CN114710122A - 数字动态偏置电路 - Google Patents

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Abstract

用于降低可包括电信卫星的电信***(550)的用户终端和/或网关的成本和/或功耗的电路和方法。实施例产生基于应用到功率放大器(PA)的信号输入的信息信号包络(其可以是预失真的)的动态输入偏置信号，从而降低平均功耗。其他实施例还包括信息信号的动态线性化(518)，和/或依据信息信号的包络的到功率放大器(PA)的电源电压的变化。另一方面是用于提供两个或更多个输出电压的多级“链式”反馈稳压电源电路，所述输出电压可用作到功率放大器(PA)的另选电源电压。

Description

数字动态偏置电路
相关申请数据
本专利申请根据35 U.S.C.§119(e)要求于2015年8月14日提交的标题为“功率放大器的长环路动态偏置”的共同转让的美国临时专利申请No.62/205,286的优先权，其在此如同完全列出一样通过引用并入本文。
技术领域
本发明涉及电子电路，更具体地涉及用于功率放大器的偏置和线性化电路。
背景技术
图1是现有技术电信***100的框图。用户终端102耦合到用户天线104；用户终端102可选地可以在室内部件(例如至少一个收发器和本地连接电路)和室外部件(例如至少一个低噪声放大器)之间分开。类似地，包括至少一个收发器的网关106耦合到网关天线108，并且可以连接到一个或多个信息节点110。网关106通常包括一个或多个处理节点，其提供各种信号处理功能来建立和维持与一个或多个用户终端102的通信信道。信号可以跨过通信网络110通过其各自的天线104、108在用户终端102和网关106之间传送，所述通信网络110在一些应用中可以包括电信卫星112。
所示的电信***100的应用的示例包括***、无线网络***(例如WiFi)以及蜂窝或移动电话***。因此，电信***100通常将包括多个用户终端102，并且信息节点110可以包括互联网，和/或对多媒体内容提供商的私人连接(例如电视节目、电影、电脑游戏等)和/或其他用户(例如无线电话***中的其他用户)。
对于许多应用，特别是***和无线电话***，降低用户终端102(例如***终端或手机)和/或网关106的成本和/或功耗是有用的。本发明的一方面是执行前述的一者或两者。
发明内容
本发明的一方面是降低电信***的用户终端和/或网关的成本和/或功耗，同时满足期望的性能规格。实施例产生基于应用到功率放大器的信号输入的信息信号包络(其可以是预失真的)的动态输入偏置信号，从而降低平均功耗。其他实施例还包括信息信号的动态线性化，和/或依据信息信号的包络的到功率放大器的电源电压的变化。另一方面是用于提供两个或更多个输出电压的多级“链式”反馈稳压电源电路，所述输出电压可用作到功率放大器的另选电源电压。
更具体地说，在一个实施例中，数字形式的源信息被耦合到产生中间I和Q数据流的数字调制器。数字调制器还输出组合的调制信息信号，其耦合到输出模拟信号的数字到模拟(DAC)电路。从DAC输出的模拟信号被耦合到加法器，其输出又被耦合到功率放大器(PA)的信号输入。PA的输出是应用到天线并由天线发射的信号。来自数字调制器的中间I和Q数据流也耦合到包络计算块，所述包络计算块产生源信息信号的包络E。大部分调制信息信号的包络E随着调制信息信号随时间变化而呈现峰值和谷值，但大部分时间包络保持在明显低于峰值水平的平均水平附近。
包络计算块的输出可以用作未失真的动态输入偏置信号，其可以由DAC转换为模拟信号并且在加法器中与从调制信息信号中导出的模拟信号组合。未失真的动态输入偏置信号和调制信息信号可以应用在PA的输入，并依据调制信息信号的包络改变(调制)通过PA的电流。
