DE10345565B4

DE10345565B4 - Impulsradarvorrichtung

Info

Publication number: DE10345565B4
Application number: DE10345565A
Authority: DE
Inventors: Satoshi Ishii; Yoshikazu Dooi; Hiroyuki Yatsuka; Tetsuo Seki; Kazuaki Hamada
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2002-10-09
Filing date: 2003-09-29
Publication date: 2013-08-14
Anticipated expiration: 2023-09-30
Also published as: DE10345565B8; JP3998601B2; US20040070532A1; DE10345565A1; US7006033B2; JP2004184393A

Abstract

Impulsradarvorrichtung (1), die ein Ziel durch das Senden eines Impulssignals detektiert, mit: einem Rechteckwellengenerator (11), der eine Rechteckwelle erzeugt; einer Impulserzeugungsschaltung und einem Bandbegrenzer (12), die synchron mit einem. Anstieg der Rechteckwelle Impulse mit bezüglich der Rechteckwelle derselben Frequenz und einem kleineren Einschaltzyklus erzeugen und das Band begrenzen; einer Steuerimpulserzeugungseinheit (2), die enthält eine programmierbare Verzögerungsleitung (13), die die Rechteckwelle verzögert, und eine Impulserzeugungsschaltung (14), die als Steuersignal Impulse erzeugt, die bezüglich der verzögerten Rechteckwelle dieselbe Frequenz und einen übereinstimmenden Anstieg, aber einen kleineren Einschaltzyklus haben; einem Trägerwellengenerator (15), der konfiguriert ist, um eine Trägerwelle zu erzeugen, die aus einer einzelnen Frequenzkomponente besteht; einem Amplitudenmodulator (16), der konfiguriert ist, um eine Amplitudenmodulation der Trägerwelle unter Verwendung der Impulsausgabe von der Impulserzeugungsschaltung und dem Bandbegrenzer (12) durchzuführen; einer Sendeantenne (17), die konfiguriert ist, um die amplitudenmodulierte Trägerwelle zu senden; einer Empfangsantenne (18), die konfiguriert ist, um die von dem Ziel reflektierte amplitudenmodulierte Trägerwelle zu empfangen; einem Hüllkurvendetektor (19), der konfiguriert ist, um die reflektierte amplitudenmodulierte Trägerwelle von der Empfangsantenne (18) als Hüllkurve zu detektieren und als Impulse auszugeben; und einer Gattereinheit (3, 21), die konfiguriert ist, um unter Verwendung des Steuersignals eine Gatteroperation an der Impulsausgabe des Hüllkurvendetektors (19) auszuführen; und einem I-Q-Detektor (23) sowie einem ersten und einem zweiten Tiefpassfilter (22 bzw. 24), wobei dem I-Q-Detektor (23) die Ausgabe der Gatterschaltung (21) über das erste Tiefpassfilter (22) und die Ausgabe des Rechteckwellengenerators (11) über das zweite Tiefpassfilter (24) zugeführt werden, wobei die zwei Tiefpassfilter (22, 24) die Grundwelle der Ausgabe des Rechteckwellengenerators (11) passieren lassen und der I-Q-Detektor (23) eine I-Q-Detektion an der Ausgabe des ersten Tiefpassfilters (22) ausführt, wobei die Ausgabe des zweiten Tiefpassfilters (24) als Referenz verwendet wird.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Impulsradarvorrichtung, die ein Ziel durch das Senden eines Impulssignals detektiert.
Die meisten der gegenwärtigen Radareinheiten sind Impulsradareinheiten. Ein Impulsradar detektiert im allgemeinen ein Ziel in der Distanz und misst die Distanz bis zum Ziel.
Die herkömmliche Technik zum Detektieren eines Ziels in einer relativ kurzen Distanz ist offenbart in der Schrift ”A Method of Measuring Distance and Velocity of Short-distance Mobile Object”, '00 B-2-2, S. 215, von Morigami und Nakatsukasa von der Convention of Institute of Electronics, Information and Communication Engineers. In dieser Schrift geht es um ein Verfahren zum Messen der Distanz und der Geschwindigkeit eines mobilen Objektes, das innerhalb der Distanz von 125 m positioniert ist, unter Verwendung einer Mikrowelle von 9,5 GHz, die durch ein Sinuswellensignal amplitudenmoduliert ist.
Die japanische offengelegte Patentanmeldung Nr. 2001-116822 offenbart eine kleine, preiswerte und wenig Energie verbrauchende Mikrowellenband-Impulssende-/-empfangsvorrichtung, die zum Gebrauch in der Datenkommunikation, in Sensoren, in Messgeräten, etc., unter Verwendung eines schwachen Mikrowellenbandfunks eingesetzt wird. Ein Gatter wird bei dieser Anmeldung verwendet, aber dieses dient zum Unterdrücken der Oszillation und erfüllt einen Zweck, der sich von dem der vorliegenden Erfindung unterscheidet.
Die japanische offengelegte Patentanmeldung Nr. 2000-241535 offenbart einen Kurzstreckenradar mit hoher Auflösung, der durch eine einfache Lizenzanwendung verwendet werden kann, im Freien ohne Interferenz von elektrischen Wellen eingesetzt werden kann und bei einer kontaktlosen Distanzmessung breite Verwendung finden soll.
Der herkömmliche Impulsradar ist beim Messen einer relativ großen Distanz von beispielsweise -zig Metern bis zu einem Ziel verwendet worden, wie oben beschrieben. Um einen Impulsradar beim Messen einer kurzen Distanz zu verwenden, ist es erforderlich, einen scharfen Impuls, ein breites Frequenzband und auch ein breites Band für ein Element der Vorrichtung zu erhalten, aber es ist schwierig, diese Bedingungen zu erfüllen.
1 und 2 sind erläuternde Ansichten von verfügbaren Bändern des Impulsradars. 1 ist eine erläuternde Ansicht eines verfügbaren Bandes für übliche AM- und FM-Signale. Das verfügbare Band von AM- und FM-Signalen ist auf ein schmales Band im Bereich der Frequenz einer Trägerwelle begrenzt, wodurch der Rauscheinfluss reduziert wird.
