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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Technisches
Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen das Gebiet der Kommunikationssysteme
und insbesondere adaptive Linearisierung von Leistungsverstärkern in
solchen Kommunikationssystemen.
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Beschreibung
des Standes der Technik
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Um
mit dem andauernd zunehmenden Bedarf nach Höherkapazitätsdrahtlos- und Persönlichkommunikationsdiensten
Schritt zu halten, verlassen sich moderne Kommunikationssysteme
zunehmend auf spektraleffiziente Linearmodulationsschemata wie z.B.
Quartärphasenumtastung
(QPSK bzw. Quaternary Phase Shift Keying), Quadraturmodulation (QAM
bzw. Quadrature Amplitude Modulation) und jüngst 3π/8-8PSK, das in dem verbesserten
Datenratensystem für
die GSM-Weiterentwicklung (EDGE) verwendet wird. Nicht wie bei konventionellen
Digitalmodulationstechniken, die eine konstante Hülle verwenden,
nutzen Linearmodulationsschemata die Tatsache, dass die Digitalbasisbanddaten
durch Variieren von sowohl der Hüllkurve
(z.B. Amplitude) als auch der Phase des Hochfrequenzträgers moduliert werden
können.
Weil die Hüllkurve
und die Phase zwei Freiheitsgrade bieten, können Digitalbasisbanddaten
in vier mehr mögliche
Hochfrequenzträgersignale
abgebildet werden, was die Übertragung
von mehr Information innerhalb derselben Kanalbandbreite ermöglicht,
als wenn nur die Hüllkurve
oder Phase alleine variiert würde.
Als ein Ergebnis stellen Linearmodulationsschemata signifikanten
Gewinn bei der Spektrumsnutzung bereit und sind attraktive Alternativen
zu konventionellen Digitalmodulationstechniken geworden.
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Die
Variation sowohl der Hüllkurve
als auch der Phase des Hochfrequenzträgers bewirkt jedoch, dass Linearmodulationsschemata
hochempfindlich sind in Bezug auf spezifische, nichtlineare, Leistungsverstärkern innewohnende
Verzerrung. Obwohl konventionelle Digitalmodulationstechniken weniger empfindlich
sind in Bezug auf solche Verzerrungen, bedingt durch die Verwendung
einer konstanten Hüllkurve,
verursacht die bei Linearmodulationsschemata verwendete nichtkonstante
Hüllkurve
das Variieren des Gewinns und der Phasenverschiebung des Leistungsverstärkers als
eine Funktion des Eingangssignals. Diese nichtkonstanten Gewinn-
und Phasenverschiebungen verursachen wiederum zwei Arten nichtlinearer
Verzerrungen. Die erste Art nichtlinearer Verzerrungen, die bekannt
ist als AM-/AM-Verzerrung (Amplitudenmodulation-zu-Amplitudenmodulationsverzerrung)
tritt auf, wenn die Eingangsleistung und die Ausgangsleistung von
einem linearen Zusammenhang abweichen. Die zweite Art, die bekannt
ist als AM-/PM-Verzerrung (Amplitudenmodulation-zu-Phasenmodulationsverzerrung) tritt
auf, wenn die Phasenverschiebung des Leistungsverstärkers als
eine Funktion des Eingangsleistungspegels variiert.
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Wenn
der zum Verstärken
linear modulierter Signale verwendete Leistungsverstärker nicht
beide Arten nichtlinearer Verzerrung kompensieren kann, wird der
Leistungsverstärker
unerwünschte
Intermodulationsprodukte erzeugen und eine einhergehende Verschlechterung
in der Qualität
der Kommunikation verursachen. Wenn Intermodulationsprodukte beispielsweise
außerhalb
der Kanalbandbreite auftreten, erhöht ein als spektrales Nachwachsen
oder Ausweiten bekannter Effekt die Interferenz mit Kommunikationen
in Nachbarkanälen.
Zudem können
innerhalb der Kanalbandbreite auftretende Intermodulationsprodukte
das modulierte Signal in solchem Umfang verzerren, dass es möglicherweise
nicht mehr ordnungsgemäß beim Empfänger wiedergewonnen
oder detektiert werden kann, was zu einer Anhebung der Bitfehlerraten
führt.
Daher erfordern Linearmodulationsschemata, um unerwünschte Intermodulationsprodukte
zu vermeiden und das einhergehende Verschlechtern der Kommunikationsqualitäten zu verhindern,
einen linearen Leistungsverstärker
mit einer konstanten Verstärkung
und Phasenverschiebung für
alle Betriebsleistungspegel.
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Weil
Leistungsverstärker
inhärent
nichtlineare Einrichtungen sind, variieren die Verstärkung und die
Phasenverschiebung von Leistungsverstärkern in einer komplexen, nichtlinearen
Weise, die von solchen Variablen wie Komponentenalterung, Komponentenschwankung,
Kanalumschaltung, Energieversorgungsschwankung, Komponentendrift,
Temperaturschwankungen und dem Eingangssignal selbst abhängt. Existierende
Ansätze,
wie z.B. kontinuierliche Rückkopplung,
Mitkopplungs- bzw. Störgrößenaufschaltnetze
und konventionelle Vorverzerrungstechniken haben versucht, diese
nichtlinearen Eigenschaften durch Verwenden irgendeiner Art von
kontinuierlicher Rückkoppelschleife
oder festen Vorverarbeitungs- oder Nachverarbeitungsnetzen zu kompensieren.
Diese Ansätze
verfehlen jedoch entweder ein adaptives Kompensieren für zeitvariante Schwankungen
in nichtlinearen Charakteristiken bzw. Kennlinien oder erweisen
sich bei hohen Frequenzen als schwierig umzusetzen. Beispielsweise erfordern
Methoden kontinuierlicher Rückkopplung, wie
z.B. negative Rückkopplung
oder Kartesische Rückkopplung, üblicherweise
eine hohe Schleifenbandbreite und könnten Stabilitätsprobleme
verursachen, wenn sie bei hohen Frequenzen betrieben werden. Mitkopplungsnetze
können
andererseits, bedingt durch die festen Eigenheiten des Mitkopplungs- bzw.
Störsignalaufschaltnetzes,
keine Variationen der Verzerrungscharakteristik adaptiv kompensieren und
erfordern ein präzises
Abstimmen und Skalieren von Komponenten, um unerwünschtes
Einfügen zusätzlicher
nichtlinearer Verzerrung zu verhindern. Konventionelle Vorverzerrungstechniken
verzerren in ähnlicher
Weise ein adaptives Kompensieren in Bezug auf Schwankungen in der
nichtlinearen Charakteristik bedingt durch die Verwendung eines
festen Satzes von Vorverzerrungskoeffizienten.
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Eine
existierende Methode, die adaptiv Schwankungen in nichtlinearer
Verzerrung kompensiert, ist eine Methode, die bekannt ist als adaptive Vorverzerrung.
