radartyp leicht von
den Alarmempfängern des Feindes erfaßt und lokalisiert werden kann.
Um die vorstehend beschriebenen technischen und beim Betrieb auftretenden Schwierigkeiten zu beheben, die bei mit kurzen
Impulsen arbeitenden Radargeräten zwangsläufig auftreten, wurde bereits vorgeschlagen, Impulse mit relativ langer
Dauer auszusenden, beispielsweise mit dem hundertfachen oder mehr der Dauer von kurzen Impulsen, und die Trägerfrequenz
dieser Impulse langer Dauer zu streuen, so daß ein Auflösungsvermögen erhalten wird, das gleichwertig demjenigen ist, das
mit kurzen Impulsen erzielt wird. Diese Technik, die unter der Bezeichnung "Impulskompression" bekannt ist, ist ausführlich
in zahlreichen Veröffentlichungen beschrieben; als Beispiel sei genannt M.L. Skolnik "Radar Handbook" (1970),
Kapitel 20. Die Impulskompressionstechnik läßt sich in zwei Gruppen unterteilen: Bei der ersten werden passive und bei
der zweiten aktive Einrichtungen verwendet. Die Erfindung befaßt sich insbesondere mit der zweiten Gruppe. Zahlreiche
Schwierigkeiten und Einschränkungen treten auf, wenn diese Techniken der Impulskompression mittels aktiver Einrichtungen
verwirklicht werden. Diese Techniken müssen nämlich strengen Bedingungen genügen, sowohl hinsichtlich der Linearität der Frequenzmodulation
des Trägers als auch hinsichtlich der Selektivität und der Verzerrungen in den Empfangsschaltungen, und
dies trifft um so mehr zu, als das Produkt der Frequenzstreuung AF mal der Dauer T des Impulses, wodurch das emittierte
Signal gekennzeichnet ist, groß ist, beispielsweise liegt es in der Größenordnung von 10 bis 10-^ oder mehr.
Bei einer weiteren Technik, die mit der Impulskompressionstechnik
verwandt ist, wird eine frequenzmodulierte Trägerschwingung
verwendet, die in Verbindung mit Radarsensoren
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- 6 Störflecksignale
bezeichnet werden.
Die Radarerfassung eines Gegenstandes, beispielsweise eines
Schiffe auf See, macht es erforderlich, das von diesem Objekt ausgehende Echosignal von den an der Meeresoberfläche gestreuten
und zurückgeworfenen Signalen zu unterscheiden. Wenn die Bewegungsgeschwindigkeit des zu erfassenden Objektes
gering oder gleich Null ist, so beruht ein Verfahren, das einen ausreichenden Kontrast zwischen dem Echosignal
und den Störflecksignalen gewährleistet, auf der Realisierung eines Wellentyps, der ein hohes Auflösungsvermögen hinsichtlich
der Entfernung aufweist.
Um ein hohes Auflösungsvermögen hinsichtlich des Abstandes
zu erzielen, ist es bekannt, Radarsysteme vorzusehen, die mit impulsförmigen Schwingungen arbeiten, deren Dauer äußerst
kurz ist, nämlich in der Größenordnung einer Zehntel Mikrosekunde (0,1 us) oder weniger, entsprechend einem Entfernungsauflösungsvermögen
von etwa 15 m. Bei einem derartigen Impulsradar muß, wenn eine hohe Erfassungswahrscheinlichkeit angestrebt
wird, die Spitzenleistung der ausgesandten Impulse hoch sein, d.h. in der Größenordnung von einigen 10 Kilowatt
oder mehr. Derzeit werden für die Schaffung von Radargeräten, die im Stande sind, derartige Leistungen abzugeben,
im allgemeinen Magnetron-Vakuumröhren verwendet, deren Grenzen
und Nachteile wohl bekannt sind. Insbesondere benötigt eine derartige Röhre eine gepulste Versorgungsquelle mit
hohem Spannungspegel, wobei die Aufheizzeit der Kathode beträchtlich
ist. Die Zuverlässigkeit der Magnetron-Vakuumröhren nimmt nach langer Lagerzeit oder Ruhezeit beträchtlich ab.
Zu erwähnen sind ferner die Schwierigkeiten, die bei der Verwirklichung einer Sende-Empfangs-Duplexvorrichtung auftreten,
und zwar aufgrund der hohen Mikrowellenleistung und der kurzen Impulsdauer. Bei Militäranwendungen ist es ferner
bekannt, daß die mit Radargeräten ausgerüsteten Waffensysteme,
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zum Einsatz gelangt, beispielsweise Funkhöhenmessersonden und Annäherungsdetektoren. Bei diesen Geräten wird eine
präzise Messung der Entfernung eines einzigen Gegenstandes angestrebt, wobei das Entfernungsauflösungsvermögen nebensächlich
oder sekundär ist.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Radargerät zu schaffen, bei dem die bei den Radartechniken nach dem Stand der Technik
zwangsläufig auftretenden Nachteile nicht vorhanden sind.
Insbesondere ist es Aufgabe der Erfindung, ein Radargerät mit hohem Auflösungsvermögen zu schaffen, insbesondere hohem
Entfernungsauflösungsvermögen, wobei Jedoch nur Festkörperbauteile
verwendet werden sollen, die mit geringen oder mäßigen Spannungen betrieben werden können.
Mit dem erfindungsgemäßen Radargerät sollen sich wiederholende,
aneinander angrenzende Signale mit einer langen Dauer T emittiert werden, wodurch erreicht werden soll, daß eine
hohe Detektionswahrscheinlichkeit in einer Zeitspanne T und gleichzeitig ein gutes Unterscheidungsvermögen hinsichtlich
der Entfernung erzielt werden.
Ferner soll es durch die Erfindung ermöglicht werden, das Entfernungsauflösungsvermögen leicht diskret oder kontinuierlich
zu verändern.
Ferner soll durch die Erfindung ein Radargerät geschaffen werden, das mit zwei Betriebsweisen arbeiten kann und es ermöglicht,
ein Zielechosignal entweder hinsichtlich seiner Entfernung oder hinsichtlich seiner Geschwindigkeit zu erfassen
und zu verfolgen.