2 ist eine erläuternde Ansicht eines Bandes eines Impulsradars. Je schmaler die Impulsbreite eines Impulsradars ist, desto breiter ist das verfügbare Band. Unter Verwendung einer normalen Signalleistung S wird deshalb die Rauschleistung N des gesamten Bandes groß, wird das S/N-(Signal-Rausch-Verhältnis) verringert und unterliegt das System dem Rauscheinfluss. Das S/N-Verhältnis wird speziell im Bereich über 1 GHz verschlechtert, und es treten verschiedene unerwünschte Probleme auf. Falls die Impulsradarbreite erweitert wird, um das S/N-Verhältnis zu reduzieren, wird das Band dann schmaler, und das Rauschen N wird reduziert, aber die kürzeste Distanz bis zu einem zu detektierenden Ziel wird länger.
Um die Kurzstreckengrenze beim Detektieren eines Ziels bei der herkömmlichen Technik eines Impulsradars, wie oben beschrieben, auf etwa 15 cm festzulegen, ist es erforderlich, die Impulsbreite auf ungefähr 1 ns einzustellen. Um dies zu erreichen, ist eine Bandbreite von etwa 1 GHz erforderlich, und die Bandbreite des Rauschens wird ziemlich breit, das heißt, sie erreicht ungefähr 1 GHz, wodurch das S/N-Verhältnis verringert wird und die Detektion eines Ziels schwieriger wird.
Da ein Signal mit einer Impulsbreite von etwa 1 ns und eine Frequenzbandbreite von etwa 1 GHz verwendet wird, ferner keine digitale Mehrzweck-LSI wie beispielsweise ein DSP, etc., zum Einsatz kommen kann und eine Schaltung durch einen Halbleiter konfiguriert werden muss, der ausschließlich für einen Hochgeschwindigkeitseinsatz entwickelt wurde, ist das System kostspielig und schwanken die Eigenschaften, wodurch es schwierig wird, eine Massenproduktion zu realisieren.
Die WO 00/43801 A1 offenbart einen Sensor zum Messen eines Objektabstandes. Dabei erzeugt ein Oszillator ein Trägersignal, auf das ein erster Modulationsschalter Impulse moduliert und ein erstes Impulssignal erzeugt, das in Richtung des Objektes emittiert wird. Das von dem Objekt reflektierte und durch eine Laufzeit verzögerte erste Impulssignal wird empfangen. Ein Leistungsteiler, der zwischen dem Oszillator und dem ersten Modulationsschalter positioniert ist, überträgt das Trägersignal zu einem zweiten Modulationsschalter, der die Impulse auf das Trägersignal moduliert und ein zweites Impulssignal erzeugt, das durch eine variable Verzögerung verzögert wird. Durch das Vergleichen der Verzögerung des zweiten Impulssignals mit der Laufzeit des ersten Impulssignals detektieren Einrichtungen die Laufzeit und bestimmen den Abstand von dem Objekt. Um den Durchgangsbandübertragungsverlust der Modulationsschalter zu erhöhen, ist ein dritter Modulationsschalter vorgesehen, der zwischen dem Oszillator und dem Leistungsteiler angeordnet ist.
In der US 5 457 394 A ist ein Impulsradar-Leitungssucher offenbart, der elektromagnetische Impulse aussendet und reflektierte Impulse von einem festgelegten Bereich detektiert. Es werden unmodulierte Impulse mit einer Breite von 200 ps emittiert. Eine große Anzahl von reflektierten Impulsen wird gesammelt und gemittelt. Hintergrundreflexionen werden abgezogen Reflexionen von Wandleitungen oder anderen versteckten Objekten werden detektiert und unter Verwendung von Leuchtdioden angezeigt.
Aus der US 6 426 716 B1 ist ein Modulationsimpuls-Dopplersensor bekannt, der einen RF-Impuls überträgt und nach einer modulierten Verzögerung Echoimpulse mit einem Mischerimpuls mischt. Die Echoimpulse werden an dem Mischerausgang moduliert, während die Übertragungs- und Mischerimpulsartifakte unmoduliert bleiben und leicht aus der Ausgabe gefiltert werden können. Der Sensor spricht nur auf Echos an, die in einen begrenzten Abstandsbereich fallen.
Stimson, G. W.: Introduction to Airborne Radar, 2nd Ed., ISBM: 1-891121-01-04, S. 15 bis 20, offenbart eine Impulsradarvorrichtung, in der eine Gatteroperation an einem demodulierten Impulssignal ausgeführt wird. Zur Filterung und Verstärkung wird das Signal heruntergemischt und mit einem Hüllkurvendetektor demoduliert.
Göbel, J.: Radartechnik, Grundlagen und Anwendungen, Berlin (u. a.), VDE Verlag 2001, S. 73 bis 86, ISBN: 3-8007-2582-7, offenbart Radarverfahren zur Entfernungs- und Geschwindigkeitsmessung, wobei die Impulsdauern bei der Messung kurzer Abstände verkürzt werden.
Die vorliegende Erfindung hat zum Ziel, die obenerwähnten Probleme zu lösen und eine Impulsradarvorrichtung mit einer Nahbereichsdetektionsgrenze und einer hohen Distanzauflösung ohne Verwendung eines ausschließlich entwickelten Halbleiters zu schaffen.
Dieses Ziel wird mit einer Impulsradarvorrichtung nach Anspruch 1 erreicht. In den abhängigen Ansprüchen sind vorteilhafte und bevorzugte Weiterbildungen angegeben.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält: eine Detektionseinheit zur Detektion, beispielsweise zur Phasendetektion (I-Q-Detektion), einer Ausgabe einer Gattereinheit; und eine Distanzberechnungseinheit zum Berechnen einer Distanz bis zu einem Ziel in Zuordnung zu einem Verzögerungsbetrag, der den Maximalwert einer Komponente, wie zum Beispiel der Quadratsumme aus einer I-Komponente und einer Q-Komponente, entsprechend der Amplitude eines Empfangssignals ergibt, unter Verwendung einer Ausgabe der Detektionseinheit, wenn ein Trägerwellengenerator den Verzögerungsbetrag verändert. Anderenfalls kann die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Detektionseinheit enthalten, und eine Distanzberechnungseinheit, zum Berechnen einer Distanz bis zu einem Ziel in Zuordnung zu einer Phasendifferenz zwischen einem Basissignal beim Erzeugen eines Sendeimpulses und einem Empfangssignal unter Verwendung einer Ausgabe der Detektionseinheit, wie zum Beispiel der I-Komponente und der Q-Komponente.