对于许多功率放大器设计，当输入信号电平改变时，放大器的增益也会发生变化，这是一种不期望的效果，通常会导致失真。因此，在本发明的一些实施例中，通过在将动态输入偏置信号和信息信号的组合应用到PA的信号输入之前使包络信号通过预失真块来修改动态输入偏置信号是有用的。这种预失真以动态地抵消PA内的输入信号电平相关增益变化的方式执行，并且因此减少或者甚至消除PA的增益改变，同时优化PA的性能和功耗。更具体地说，随着未失真的动态输入偏置信号改变，到PA的预失真的动态输入偏置信号以互补方式改变，以消除放大器的增益改变。在一些实施例中，通过将表示包络E的数据与PA的增益的逆分布相乘来使包络E预失真。
在一些应用中，应用到功率放大器的信号输入的组合信号可存在一些残余失真。这种残余失真(如果有的话)可以通过与包络信号路径分离的信息信号路径中的附加校正(预失真)来减少。因此，可选的线性化块可以被包括在信息信号路径中。线性化实质上是预失真的一种形式，其修改信息信号以抵消典型功率放大器的非线性特性。本发明包括可选的线性化块的实施例可以利用用户终端内的现有接收器(通常用于双工数据通信)来将计算线性化校准数据的过程从用户终端卸载到网关中的一个或多个处理节点。虽然具有通过互连通信网络的“长”环路，但这种校准/线性化过程是闭环***。
本发明的另一方面包括预失真的动态输入偏置(其依据包络E偏置通过功率放大器的电源电流)，并依据包络E中峰值的出现偏置到功率放大器的电源电压。偏置电源电流和电源电压可以显著降低PA中的功耗。在本发明具有双偏置的实施例中，电源电流偏置是快速的，以全信息信号包络率进行跟踪，而电源电压偏置较慢，以较低速度仅跟踪超过某个阈值或满足一些特定标准的包络的峰值。这种行为可以通过数字处理来实现，包括计算包络E并确定要跟踪哪些峰值以及部分跟踪或根本不跟踪哪些峰值，如下面进一步详细描述的。通常仅需要为高于特定阈值的峰值而在电源电压源能够满足的速率下增加到PA的电源电压。
本发明具有双偏置的实施例需要用于功率放大器的至少两个经调节的电压电平。公开了一种“链式”反馈稳压电源电路，其消除了对于每个经调节的电压对单独的调节电路的需要。在一个实施例中，电压电源为第一负载在第一节点维持基本上恒定的电压V1，并为第二负载在第二节点维持基本上恒定的电压V2，两个电压均受单个控制器所调节。
本发明的实施例可以与射频(RF)、光学和/或有线(例如电缆、数字用户线等)电信***一起使用。
在附图和下面的描述中阐述了本发明的一个或多个实施例的细节。从说明书和附图以及权利要求来看，本发明的其他特征、目的和优点将是显而易见的。
附图说明
图1是现有技术电信***的框图。
图2是用于发射从数字源导出的RF信号的简化RF发射器的框图。
图3是具有带固定输入偏置信号的功率放大器的发射器中具有随时间变化的电压(或电流)的示例性现有技术信息信号的曲线图。
图4是具有带动态输入偏置信号的功率放大器的发射器中具有随时间变化的电压(或电流)的信息信号的曲线图。
图5是追踪信息信号的包络并产生到PA的动态输入偏置信号的RF发射器的一个实施例的框图。
图6是具有带预失真的动态输入偏置信号的功率放大器的发射器中具有随时间变化的电压(或电流)的信息信号的曲线图。
图7是具有带动态输入偏置信号的功率放大器的发射器中具有随时间变化的电压(或电流)的信息信号的曲线图，示出了预失真小于阈值电平的阈值电平。
图8是发射器的一个实施例的框图，所述发射器包括数字偏置通过功率放大器的电源电流和到功率放大器的电源电压。
图9是发射器的简化实施例的框图，所述发射器包括数字偏置通过功率放大器的电源电流和到功率放大器的电源电压。
图10A是“链式”反馈稳压电源电路的示意图。
图10B是另选“链式”反馈稳压电源电路的示意图。
各附图中相同的附图标记和标号表示相同的元件。
具体实施方式
本发明的一方面是降低电信***的用户终端和/或网关的成本和/或功耗，同时满足期望的性能规格。实施例产生基于应用到功率放大器的信号输入的信息信号包络(其可以是预失真的)的动态输入偏置信号，从而降低平均功耗。其他实施例还包括信息信号的动态线性化，和/或依据信息信号的包络的到功率放大器的电源电压的变化。另一方面是用于提供两个或更多个输出电压的多级“链式”反馈稳压电源电路，所述输出电压可用作到功率放大器的另选电源电压。本发明的另一方面是将处理(例如计算软件和/或硬件)从用户终端移动一个或多个“远程节点”，例如可以是网关的处理节点。