Diese Aufgabe wird durch ein Radargerät der eingangs beschriebenen
Art gelöst, das gemäß der Erfindung dadurch ge-
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— Q —
kennzeichnet ist, daß die Sender-Empfänger-Einheit mit zwei Funktionsweisen arbeiten kann: einer ersten Funktionsweise,
bei der die ausgesandte Trägerwelle F linear über einen Bereich &F frequenzmoduliert ist, und einer ζweiten Funktionsweise,
bei der diese Trägerwelle rein ist; daß der Sender Mittel enthält, die eine lineare Frequenzmodulation der
Oszillatorstufe nach einer Sägezahnfunktion mit der Wiederholungsperiode
Tj, ermöglichen; und daß der Empfänger wenigstens
einen Verstärkerkanal, dessen Gesamtdurchlaßband im wesentlichen gleich dem Inversen der Periode TR ist und
dessen Verstärkung periodisch im Takt mit der Periode TR gesteuert
wird, und einen Generator enthält, der ein lokales Mikrowellensignal abgibt, dessen Phase kohärent mit dem ausgesandten
Signal und dessen Frequenz um einen Wert verschoben ist, der gleich der VerstärkungsZwischenfrequenz plus der Differenzfrequenz
ist, die durch die Laufzeit des Echos und die Doppler-Frequenzverschiebung verursacht wird.
Gemäß der Erfindung wird also bei der Emission ein kontinuierliches
oder quas!-kontinuierliches Signal ausgesandt, dessen
Trägerfrequenz linear frequenzmoduliert ist gemäß einer sich wiederholenden Sägezahnfunktion der Periode TR; empfangsseitig
werden die empfangenen Signale kohärent verstärkt in einem oder in mehreren Kanälen, deren Selektivität sehr gut
ist, wobei die Kanäle dadurch gekennzeichnet sind, daß ihr gesamtes Durchlaßband in der Größenordnung des Kehrwerts der Wiederholungsperiode
TR liegt, was der optimalen Anpassung des
ausgesandten Signals an das empfangene Echosignal entspricht.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der
Figuren. Von den Figuren zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Radargeräts ;
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- ίο -
FIg. 2 die Schwingungsformen der Hauptsignale;
Fig. 3 eine Avisfuhrungsform von Einrichtungen, die es
ermöglichen, die Linearität der Frequenzmodulation des Senders zu regeln;
Fig. 4a und 4b Abwandlungen der Ausführungsform nach Fig. 3>
Fig. 5 eine Ausführung^form der Empfangseinrichtung;
Fig. 6 eine Ausführungsform des Mikrowellen-Leistungsverstärkers
des Senders;
Fig. 7 ein vollständiges Schaltbild des erfindungsgemäßen
Radargeräts; und
Fig. 8 eine Ausführungsform der Verstärkerkanäle des Empfängers.
Fig. 1 zeigt in Form eines Blockschaltbilds ein Radargerät, das in bekannter Weise eine Sender/Empfänger-Einheit und
die zugeordneten Antennen enthält. Das Vorhandensein von zwei Antennen ergibt sich aus der Verwendung eines kontinuierlichen
oder quas!-kontinuierlichen Sendersignals.
Gemäß der Erfindung enthält der Sender: eine Oszillatorstufe 10, die auf Mikrowellenfrequenz arbeitet, wobei die momentane
Frequenz des Ausgangesignals elektronisch verschiebbar ist;
dieser Oszillator enthält Mittel, die eine vollkommene Linearität der Frequenzmodulation gewährleisten, wobei diese Mittel
im einzelnen später beschrieben werden; eine oder mehrere Vorstärkerstufen 15, die ggf. amplitudenmodulierbar sind,
und zwar auf volles/verschwindendes Signal; dieser Verstärker kann beispielsweise ein Ausgangssignal abgeben, dessen Pegel
einige Watt oder einige 10 Watt be trägt; einen Signalgenerator
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20 zur Modulation des Oszillators 10; er gibt sich wiederholende Sägezahnsignale der Periode TR ab, wobei die Amplitude
der Sägezähne diskret oder ggf. kontinuierlich durch ein Steuersignal CMD gesteuert wird; das Arbeiten dieses
Generators kann durch ein Steuersignal M unterbunden werden; Hilfsausgänge geben Synchronisationssignale mit der Periode
TR ab, die es ermöglichen, Hilfsgeneratoren 25 und 70 zu
steuern; einen Hilfssignalgenerator 25, der Rechtecksignale
abgibt, die es ermöglichen, das vom Verstärker 15 abgegebene Signal zu tasten.
Die Antenne 30 ist die Sendeantenne. Sie ist mechanisch mit
der Antenne 35 verbunden, die die Empfangsantenne bildet. Bei
der Antenne 35 handelt es sich vorteilhafterweise um eine
Monopuls antenne, die also drei Ausgänge enthält, nämlich, einen
Summenausgang Σ , einen Differenzausgang £>G für die Seitenwinkelebene
und einen Differenzausgang ÄS für die Höhenwinkelebene,
wobei die Antenne 30 und die Antenne 35 vorteilhafterweise das gleiche Strahlungsdiagramm haben;
wegen des gleichzeitigen Betriebs des Senders und des Empfängers sind die Antennen räumlich entkoppelt, um das
Streusignal vom Sender zum Empfänger zu sohwächen.