Die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält ferner eine Modulationssignalerzeugungseinheit, zum Erzeugen eines Impulses aus einem Basissignal beim Erzeugen eines Sendeimpulses, wie zum Beispiel eines Impulses, der tatsächlich eine Sendeimpulsbreite hat, zum Erzeugen eines Modulationssignals zur Erzeugung eines Sendeimpulses mit einer Bandgrenze des Spektralbereiches des Impulses und zum Vorsehen des erzeugten Signals für einen Amplitudenmodulator zur Amplitudenmodulation einer Sinuswelle als Trägerwelle.
Die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann ferner enthalten: eine Detektionseinheit zum Detektieren einer Ausgabe der Gattereinheit; eine Distanzberechnungseinheit zum Berechnen einer Distanz bis zu einem Ziel in Zuordnung zu einem Verzögerungsbetrag, der den Maximalwert einer Komponente entsprechend der Amplitude eines Empfangssignals ergibt, oder zu einer Phasendifferenz zwischen dem Basissignal und einem Empfangssignal unter Verwendung einer Ausgabe der Detektionseinheit.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird, wie oben beschrieben, ein Basissignal beim Erzeugen eines Sendeimpulses verzögert und kann eine Gatteroperation an einem Empfangssignal unter Verwendung des verzögerten Signals ausgeführt werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist eine Ansicht (1) des Rauscheinflusses gemäß der herkömmlichen Technik;
2 ist eine Ansicht (2) des Rauscheinflusses gemäß der herkömmlichen Technik;
3 ist ein Blockdiagramm der Konfiguration, die das Prinzip der Empfangseinheit der Radarvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
4 ist ein Blockdiagramm der Konfiguration der ASK-Impulsradarvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
5 zeigt eine Ausgabe eines Rechteckwellengenerators gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
6A zeigt eine Wellenform eines Zeitbereiches einer Ausgabe einer Impulserzeugungsschaltung und eines Bandbegrenzers;
6B zeigt eine Wellenform eines Frequenzbereiches einer Ausgabe einer Impulserzeugungsschaltung und eines Bandbegrenzers;
7 zeigt eine Ausgabe einer programmierbaren Verzögerungsleitung;
8 zeigt eine Ausgabe einer Impulserzeugungsschaltung, die mit einer Ausgabe der programmierbaren Verzögerungsleitung versehen ist;
9A zeigt eine Wellenform eines Zeitbereiches einer Ausgabe eines Trägerwellengenerators;
9B zeigt eine Wellenform eines Frequenzbereiches einer Ausgabe eines Trägerwellengenerators;
10A zeigt eine Wellenform eines Zeitbereiches einer Ausgabe eines Amplitudenmodulators;
10B zeigt eine Wellenform eines Frequenzbereiches einer Ausgabe eines Amplitudenmodulators;
11 zeigt eine Ausgabe eines Hüllkurvendetektors;
12 zeigt eine Operation einer Gatterschaltung;
13 zeigt eine Ausgabe eines Tiefpassfilters, dem eine Ausgabe einer Gatterschaltung eingegeben wird;
14 zeigt eine Ausgabe eines I-Q-Detektors;
15 zeigt die Beziehung zwischen der Amplitude entsprechend der Ausgabe des I-Q-Detektors und der Verzögerungszeit der Verzögerungsleitung;
16 zeigt die Beziehung zwischen der Phasendifferenz, die von der Ausgabe des Detektors erhalten wird, und der Verzögerungszeit der Verzögerungsleitung;
17 ist ein Blockdiagramm der Konfiguration der ASK-SS-Radarvorrichtung gemäß einer ersten abgewandelten Ausführungsform;
18 zeigt ein Beispiel für eine PN-Sequenz;
19A zeigt eine Wellenform eines Zeitbereiches einer Ausgabe eines EXOR-Gatters;
19B zeigt eine Wellenform eines Frequenzbereiches einer Ausgabe eines EXOR-Gatters;
20A zeigt eine Wellenform eines Zeitbereiches einer Ausgabe eines UND-Gatters und einer Impulserzeugungsschaltung und eines Bandbegrenzers;
20B zeigt eine Wellenform eines Frequenzbereiches einer Ausgabe eines UND-Gatters und einer Impulserzeugungsschaltung und eines Bandbegrenzers;
21 ist ein Blockdiagramm der Konfiguration gemäß einer zweiten abgewandelten Ausführungsform der Impulsradarvorrichtung;
22 ist ein Blockdiagramm der Konfiguration einer verbesserten ASK-SS-Radarvorrichtung gemäß einer dritten abgewandelten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
23 zeigt einen Impuls, der gemäß der dritten abgewandelten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erzeugt wird;
24 zeigt den Vergleich der Ausgabe zwischen der Gatterschaltung und dem nachfolgenden Tiefpassfilter gemäß der ersten abgewandelten Ausführungsform;
25 zeigt eine Ausgabe des I-Q-Detektors gemäß der dritten abgewandelten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und
26 zeigt eine Ausgabe des I-Q-Detektors gemäß der ersten abgewandelten Ausführungsform.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
3 ist ein Blockdiagramm der Konfiguration der Empfangseinheit der Impulsradarvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung. 3 zeigt im Prinzip die Konfiguration einer Impulsradarvorrichtung 1 zum Detektieren eines Ziels durch das Senden eines Impulssignals, und die Vorrichtung 1 umfasst wenigstens eine Steuerimpulserzeugungseinheit 2 und eine Gattereinheit 3.
Die Steuerimpulserzeugungseinheit 2 erzeugt ein Steuerimpulssignal durch das Verzögern eines Basissignals beim Erzeugen eines Sendeimpulses, wie zum Beispiel ein AM-Rechteckwellensignal, und die Gattereinheit 3 führt eine Gatteroperation an einem Empfangssignal, das durch ein Ziel reflektiert wurde, unter Verwendung eines Steuerimpulssignals aus.
4 ist ein Blockdiagramm der Konfiguration gemäß einer Ausführungsform der Impulsradarvorrichtung der vorliegenden Erfindung. In der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Impulsradar auf der Basis des ASK-(amplitude shift keying: Amplitudenumtastungs-)Systems zur Amplitudenmodulation eines Sinuswellensignals als Trägerwelle beschrieben.