本发明的实施例可以与各种电信***结合使用，包括射频(RF)、有线(例如电缆、数字用户线等)、光学等。为了简单起见，下面的示例将在RF电信***的情况下进行描述，但是应当理解，本发明不限于这样的***。
示例性RF电信***
在具有RF发射器的RF电信***中，RF发射器的重要部件是功率放大器。图2是用于发射从数字源信息导出的RF信号的简化RF发射器200的框图。数字源信息被耦合到提供调制信息信号的数字调制器202。调制信息信号被耦合到输出模拟信号的数字到模拟(DAC)电路204。模拟信号直接或在上变频到另一频率之后耦合到功率放大器(PA)206的信号输入。
在内部，PA 206通常将包括一个或多个放大级，其包括一个或多个功率场效应晶体管(FET)，每个功率场效应晶体管具有栅极、源极和漏极端子(注意一些设计可包括共享漏极和源极，和/或具有跨过两个或更多FET的共享栅极，或每个FET多个栅极)。可以使用多种技术中的任何技术来制造FET，包括砷化镓(GaAS)、氮化镓(GaN)、标准体硅、绝缘体上硅(SOI)、蓝宝石上硅(SOS)和MESFET技术。然而，本发明不限于FET或GaAs或GaN制造技术，并且可以包括例如结型FET、其他绝缘栅FET(IGFET)类型(例如MOSFET)或双极结型晶体管(BJT)，后者具有基极、发射极和集电极端子。
PA 206被配置为接收信号输入，所述信号输入被应用到一个或多个功率晶体管的基极或栅极，所述功率晶体管放大信号输入以供发射。信号输入可以直接连接到功率晶体管输入，或者通过耦合电路(例如串联电容器)和/或缓冲或电平移位电路(为了简化未示出)间接耦合到功率晶体管输入。PA 206还包括电源端子，其通常是DC电压(例如用于FET的VDD，用于BJT的VCC)和DC接地(通常也是RF电路接地)。PA 206可以包括帮助执行用于特定应用的放大功能的附加电路，例如驱动器和/或前置放大器。
可以将固定输入偏置信号应用为到PA 206的输入信号以偏置至少一个功率晶体管的输入(例如栅极或基极)，以建立PA的期望操作条件。然而，具有固定输入偏置信号的功率放大器通常会浪费功率，因为固定信号输入偏置导致PA 206不断通过其电源端子汲取功率。例如，图3是具有带固定输入偏置信号的功率放大器的发射器中具有随时间变化的电压(或电流)的示例性现有技术信息信号302的曲线图300(为了清楚起见，仅示出了信息信号302波形的正一半)。请注意，图3旨在显示调制RF信号随时间的功率(以PA中的电压或电流表示)，而不是调制技术本身；可以使用多种技术(例如幅度调制、频率调制、相位调制或这些方法的组合)以及对发射数字数据特别有用的其他调制技术(例如正交幅度调制(QAM)、相移键控(PSK)、正交频分复用(OFDM)等)来调制信息信号302。
图3中的虚线304表示应用到PA的固定输入偏置信号的电平。PA消耗的功率与虚线偏置线304下方的面积成比例。然而，信息信号302的功率电平由包络306曲线限定。在本示例中，信息信号302的功率电平大部分时间保持相对较低，并且达到P点的峰值功率仅一次。由于本示例中的PA偏置为仅在峰值功率下才提供最高的效率，因此功率电平低于该峰值的所有信号均会浪费过多的功率。浪费的功率造成了一系列后果，包括：电池寿命较短或电池容量要求较大(对用户终端102的尺寸有相应的不利影响)；产生热量，通常需要热量管理(例如更大的风扇、散热片等)；更稳健的电子部件处理可能的最高功率输出，而不是在较高功率下短距离的平均功率输出；并缩短电子部件的使用寿命。
动态偏置