Gemäß der Erfindung enthält der Vielkanal-Superheterodynempfänger (in Fig. 1 ist nur ein Kanal gezeigt):
einen Einseitenbandgenerator 40, dessen Aufgabe darin besteht, die Frequenz des Mikrowellensignals um einen Betrag
zu verschieben, die gleich dem Frequenzwert des von einem Verschiebungsoszillator 50 abgegebenen Signals ist;
einen Verschiebungsoszillator 50, der ein Zwischenfrequenzsignal F, abgibt, erhöht um die Differenzfrequenz P^, die
sich aus der Laufzeit des Radarechos und eventuell der Doppler-Frequenzverschiebung ergibt, die durch die Relativbewegung
zwischen dem Radargerät und dem Ziel verursacht wird;
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einen Eingangsmischer 55» der einerseits die von der Empfangsantenne 35 empfangenen Signale und andererseits das vom Generator
40 erzeugte Überlagerungssignal erhält, wobei dieser Mischer Signale der Zwischenfrequenz IV abgibt;
einen Zwischenfrequenz-Vorverstärker 60, der durch einen niedrigen Rauschfaktor, eine mäßige Verstärkung und relativ
große Bandbreite gekennzeichnet ist, wobei dieser Vorverstärker einen Eingang aufweist, der eine Verstärkungsregelung
ermöglicht und an den von einem Generator 70 erzeugte Bewertungssignale angelegt werden;
einen Zwischenfrequenzverstärker 65, dessen Durchlaßband
relativ schmal ist und in der Größenordnung des Kehrwerts der Periode TR der Senderfrequenzmodulation liegt;
einen Bewertungssignalgenerator 70, der Signale abgibt, die es ermöglichen, die Verstärkung des Vorverstärkers 60 zu
regeln, um die spektrale Breite der empfangenen Signale zu begrenzen, wobei diese Modulationssignale synchron mit den
FrequenzmodulationsSignalen des Senders sind; eine Fangschaltung 75» die es ermöglicht, das Vorhandensein
eines Echosignals am Ausgang des Verstärkers 65 zu erfassen,
wobei diese Schaltung die Änderung der Funktionsweise des Empfängers gewährleistet und den Übergang vom Suchbetrieb
zum Verfolgungsbetrieb mittels eines Umschalters K gestattet;
eine Frequenzdiskriminatorschaltung 80, die es ermöglicht,
einen Frequenzzentrierungsfehler des vom Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers
65 abgegebenen Echosignals zu erfassen; einen Fehlerverstärker 85, der Korrekturnetzwerke enthält;
er gibt ein Fehlersignal zum Verschiebungsoszillator 50 ab, um die automatische Frequenzzentrierung des Echosignals zu
gewährleisten, das innerhalb des Durchlaßbandes des Verstärkers 65 empfangen wird;
eine Suchschaltung 95, die beispielsweise Sägezahnsignale abgibt;
sie ermöglicht es, bei Suchbetrieb die Frequenz des Verschiebungsoszillators 50 zu verschieben, und zwar über den
gesamten Bereich der Differenzfrequenzen F^ oder in einem ver-
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ringerten Bereich; in diesem Pall ist der Mittelwert der Sägezahnsignale
durch eine Spannung V0 festgelegt, die der
Mittenfrequenz der bezeichneten Frequenzschwankung P, entspricht.
Das vorstehend beschriebene Radargerät kann mit zwei verschiedenen
Funktionsweisen arbeiten:
einer ersten Funktionsweise, bei der die vom Oszillator 10 gelieferte Trägerfrequenz linear frequenzmoduliert wird
und
einer zweiten Funktionsweise, bei der die vom Oszillator 10 abgegebene Träger! quenz rein, also unmoduliert ist.
Zu diesem Zweck empfängt der Signalgenerator 20 ein Steuersignal
M, das zwei Zustände aufweist: im ersten Zustand ist der Generator 20 aktiv und gibt Sägezahnsignale der Wiederholungsperiode
TR und die Synchronisationssignale für die Generatoren 25 und 70 ab, und im zweiten Zustand ist der
Generator 20 außer Betrieb, wodurch folglich der Betrieb der Generatoren 25 und 70 unterbunden wird.
Die Eingangsspannung des Verschiebungsoszillators 50 stellt die Schwankungsfrequenz F^ dar, wobei dieee Spannung bei VR
dazu verwendet werden kann, um folgendes anzuzeigen:
a) In der Arbeitsweise mit frequenzmodulierter Schwingung die Entfernung zwischen Radar und Zielobjekt, behaftet
mit dem Fehler aufgrund der Doppler-Frequenzverschlebung;
b) bei der Arbeitsweise entsprechend der nicht frequenzmodulierten
Trägerschwingung die relative Radialgeschwindigkeit zwischen Radargerät und Zielobjekt.
Gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung kann die
Frequenz des Ausgangssignals des Verschiebungsoszillators dazu verwendet werden, um einen Meßwert zu liefern, der
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äquivalent demjenigen ist, der von der Spannung VR geliefert
wird.
Fig. 2 zeigt Schwingungsformen der Hauptsignale, die von den Funktionsblöcken in Fig. 1 erzeugt werden.
Kurve 2a zeigt die vom Generator 20 abgegebene Schwingungsform;
es handelt sich um ein sich wiederholendes Sägezahnsignal der Periode TR, bei dem die Zeitspanne T1 der aktiven
FrequenzmodulationZeitspanne des Senders und die Zeitspanne
T2 der Rücklaufzeit des Sägezahns entspricht. Die Periode T„
muß kürzer sein als die Korrelationswegfallzeit des von den zu erfassenden Zielobjekten zurückgeworfenen Signalechos und
lang genug, damit eine tatsächliche Erfassung des Echosignals ermöglicht wird. Beispielsweise kann der Wert von TR auf
10 ms festgelegt werden, wobei die Zeitspanne T2 klein im
Vergleich zu T1 sein muß. In der Praxis ist die Beziehung
T2 <0,01 T1 leicht zu erreichen.
Kurve 2b zeigt die Schwingungsform des vom Generator 25 abgegebenen
Signals, bei dem es sich um ein periodisches Rechtecksignal handelt, das es ermöglicht, das emittierte Signal
während der Zeitspanne T2, die der Rücklaufzeit des Sägezahns
zur Modulation des Senders entspricht, zu unterbrechen.
Die mit durchgehendem Strich eingezeichnete Kurve 2c stellt die Frequenzhubfunktion der emittierten Trägerwelle zwischen
den Grenzen AF/2 und -ΔΕ/2 symmetrisch um die Mikrowellen-Mittenfrequenz
FQ herum in Abhängigkeit von der Zeit dar, wobei die ModulationsSteigung ρ gleich dem Quotienten aus
Frequenzhub AF und aktiver Dauer T1 der Sägezahnmodulation
ist, die ungefähr der Wiederholungsperiode TR entspricht.