Gegenüber
der konventionellen Vorverzerrungstechnik, die zuvor erwähnt worden
ist, erfasst die traditionelle adaptive Vorverzerrung periodisch
die Ausgangsgröße des Leistungsverstärkers und
aktualisiert die Vorverzerrungskoeffizienten für zeitvariante Nichtlinearitäten in dem
Vorwärtspfad. Diese
aktualisierten Vorverzerrungskoeffizienten werden dann verwendet,
um das Eingangssignals auf solche Weise vorzuverzerren, dass ein
linear verstärktes
Signal am Ausgang des Leistungsverstärkers erzeugt wird.
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US-Patent
5 903 611 für
Schnabl et al. lehrt ein Verfahren des Korrigierens von Nichtlinearitäten eines
Verstärkers,
der ein Funksignal empfängt.
Ein demoduliertes komplexes Signal wird mit einem komplexen Eingangssignal
verglichen zum Aktualisieren einer Vorverzerrungstabelle. Das demodulierte
komplexe Signal wird aus einem Quadraturdemodulator erhalten.
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US-Patent
5 748 038 für
Boscovic et al. lehrt ein Verfahren zum Amplitudentrainieren eines
Linearverstärkers.
Eine Rückkopplung
wird von einer Rückkopplungsschaltung
unter Verwendung eines Einzelrückkopplers
erhalten.
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US-Patent
5 892 397 für
Belcher et al. lehrt ein adaptives Kompensieren von Verzerrung in
einem Hochfrequenzverstärker
durch Einspeisen eines vorverzerrten Signals. Ein Fehlermesssignal,
das ein Maß für einen
in dem Verstärkerausgangssignal
enthaltenen Fehler erzielt, wird zum adaptiven Kompensieren der
Verzerrung verwendet.
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Obwohl
traditionelle adaptive Vorverzerrung eine adäquate Linearisierung eines
Leistungsverstärkers
bereitstellt, bürdet
die traditionelle adaptive Vorverzerrungstechnik dem Digitalsignalprozessor,
der zum Implementieren dieser Technik verwendet wird, einen signifikanten
Verarbeitungsaufwand auf. Üblicherweise
muss die Nachschautabelle, die die Vorverzerrungskoeffizienten speichert,
mehrmals pro Symbol aktualisiert werden (z.B. fünfmal pro Symbol), abhängig von
der Überabtastrate.
Darüber
hinaus kann ein typischer "Burst" in einem TDMA- bzw. Zeitlagenmultiplexsystem
100-200 Symbole einschließen.
Als ein Ergebnis würde
dieses Beispiel von dem digitalen Signalprozessor ein 500-1000-maliges
Aktualisieren der Nachschautabelle pro Burst erfordern. Dies belastet
die Verarbeitungsanforderungen des Digitalsignalprozessors und die
entsprechenden Kosten signifikant und erhöht den Stromverbrauch.
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Ein
weiterer Nachteil der traditionellen adaptiven Vorverzerrungstechnik
ist, dass sie einen Quadraturdemodulator in der Rückkopplungsschleife
erfordert. Dieser Quadraturdemodulator ist erforderlich, um den
Digitalsignalprozessor in die Lage zu versetzen, den am Ausgang
des Leistungsverstärkers
erfassten Datenstrom mit dem Eingangsdatenstrom zu vergleichen.
Zusätzlich
zu der Erhöhung
von Kosten und Stromverbrauch kann der Quadraturdemodulator auch
Fehler einfügen,
die sich in den aktualisierten Vorverzerrungskoeffizienten widerspiegeln
und die Fähigkeit
des Kompensierens nichtlinearer Verzerrungen in dem Leistungsverstärker negativ
beeinträchtigen.
Demnach gibt es im Hinblick auf die Nachteile der existierenden
Ansätze
einen Bedarf nach einer adaptiven Linearisierungstechnik, die effizient zeitvariante
Nichtlinearitäten
von Leistungsverstärkern
kompensieren kann und gleichzeitig das Verarbeitungserfordernis
des Digitalsignalprozessors entspannt und den Stromverbrauch verringert.
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RESÜMEE DER
ERFINDUNG
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Die
Nachteile des Standes der Technik werden durch das Verfahren gemäß Anspruch
1 und die Einrichtung gemäß Anspruch
14 der vorliegenden Erfindung ausgeräumt. Beispielsweise, wie vordem nicht
erkannt, würde
es vorteilhaft sein, Verzerrungscharakteristika über einen Leistungsverstärker während der
Verstärkung
eines Verzerrungserfassungssignals zu messen. Dieses Verzerrungserfassungssignal
umfasst beispielsweise ein steigendes oder fallendes Rampensignal.
Vorzugsweise umfasst das Verzerrungserfassungssignal jedoch ein
Burst-artiges steigendes Rampensignal oder ein Burst-artiges fallendes
Rampensignal, wie sie gewöhnlich
vor oder nach einem Kommunikations-Burst in einem TDMA-System verwendet
werden. Die Verwendung eines Burst-artigen steigenden Rampensignals
oder eines Burst-artigen fallenden Rampensignals bietet den zusätzlichen
Vorteil, es für
die Prinzipien der vorliegenden Erfindung zu ermöglichen, leicht in existierende
TDMA-Kommunikationssysteme eingearbeitet zu werden.
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Basierend
auf der gemessenen Verzerrungscharakteristik und bekannten Charakteristika
des Verzerrungserfassungssignals wird ein Zusammenhang zwischen
der/den gemessenen Verzerrungscharakteristik bzw. -charakteristika
und der Eingangsleistung berechnet. Eine Vorverzerrungsnachschautabelle
wird in Übereinstimmung
mit diesem berechneten Zusammenhang aktualisiert und kann dann gegebenenfalls
auf einen Eingangsdatenstrom zum Erzeugen einer linear verstärkten Ausgangsgröße angewendet
werden, wenn die vorverzerrte Eingangsgröße von dem Leistungsverstärker verstärkt wird.
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In
einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird die Phasenverzerrung über den
Leistungsverstärker
während
der Verstärkung des
Verzerrungserfassungssignals gemessen. Diese Messung kann beispielsweise
durch Vergleichen der Phase der Eingangsgröße und der Phase der Ausgangsgröße über den
Betriebsleistungsbereich des Verzerrungserfassungssignals durchgeführt werden. Ein
Zusammenhang zwischen der gemessenen Phasenverzerrung und der Eingangsleistung
wird basierend auf der gemessenen Phasenverzerrung und bekannten
Charakteristika des Verzerrungserfassungssignals berechnet. Eine
Vorverzerrungsnachschautabelle wird in Übereinstimmung mit diesem berechneten
Zusammenhang aktualisiert und kann dann auf einen Eingangsdatenstrom
angewendet werden zum adaptiven Kompensieren von nichtkonstanter
Phasenverschiebung in dem Leistungsverstärker.