Die Operation der Impulsradarvorrichtung 1, die in 4 gezeigt ist, wird unten unter Bezugnahme auf eine Wellenform, etc., von jeder der Einheiten beschrieben, die in 5 bis 16 gezeigt sind. Zuerst erzeugt ein Rechteckwellengenerator 11, der in 4 gezeigt ist, eine Rechteckwelle, wie in 5 gezeigt. Dabei werden zum Beispiel ein Einschaltzyklus der Rechteckwelle von 50% und eine Frequenz der Welle von 10 MHz angenommen.
Eine Impulserzeugungsschaltung und ein Bandbegrenzer 12 erzeugen zum Beispiel synchron mit einem Anstieg einer Rechteckwelle, die durch den Rechteckwellengenerator 11 erzeugt wurde, einen Impuls, der dieselbe Frequenz und einen kleineren Einschaltzyklus hat, das heißt, einen schmalen Impuls, wie in 6A gezeigt, und begrenzen gleichzeitig das Band gemäß gesetzlichen Bestimmungen, wie in 6B gezeigt.
Die in 6A gezeigte Impulsbreite wird im wesentlichen durch die Distanzauflösung bestimmt, die von einem Impulsradar verlangt wird. Wenn angenommen wird, dass die verlangte Auflösung (kürzeste Distanz) a ist und die Impulsbreite pW ist, beläuft sich die Umlaufdistanz einer elektrischen Welle auf 2 × a. Wenn angenommen wird, dass die Lichtgeschwindigkeit c ist, wird die Impulsbreite pW durch folgende Gleichung dargestellt. pW = 2 × a/c (1)
Falls zum Beispiel a = 0,3 m ist, beträgt pW dann 2 ns. Zum Beispiel wird ein Band im Bereich von 76 GHz für einen Privatautoradar verwendet. Gemäß gesetzlichen Bestimmungen kann ein Band von 76 bis 77 GHz 500 MHz pro Kanal belegen. Wenn eine Impulsbreite 2 ns beträgt, beläuft sich die Breite einer Hauptkeule auf 400 MHz, aber eine Nebenkeule ist dieser gleich oder höher als sie und muss abgeschwächt werden. Deshalb ist es erforderlich, das Band zu begrenzen.
Eine programmierbare Verzögerungsleitung 13, die in 4 gezeigt ist, verzögert, wie in 7 gezeigt, eine Rechteckwelle, die durch den Rechteckwellengenerator 11 erzeugt wird, entsprechend einem Signal von einem Computer, das zum Beispiel solch ein Signal ist, das jede ns in dem Bereich von 0 bis 100 ns verschoben werden kann. Der Verzögerungsbereich und der Verschiebungsbetrag hängen von einer Anforderung ab. Die Richtung einer Verzögerungsverschiebung hängt auch von einer Anforderung ab. Wenn zum Beispiel die Anordnungen in dem System nicht bekannt sind, ist es erforderlich, die Verzögerungszeit zu wobbeln. Falls ein Auto, dessen Position detektiert worden ist, verfolgt wird, muss die Nachbarschaft einer Verzögerungszeit entsprechend der Distanz untersucht werden, wodurch der Verzögerungsbetrag in Abhängigkeit von dem Inhalt einer Anforderung gesteuert wird.
Eine Impulserzeugungsschaltung 14 erzeugt einen Impuls, der dieselbe Frequenz wie die Rechteckwelle hat, die durch die programmierbare Verzögerungsleitung 13 verzögert wurde und 10 MHz und einen Einschaltzyklus von 50% hat, aber einen kleineren Einschaltzyklus und einen übereinstimmenden Anstieg aufweist. Der Impuls ist um die Verzögerungszeit durch die programmierbare Verzögerungsleitung 13 bezüglich der Ausgabe der Impulserzeugungsschaltung und des Bandbegrenzers 12 verzögert, wie in 8 gezeigt.
9A und 9B zeigen die Ausgabe eines Trägerwellengenerators 15. Die Trägerwelle ist eine kontinuierliche Welle (Sinuswelle), wie in 9A gezeigt, und ihre Frequenz hat ein einzelnes Element, wie in 9B gezeigt.
Die Ausgabe des Trägerwellengenerators 15 wird durch einen Amplitudenmodulator 16 unter Verwendung einer Impulsausgabe von der Impulserzeugungsschaltung und dem Bandbegrenzer 12 amplitudenmoduliert. Die Ausgabe ist in 10A und 10B gezeigt.
10A zeigt eine Ausgabe des Amplitudenmodulators 16 und eine Trägerwelle von 9A, die während der H-Periode des Impulses ausgegeben wird, der die in 6A gezeigte Wellenform hat. 10B zeigt die Frequenzbereichswellenform der Ausgabe, und sie hat eine Bandbreite, die begrenzt ist, wobei die Frequenz der Trägerwelle als Mitte festgelegt ist.
Die Ausgabe des Amplitudenmodulators 16 wird durch eine Sendeantenne 17 zu einem Ziel gesendet, das durch einen Radar zu detektieren ist. Bei diesem Beispiel wird sie durch jedes der beiden Autos reflektiert und durch eine Empfangsantenne 18 der Impulsradarvorrichtung empfangen.
11(a) zeigt Eingangswellenformen für die Empfangsantenne 18. Von diesen bezeichnet eine Wellenform mit einer kleinen Amplitude eine reflektierte Welle von einem kleinen Auto davor, und eine Wellenform mit einer großen Amplitude bezeichnet eine reflektierte Welle von einem großen Auto dahinter.
Der Empfangsimpuls, der durch die Empfangsantenne 18 empfangen wird, wird durch einen Detektor 19 als Hüllkurve detektiert. 11(b) zeigt die Ausgangswellenform des Detektors 19. Wie in 11(b) gezeigt, werden die reflektierten Wellen von den zwei Autos, die durch die Empfangsantenne 18 empfangen werden, in Form von zwei Sätzen von Impulsen ausgegeben, die eine verschiedene Amplitude haben, wie unten gezeigt, nachdem sie als Hüllkurve detektiert sind. Die Intervalle der Ausgangsimpulse sind in längeren Intervallen als bei den Signalen gezeichnet, die durch die Empfangsantenne empfangen werden.
Die Ausgabe des Detektors 19 wird durch einen Verstärker 20 verstärkt und dann für eine Gatterschaltung 21 vorgesehen. Die Ausgabe der Impulserzeugungsschaltung 14, das heißt, der Impuls, der durch die programmierbare Verzögerungsleitung 18 verzögert wurde, wie es unter Bezugnahme auf 8 erläutert wurde, wird der Gatterschaltung 21 eingegeben, und die Gatterschaltung 21 führt eine Gatteroperation an der Ausgabe des Verstärkers 20 unter Verwendung der Ausgabe der Impulserzeugungsschaltung 14 als Steuersignal aus.