Die Mittenfrequenz FQ kann beispielsweise im Band X (10 GHz)
liegen, und die Wahl von Δ F wird bestimmt durch das angestrebte Entfernungsauflösungsverraögen c?„>
wobei AF = »rzrr» worin ο
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die Ausbreltungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen
Wellen ist.
Beispielsweise ergibt eine nominelle Entfernungsauflösung von 15m etwa 10 MHz als AF, was bei dem beschriebenen Beispiel
einer Steigung ρ ~ AF/TR = 1 GHz/s ergibt. Die Steigung
ρ der Frequenzmodulation kann vorteilhafterweise bei solchen Anwendungen, wo die Radarausrüstung bei sich nähernden
Zielobjekten verwendet wird, negativ gewählt werden. Durch diese Wahl wird nämlich für jegliche Entfernung verhindert,
daß die Differenzfrequenz F, den Wert Null durchläuft.
Die Anforderungen an die Linearität der Frequenzmodulation des Senders sind relativ streng, denn ungewollte Frequenzhubänderungen
beeinflussen das Entfernungsauflösungsvermögen dn und in gewisser Weise auch das Erfassungsvermögen. Die
Anforderungen an die Linearität sind um so strenger, als das Produkt AF«TR groß und die Laufzeit der Radarsignale
lang ist. Durch die Erfindung werden Mittel geschaffen, die diesen Linear!tatsanforderungen genügen; diese Mittel sind
nachstehend ausführlich beschrieben.
Die gestrichelte Kurve 2c stellt die Frequenzhubfunktion des empfangenen Signals in Abhängigkeit von der Zeit dar,
wobei das empfangene Signal um eine Zeitspanne TT= 2R/xx bezüglich
des emittierten Signals verzögert ist, worin R die Entfernung zwischen Radargerät und Zielobjekt und c die
Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen sind. Die Differenzfrequenz P, ist gegeben durch die
Formel
Fb - p* - τ- = § (pR + Vo)
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Der erste Ausdruck ρ Γ resultiert, aus der Laufzeit T des
linear mit der Steigung ρ frequenzmodulierten Radarsignals;
der zweite Ausdruck entspricht der· Döppler-Frequenzverschiebung
F* = -T-^, worin V_ die radiale itelatlvgeschwindlgkeit
zwischen Radar und Zielobjekt und A>q die Wellenlänge,, auf
der das Radargerät arbeitet, sind. Bei dem beschriebenen
Beispiel entspricht der Ausdruck ρΈ" dem Wert 1
der Ausdruck F^ entspricht 66 Hz pro m/s.
Bei der Funktionsweise mit nicht modulierter Trägerwelle 1st
der Wert ρ gleich Null, und es bleibt nur der zweite Term übrig, so daß gilt:
2Tr
Kurve 2d zeigt das Aussehen der Bewertungssignale für die Empfängerverstärkung in Abhängigkeit von der realen Zeit t.
Diese Signale ermöglichen es, das Spektrum der empfangenen Signale zu begrenzen und so Störungen zu unterdrücken. Die
Form dieser Bewertungssignale kann durch eine Hamming-Funktion beschrieben werden oder durch ein Signal der Form
1 + cos 27Tijr-f worin TR die Wiederholungsfrequenz ist. Die
Zeitspanne T-, ist einerseits abhängig von der Zeitspanne
T2 für die Rücklaufzeit der Sägezähne, von der maximalen
Laufzeit der Radarsignale und andererseits von der Zeitkonstante der Linearisierungsmittel des senderseitigen Pilotoszillators
10.
Es soll betont werden, daß mit dem erfindungsgemäßen Radargerät eine Einrichtung geschaffen werden soll, die es ermöglicht,
eine Entfernungsauflösung zu erzielen, die gleichwertig derjenigen ist, die von einem Radargerät erreicht wird, das
mit sehr kurzen Impulsen arbeitet. Die gelieferte Entfernungsmessung ist zweideutig bezüglich der Geschwindigkeit, der
sich daraus ergebende Meßfehler ist jedoch kein wesentlicher
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Nachteil, denn durch, sorgfaltige Wahl der eingehenden Parameter
unter Eiribe'zieinang der Bewegiangsgeschwindigkeit des
Aufbaus, der das Eadargerlt -trägt, kann erforderlichenfalls
dieser Fsüler auf ein Minimum reduziert werden.
Die durch die Erfindung geschaffenen Mittel und Einrichtungen
werden aaaaaa im «einzelnen !beschrieben.
Fig. 3 zeigt als Blockschaltbild die Einrichtung, die es gestattet»
eine lineare Modulation der Frequenz der Pilotoszillatorstufe 10 nach Fig. 1 zu gewährleisten. Der Oszillator 10
ist ein Mikrowellenoszillator mit niedrigem Leistungsniveau, beispielsweise mit einigen 10 Milliwatt, dessen Momentanfrequenz
elektronisch verschoben werden kann. Ein geringer Bruchteil des Ausgangssignals des Oszillators 10 wird mittels
eines Kopplers C. entnommen und an eine Detektionsvorrichtung
12 zur Detektion der Frequenzmodulation einer Trägerschwingung angelegt. Diese Vorrichtung ist im wesentlichen
durch eine Breitband-Verzögerungsleitung LR und einen Mikrowellenmischer MX^ gebildet. Die Verzögerung der Leitung beträgt
T , und ihr Durchlaßband ist größer als der Frequenzmodulationshub
AF. Das Ausgangssignal der Verzögerungsleitung
wird an einen von zwei Eingängen des Mischers MX., angelegt,
während der andere Eingang mit dem Eingang der Verzögerungsleitung verbunden ist. Die Frequenz des Schwetmngssignals,
das am Ausgang des Mischers MX., verfügbar ist und gleich P1Z0 ist, worin ρ die Steilheit der Frequenzmodulation
ist, wird mit der Frequenz des Signals verglichen, das von einem Kontrolloszillator 13 zur Kontrolle der momentanen
Modulationssteigung geliefert wird, wobei dieser Vergleich durch einen Mischer MX2 erfolgt. Das Ausgangssignal dieses
Mischers wird an den Eingang eines Fehlerverstärkers 14 angelegt und dann zu dem Sägezahn-Modulationssignal, das von
dem Generator 20 erzeugt wird, hinzuaddiert, bevor es an den Eingaig des Oszillators 10 angelegt wird.