本发明的实施例提供了改进的方法来控制应用到PA的电流或电压的偏置。图4是具有带动态输入偏置信号的功率放大器的发射器中具有随时间变化的电压(或电流)的信息信号302的曲线图400。如下所述，本发明的一些实施例追踪信息信号302的包络306并产生到PA的动态输入偏置信号402，其向PA的信号输入提供足够的偏置以放大信息信号302而不浪费显著量的功率。PA消耗的功率与动态输入偏置信号402(虚线)下的面积成比例。下面描述的其他实施例产生到PA的动态输入偏置信号402，其为大多信息信号302功率电平向PA提供足够的偏置，但不总为较高功率信号偏移紧密跟踪包络306，导致更加低的到PA的平均动态输入偏置信号。
包络检测和动态输入偏置的产生
图5是追踪信息信号的包络并产生到PA的动态输入偏置信号的RF发射器500的一个实施例的框图。这种RF发射器500可以是例如用户终端102的部件。这特定示例性实施例在利用某种形式的“IQ调制”的RF发射***中是有用的，其中“I”是信号波形的“同相”分量，并且“Q”是信号波形的“正交”分量，相对于I分量异相90°。基于IQ调制的***的示例包括QAM和PSK发射***。
在图5中，数字形式的源信息被耦合到以已知方式产生中间I和Q数据流的数字调制器502。在这个例子中，数字调制器502还输出从中间I和Q数据流产生的组合的调制信息信号。调制信息信号被耦合到数字到模拟(DAC)电路504，其输出模拟信号。从DAC 504输出的模拟信号被耦合到加法器506，其输出又被耦合到功率放大器(PA)508的信号输入。PA508的输出是应用到天线(图1中的用户天线104)并由天线发射的信号。在一些实施例中，调制信息信号可以以已知的方式在DAC 504之前或之后被上变频到另一频率。
如图所示，来自数字调制器502的中间I和Q数据流也耦合到包络计算块510，所述包络计算块产生源信息信号的包络E。对于具有中间I和Q数据流的***，一种计算包络E的便利方式是应用以下公式：
Figure BDA0003622418850000081
另选地，特别对于不使用IQ调制的RF发射器(例如基于AM、FM或PM的发射器)，可以以许多已知的方式来确定源信息信号的包络E。大部分调制信息信号的包络E随着调制信息信号随时间变化而呈现峰值和谷值，但大部分时间包络保持在明显低于峰值水平的平均水平附近。
包络计算块510的输出可以用作未失真的动态输入偏置信号，其可以由DAC 512转换为模拟信号并且在加法器506中与从调制信息信号中导出的模拟信号组合。未失真的动态输入偏置信号和调制信息信号可以应用在PA 508的输入，并依据调制信息信号的包络改变(调制)通过PA 508的电流(例如FET的输出漏极电流IDD或BJT的集电极电流Icc)。更具体地说，如果PA信号输入最终耦合到FET的栅极，则动态偏置到FET的栅极电压，并且如果PA信号输入最终耦合到BJT的基极，则动态偏置到BJT的基极电流。
在一些实施例中，模拟输入偏置信号和模拟信息信号可以在加法器506中直接组合。在其他实施例中，信息信号的载波频率可远高于包络的频率(例如30GHz的载波和3GHz的包络)，并且相应地，经调制的载波信号和包络输入偏置信号可以经由诸如双工网络的适当电路组合。
在一些实施例中，模拟RF信息信号与DAC直接合成(不使用上变频器)。在这样的实施例中，可通过数字组合调制信息信号和预失真包络信号，消除两个DAC 504、512中的一个，并且将它们的功能组合在单个DAC中。然后单个DAC可以将组合的数字数据流转换成模拟形式，然后可以将复合模拟信号应用到PA 508的信号输入，从而实现与两个DAC 504、512相同的功能。因此，DAC 504、512和加法器506的功能通常可以被认为是可以以本领域技术人员应该清楚的许多方式实现的“组合和转换”电路。
在上面的例子中，动态输入偏置信号本质上是如EQ.1计算的包络E。然而，动态输入偏置信号(其也可以被称为“包络导出”信号)可以与包络、包络平方或包络的一些其他函数成比例，包括结合附加偏移，相乘系数等，视乎功率放大器的类型和被线性化的非线性。