Bei dieser Gatteroperation wird ein Abschnitt, der nicht der Zielempfangsimpuls ist, getrimmt, auch wenn die Breite eines Sendeimpulses schmal ist und der Rauscheinfluss hoch ist, wodurch das Ziel korrekt detektiert wird.
12 zeigt die Operation der Gatterschaltung 21. 12(a) zeigt die Wellenform, die als durchgehende Linie gezeichnet ist und die Ausgabe des Verstärkers 20 darstellt, als Eingabe für die Gatterschaltung 21, und die Wellenform, die als gepunktete Linie gezeichnet ist und die Ausgabe der Impulserzeugungsschaltung 14 darstellt, als Gattersignal zur Steuerung. 12(b) zeigt eine Ausgabe der Gatterschaltung 21.
Bei (1) ist der Verzögerungsbetrag des Gattersignals klein, und der Gatterimpuls stimmt zeitlich mit keinem der Eingangsimpulse überein, und die Ausgabe der Gatterschaltung 21 ist im wesentlichen 0. Bei (2) stimmt der Impuls des Gattersignals zu der Zeit t1 mit dem Impuls überein, der der Wellenform entspricht, die durch das vordere Auto (davor), das in 4 gezeigt ist, reflektiert wurde, und der Impuls wird als Ausgabe erhalten. Bei (3) ist ein mittlerer Verzögerungsbetrag vorhanden, und die Ausgabe ist 0, wie bei (1). Bei (4) stimmt der Verzögerungsbetrag zu der Zeit t2 mit dem Impuls überein, der durch das entferntere Auto (hinteres Auto) reflektiert wurde, und der Impuls wird ausgegeben.
13 ist eine erläuternde Ansicht der Eingabe für ein Tiefpassfilter 22 und der Ausgabe desselben. Das Filter lässt die Frequenzkomponente von 10 MHz oder weniger als Grundwelle der Ausgabe des Rechteckwellengenerators 11 passieren, wobei die Ausgabe entsprechend (1) und (3) im wesentlichen 0 ist und die Ausgabe entsprechend (2) und (4) eine Sinuswelle ist, aber die Amplitude und die Phase der Sinuswelle entsprechen der Größe und der Position des Eingangsimpulses.
Die Ausgabe des Tiefpassfilters 22 wird einem I-Q-Detektor 23 zugeführt. Die Ausgabe des Rechteckwellengenerators 11 wird durch ein Tiefpassfilter 24 auch dem I-Q-Detektor 23 eingegeben. Die zwei Tiefpassfilter 22 und 24 lassen, wie oben beschrieben, die Grundwelle als Ausgabe des Rechteckwellengenerators 11 passieren, das heißt, die Welle von 10 MHz, und der I-Q-Detektor 23 führt eine I-Q-Detektion an der Ausgabe des Tiefpassfilters 22 aus, wobei die Ausgabe des Tiefpassfilters 24, das heißt, die Sinuswelle als Fundamentale der Ausgabe des Rechteckwellengenerators 11, als Referenz verwendet wird, und gibt eine I-(Synchron-)Komponente und eine Q-(Orthogonal-)Komponente aus.
14 zeigt eine Operation des I-Q-Detektors 23. In 14 kennzeichnet die oberste Wellenform die Ausgabe des Tiefpassfilters 24, das heißt, eine Referenzwellenform. (1) entspricht (1) von 13. Da die Ausgabe des Tiefpassfilters 22 0 ist, sind die Ausgaben von I und Q auch 0. (2) ist die Ausgabe entsprechend der reflektierten Welle von dem vorderen Auto, und die Phasendifferenz θ1 gegenüber dem Referenzsignal der I- und Q-Signale entspricht der Distanz bis zum vorderen Auto, und die Amplitude entspricht der Empfangsintensität der reflektierten Welle.
(3) entspricht dem Fall, wenn der mittlere Verzögerungsbetrag angewendet wird, und die Ausgabe von I und Q ist 0. (4) entspricht der reflektierten Welle von dem hinteren Auto. Die Phasendifferenz θ2 gegenüber dem Referenzsignal der Ausgabe von I und Q entspricht der Distanz bis zum hinteren Auto, und die Amplitude entspricht der Empfangsintensität der reflektierten Welle, wodurch ein größerer Wert als bei (2) angegeben wird.
In der vorliegenden Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Distanz bis zum Ziel unter Verwendung der I- und Q-Komponenten als Ausgabe des I-Q-Detektors unter Verwendung von zwei Typen von Verfahren erhalten. Die Berechnung einer Distanz erfolgt durch den A/D-Konverter und einen Mikrocomputer (MC) 27 unter Verwendung der I- und Q-Komponenten als Ausgabe des I-Q-Detektors 23 durch zwei Tiefpassfilter 25 und 26. Die Tiefpassfilter 25 und 26 entsprechen der halben Abtastfrequenz und sind vor dem A/D-Konverter eingefügt.
Bei dem ersten Verfahren zum Erhalten der Distanz bis zu einem Ziel wird ein Wert von (I² + Q²) entsprechend der Amplitude von den I- und Q-Komponenten als Ausgabe der Tiefpassfilter 25 und 26 erhalten. Der Punkt, an dem der Wert von (I² + Q²) den Maximalwert ergibt, während die Verzögerungszeit durch die programmierbare Verzögerungsleitung 13 verändert wird, die in 4 gezeigt ist, ist als die Zeit definiert, die für das Reflektieren einer elektrischen Welle durch das Ziel und deren Rückkehr benötigt wird. Auf der Basis der erhaltenen Zeit wird die Distanz bis zum Ziel berechnet. Das erste Verfahren wird eingesetzt, wenn eine Impulsbreite zum Beispiel klein ist und die Signalleistung auch klein ist.
15 zeigt die Beziehung zwischen der Verzögerungszeit und der Amplitude. In 15 kennzeichnet die Amplitude die Maximalwerte zu der Zeit t1 entsprechend dem Umlauf der elektrischen Welle bis zum vorderen Auto, der unter Bezugnahme auf 4 erläutert wurde, und zu der Zeit t2 entsprechend dem Umlauf der elektrischen Welle bis zum größeren Auto.