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Das Signal CMD, das gemeinsam an den Generator 20 und den Oszillator 13 angelegt wird, ermöglicht es, einerseits die
Amplitude der Sägezahnsignale und andererseits die Frequenz
des Ausgangssignals des Oszillators 13 zu verändern, und in Korrelation damit die Steigung ρ der linearen Frequenzmodulation
des Senders. Die Änderung der Steigung ρ kann um diskrete Werte oder kontinuierlich erfolgen. Das gemeinsam an
den Generator 20 und den Oszillator 10 angelegte Signal M ermöglicht es, wie bereits erwähnt, den Betrieb des Generators
20 und des Oszillators 13 zu unterbinden, um die Funktionsweise des Radargeräts zu ändern.
Um eine kurze Ansprechzeit der Linearisierungsschleife für
die Frequenzmodulation des Pilotoszillators 11 zu erzielen, muß das Produkt pr groß sein gegenüber dem Kehrwert der Wiederholungsperiode
TR der Modulation. Für TR = 10 ms und ρ = 1 GHz
entspricht beispielsweise der Wert Z = 10 us für die durch die Leitung eingeführte Verzögerung einer Schwebungsfrequenz
von 10 kHz am Ausgang des Mischers MX1, also in Korrelation
mit der Frequenz F des vom Oszillator 13 abgegebenen Signals.
Es mag mit Schwierigkeiten verbunden sein, eine Mikrowellenverzögerungsleitung
mit niedrigen Verlusten zu verwirklichen, die eine Verzögerung von 10 us aufweist; im Handel können jedoch
Verzögerungsleitungen beschafft werden, bei denen die Größe des Produktes aus Durchlaßband und Verzögerung größer
als 100 ist und die im 100-MHz-Frequenzband arbeiten.
Fig. 4a zeigt Änderungen, die an der Schaltung nach Fig. 3 vorgenommen werden müssen, wenn eine Verzögerungsleitung verwendet
wird, die auf einer Zwischenfrequenz Fx arbeitet. Das
am Ausgang des Kopplers C1 verfügbare Mikrowellensignal wird
in eine Zwischenfrequenz Fy umgesetzt, und zwar mittels
einer Frequenzaustauseherstufe, die aus einem lokalen Umsetzoszillator
110 und dem Mikrowellenmischer MX, gebildet ist.
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Das Ausgangssignal dieses Mischers MX, wird im Breitband-Zwischenfrequenzverstärker
120 verstärkt und dann an eine Detektionsvorrichtung 12 zur Detektion der Modulationslinearität
angelegt. Ein Breitband-Begrenzungsverstärker 130 ist zwischen die Vorrichtung 12 und den Mischer MX2 eingeschaltet,
um die Auswirkungen von eventuellen Amplitudenverzögerungen, die in den vorausgehenden Bauteilen erzeugt werden,
auf ein Minimum zu reduzieren. Je nach der Frequenzstabilität der Oszillatoren 11 und 110 kann es zweckmäßig sein, in
die Schaltung eine automatische Frequenzregelsctileife einzufügen,
die es ermöglicht, die mittlere Frequenz der von diesen Oszillatoren abgegebenen Signale nachzuregeln. Diese
Schleife enthält bei der beschriebenen Ausführungsform folgende
Elemente: einen Breitband-Frequenzdiskriminator 140 und einen Fehlerverstärker 150, in dem Korrekturnetzwerke
enthalten sind, die es ermöglichen, die Ansprechzeit der Schleife festzulegen, die groß sein muß gegenüber der Wiederholungsperiode
T„ der senderseitigen Frequenzmodulation signale.
Das Ausgangssignal des Verstärkers 150 kann an den
Oszillator 11 angelegt werden, wie dies in der Zeichnung gezeigt ist, oder auch an den Oszillator 110.
Fig. 4b zeigt als Blockschaltbild eine andere Ausführungsform der Einrichtungen, die es ermöglichen, eine lineare
Frequenzmodulation des Radarsenders zu erzielen.
Bei dieser Ausführungsform wird die lineare Frequenzmodulation
an einem Lokaloszillator 200 vorgenommen, der auf einer Zwischenfrequenz arbeitet, die beispielsweise im 100-MHz-Band
liegt. Das Ausgangssignal dieses Oszillators wird zum
einen in die Trägerfrequenz des Radarsenders umgesetzt, und zum anderen wird ein geringer Bruchteil dieses Signals an
den Eingang der Frequenzmodulation-Linearisierungsschleife angelegt.
Die Einrichtungen für die Frequenzumsetzung sind gebildet
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aus: einem Mikrowellen-Lokaloszillator 30Ό,, der auf der
Sender-Trägerfrequenz arbeitet P und einer Mischstufe MX,*
deren Schwebungsfrequenz durch ein selektives, an sich bekanntes
Mikrowellenfilter 400 ausfiltriert wird«
Die Einrichtung, die es ermöglicht;, die Frequenzmodulation
zu linearisieren, ist gebildet aus den Blöcken "T20, 12, 130*
MX1, MX2, 13, 14 und 20» die identisch sind mit den Blocken,
die in Fig. 4a mit denselben Bezugs zeichen bezeichnet sinu.
und die vorstehend beschrieben wurden.
Fig. 5 zeiFjt eine Ausführungsform der Empfangsschaltungen
in Form eines Blockschaltbilds. Es wird daran erinnert, daß das gesamte Durchlaßband B der Zwischenfrequenz-Verstärker
anordnung schmal sein muß, und zwar in der Größenordnung aes Kehrwerts der Wiederholungsperiode TR der Frequenzmodulation
des Senders liegen muß, und daß die Selektivität dieser Verstärkeranordnung hoch sein muß, um unerwünschte
Signale zu unterdrücken, insbesondere die Signale, die durch direkte oder indirekte Kopplung zwischen Sende- und Empfangsantenne
entstehen, und sie muß eine wirksame Unterscheidung zwischen dem Echosignal eines Zielobjektes und den an der
Meeresoberfläche entstehenden Streusignalen ermöglichen. Um ferner zu vermeiden, daß parasitäre Signale durch Nichtlinearitäten
der aktiven Elemente entstehen, beispielsweise durch die Transistoren, muß das die Selektivität des Zwischenfrequenz
ve rs tärke rs bestimmende Filter vor letzterem angeordnet sein.