由于包络跟踪信息信号，信息信号越强，包络越高，因此动态输入偏置信号越高。相反，信息信号越低，包络越低，因此动态输入偏置信号越低。例如，相位调制的卫星信号(例如16PSK)可以具有6dB(或4倍)的峰值与平均功率比(peak-to-average power ratio)。理论上，通过应用动态输入偏置信号来动态偏置PA的电源电流(IDD或ICC)，并通过依据包络E偏置电源电压(VDD或VCC)(见下面对电源电压偏置的说明)，PA 508中的功耗可以以相同的因数减少。仅调制电源电流或电源电压可以得到一半的改善；采用具有更高峰值功率的QAM或OFDM调制可以获得更大的改善。
因此，与将导致通过PA 508的连续高电流的固定输入偏置相比，通过应用动态输入偏置信号减小了通过PA 508的平均电流，从而降低总体功耗。功耗更低导致热量更少，电池寿命更长或电池容量更小(对用户终端的尺寸有相应的有益影响)，并且电子部件的使用寿命更长。在一些实施例中，为了节省更多功率，相同的动态输入偏置信号(或该信号的缩放版本)可以被应用到其他放大器级或放大器元件，例如最终PA级之前的前置放大器或PA驱动器。
包络的预失真
对于许多功率放大器设计，当输入信号电平改变时，放大器的增益也会发生变化，这在某些应用中可以是不期望的效果，通常会导致失真。例如，特定PA的增益可能(1)在输入信号电平低时是膨胀的(即随着信号电平的增加而增加)，(2)以中等输入信号电平达到峰值，以及(3)在输入信号电平高时是压缩的(即随着输入信号电平的增加而下降)。
因此，在本发明的一些实施例中，通过在将动态输入偏置信号和信息信号的组合应用到PA 508的信号输入之前使包络信号通过预失真块514来应用变换函数来修改动态输入偏置信号是有用的。这种预失真以动态地抵消PA 508内的输入信号电平相关增益变化的方式执行，并且因此减少或者甚至消除PA 508的增益改变，同时优化PA 508的性能和功耗。
更具体地说，随着未失真的动态输入偏置信号改变，到PA 508的预失真的动态输入偏置信号以互补方式改变，以消除放大器的增益改变。因此，例如如果输入信号偏置减小时PA 508的增益下降1dB，动态输入偏置信号则增加相同量的1dB以在PA 508中保持恒定增益，因此不会降低线性。
因此，在一些实施例中，通过将表示包络E的数据与包括PA 508的增益的逆分布的变换函数相乘来使包络E预失真。增益分布可以表示为具有系数的多项式，并且可以由预失真块514应用计算的逆多项式系数来将包络E变换成预失真包络E′。例如，可以确定PA 508的增益的功率输入对功率输出数据，并且将所得到的数据映射到以下形式的多项式(注意如果需要或期望可以使用更高阶多项式)：
y＝ax+bx2+cx3 EQ.2
一旦EQ.2中多项式的系数被拟合到功率输入对功率输出数据的曲线图中，可以构建具有(大多是)负系数的校正变换函数多项式，如下所示：
y＝ax-bx2-cx3 EQ.3
预失真块514应用校正多项式(例如通过乘法)以将包络E变换成预失真包络E′。预失真包络E′可以在包络E的电平低时(即增益处于扩展状态)增加PA 508的增益，并且当包络E的电平高时(即增益处于压缩状态)减少PA 508的增益。例如，图6是具有带预失真的动态输入偏置信号602的功率放大器的发射器中具有随时间变化的电压(或电流)的信息信号的曲线图600。如这示例所示，预失真的动态输入偏置信号602对于较低电平的包络306具有较高的相对偏置电平B1，以及对于较高电平的包络306具有较低的相对偏差等级B2。
预失真块的校准
功率放大器增益分布和对应的多项式系数可以通过校准来获得，并且校准数据可以被发射或以其他方式提供给预失真块514，如图5所示。这种校准数据可以通过多种方式来确定，包括：通过分析电路设计或通过电路建模来确定系数，可选地包括统计特征化(statisticalcharacterization)，以及对系数进行本地编程/存储(例如在预失真块514中)(开环方法)；在生产期间对发射器特性进行，以及对***进行本地编程/存储(另一种开环方法)；通过对PA 508的输出的本地检测来对发射器特性进行测量，以及将相应的校准数据反馈到预失真块514(本地闭环方法)；或者，通过远程监控PA 508的输出(例如在网关106处)来对发射器特性进行测量，以及将相应的校准数据传回预失真块514(远程“长”闭环)。