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In
einer zweiten Ausführungsform
wird die Hüllkurvenverzerrung
(Amplitudenverzerrung) über den
Leistungsverstärker
während
des Verstärkens des
Verzerrungserfassungssignals gemessen. Diese Messung kann beispielsweise
durch Vergleichen der Amplitude der Eingangsgröße und der Amplitude der Ausgangsgröße über den
Betriebsleistungsbereich des Verzerrungserfassungssignals durchgeführt werden.
Ein Zusammenhang zwischen der Hüllkurvenverzerrung
und der Eingangsleistung wird basierend auf der gemessenen Hüllkurvenverzerrung
und bekannten Charakteristika des Verzerrungserfassungssignals berechnet.
Eine Vorverzerrungsnachschautabelle wird in Übereinstimmung mit diesem berechneten
Zusammenhang aktualisiert und kann dann auf einen Eingangsdatenstrom
angewendet werden zum adaptiven Kompensieren von nichtlinearer Verstärkung in
dem Leistungsverstärker.
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In
einer dritten Ausführungsform
werden sowohl die Hüllkurven-
(Amplituden-) als auch die Phasenverzerrung während der Verstärkung des
Verzerrungserfassungssignals gemessen. Basierend auf der gemessenen
Hüllkurven-
und Phasenverzerrung und bekannten Charakteristika des Verzerrungserfassungssignals
werden die Zusammenhänge
zwischen der Eingangsleistung und der gemessenen Hüllkurven- und Phasenverzerrung
berechnet. Eine Vorverzerrungsnachschautabelle wird in Übereinstimmung
mit diesen berechneten Zusammenhängen
aktualisiert und kann dann gegebenenfalls auf den Eingangsdatenstrom
angewendet werden zum adaptiven Kompensieren sowohl der nichtlinearen Verstärkung als
auch der nichtkonstanten Phasenverschiebung in dem Leistungsverstärker.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Vorverzerrungsnachschautabelle nur
einmal pro Kommunikations-Burst
aktualisiert, um den Verarbeitungsaufwand und den Leistungsverbrauch
eines Digitalsignalprozessors zu entspannen. Gemäß einem anderen Aspekt sind
zum Messen der Verzerrungscharakteristika verwendete Detektoren
paarweise mit ähnlichen
Eingangssignalpegeln konfiguriert, um den Einfluss nicht idealer
Erfassungskomponenten zu reduzieren. Gemäß noch einem anderen Aspekt
werden Mischer verwendet zum Abwärtsmischen
der Eingangs- und Ausgangssignale des Leistungsverstärkers aus
dem Hochfrequenzbereich in einen Zwischenfrequenzbereich, um es den
Erfassungskomponenten zu ermöglichen,
bei einer niedrigen Frequenz zu arbeiten.
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Die
technischen Vorteile der vorliegenden Erfindung schließen ein,
sind aber nicht beschränkt auf
das folgende. Es sollte verstanden werden, dass spezielle Ausführungsformen
gegebenenfalls nicht irgendwelche, geschweige denn alle der folgenden beispielhaften
technischen Vorteile einbeziehen.
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Ein
wichtiger technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist die
Fähigkeit
des adaptiven Kompensierens von zeitvarianten Nichtlinearitäten eines
Leistungsverstärkers.
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Ein
anderer wichtiger technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung
ist, dass sie die Leistungseffizienz des Leistungsverstärkers verbessert,
weil die Linearitätserfordernisse
des Leistungsverstärkers selbst
entspannt sind.
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Noch
ein anderer wichtiger technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung
ist, dass sie ermöglicht,
dass Phasen- und
Verstärkungsverzerrungscharakteristika
des Leistungsverstärkers
nur für
jene Eingangssignalpegel gemessen werden, die verwendet werden,
wenn das modulierte Signal verstärkt wird.
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Noch
ein weiterer wichtiger technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung
ist, dass sie die Verarbeitungserfordernisse des Digitalsignalprozessors
lockert, da sie für
die Vorverzerrungsnachschautabelle nur erfordert, dass sie einmal
pro Kommunikations-Burst aktualisiert wird.
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Noch
ein anderer wichtiger technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung
ist, dass sie den Stromverbrauch des Digitalsignalprozessors reduziert,
da er nur für
einen Bruchteil des Kommunikations-Bursts verwendet wird.
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Noch
ein weiterer wichtiger technischer Vorteil der vorliegenden Erfindung
ist, dass der symmetrische Aufbau des Verzerrungsdetektors den Einfluss nicht
idealer Erfassungskomponenten reduziert.
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Die
oben beschriebenen und andere Merkmale der vorliegenden Erfindung
werden nachstehend detaillierter unter Bezugnahme auf die erläuternden
Beispiele dargelegt, die in den beiliegenden Zeichnungen gezeigt
sind. Fachleute werden einsehen, dass die beschriebenen Ausführungsformen zum
Zwecke der Erläuterung
und des Verständnisses
dargeboten werden und dass zahlreiche äquivalente Ausführungsformen
hier ausgedacht werden können.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Ein
vollständigeres
Verständnis
des Verfahrens und der Einrichtung der vorliegenden Erfindung können unter
Bezugnahme auf die folgende, detaillierte Beschreibung erlangt werden,
wenn im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen betrachtet,
in denen zeigt:
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1 einen
Abschnitt eines beispielhaften Drahtlossystems, mit welchem die
vorliegende Erfindung vorteilhaft in die Praxis umgesetzt werden
kann;
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2 ein
beispielhaftes schematisches Blockdiagramm eines Senders in Übereinstimmung mit
der vorliegenden Erfindung;
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3 Betriebsprinzipien
einer beispielhaften Vorverzerrungstechnik, die von einem Aspekt
der vorliegenden Erfindung in die Praxis umgesetzt wird;
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4 eine
beispielhafte Umsetzung einer gemessenen Phasenverzerrungscharakteristik
in einer Funktion des Eingangsleistungspegels in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung;
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5 ein
beispielhaftes Umsetzen einer gemessenen Amplitudenverzerrungscharakteristik (Hüllkurvenverzerrungscharakteristik)
zu einer Funktion des Eingangsleistungspegels in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung;
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6 ein
beispielhaftes schematisches Blockdiagramm eines Senders in Übereinstimmung mit
einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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7 ein
beispielhaftes schematisches Blockdiagramm des Senders in Übereinstimmung
mit der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, die Mischer zum Abwärtsmischen der Hochfrequenzeingangs-
und -ausgangssignale in einen Zwischenbereich verwendet;
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8 ein
beispielhaftes schematisches Blockdiagramm eines Senders in Übereinstimmung mit
einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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9 ein
beispielhaftes schematisches Blockdiagramm eines Senders in Übereinstimmung mit
der zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, die Mischer zum Abwärtsmischen der Hochfrequenz-Eingangs- und -Ausgangssignale
in einen Zwischenfrequenzbereich verwendet;
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10 ein
beispielhaftes schematisches Blockdiagramm eines Senders in Übereinstimmung mit
einer dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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11 ein
beispielhaftes schematisches Blockdiagramm des Senders in Übereinstimmung
mit der dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, Mischer zum Abwärtsmischen der Hochfrequenz-Eingangs-
und Ausgangssignale in eine Zwischenfrequenz verwendend; und
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12 ein
beispielhaftes Verfahren in Ablaufdiagrammform, durch welches eine
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung in vorteilhafter Weise in die Praxis
umgesetzt werden kann.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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In
der folgenden Beschreibung werden zum Zwecke der Erläuterung
und nicht der Beschränkung spezifische
Details, wie z.B. spezielle Schaltungen, Logikmodule (beispielsweise in
Software, Hardware, Firmware und irgendeiner Kombination davon oder ähnlich umgesetzt),
Techniken, usw. dargelegt, um ein vollständiges Verständnis der
Erfindung bereitzustellen. Jedoch wird einem Fachmann ersichtlich werden,
dass die vorliegende Erfindung auch in anderen Ausführungsformen
in die Praxis umgesetzt werden kann, die von diesen spezifischen
Details abweichen. An anderen Stellen werden detaillierte Beschreibungen
wohlbekannter Verfahren, Einrichtungen, Logik-Codes (z.B. Hardware, Software, Firmware,
etc.), etc. weggelassen, um die Beschreibung der vorliegenden Erfindung
nicht durch unnötige
Details zu trüben.