Um diese Anforderungen zu erfüllen, insbesondere diejenige der Selektivität des Empfängers, ist es zweckmäßig, Filter
mit piezoelektrischen Resonatoren zu verwenden, die allgemein als Quarzfilter bezeichnet werden, und mit einer relativ
niedrigen nominellen Zwischenfrequenz von einigen MHz zu arbeiten. Aus diesem Grunde 1st die Verstärkerkette des
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Empfängers aus mehreren Elementen gebildet, die auf verschiedenen
ZwJLsciheiifjFequenzen arbeiten:
einem Vojrverstärker 60, der gekennzeichnet ist durch
einen geringen Rauschfaktor, eine mäßige Verstärkung, 1Um Hodulationsphänomene zu reduzieren, und ein
Diarcfclaßband, das mit dem Frequenzspektrum der von dem
Generator 70 gelieferten Bewertungssignale kompatibel
ist?
einem selektiven Verstärker 65, dessen Durchlaßband in der Größenordnung des 10- bis 30-fachen des endgültigen
Durchlaßbandes ist und der auf einer Frequenz FI1 arbeitet,
die im MHz-Band liegt, wobei das die Selektivität definierende Quarzfilter vorgeschaltet ist;
einem Frequenzumsetzer, der aus einem Mischer MR, und dem lokalen Umsetzoszillator 66 gebildet ist;
einem Verstärker 67 mit relativ schmalem Band, der auf einer Zwischenfrequenz FI2 arbeitet, die im Band von
einigen hundert kHz liegt, und bei dem eines oder mehrere selektive Filter eingeschaltet sind, bei denen es sich
vorteilhafterweise um Quarzfilter handeln kann.
Die Wahl einer relativ niedrigen Zwischenfrequenz FI1 in Verbindung
mit dem Erfordernis, daß das lokale Mikrowellensignal, das den Eingangsmischer 55 des Empfängers speist, mit
dem emittierten Signal kohärent ist, führt zur Verwirklichung eines Generators 40, der besondere Eigenschaften aufweist.
Bei der Ausführungsform nach Flg. 5 ist der Generator 40 aus
einem Mikrowellenfrequenz-Oszillator gebildet, der dem Sendesignal phasenstarr naohgeregelt ist und in der Frequenz
um die Größe FI1 + F., die von dem Verschiebungsoszillator
50 geliefert wird, verschoben ist. Dieser Generator 40 enthält einen Lokaloszillator 41, der auf Mikrowellenfrequenz
arbeitet und elektronisch steuerbar 1st, wobei das Ausgangssignal dieses Oszillators einerseits dem Eingangsmischer
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der Verstärkerkette des Empfängers und andererseits einem Mischer MR1 zugeführt wird, der ein Referenzsignal empfängt,
das am Ausgang des in Fig. 4 gezeigten Kopplers C2 verfügbar
ist. Das Ausgangesignal des Mischers MR1 wird von einem
Zwischenfrequenz-Begrenzungsverstärker 42 verstärkt, wobei
das Durchlaßband dieses Verstärkers äußerst breit sein muß, um dessen Durchlaufzeit möglichst gering zu machen. Das Ausgangssignal
dieses Verstärkers 42 wird mit dem vom Verschiebungsoszillator 50 gelieferten Signal in einem Mischer MR2
gemischt. Das Fehlersignal am Ausgang des Mischers MR2 wird
in einem Fehlerverstärker 43 verstärkt,in dem die Korrekturnetzwerke
enthalten sind, die die Übertragungsfunktion der so gebildeten automatischen Phasenschleife festlegen. Das
Durchlaßband dieser Phasenverriegelung bei geschlossener Schleife muß ausreichend groß sein, damit die Phase des vom
Oszillator 41 abgegebenen Signals kohärent mit der Phase des emittierten Signals ist. Um die Frequenzänderung des
ausgesandten Signals im voraus zu berücksichtigen, wird das
Ausgangesignal des Fehlerverstärkers 43 zu dem vom Generator
20 abgegebenen Sägezahnsignal hinzuaddiert.
Fig. 6 zeigt in Form eines Blockschaltbildes eine Ausführungsform des Mikrowellen-Leistungsverstärkers des in Fig. 1
gezeigten Senders. Das vom Pilotoszillator 10 abgegebene Ausgangssignal niedriger Leistung, d.h. in der Größenordnung
von einigen zehn Milliwatt, wird in einer Reihe von Stufen verstärkt, beispielsweise mit Injektionssynchronisation.
Die Eingangsstufe enthält einen Mikrowellenzirkulator CIR1, der einer Avalanche-Diode 16 zugeordnet ist, und die
Ausgangsstufe gleichen Aufbaus enthält einen Zirkulator CIR2,
der einer oder mehreren Avalanche-Dioden 17» die parallelgeschaltet sind, zugeordnet 1st. Je nach dem gewünschten Leistungspegel
kann die Anzahl der Verstärkerstufen variieren, ebenso die Anzahl der parallel angeordneten Dioden. Die
Technik der Verstärker mit durch Injektion synchronisierten
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Dioden ist an sich wohlbekannt und wird daher nicht weiter im einzelnen beschrieben. Für Frequenzbänder, die unter dem
X-Band liegen, können die Diodenelemente durch Transistoren ersetzt werden. Die Unterbrechung des ausgesandten Signals
kann entweder dadurch erhalten werden, daß die Avalanche-Dioden mit Rechteckspannungen gespeist werden, oder aber
durch einen Modulator 19 mit PIN-Dioden, der von den vom
Generator 25 abgegebenen Signalen gespeist wird. Zwischen dem Ausgang der Ausgangsstufe 17 und dem Modulator 19 kann
vorteilhafterweise ein Einwegisolator 18 angeordnet sein. Wie erwähnt, ist die Verwendung eines Modulators 19 oder einer
Unterbrechereinrichtung fakultativ.