本发明使用“长”闭环校准方法的实施例可以利用用户终端102内的现有接收器(通常用于双工数据通信)来将计算预失真校准数据的过程从用户终端102卸载到网关106中的一个或多个处理节点。因此，可以通过PA 508发射测试信号，然后可以在网关106测量一些性能度量，然后可以在网关106计算相应的校准数据，然后可以将校准数据发回给其耦合到预失真块514的用户终端102内的接收器(还参见下面关于残余失真校正的讨论)。
测量性能度量和用于校准的信号可包括以下一项或多项：输出作为测试信号的单音，测量增益和相位，包括增益和相位压缩和谐波；单音电平扫描测试信号；双音测试信号，测量互调和信道外功率(例如相邻信道功率或ACP；在一些实施例中，可以减小调制率，使得相邻信道频率落入测试信道内而不在信道外部，以防止入侵和干扰实际的相邻信道服务)；多音测试信号，测试互调和ACP；输出用于正常通信的调制信号(例如8PSK)，并测量功率电平、信噪比(SNR)比、误差矢量幅度(EVM)、误码率(BER)、误帧率(FER)，和/或ACP中的一个或多个。
作为对产生预失真块514的校准数据时可能有用的性能度量进行测量的一个示例，在一些实施例中，可以依据预失真动态输入偏置信号的变化水平监测PA 508的功耗。用于基于FET的PA 508的一种功耗监测方法是测量应用到PA 508的电源端子的VDD和IDD值。例如，这可以通过使用模数转换器来直接感测VDD和IDD来完成(而不是像在模拟有源偏置电路中那样通常使用缩放的复制FET)。另一种方法可以是在预失真动态输入偏置信号变化时测量PA 508中的温度变化，作为功耗变化的替代。例如，可以通过测量物理地放置在PA功率晶体管附近的二极管上的电压降，使测量延迟效应最小化，从而估计温度，因为二极管的热时间常数很低，因此测量速度快(接近即时的)。
作为另一示例，包括远程网关106和具有带预失真的动态输入偏置信号的功率放大器的用户终端102的闭环可以用于测量一个或多个性能度量并且产生预失真块514的对应校准数据。这方法利用用户终端102中的现有接收器电路，其通常用于在用户终端102和远程网关106之间的RF通信***上进行双工数据通信。
在一个实施例中，依据测试信号的功率电平，在远程网关106中接收器处测量经历校准的用户终端102中的RF发射器500中的功率放大器508的增益。在一些实施例中，网关106的一个或多个处理节点处理测量数据并根据上述算法或类似算法计算预失真多项式系数。在其他实施例中，原始测量数据被发回到测试中的用户终端102，并且预失真多项式系数的计算在用户终端102中本地完成。在任一情况下，原始或经处理的测量数据被调制，经由RF通信网络110反馈到用户终端102中的接收器，在用户终端102内解调并耦合到用户终端102的RF发射器500中的包络预失真块514。作为校准过程的一部分，正在进行校准的RF发射器500可以改变所发射的测试信号(例如逐渐增加功率电平)，从远程网关106接收新的反馈，再次改变所发射的测试信号(例如再次增加功率电平)，并重复该操作直到测量到整个信号范围内的增益。基于反馈数据，计算抵消多项式系数(通常在远程网关106处，但是可选地在正在进行校准的用户终端102内)并将其提供给预失真校正块514。
在另选实施例中，网关106可以测量从用户终端102发射的测试信号的一个或多个其他性能度量，例如压缩和/或EVM。如同用作性能度量的增益，用户终端102内的预失真校正块514调整预失真校正项，然后发射更新的信号；所述操作重复，并如上所述以闭环方式继续。特别是对于EVM，一种预失真算法可以使用在调整包络预失真系数时优化EVM的自适应滤波器；校正项被调整直到获得具有最小功率的最佳EVM，该过程在闭环中迭代地重复，直到获得总体最佳EVM结果。
专用时隙可以用于校准目的，使得能够使用测试信号而不干扰正常的数据信号业务。然而，尽管许多实施例可以使用促进测量期望性能度量的优化测试信号，但是在一些实施例中，所发射的测试信号可以是正常数据信号，并且因此可以在正常数据通信期间为了维护目的而监视性能度量。