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Eine
bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung und ihre Vorteile werden am besten unter
Bezugnahme auf die 1–12 der Zeichnungen
verstanden, wobei gleiche Bezugszeichen für gleiche oder entsprechende
Teile der verschiedenen Zeichnungen verwendet werden. Es wird Bezug
genommen auf 1, in der ein Teil eines beispielhaften
Drahtlossystems, mit welchem die vorliegende Erfindung in vorteilhafter
Weise in die Praxis umgesetzt werden kann, allgemein mit 1 gekennzeichnet
ist. In diesem beispielhaften Drahtlossystem kommuniziert eine Mobilstation 10 mit
einer Basisstation 30 über
eine Luftschnittstelle 40. Ein Datenendgerät 20,
wie z.B. ein Personal Computer, kann auch mit der Basisstation 30 über dieselbe
Luftschnittstelle 40 unter Verwendung von beispielsweise
eines Zellularmodems kommunizieren. Weil die Basisstation 30 ein
Teil eines Zellularnetzes (nicht dargestellt) ist, ermöglicht die
Basisstation 30 es der Mobilstation 10 und dem
Datenendgerät 20,
miteinander und mit anderen Endgeräten innerhalb des Telekommunikationssystems
zu kommunizieren.
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Damit
die Mobilstation 10, die Basisstation 30 und das
Datenendgerät 20 Digitalinformation kommunizieren
können,
muss jedoch jeder der den Einrichtungen zugeordneten Sender die
Digitalinformation unter Verwendung irgendeiner Art von Digitalmodulationstechnik
modulieren. Die verwendete Modulationstechnik kann konventionelle
Techniken einschließen,
wie z.B. Phasenumtastung (PSK bzw. Phase Shift Keying) oder Amplitudenmodulation (AM)
oder spektral effizientere Techniken, wie z.B. Quartärphasenumtastung
(QPSK), Quadraturmodulation (QAM) und in jüngster Zeit in dem System für verbesserte
Datenraten von GSM-Fortentwicklung (EDLE) verwendete 3π/8-8PSK.
Jede dieser Techniken erlegt dem Leistungsverstärker innerhalb des Senders
gewisse Anforderungen auf, um Verzerrungen des modulierten Signals
zu vermeiden. Je nach Art der verwendeten Modulationstechnik können diese
Erfordernisse eine konstante Verstärkung, eine konstante Phasenverschiebung
oder sowohl eine konstante Verstärkung
als auch eine konstante Phasenverschiebung einbeziehen.
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Der
von den verschiedenen Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung gebotene Ansatz ermöglicht es jedem dieser Erfordernisse,
entweder kollektiv oder unabhängig
erfüllt
zu werden in einer effizienten und kosteneffektiven Weise. Bezug
nehmend auf 2 wird ein beispielhaftes schematisches
Blockdiagramm eines Senders gemäß der vorliegenden
Erfindung erläutert.
Es sollte betont werden, dass obwohl der in 2 dargestellte
Sender einen Quadraturmodulator verwendet, die vorliegende Erfindung
nicht auf Quadraturmodulationstechniken beschränkt ist. Vielmehr sind die
Prinzipien der vorliegenden Erfindung in gleicher Weise auf andere
digitale Modulationstechniken anwendbar, bei denen nichtlineare
Verzerrung ein Anliegen ist, wie z.B. PSK und AM. Daher wird die
folgende Diskussion nur als Beispiel bereitgestellt und nicht zur
Einschränkung.
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Beginnend
mit dem Vorwärtsübertragungspfad
des allgemein mit 99 gekennzeichneten Senders, wird eine
Digitalinformation 100 an einen Vorverzerrungsblock 110 angelegt.
Dieser Vorverzerrungsblock 110 enthält Vorverzerrungsberechnungen und
Vorverzerrungskoeffizienten, die verwendet werden zum Vorverzerren
der Digitalinformation 100 in solcher Weise, dass ein linear
verstärktes
Signal am Ausgang des Leistungsverstärkers 190 erzeugt
wird. Die Vorverzerrungskoeffizienten werden beispielsweise in einer
Vorverzerrungsnachschautabelle 111 innerhalb des Vorverzerrungsblocks 110 gespeichert und
werden periodisch aktualisiert, um zeitvariante Nichtlinearitäten des
Leistungsverstärkers 190 zu kompensieren.
Die Art, in der die Vorverzerrungskoeffizienten periodisch aktualisiert
werden, wird nachstehend detaillierter beschrieben.
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Jetzt
Bezug nehmend auf 3 werden die Betriebsprinzipien
einer beispielhaften Vorverzerrungstechnik, die gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung in die Praxis umgesetzt wird,
dargelegt. Wie dargestellt, schließt der Vorwärtsübertragungspfad eines Senders 99 ein
nichtlineares Element 60 ein, wie z.B. einen Leistungsverstärker 190, und
ein Vorverzerrungselement, wie z.B. einen Vorverzerrungsblock 100.
Wenn das Eingangssignal an dem Vorverzerrungselement 50 durch
die eine oder mehreren nichtlinearen Übertragungsumkehrfunktionen
(inverse Funktionen) des nichtlinearen Elementes 60 perfekt
vorverzerrt wird, dann ergibt sich ein linearer Eingangs-Ausgangs-Zusammenhang,
wie bei 70 dargestellt. Demnach wird(werden) gemäß einem Aspekt
der vorliegenden Erfindung die nichtlineare Verzerrungsübertragungsfunktion(en)
des Leistungsverstärkers 190 gemessen
und die Digitalinformation 100 am Vorverzerrungsblock 110 durch
die eine oder mehreren Verzerrungsübertragungs-Umkehrfunktionen
vorverzerrt zum Erzeugen eines linearen Eingangs-Ausgangs-Zusammenhangs.