Fig. 7 zeigt das schematische Schaltbild eines gesamten Radargeräts nach der Erfindung, das mit zwei Funktionsweisen
arbeitet: Die Funktionsweise mit linear frequenzmodulierter Trägerschwingung ermöglicht die Erfassung und Verfolgung
des Echos eines festen oder schwach bewegten Zielob^ektes,
und die Funktionsweise mit reiner Trägerschwingung ermöglicht die Erfassung und Verfolgung des Echos eines Zielobjektes
mit hoher Geschwindigkeit. In Fig. 7 finden sich die in den Fig. 1, 4 und 5 dargestellten Elemente wieder, die
zuvor bereits beschrieben wurden. Es ist anzumerken, daß der Mikrowellen-Leistungsverstärker 15 kontinuierlich arbeitet,
denn der Generator 25 ist fakultativ; wenn die Bewertungssignale, die dem Empfänger durch den Generator 70
zugeführt werden, eine ausreichende Blockierung während der Zeitspanne T2 gewährleisten, die der RUcklaufzeit der Sägezähne
entspricht, ist es nicht erforderlich, das Ausgangssignal der Leistungsstufe 15 zu unterbrechen.
Es ist eine andere Ausführungsform der Suchschaltung 90
gezeigt. Gemäß dieser Ausführungsform wird in der Schaltung
90 die Kapazität des Tiefpaß-Korrekturnetzwerks ausgenutzt, das in den Fehlerverstärker 85 eingeschaltet ist, um Übergangserscheinungen
im Moment des Übergehens vom Suchbetrieb
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auf Verfolgungsbetrieb zu reduzieren. Ferner wurde eine automatische Verstärkungsregelungsschaltung bei 2110 hinzugefügt.
Wie nachstehend erläutert wird, ermöglicht es die Hinzufügung von Einrichtungen, die komplementär zum Empfänger
sind, insbesondere ein oder mehrere Verstarkerkanäle, eine RichtungsVerfolgung des Zielobjektes zu gewährleisten.
Fig. 8 zeigt in Form eines Blockschaltbildes eine Ausführungsform
der Verstärkerkanäle des Empfängers, die es ermöglichen,
Ausrichtungsfehlersignale zu gewinnen, insbesondere
um die Ausrichtung der Antennen dem verfolgten Zielobjekt nachzuregeln.
Die Empfangsantenne 35 enthält eine dem Reflektor zugeordnete
Mikrowellen-Kombinationsschaltung 35', die ein Summensignal Σ und zwei Differenzsignaüe AG und AS abgibt,
die der Seitenwinkelablage bzw. der Höhenwinkelablage
der Antenne entsprechen. Nach kohärenter Frequenzänderung im Eingangsmischer 55 wird das Signal Σ im
Zwischenfrequenz-Vorverstärker 60 verstärkt und an den Eingang des selektiven Verstärkers 65 angelegt, der sich wie
ein äußerst selektives Frequenzfenster verhält, wobei die kombinierte Verstärkung der Elemente 60 und 65 auf einen
relativ mäßigen Wert festgelegt ist, damit dieser über die Zeit stabil bleibt. Die Elemente 60' und 60" sowie 65' und
65" sind von identischem Aufbau wie die Elemente 60 und An den Ausgängen der Verstärker 65, 65' und 65" sind also
drei Signale verfügbar, die dieselbe Verstärkung und Frequenzfiltrierung erfahren haben. Um die Pegel dieser drei
Signale zu normieren, werden die zwei Differenzsignale AG und AS in der Frequenz mit dem Summensignal Σ multiplexiert.
Die Frequenzmultiplexierung erfolgt mittels der Trägerunterdrückungsmodulatoren MOD., und MOD«, die von den Signalen
eines Tonfrequenzoszillatorss200 gesteuert werden, der zwei orthogonale Signale der Frequenz Fo abgibt. Die Höhe der
Frequenz F1-, übersteigt den Wert des Durchlaßbandes der selek-
90981 9/0895
tiven Verstärker 65, 65' und 65". Bas zusammengesetzte
Signal, das aus dieser Multlplexoperation resultiert, wird
im Verstärker 68 -verstärkt, dessen Durchlaßband größer ist
als das Zweifache der Multlplexfrequenz Fg, und wird dann
in einem Schmalbandverstärker 69 filtriert, der nur diejenige komponente des Signals aufrechterhält, die dem Summensignal£
entspricht. Eine automatische Verstärkungsregelungsschaltung
210 ermöglicht es, den Ausgangspegel des zusammengesetzten Signals zu normieren. Das Ausgangssignal des Verstärkers
69 wird an einen kohärenten Demodulator 220 angelegt,
der ferner das zusammengesetzte Signal empfängt, das am Eingang des Verstärkers 69 verfügbar ist. Die Komponenten
des Ausgangssignals des Demodulators 220 werden durch Phasen/Amplituden-Detektoren
230, 240 extrahiert, die jeweils die Richtungsabweichungssignale Eg bzw. 6« liefern. Diese
Signale £g und eG ermöglichen es, die Ausrichtung der Antennen
30 und 35 über in Fig. 8 nicht gezeigte Servomechanismen
zu steuern, die nicht beschrieben werden, da sie als solche bekannt sind.
Die vorstehend beschriebene Erfindung weist außer den bereits
erwähnten Vorteilen den Vorzug auf, daß jegliche Vakuumröhren entfallen können und so eine besonders zuverlässige
Radarausrüstung geschaffen werden kann, deren Inbetriebnahmeverzögerung
praktisch gleich Null ist. Die Form der ausgesandten bzw. emittierten Schwingung, die dadurch
gekennzeichnet ist, daß sie kontinuierlich ist, also eine geringe Spitzenleistung aufweist, gewährleistet eine geringe
Erkennbarkeit des das Radargerät tragenden Aufbaus; durch die kontinuierliche Arbeitsweise werden ferner nur
geringe Interferenzen mit der Umgebung und den internen Signalbehandlungsschaltungen verursacht. Da praktisch die
gesamte Verstärkung der empfangenen Signale in einem schmalen Zwischenfrequenzband erfolgt, ist das Gerät wenig
empfindlich gegen parasitäre Signale, insbesondere Netzfrequenzs
ignale.