Bei dem zweiten Verfahren zum Erhalten der Distanz bis zum Ziel wird die Distanz bis zum Ziel unter Verwendung der Phasendifferenzen berechnet, die von den I- und Q-Komponenten erhalten werden, das heißt, unter Verwendung der Phasendifferenzen θ1 und θ2, die unter Bezugnahme auf 14 erläutert wurden. Das zweite Verfahren kommt zum Beispiel dann zum Einsatz, wenn die Signalleistung relativ groß ist.
Die Phasendifferenz θ, die Verzögerungszeit τ und die Distanz D bis zum Ziel werden durch die folgenden Gleichungen unter Verwendung der I- und Q-Komponenten, derselben Iterationsperiode T (100 ns) des Sendeimpulses als Ausgabe des Rechteckwellengenerators 11 und der Geschwindigkeit c des Lichtes erhalten. θ = tan^–1(Q/I) (2) τ = θT/2π (3) D = τ × c/2 = θTc/4π (4)
16 zeigt die Beziehung zwischen der Verzögerungszeit durch die programmierbare Verzögerungsleitung 13 und der Phasendifferenz wie in 15. Die Verzögerungszeiten t1 und t2 entsprechen den Phasendifferenzen θ1 und θ2, die unter Bezugnahme auf 14 erläutert wurden.
Bei diesem Beispiel wird der Prozess durch Software unter Verwendung des Mikrocomputers nach dem Digitalisieren der I- und Q-Komponenten ausgeführt, die durch den I-Q-Detektor ausgegeben werden, um die Distanz bis zum Ziel zu erhalten. Es ist jedoch offensichtlich, dass die Phase und Distanz auch durch eine analoge Schaltung berechnet werden kann. Da ein Signal von 10 MHz oder weniger durch ein Tiefpassfilter verwendet wird, wie oben beschrieben, kann eine gewöhnliche LSI, etc., verwendet werden.
17 ist ein Blockdiagramm der Konfiguration gemäß einer ersten abgewandelten Ausführungsform der Impulsradarvorrichtung. In der ersten abgewandelten Ausführungsform wird zur Verhinderung der Fehlfunktion des Detektierens falscher Ziele durch die Interferenz einer Vielzahl von Radareinheiten, wie oben beschrieben, das Spread-Spectrum-(SS)-System angewendet, wird ein Signal gespreizt und unter Verwendung einer Pseudozufallssequenz gesendet, und das Gegenspreizen erfolgt während des Empfangs, welches System im folgenden als ASK-SS-System bezeichnet wird.
Das heißt, das in 17 gezeigte Merkmal liegt im Vergleich zu 4 darin, dass ein Spreizresultat unter Verwendung einer Pseudozufallssequenz zugeführt wird, statt die Ausgabe des Rechteckwellengenerators 11 für die Impulserzeugungsschaltung und den Bandbegrenzer 12 vorzusehen, wobei die programmierbare Verzögerungsleitung 13 jedoch so wie die von 4 ist.
In 17 wird die Ausgabe (Signal S21) des Rechteckwellengenerators 11, die unter Bezugnahme auf 5 erläutert wurde, dem Frequenzteiler 31 zugeführt, und der Frequenzteiler 31 gibt das Signal S22 mit der Frequenz entsprechend der Chipsektion der PN-Sequenz aus. Das Signal wird auch einem anderen Frequenzteiler 32 zugeführt, und ein Signal S23 mit einer niedrigeren Frequenz als jener des Signals S22, zum Beispiel mit der Iteration der PN-Sequenz entsprechend der 1/2-Periode, wird ausgegeben.
18 zeigt eine Ausgabe eines PN-(Sequenz)-Generators 33. Die Iterationsperiode der PN-Sequenz entspricht zum Beispiel der Bitsektion, wie oben beschrieben, und kann beispielsweise 1/2 der Periode des Signals S23 betragen.
Dann erhält ein EXOR-Gatter 34 eine exklusive Logiksumme (EXOR) zwischen der Ausgabe des PN-(Sequenz)-Generators 33 und dem Signal S23 als Ausgabe des Frequenzteilers 32. Die Ausgabe kann die Wellenform der PN-Sequenz in der Sektion sein, wenn das Signal S23 H ist, wie in 19A gezeigt, und die PN-Sequenz wird in der Sektion, wenn das Signal S23 L ist, invertiert und ausgegeben.
Die Ausgabe des EXOR-Gatters 34 entspricht dem Resultat der Phasenmodulation durch das Signal S23 der PN-Sequenz. Die PN-Sequenz wird verwendet, um die Interferenz einer Anzahl von Radareinheiten auf einem Autoradar zu verhindern, wie oben beschrieben, und die Phasenmodulation hat den weiteren Effekt zum Unterdrücken der Interferenz.
Schließlich erhält ein UND-Gatter 35 ein Logikprodukt zwischen der Ausgabe des EXOR-Gatters 34 und dem Signal S21, das durch den Rechteckwellengenerator 11 ausgegeben wurde, und die Ausgabe wird der Impulserzeugungsschaltung und dem Bandbegrenzer 12 und der programmierbaren Verzögerungsleitung 13 zugeführt, so wie in 4.
20A und 20B zeigen die Ausgabe des UND-Gatters 35. 20A zeigt die Wellenform eines Zeitbereiches. In der oberen Wellenform wird zum Beispiel während der ersten H-Sektion entsprechend einer Chipsektion der Impuls des Signals S21 (10 MHz) als Ausgabe des Rechteckwellengenerators 11 mehrmals wiederholt. Da dies die obere Wellenform nicht korrekt darstellen kann, wird die untere vergrößerte Wellenform als Ausgabe der Impulserzeugungsschaltung und des Bandbegrenzers 12 präsentiert.
20B zeigt die Wellenform in dem Frequenzbereich, und die Frequenzkomponente enthält eine Anzahl von Komponenten im Bereich der Frequenz des Signals S21.
In der ersten abgewandelten Ausführungsform, die in 17 gezeigt ist, wird ein Sendeimpuls auf der Basis der Ausgabe des UND-Gatters 35 gesendet, und der Empfangsimpuls wird durch den I-Q-Detektor 23 durch die Gatterschaltung 21, etc., detektiert und von den Tiefpassfiltern 25 und 26 wie in der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ausgegeben, die in 4 gezeigt ist. Da das Sendesignal unter Verwendung der Pseudozufallsfolge jedoch gespreizt wird, ist die Gegenspreizoperation, etc., erforderlich, und in der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden verschiedene Prozesse durch den A/D-Konverter und Mikrocomputer 27, speziell durch den Mikrocomputer, ausgeführt.