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Den
Vorwärtspfad
des in 2 gezeigten Senders 99 fortsetzend, wird
die Ausgangsgröße des Vorverzerrungsblocks 110 an
einen Schwingungsformgenerator (WFG bzw. Wave Form Generator) 120 angelegt,
der getrennte In-Phase-(I-) und Quadratur-(Q-) Signale erzeugt.
Jedes I- und Q-Signal wird dann durch einen Digital-zu-Analog-Umsetzer (DAC) 130 und
ein Tiefpassfilter (LPF) 140 geleitet, um die Digital-I-
und Q-Signale in Analogsignale umzuwandeln. Die Analog-I- und Q-Signale
werden dann in einem Linearmodulator moduliert, wie z.B. einem I-/Q-Modulator 150,
und mit Hilfe eines Lokaloszillators 160 in eine Hochfrequenz
aufwärtsgemischt. Die
Ausgangsgröße des I-/Q-Modulators 150 wird dann
von einem Verstärker
mit variabler Verstärkung (VGA) 170 verstärkt und
von einem Bandpassfilter 180 gefiltert, um die Außerbandleistung
zu bedämpfen.
In der Endstufe wird die Ausgangsgröße des Bandpassfilters 180 von
dem Leistungsverstärker (PA) 190 verstärkt und über die
Antenne 200 gesendet.
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In
dem Rückkopplungspfad
misst eine Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine oder mehrere Verzerrungs-Charakteristika über den
Leistungsverstärker 190,
wie z.B. eine nichtlineare Phasenverschiebung oder nichtlineare
Verstärkung, durch
Beobachten der Eingangsgröße und Ausgangsgröße des Leistungsverstärkers 190 während der
Verstärkung
eines Verzerrungserfassungssignals. Dieses Verzerrungserfassungssignal
erfüllt
vorzugsweise einen wohldefinierten, zeitvarianten Zusammenhang über den
Betriebsleistungsbereich des Leistungsverstärkers 190, ein leichtes
Umsetzen der gemessenen Verzerrungscharakteristik in eine Funktion
des Eingangsleistungspegels ermöglichend.
Beispiele eines bevorzugten Verzerrungserfassungssignals schließen ein
Rampenanstiegssignal oder Rampenabstiegssignal ein. Vorzugsweise
umfasst jedoch das Verzerrungserfassungssignal das Burst-Rampenanstiegssignal
oder Burst-Rampenabstiegssignal, das gewöhnlich in TDMA-Systemen vor oder nach
einer Übertragung
eines Kommunikations-Bursts verwendet wird. Die Verwendung des Burst-Rampenanstiegs-
oder Burst-Rampenabstiegssignals hat den zusätzlichen Vorteil, es der bevorzugten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zu ermöglichen, leicht innerhalb existierender TDMA-Systeme
implementiert zu werden.
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Vor
dem Beschreiben des in 2 dargestellten Rückkopplungspfads
wird ein beispielhafter Prozess beschrieben, mit dem die bevorzugte
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung die gemessene Verzerrungscharakteristik
in eine Funktion der Eingangsleistung umsetzt. In diesem Beispiel
umfasst das in den Leistungsverstärker 190 eingespeiste
Verzerrungserfassungssignal ein Rampenanstiegssignal, welches einen
Zusammenhang der Eingangsleistung über die Zeit hat, wie allgemein
bei 500 dargestellt. Wenn die Phasendifferenz (Δϕ) über den
Leistungsverstärker 190 während derselben Zeitdauer
(T1–T2)
gemessen wird, in der das Verzerrungserfassungssignal angelegt wird,
kann der Zusammenhang der Phasendifferenz über die Zeit eine gemessene
Phasenverzerrungscharakteristik haben, wie allgemein bei 510 dargestellt.
Aus den beiden Zusammenhängen 500 und 510 kann
der Zusammenhang zwischen der Phasendifferenz und der Eingangsleistung
berechnet werden, wie allgemein bei 520 dargestellt. Dieser
berechnete Zusammenhang wird dann zum Aktualisieren der Vorverzerrungskoeffizienten
in dem Vorverzerrungsblock 110 verwendet zum Kompensieren
einer Phasenverzerrung des Leistungsverstärkers 190. Es sollte
betont werden, dass obwohl 4 die Umsetzung
von Phasenverzerrungscharakteristik unter Verwendung eines Rampenanstiegssignals
darstellt, die Prinzipien der vorliegenden Erfindung in gleicher
Weise anwendbar sind für
ein Rampenabstiegssignal oder andere Verzerrungserfassungssignale,
insbesondere jene mit wohldefiniertem oder "bekannten" Zusammenhang zwischen Leistung und
Zeit.
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In ähnlicher
Weise zeigt 5 eine beispielhafte Umsetzung
einer gemessenen Einhüllenden-Verzerrungscharakteristik
(Amplitudenverzerrungscharakteristik) in eine Funktion des Eingangsleistungspegels
in Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung. In diesem Beispiel umfasst das an den
Leistungsverstärker 190 angelegte
Verzerrungserfassungssignal auch ein Rampenanstiegssignal und hat
einen Zusammenhang der Eingangsleistung über die Zeit, wie allgemein
bei 600 dargestellt. Wenn die Ausgangsleistung (Pout) des Leistungsverstärkers 190 während derselben
Zeitdauer (T1–T2)
gemessen wird, in der das Verzerrungserfassungssignal angelegt wird,
kann der Zusammenhang der Ausgangsleistung über die Zeit eine gemessene
Einhüllenden-Verzerrungscharakteristik
(Amplitudenverzerrungscharakteristik) haben, wie allgemein bei 610 dargestellt.
Aus den beiden Zusammenhängen 600 und 610 kann
der Zusammenhang zwischen der Ausgangsleistung und der Eingangsleistung
berechnet werden, wie allgemein bei 620 dargestellt. Dieser
berechnete Zusammenhang wird dann verwendet zum Aktualisieren der
Vorverzerrungskoeffizienten in dem Vorverzerrungsblock 110 zum
Kompensieren der Amplitudenverzerrung des Leistungsverstärkers 190. Wieder
sollte betont werden, dass obwohl 5 die Umsetzung
einer Einhüllenden-Verzerrungscharakteristik
unter Verwendung eines Rampenanstiegssignals darlegt, die Prinzipien
in gleicher Weise anwendbar sind für ein Rampenabstiegssignal
oder andere Verzerrungserfassungssignale, insbesondere jene mit
wohldefiniertem oder "bekannten" Zusammenhang zwischen
Eingangsleistung und Zeit.
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Weil
der Zusammenhang zwischen der Verzerrungscharakteristik und der
Eingangsleistung für alle
möglichen
Eingangsleistungspegel berechnet wird, aktualisiert die bevorzugte
Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung gemäß einem
vorteilhaften Aspekt nur einmal pro Kommunikations-Burst die Vorverzerrungskoeffizienten.