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Die quantitativen Größen der wesentlichen Parameter des erfindungsgemäßen Radargerätes können variieren in Abhängigkeit
von Arbeitsbedingungen und Auflagen, denen das Gerät genügen soll. Dies gilt insbesondere für die Wellenlänge,
auf der gearbeitet wird, die Wiederholungsperiode TR und den Frequenzhub ΔΡ der Frequenzmodulation der vom Sender
ausgesandten Schwingung und für das gesamte Durchlaßband B des Empfängers.
Die Erfindung kann sowohl für zivile als auch für militärische Zwecke der Radarerfassung benutzt werden.
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Claims (1)
-
Patentanwälte Dipl -Int) m Dipl -Ing üipl -Chem G. Leiser E. Prinz Dr. G. Hauser E r η s b e r g f· r s t r ei s s f 1 r> 8 München 60 6. November 1978THOMSON - CSP173, Bd. Haussmann75008 PARIS / FrankreichUnser Zeichen: T 5185PATENTANSPRÜCHE1.)Radargerät, das mit quasi-kontinuierlicher Schwingung -" arbeitet und eine Sender-Empfänger-Einheit enthält, wobei der Sender durch eine frequenzmodulierbare Oszillatorstufe, die einer Leistungsverstärkerstufe zugeordnet ist, gebildet ist, und wobei der Empfänger ein Superheterodynempfänger, insbesondere ein Mehrkanal-Superheterodynempfänger ist, der die Richtungsverfolgung des Echos eines Zielobjektes ermöglicht, dadurch gekennzeichnet, daß die Sender-Empfänger-Einheit mit zwei Funktionsweisen arbeiten kann: einer ersten Funktionsweise, bei der die ausgesandte Trägerwelle (FQ) linear über einen Bereich (äF) frequenzmoduliert ist, und einer zweiten Funktionsweise, bei der diese Trägerwelle rein ist; daß der Sender Mittel enthält, die eine lineare Frequenzmodulation der Oszillatorstufe nach einer Sägezahnfunktion909819/08952848U8mit der Wiederholungsperiode (Tp) ermöglichen; und daß der Empfänger wenigstens einen Verstärkerkanal, dessen Gesamtdurchlaßband im wesentlichen gleich dem Inversen der Periode (TR) ist und dessen Verstärkung periodisch im Takt mit der Periode (TR)gesteuert wird, und einen Generator enthält, der ein lokales Mikrowellensignal abgibt, dessen Phase kohärent mit dem ausgesandten Signal und dessen Frequenz um einen Wert verschoben ist, der gleich der VerstärkungsZwischenfrequenz plus der Differenzfrequenz (P^) ist, die durch die Laufzeit des Echos und die Doppler-Frequenzverschiebung verursacht wird.2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum linearen Modulieren der Oszillatorstufe des Senders eine Frequenzlinearität-Steuerschleife bilden, die einen Detektor für die Steilheit (p) der Frequenzmodulation enthält, dessen AusgangsSignalfrequenz in einem Vergleicher mit der Frequenz eines lokalen Signals verglichen wird, das von einem Steilheit-Referenz-Oszillator mit fester Frequenz (F ) abgegeben wird, und daß das Ausgangssignal des Vergleichers an den Steuereingang der Oszillatorstufe des Senders nach Verstärkung in einem Fehlerverstärker angelegt ist.3. Radargerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzmodulationssteilheit-Detektor aus einer Mischvorrichtung mit zwei Eingängen gebildet ist, die am ersten Eingang einen Bruchteil des vom lokalen Oszillator des Senders abgegebenen Signals und am zweiten Eingang dieses selbe Signal nach einer Verzögerung (rx) in einer Verzögerungsleitung empfängt, und daß die Verzögerung (rx) so gewählt ist, daß das Produkt aus dieser Verzögerung frx) und der angestrebten Modulationssteilheit (p) gleich dem Wert der Frequenz (F) des Steilheit-Referenz-Oszillators ist.909819/08952848U84. Radargerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzmodulationssteilheit-Detektor auf einer Zwischenfrequenz (F„) arbeitet und hierzu eine Frequenzumsetzerstufe vorgesehen ist, die zwischen den Detektor und den Ausgang der Oszillatorstufe des Senders eingefügt ist.5. Radargerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsfrequenz der Frequenzumsetzerstufe durch eine auf die Zwischenfrequenz (P„) zentrierte ifrequenzregelschleife der Frequenz der Oszillatorstufe des Senders nachgeregelt ist.6. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 5» dadurch gekennzeichnet, daß die Steilheit (p) der Frequenzmodulation, die gleich F/TR ist, negativ ist.7. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsverstärker des Senders Mittel enthält, die eine Unterbrechung des ausgesandten Mikrowellensignals im Takt der Wiederholungsperiode (T„) ermöglichen.8. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verstärkerkanal des Empfängers einen Vorverstärker mit geringer Selektivität und geringer Verstärkung und einen selektiven Verstärker, die auf eine Zwischenfrequenz (FI1) zentriert sind, und einen Schmalbandverstärker enthält, der auf eine kleine Zwisohenfrequenz (FI2< FI1) zentriert ist und dessen Bandbreite ungefähr gleich dem Inversen der Wiederholungsperiode (TR) ist.9. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß im Empfänger der ein lokales Mikrowellensignal abgebende Generator ein hinsichtlich seiner Frequenz elektronisch steuerbarer Oszillator ist, dessen909819/08952848U8Frequenz einerseits von den Sägezahnsignalen der Wiederholungsperiode (TR) verschoben wird und andererseits mit einer Frequenzverschiebung gleich der Differenzfrequenz (Fb) dem von der Oszillatorstufe des Senders abgegebenen Mikrowellensignal phasenstarr nachgeregelt ist.10. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem mit reiner Trägerwelle gearbeitet wird, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, die eine Unterbindung der Frequenzmodulation des Senders und in Verbindung damit der Verstärkungssteuerung der Verstärkerkanäle des Empfängers ermöglichen.11. Radargerät nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem mit linear frequenzmodulierter Trägerwelle gearbeitet wird, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, die eine Änderung der Frequenzmodulationssteilheit ermöglichen.909819/089S
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