Die verschiedenen Punkte sind unten beschrieben. Das heißt, die Ausgabe des EXOR-Gatters 34 wird dem Mikrocomputer zum Gegenspreizen zugeführt, der Gegenspreizprozess wird ausgeführt, der obenerwähnte Wert von (I² + Q²) wird erhalten, und dann wird eine Fourier-Transformation ausgeführt, die Leistung nur in dem Frequenzbereich des Signals S23 extrahiert und die Distanz unter Verwendung des Punktes erhalten, wo der Wert den Maximalwert angibt, der als Umlauf der elektrischen Welle definiert ist.
Bei dem obenerwähnten zweiten Verfahren werden die I- und Q-Signale nach dem Gegenspreizen durch die Fourier-Transformation ähnlich behandelt, wird die Leistung nur in dem Frequenzbereich des Signals S23 extrahiert, und unter Verwendung dessen als Werte von I und Q werden die Phasendifferenz und die Distanz bis zum Ziel durch die obengenannten Gleichungen (2) bis (4) erhalten.
21 ist ein Blockdiagramm einer zweiten abgewandelten Konfiguration der Impulsradarvorrichtung. In dieser zweiten abgewandelten Ausführungsform wird, wie in der ersten abgewandelten Ausführungsform, eine Operation ausgeführt, auf die das Spread-Spectrum-System angewendet wird. Bei dieser zweiten abgewandelten Ausführungsform ist jedoch die Gatterschaltung 21, die in der Stufe im Anschluss an den in 17 gezeigten Verstärker 20 angeordnet ist, zwischen der Empfangsantenne 18 und dem Hüllkurvendetektor 19 vorgesehen. Obwohl mit dieser Konfiguration eine Streuung beim Impulssignal zur Steuerung einer Gatteroperation auftritt, kann sie von einem Hochfrequenzsignal durch ein Hochpassfilter getrennt werden, wodurch das Streuungselement abgeschnitten wird und eine Fehlfunktion verhindert wird.
22 ist ein Blockdiagramm der Konfiguration gemäß der dritten abgewandelten Ausführungsform der Impulsradarvorrichtung der vorliegenden Erfindung. Auch in der dritten abgewandelten Ausführungsform wird, wie in den ersten und zweiten abgewandelten Ausführungsformen, eine Operation ausgeführt, auf die das Spread-Spectrum-System angewendet wird, aber das Merkmal der vorliegenden dritten abgewandelten Ausführungsform liegt darin, dass ein EXNOR-Gatter 40, das in 22 gezeigt ist, das UND-Gatter 35 der ersten abgewandelten Ausführungsform, wie in 17 gezeigt, ersetzt. Die dritte abgewandelte Ausführungsform wird als verbessertes ASK-SS-System bezeichnet.
In der ersten abgewandelten Ausführungsform sind, wie oben unter Bezugnahme auf 20A und 20B erläutert, keine Impulse in der Ausgabe der Impulserzeugungsschaltung und des Bandbegrenzers 12 in der Sektion vorhanden, wenn die Pseudozufallssequenz L ist, ist eine Sektion vorhanden, in der keine Signale von der Sendeantenne 17 ausgesendet werden, und wird die Amplitude eines Empfangssignals entsprechend reduziert. Dann wird in der dritten abgewandelten Ausführungsform die Sektion, in der keine Impulse ausgegeben werden, unter Verwendung des EXNOR-Gatters 40 reduziert, und die Signalverarbeitung wird durch das Verdoppeln der Amplitude des Signals gewährleistet, wenn es empfangen wird, wie später beschrieben.
23 ist eine erläuternde Ansicht eines Ausgangssignals des EXNOR-Gatters 40, das in 22 gezeigt ist. 23 entspricht 20, welche die erste abgewandelte Ausführungsform zeigt. In 20 wird ein Impuls nur in der Sektion erzeugt, in der die PN-Sequenz H ist. In 23 wird ein Impuls, der an dem Abfallpunkt eines AM-OSC-Rechteckwellensignals ansteigt, das heißt, des Signals S21, in der Sektion erzeugt, in der die PN-Sequenz L ist.
Dies bedeutet, dass in 17 der Impuls nur in der Sektion erzeugt wird, in der das Signal S21 H ist, da das UND-Gatter 35 verwendet wird, das heißt, die Amplitudenmodulation wird ausgeführt, während, in 22, die Phase mittels des EXNOR-Gatters um 180° verschoben wird und ein Impuls synchron mit dem Abfall des Signals S21 erzeugt wird, das heißt, die Phasenmodulation wird ausgeführt.
Die Differenz zwischen der Operation an einem Empfangssignal in der dritten abgewandelten Ausführungsform und der Operation in der ersten abgewandelten Ausführungsform wird unten unter Bezugnahme auf 24 bis 26 erläutert. 24 ist eine erläuternde Ansicht, die das Konzept einer Ausgabe des Tiefpassfilters (LPF) 22 zeigt, wobei die Ausgabe in der dritten abgewandelten Ausführungsform auf der linken Seite gezeigt ist und die Ausgabe in der ersten abgewandelten Ausführungsform auf der rechten Seite gezeigt ist.
Wenn angenommen wird, dass ein Empfangssignal, das heißt, eine Ausgabe der Gatterschaltung 21, in der Wellenform einem erzeugten Impuls ähnlich ist, der unter Bezugnahme auf 20A, 20B und 23 beschrieben wurde, wird eine Ausgangsfrequenz des Rechteckwellengenerators 11, wie zum Beispiel eine Wellenform einer Sinuswelle von 10 MHz, von dem Tiefpassfilter 22 in der dritten abgewandelten Ausführungsform in der Sektion ausgegeben, in der die PN-Sequenz L ist. Obwohl sich die Phase an dem Punkt, wo die PN-Sequenz von H auf L wechselt, plötzlich verändert, wird eine Sinuswelle mit derselben Frequenz in der Sektion ausgegeben, in der die PN-Sequenz L ist.
Andererseits wird in der ersten abgewandelten Ausführungsform, die auf der rechten Seite in 24 gezeigt ist, keine Sinuswelle in der Sektion ausgegeben, in der die PN-Sequenz L ist, und die Ausgabe des Tiefpassfilters 22 ist 0.