Dieser Aspekt der bevorzugten Ausführungsform entspannt die Verarbeitungsanforderungen
des Digitalsignalprozessors, der allgemein mit 110 dargestellt
ist (gemeinsam mit anderen zugeordneten Funktions- oder Speicherelementen),
oder anderer Einrichtungen, die die Vorverzerrungsnachschautabelle 111 aktualisieren.
Der Stromverbrauch wird ebenfalls reduziert, weil nur ein kleiner
Teil des Kommunikations-Bursts benötigt wird zum Berechnen der
Vorverzerrung. Zudem können die
aktualisierten Vorverzerrungskoeffizienten, wenn ein Burst-Rampenanstiegssignal
als Verzerrungserfassungssignal verwendet wird, auf demselben Kommunikations-Burst
angewendet werden, unter der Annahme, dass die Vorverzerrungsnachschautabelle 111 schnell
genug aktualisiert werden kann. Alternativ, wenn die Charakteristik
des Leistungsverstärkers 190 nicht
sehr zwischen Bursts variiert, kann die Verzerrungscharakteristik
bei einem Burst gemessen werden und auf einen späteren oder nachfolgenden Burst
angewendet werden. Eine andere Alternative ist, die Verzerrungscharakteristik
basierend auf Messungen von einigen Verzerrungserfassungssignalen zu
bestimmen (z.B. eine gewisse Art von Mittelwert zu bestimmen). Schließlich wird
gemäß einem
anderen Aspekt der Ausführungsform
der 2 die Verzerrungscharakteristik des Leistungsverstärkers 190 nur über den
Dynamikbereich gemessen, der in dem modulierten Signal verwendet
wird. Beispielsweise kann nur ein Teil des Verzerrungserfassungssignals benötigt werden.
Folglich muss die Verzerrungscharakteristik des Leistungsverstärkers 190 nur
für jene Eingangsleistungspegel
gemessen werden, die verwendet werden, wenn der Leistungsverstärker moduliert
wird.
-
Es
wird wieder auf 2 Bezug genommen, eine Verzerrungscharakteristik über den
Leistungsverstärker 190 wird
durch Zuführen
eines Teils des Ausgangssignals und eines Teils des Eingangssignals
zu zwei entsprechenden Detektoren 220, 221, jeweils
vor und nach der Verstärkung
des Verzerrungserfassungssignals gemessen. Bevor das Ausgangssignal
von seinem entsprechenden Detektor 220 gemessen wird, bedämpft ein
Dämpfungsmechanismus 210 vorzugsweise
das Ausgangssignal um einen Faktor, der näherungsweise der Nennverstärkung G
des Leistungsverstärkers 190 entspricht. Ein
Bedämpfen
des Ausgangssignals führt
in Bezug auf das Eingangssignal der beiden Detektoren 220, 221 dazu,
dass es grob gesehen dieselbe Amplitude hat, was ein Auslöschen der
durch die Detektoren 220, 221 verursachten Verzerrung
unterstützt.
Obwohl verschiedene Arten von Detektorkonfigurationen verwendet
werden können,
um die Signalcharakteristik der Eingangs- und Ausgangsgröße zu messen,
bildet das von der Ausführungsform
der 2 verwendete Paar von Verzerrungsdetektoren 220, 201 zudem
eine "symmetrische" Konfiguration, die den
Einfluss von nicht idealen Erfassungskomponenten reduziert. Das
Paar von Detektoren 220, 221 misst mindestens
eine Signalcharakteristik der Ausgangsgröße und Eingangsgröße, wie
z.B. die Amplitude, die Phase oder sowohl Amplitude als auch Phase,
und leitet ihre Ausgangsgröße zu einem
Fehlerdetektor 230. Der Fehlerdetektor 230 vergleicht
die gemessene Signalcharakteristik, die dem Eingangs- und Ausgangssignal
entspricht, und erzeugt ein Fehlersignal, das dem Betrag der nichtlinearen
Verzerrung entspricht. Nachdem das Fehlersignal unter Verwendung
eines Analog-zu-Digital-Umsetzers (ADC) 240 in den Digitalbereich
umgesetzt worden ist, akkumuliert ein Verzerrungserfassungsblock 250 die
Fehlersignale während
des Verstärkens
des Verzerrungserfassungssignals und berechnet einen Zusammenhang
zwischen der gemessenen Verzerrungscharakteristik und der Eingangsleistung,
wie oben beschrieben. Dieser Zusammenhang wird dann zum Aktualisieren
der Vorverzerrungskoeffizienten in dem Vorverzerrungsblock 110 verwendet,
was den Vorverzerrungsblock 110 in die Lage versetzt, Nichtlinearitäten des
Leistungsverstärkers 190 zu
kompensieren.
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6 zeigt
ein beispielhaftes schematisches Blockdiagramm eines Senders in Übereinstimmung mit
einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Die erste Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung verwendet denselben Vorwärtsübertragungspfad wie die oben
beschriebene Ausführungsform
der 2, aber kompensiert in Bezug auf nicht konstante
Phasenverschiebung im Leistungsverstärker 190 unter Verwendung
unterschiedlicher Detektoren im Rückkopplungspfad. In der ersten Ausführungsform
werden ein Teil des Ausgangssignals und ein Teil des Eingangssignals
in zwei getrennten Begrenzern 320, 321 jeweils
nach und vor einer Verstärkung
des Verzerrungserfassungssignals beschränkt. Vorzugsweise wird das
Ausgangssignal, bevor das Ausgangssignal beschränkt wird, um einen Faktor bedämpft, der
näherungsweise
der Nennverstärkung
G des Leistungsverstärkers 190 entspricht.
Eine Bedämpfung
des Ausgangssignals ermöglicht,
dass das Eingangssignal zu den beiden Begrenzern 320, 321 grob
gesehen dieselbe Amplitude hat, was das Auslöschen von AM-/PM-Verzerrung unterstützt, die
durch die Begrenzer 320, 321 verursacht wird.
Zwei Phasendetektoren 330, 331 erfassen die Phase
der Ausgangsgröße und die
Phase der Eingangsgröße des Leistungsverstärkers 190.
Der Lokaloszillator 160, der zum Hochmischen des ursprünglichen
Eingangssignals verwendet wird, dient als Referenzfrequenz für die beiden
Phasendetektoren 330, 331. Die Ausgangsgrößen der
Phasendetektoren 330, 331 werden zum Unterdrücken hoher Frequenzanteile,
wie z.B. harmonischer des Lokaloszillators 160 von Tiefpassfiltern 340, 341 gefiltert. Eine
Messung der Phasenverschiebung durch den Leistungsverstärker wird
durch einen Fehlerdetektor 230 erfasst und wird an einen
Analog-zu-Digital-Umsetzer 240 gesendet.