在一些实施例中，校准测试可以在操作频率范围内的不同信道频率下执行。在完成初始校准后，可以不时重新执行校准循环以更新反馈校准数据并维持目标条件。这种更新的速率可以调整至传输特性改变的速率；例如，不断的、更快的或更慢的更新，视乎这些变化的原因。因此，测量由温度和部件老化引起的发射特性变化的更新可处于较慢的速率，而测量由电源电压波动引起的变化的更新可处于更快的速率。
上述校准方法可以用于在具有相位阵列天线和许多对应的发射器(通常每个天线元件或每组天线元件具有一个发射器)的***中节省功率。在这样的***中，可以平均地优化校正系数，并且将共用预失真动态输入偏置信号分配给每个发射器放大器。
定时(timing)调整
在一些实施例中，可期望将信息信号路径中的信号(在所示示例中从数字调制器502到加法器506)的定时与并行包络信号路径中的信号的定时(从包络计算块510到所示示例中的加法器506)匹配。可能会发生信号路径之间的定时不匹配，因为处理一个信号路径上的输入源信息与另一个信号路径相比所需的时间量不同。因此，在一些实施例中，可选的延迟模块516可以被***到一个或两个信号路径内，以调整相应信号路径中的信号的定时以匹配另一个信号路径中的信号的定时。在一些实施例中，延迟量可以依据源信息信号而变化，并且因此可以利用提供可编程延迟量的延迟模块516。
在所示的示例中，延迟模块516被示出为数字调制器102和预失真块514的一部分，并且在许多实施例中，将延迟功能定位在那些元件中的一个或两个中将是方便的。然而，延迟模块516可以放置在数字调制器502之后的信号路径中的任何地方，因此图5所示的位置只是说明性的。在DAC 504、512的数字侧上应用任何延迟通常是最方便和准确的，但是延迟可以应用在DAC 504、512的模拟侧上。
DC偏置和选择性预失真
应该清楚，动态输入偏置信号通常是时变的。在一些实施例中，将DC偏置(正或负)包括到PA 508的输入可能是有用的。例如，提供DC偏置允许使用具有较小动态范围的DAC504、512。如图5所示，可选的DC偏置源可以耦合到加法器506。另选地，可以在包络计算块510内、预失真块514内或DAC 512内或之后，或通过耦合到包络信号路径的单独电路(未示出)引入DC偏置。
DC偏置的电平可以相对于包络E或预失真包络E′的电压(或电流)改变。例如，当包络E、E′中的至少一个低于第一阈值时可以应用更大的DC偏压，并且当这种包络高于第二阈值(其可以等同或不同于第一阈值)时应用更小的DC偏压。这方法可以通过在包络电平最大时减小对PA 508的偏置来进一步降低功耗。在一些实施例中，DC偏置可以是动态的，例如与包络(E或E′)成反比。在一些实施例中，当包络E、E′中的至少一个高于阈值时可以应用负DC偏置，从而进一步降低PA 508的功耗。
在一些实施例中，与其应用DC偏置，或者除了施加DC偏置之外，可期望仅在低和中等包络电平上选择性地应用预失真，而在PA508的压缩区域中的更高包络电平未被校正，或者较不被校正，甚至负面地校正。例如，图7是具有带动态输入偏置信号的功率放大器的发射器中具有随时间变化的电压(或电流)的信息信号的曲线图700，示出了所应用的预失真704小于所应用的预失真的阈值电平的阈值电平702。对于所示实施例，动态输入偏置信号的预失真在阈值水平702之上实际上是负的(将B1′的预失真电平与-B2′的预失真电平相比较)。
这种选择性校正可以针对最佳性能/功耗折衷进行优化。在一些实施例中，可以通过将预失真的包络信号范围从较低电平到较高电平的部分连续地增加，同时监测PA 508的性能来优化这种折衷。例如，可以将PA 508输出的EVM与包络信号电平范围内的每个值点处的信号压缩量相关联，并且优化偏压分布以实现最小功耗，同时确保满足期望的EVM参数。