25 und 26 zeigen die Ausgabeoperationen des I-Q-Detektors 23 in der dritten abgewandelten Ausführungsform bzw. in der ersten abgewandelten Ausführungsform. Bei der I-Q-Detektion wird der Detektionsprozess unter Verwendung eines lokalen Signals als Sinuswelle mit derselben Frequenz wie jener des Eingangssignals ausgeführt.
In 25 werden positive Werte von I- und Q-Komponenten in der Sektion ausgegeben, in der die PN-Sequenz H ist, und die Phase des Eingangssignals von dem Tiefpassfilter 22 wird in der Sektion, in der die PN-Sequenz L ist, im wesentlichen invertiert. Deshalb werden negative Werte von I- und Q-Komponenten ausgegeben.
Andererseits ist in der ersten abgewandelten Ausführungsform, die in 26 gezeigt ist, der Wert des Eingangssignals in der Sektion, in der die PN-Sequenz L ist, 0. Deshalb sind die Werte der I- und Q-Komponenten 0.
Wie oben beschrieben, kann in der dritten abgewandelten Ausführungsform die Amplitude des Ausgangssignals des I-Q-Detektors im Vergleich zu der ersten abgewandelten Ausführungsform verdoppelt werden, und die Sektion, in der die Amplitude 0 ist, kann reduziert werden. Daher kann zum Beispiel die Signalverarbeitung durch den A/D-Konverter und den Mikrocomputer 27 gewährleistet werden.
Das heißt, in der ersten abgewandelten Ausführungsform ist es erforderlich, Daten nur in der Sektion zu selektieren, in der die PN-Sequenz H ist. Wenn die Signalverarbeitung jedoch zum Beispiel mit höherer Geschwindigkeit ausgeführt wird, ist es mühsam, die H- oder L-Sektionen unter Berücksichtigung einer Zeitverzögerung zu prüfen. Da die Werte von Signalen keine positiven oder negativen Sektionen haben, ist es zusätzlich nicht möglich, einen direkten Versetzungsstrom zu detektieren. Andererseits ist es in der dritten abgewandelten Ausführungsform zum Beispiel möglich, einen durchschnittlichen Wert zu erhalten, um den Versetzungsgleichstrom zu unterdrücken, und die gesamte Sektion als Daten zu verwenden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann, wie oben beschrieben, zum Beispiel ein Basissignal beim Erzeugen eines Sendeimpulses verzögert werden und kann eine Gatteroperation an einem Empfangssignal ausgeführt werden, wodurch eine Radaranordnung realisiert wird, die eine korrekte Distanzmessung ausführen kann. Als Vorzug einer AM kann des weiteren ein Rauschband durch Abschneiden unter Verwendung eines Schmalbandfilters beschränkt werden.

Claims

Impulsradarvorrichtung (1), die ein Ziel durch das Senden eines Impulssignals detektiert, mit: einem Rechteckwellengenerator (11), der eine Rechteckwelle erzeugt; einer Impulserzeugungsschaltung und einem Bandbegrenzer (12), die synchron mit einem. Anstieg der Rechteckwelle Impulse mit bezüglich der Rechteckwelle derselben Frequenz und einem kleineren Einschaltzyklus erzeugen und das Band begrenzen; einer Steuerimpulserzeugungseinheit (2), die enthält eine programmierbare Verzögerungsleitung (13), die die Rechteckwelle verzögert, und eine Impulserzeugungsschaltung (14), die als Steuersignal Impulse erzeugt, die bezüglich der verzögerten Rechteckwelle dieselbe Frequenz und einen übereinstimmenden Anstieg, aber einen kleineren Einschaltzyklus haben; einem Trägerwellengenerator (15), der konfiguriert ist, um eine Trägerwelle zu erzeugen, die aus einer einzelnen Frequenzkomponente besteht; einem Amplitudenmodulator (16), der konfiguriert ist, um eine Amplitudenmodulation der Trägerwelle unter Verwendung der Impulsausgabe von der Impulserzeugungsschaltung und dem Bandbegrenzer (12) durchzuführen; einer Sendeantenne (17), die konfiguriert ist, um die amplitudenmodulierte Trägerwelle zu senden; einer Empfangsantenne (18), die konfiguriert ist, um die von dem Ziel reflektierte amplitudenmodulierte Trägerwelle zu empfangen; einem Hüllkurvendetektor (19), der konfiguriert ist, um die reflektierte amplitudenmodulierte Trägerwelle von der Empfangsantenne (18) als Hüllkurve zu detektieren und als Impulse auszugeben; und einer Gattereinheit (3, 21), die konfiguriert ist, um unter Verwendung des Steuersignals eine Gatteroperation an der Impulsausgabe des Hüllkurvendetektors (19) auszuführen; und einem I-Q-Detektor (23) sowie einem ersten und einem zweiten Tiefpassfilter (22 bzw. 24), wobei dem I-Q-Detektor (23) die Ausgabe der Gatterschaltung (21) über das erste Tiefpassfilter (22) und die Ausgabe des Rechteckwellengenerators (11) über das zweite Tiefpassfilter (24) zugeführt werden, wobei die zwei Tiefpassfilter (22, 24) die Grundwelle der Ausgabe des Rechteckwellengenerators (11) passieren lassen und der I-Q-Detektor (23) eine I-Q-Detektion an der Ausgabe des ersten Tiefpassfilters (22) ausführt, wobei die Ausgabe des zweiten Tiefpassfilters (24) als Referenz verwendet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit: einer Distanzberechnungseinheit (5, 27), der die I- und Q-Komponenten I bzw. Q der Ausgabe des I-Q-Detektors (23) durch einen dritten bzw. einen vierten Tiefpassfilter (25 bzw. 26) zur Berechnung der Distanz bis zum Ziel zugeführt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Distanzberechnungseinheit (27) ausgelegt ist, (I² + Q²) zu bestimmen, während die Verzögerungszeit durch die programmierbare Verzögerungsleitung (13) verändert wird, und die Verzögerungszeit, bei der (I² + Q²) maximal ist, als die Zeit zu bestimmen, aus der die Distanz bis zum Ziel berechnet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Distanzberechnungseinheit (27) ausgelegt ist, die Distanz bis zum Ziel unter Verwendung der Phasendifferenzen zu berechnen, die von den I- und Q-Komponenten erhalten werden.