In dem Digitalbereich wird der Zusammenhang zwischen dem Eingangsleistungspegel
und der Phasenverschiebung in dem Verzerrungserfassungsblock 250 unter
Verwendung der oben in Bezug auf die Ausführungsform der 2 beschriebenen
Prinzipien berechnet. Dieser Zusammenhang wird dann zum Aktualisieren
der Vorverzerrungsnachschautabelle 111 verwendet, die innerhalb des
Vorverzerrungsblocks 110 enthalten ist, den Vorverzerrungsblock 110 in
die Lage versetzend, nicht konstante Phasenverschiebung über den
Leistungsverstärker 190 adaptiv
zu kompensieren.
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Optional,
um die Anforderungen an die Komponenten im Rückkopplungspfad der ersten
Ausführungsform
abzumildern, kann die erste Ausführungsform
modifiziert werden, um die Hochfrequenz-Eingangs- und -Ausgangssignale
des Leistungsverstärkers 190 abwärts zu mischen. 7 zeigt
ein beispielhaftes schematisches Blockdiagramm des Senders in Übereinstimmung
mit der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, wobei Mischer zum Abwärtsmischen
der Hochfrequenz-Eingangs- und Ausgangssignale in eine Zwischenfrequenz
implementiert sind. Wie gezeigt, sind zwei Mischer 350, 351 zwischen
dem Leistungsverstärker 190 und
den beiden Begrenzern 320, 321 angeordnet. Ein
erster Lokaloszillator 352 ermöglicht es den Mischern 350, 351,
die Ausgangs- und Eingangssignale des Leistungsverstärkers von
Hochfrequenzen in eine niedrige Zwischenfrequenz abwärts zu mischen.
Ein zweiter Lokaloszillator 353 dient als Referenzfrequenz
für die
Phasendetektoren 330, 331. Obwohl zwei zusätzliche
Mischer 350, 351 und zwei zusätzliche Lokaloszillatoren 352, 353 erforderlich
sind, ist der Vorteil dieses Ansatzes, dass Komponenten im Rückkopplungspfad
bei niedriger Frequenz arbeiten können.
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8 stellt
ein beispielhaftes schematisches Blockdiagramm eines Senders in Übereinstimmung mit
einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung dar. Die zweite Ausführungsform verwendet denselben
Vorwärtsübertragungspfad
wie in der Ausführungsform
der 2 beschrieben, aber kompensiert bezüglich Amplitudenverzerrung
im Leistungsverstärker 190 unter
Verwendung unterschiedlicher Detektoren im Rückkopplungspfad. In der zweiten
Ausführungsform
werden ein Teil des Ausgangssignals und ein Teil des Eingangssignals
des Leistungsverstärkers 190 an
zwei getrennte Hüllkurvendetektoren 420, 421 jeweils
vor und nach der Verstärkung
des Verzerrungserfassungssignals angelegt. Vorzugsweise wird, bevor
die Hüllkurve
des Ausgangssignals erfasst wird, die Ausgangsgröße des Leistungsverstärkers 190 um
einen Faktor gedämpft, der
näherungsweise
der Nennverstärkung
G des Leistungsverstärkers 190 entspricht,
die Eingangsgrößen zu den
zwei Hüllkurvendetektoren 420, 421 befähigend,
im groben denselben Amplitudenpegel zu haben. Eine Messung der Amplitudendifferenz zwischen
der Ausgangsgröße des Leistungsverstärkers 190 und
einer Eingangsgröße des Leistungsverstärkers 190 wird
von einem Fehlerdetektor 230 erfasst und an einen Analog-zu-Digital-Umsetzer 240 gesendet.
In dem Digitalbereich wird der Zusammenhang zwischen der Hüllkurvenverzerrung
und der Eingangsleistung unter Verwendung der oben in Bezug auf
die Ausführungsform
der 2 beschriebenen Prinzipien berechnet. Dieser Zusammenhang wird
dann zum Aktualisieren der in dem Vorverzerrungsblock 110 enthaltenen
Vorverzerrungsnachschautabelle 111 verwendet, den Vorverzerrungsblock 110 in
die Lage versetzend, nicht konstante Verstärkung des Leistungsverstärkers 190 adaptiv
zu kompensieren.
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Optional,
um die Anforderungen an die Komponenten im Rückkopplungspfad der zweiten
Ausführungsform
zu entspannen, kann die zweite Ausführungsform modifiziert werden,
um die Hochfrequenz-Eingangs- und Ausgangssignale des Leistungsverstärkers 190 abwärts zu mischen. 9 zeigt
ein beispielhaftes schematisches Blockdiagramm des Senders in Übereinstimmung
mit der zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, Mischer zum Abwärtsmischen der Hochfrequenz-Eingangs-
und -Ausgangssignale in eine Zwischenfrequenz implementierend. Wie
dargestellt, werden zwei Mischer 430, 431 zwischen
dem Leistungsverstärker 190 und
den Hüllkurvendetektoren 420, 421 angeordnet.
Ein Lokaloszillator 432 ermöglicht es den Mischern 430, 431,
die Ausgangs- und Eingangssignale des Leistungsverstärkers 190 von Hochfrequenzen
in eine niedrigere Zwischenfrequenz abwärts zu mischen. Obwohl zwei
zusätzliche Mischer 430, 431 und
ein zusätzlicher
Lokaloszillator 432 erforderlich sind, ist der Vorteil
dieses Ansatzes, dass Komponenten im Rückkopplungspfad bei einer niedrigeren
Frequenz arbeiten können.
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10 zeigt
ein beispielhaftes schematisches Blockdiagramm eines Senders in Übereinstimmung
mit einer dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Die dritte Ausführungsform verwendet denselben
Vorwärtsübertragungspfad,
wie in der Ausführungsform
der 2 beschrieben, aber kompensiert in Bezug auf sowohl
Phasen- als auch Hüllkurven- bzw. Amplitudenverzerrung
in dem Leistungsverstärker 190 unter
Verwendung unterschiedlicher Kombinationen von Detektoren im Rückkopplungspfad.
In der dritten Ausführungsform
werden ein Teil des Ausgangssignals und ein Teil des Eingangssignals
des Leistungsverstärkers 190 an
zwei getrennte Begrenzer 320, 321 angelegt und
zwei Hüllkurvendetektoren 420, 421,
jeweils nach und vor der Verstärkung
des Verzerrungserfassungssignals. Vorzugsweise wird die Ausgangsgröße des Leistungsverstärkers 190 zuerst
um einen Faktor gedämpft, der
näherungsweise
der Nennverstärkung
G des Leistungsverstärkers 190 entspricht,
dass die Eingangsgrößen der
beiden Begrenzer 320, 321 und der beiden Hüllkurvendetektoren 420, 421 im
groben denselben Amplitudenpegel haben. Eine Messung der Phasen-
und Amplitudendifferenz zwischen der Ausgangsgröße des Leistungsverstärkers 190 und der
Eingangsgröße des Leistungsverstärkers 190 wird
von zwei entsprechenden Fehlerdetektoren 230, 231 erfasst
und zu Analog-zu-Digital-Umsetzern 240 gesendet.
In dem Digitalbereich werden unter Verwendung der oben unter Bezugnahme
auf die Ausführungsform
der 2 beschriebenen Prinzipien die Zusammenhänge zwischen
der Eingangsleistung und (i) der gemessenen Hüllkurvenverzerrung und (ii)
der gemessenen Phasenverzerrung berechnet. Diese Zusammenhänge werden
dann zum Aktualisieren der Vorverzerrungsnachschautabelle 111 verwendet,
die in dem Vorverzerrungsblock 110 enthalten ist, den Vorverzerrungsblock 110 in
die Lage versetzend, sowohl nicht konstante Verstärkung als auch
nicht konstante Phasenverschiebung des Leistungsverstärkers 190 zu
kompensieren.
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Optional
kann die dritte Ausführungsform, um
die Erfordernisse der Komponenten im Rückkopplungspfad der dritten
Ausführungsform
zu entspannen, modifiziert werden, um die Hochfrequenz-Eingangs-
und -Ausgangssignale des Leistungsverstärkers 190 abwärts zu mischen. 11 zeigt
ein beispielhaftes schematisches Blockdiagramm des Senders in Übereinstimmung
mit der dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, das Mischer zum Abwärtsmischen der Hochfrequenz-Eingangs-
und -Ausgangssignale in eine Zwischenfrequenz implementiert. Wie
dargestellt, werden zwei Mischer 450, 451 zwischen
dem Leistungsverstärker 190 und
den beiden Begrenzern 320, 321 sowie den Hüllkurvendetektoren 420, 421 angeordnet.
Ein erster Lokaloszillator 452 versetzt die Mischer 450, 451 in
die Lage, die Ausgangs- und Eingangssignale des Leistungsverstärkers 190 von
den Hochfrequenzen in eine niedrige Zwischenfrequenz abwärts zu mischen.
Ein zweiter Lokaloszillator 453 dient als Referenzfrequenz
für die
Phasendetektoren 330, 331. Obwohl zwei unterschiedliche
Mischer 452, 453 und zwei zusätzliche Lokaloszillatoren 452, 453 erforderlich
sind, ist der Vorteil dieses Ansatzes, dass Komponenten im Rückkopplungspfad
bei einer niedrigeren Frequenz arbeiten können.
-
Es
wird Bezug genommen auf 12, ein beispielhaftes
Verfahren in Ablaufdiagrammform, durch welches die vorliegende Erfindung
in vorteilhafter Weise in die Praxis umgesetzt werden kann, ist allgemein
bei 999 dargestellt. Wie gezeigt, wird ein Verzerrungserfassungssignal,
wie z.B. ein Rampenanstiegssignal, ein Rampenabstiegssignal oder
vorzugsweise ein Burst-Rampenanstiegssignal oder ein Burst-Rampenabstiegssignal,
bei Schritt 1000 erzeugt. Bei Schritt 1010 wird
das erzeugte Verzerrungserfassungssignal an einen Leistungsverstärker 190 angelegt,
und die Verzerrungscharakteristik bzw. -charakteristika über den
Leistungsverstärker 190 wird/werden
bei Schritt 1020 während
des Anlegens des Verzerrungserfassungssignals an den Leistungsverstärker 190 gemessen.
Basierend auf der/den gemessenen Verzerrungscharakteristik bzw.
-charakteristika und Charakteristika des Verzerrungserfassungssignals
wird ein Zusammenhang zwischen dem Verzerrungserfassungssignal und
der Eingangsleistung bei Schritt 1030 unter Verwendung
der oben unter Bezugnahme auf die Ausführungsform von beispielsweise
der 2 beschriebenen Prinzipien berechnet. Dieser berechnete
Zusammenhang wird dann zum Aktualisieren von Vorverzerrungskoeffizienten
verwendet, die in einer Vorverzerrungsnachschautabelle 111 gespeichert
sind, bei Schritt 1040. Diese aktualisierten Koeffizienten
werden dann auf Eingangsdaten angewendet zum Vorverzerren von Digitalinformation 100 in
solcher Weise, dass ein linearer Eingangs-Ausgangs-Zusammenhang
am Ausgang des Leistungsverstärkers 190 beibehalten
wird.
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Optional
werden Schritte 1000–1040 für jeweilige
Kommunikations-Bursts wiederholt (z.B. wie bei Schritt 1050 angezeigt).
In einem vorteilhaften Aspekt der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung wird die Vorverzerrungsnachschautabelle 111 nur
einmal pro Kommunikations-Burst aktualisiert. Dieser Aspekt der
bevorzugten Ausführungsform entspannt
die Verarbeitungsanforderungen des Digitalsignalprozessors, der
allgemein bei 101 gezeigt ist (gemeinsam mit anderen zugeordneten
funktionellen oder Speicherelementen), oder einer andere Einrichtung,
die die Vorverzerrungsnachschautabelle aktualisiert. Zudem, wenn
ein Burst-Rampenanstiegssignal als Verzerrungserfassungssignal verwendet
wird, können
aktualisierte Vorverzerrungskoeffizienten auf denselben Kommunikations-Burst unter der Annahme
angewendet werden, dass die Vorverzerrungsnachschautabelle 111 schnell
genug aktualisiert werden kann. Alternativ, wenn die Charakteristika
des Leistungsverstärkers 190 nicht
sehr zwischen Bursts variieren, können die Verzerrungscharakteristika
bei einem Burst gemessen werden und auf einen späteren oder nachfolgenden Burst
angewendet werden. Eine andere Alternative ist, die Verzerrungscharakteristika
basierend auf Messungen von einigen Verzerrungserfassungssignalen
(z.B. nach dem Bestimmen irgendeiner Art von Mittelwert) zu bestimmen.
Letztendlich werden gemäß einem
anderen Aspekt der Ausführungsform
der 2 die Verzerrungscharakteristika des Leistungsverstärkers 190 nur über den Dynamikbereich
gemessen, der im modulierten Signal verwendet wird. Beispielsweise
kann nur ein Teil des Verzerrungserfassungssignals benötigt werden. Folglich
brauchen die Verzerrungscharakteristika des Leistungsverstärkers 190 nur
für jene
Eingangsleistungspegel gemessen zu werden, die verwendet werden,
wenn der Leistungsverstärker
moduliert wird.
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Obwohl
bevorzugte Ausführungsformen
des Verfahrens und der Einrichtung der vorliegenden Erfindung in
den beiliegenden Zeichnungen dargestellt worden sind, und in der
vorangegangenen detaillierten Beschreibung beschrieben worden sind,
wird verstanden werden, dass die vorliegende Erfindung nicht auf
die hier offenbarten Ausführungsformen
beschränkt
ist, sondern imstande ist, eine Vielzahl von Neuanordnungen, Modifizierungen
und Ersetzungen vorzunehmen, ohne von dem Schutzbereich der vorliegenden
Erfindung, wie er in den folgenden Patentansprüchen definiert ist, abzuweichen.