因此，动态输入偏置信号(包括信息信号的预失真包络E′)、信息信号本身和任何添加的DC偏置被组合并应用到PA 508的输入。应用到PA 508的电源端子的功率(电压/电流)可保持恒定，但由于输入偏置信号的动态性质，功耗降低。
残余失真的校正
在一些应用中，应用到功率放大器的信号输入的组合信号可存在一些残余失真。这种残余失真(如果有的话)可以通过与包络信号路径分离的信息信号路径中的附加校正(预失真)来减少。例如，参照图5，可选线性化块518可以被包括在信息信号路径中。线性化实质上是预失真的一种形式，其修改信息信号以抵消典型功率放大器的非线性特性。
本发明包括可选的线性化块518的实施例可以利用用户终端102内的现有接收器(通常用于双工数据通信)来将计算线性化校准数据的过程从用户终端102卸载到网关106中的一个或多个处理节点。虽然具有通过互连RF通信网络110的“长”环路，但这种校准/线性化过程是闭环***。
更具体地说，在一些实施例中，网关106测量通过RF通信网络110从用户终端102发射到网关106的选定的性能度量(例如EVM、频谱再生、互调等)。发射的信号可以是常规调制信号，或者可以是促进测量期望参数的优化测试信号。在一个实施例中，网关106处理测量的数据并且根据线性化算法(如下面描述)计算线性化系数/参数，并且将该信息发送回到用户终端102。所接收的信息由天线104′捕获，并由接收器和解调器模块520转换为耦合到线性化块518的数字数据。天线104′可以是单独的天线，或者可以与发射天线104相同，其中双工器或其他电路将输入与输出RF信号分开；如果使用电子相位阵列天线，则可以在没有双工器的情况下使用单独的接收和发射天线元件。接收器和解调器模块520可以包括例如低噪声放大器(LNA)、下变频器电路、模数转换电路，以及基本上执行数字调制器502的反函数的解调器。
来自接收器和解调器模块520的所接收的数字数据被线性化块518用来调整校正(线性化)项。然后，更新后的测试信号被PA 508发射到网关106。操作重复并以闭环方式继续，直到测量了整个信号范围。如同校准预失真块514，在完成初始线性化校准之后，可以不时重新执行校准环路以更新反馈校准数据并维持目标线性化条件。这种更新的速率可以调整至发射特性改变的速率(例如恒定的、更快的或更慢的更新)，这取决于该变化的原因。因此，测量由温度和部件老化引起的发射特性变化的更新可处于较慢的速率，而测量由电源电压波动引起的变化的更新可处于更快的速率。
如同校准预失真块514，专用时隙可以用于线性化校准目的，使得能够使用测试信号而不干扰正常的数据信号业务。然而，在一些实施例中，可以在正常数据通信期间为维护目的执行对性能度量的监视。
可以用来设置线性化块518的操作参数的一种线性化算法使用在调整非线性预失真系数同时最小化EVM的自适应滤波器。调整非线性校正项的幅度直到达到最佳EVM，然后调整相位校正项以获得最佳EVM。所述过程在闭环中迭代重复，直到获得总体最佳EVM结果。
将计算线性化校准数据的过程从用户终端102卸载到网关106的优点在于，网关106通常已经具有更多用于其他功能的计算能力，用户终端102不需要花费计算时间或电力进行这种计算。
所公开的方法的另一个优点在于，远程网关106处理从用户终端102实际发射的信号，与用户终端102采样或监听(tap)本地信号相反，所述本地信号可能不完全代表实际发射的信号(例如因为定向耦合器的不完善性、失配/反射、信号泄漏等)。这优点在本发明使用频分双工(FDD)的实施例中特别有用，例如LTE移动电话、卫星***等。在FDD***中，用户终端102中的接收器和发射器可以以不同的频率操作。在这种情况下，接收器可能无法调谐到发射频率上，并且需要额外的专用接收器来监测发射器。因此，如上所述的“长环路”线性化处理是特别有用的，因为实际发射的信号不能被容易地局部采样。
电源电压偏置
本发明的另一方面包括预失真的动态输入偏置(其有效地依据包络E偏置通过功率放大器的电源电流(IDD或ICC))并依据包络E中峰值的出现偏置到功率放大器的电源电压(VDD或VCC)。偏置电源电流和电源电压可以显著降低PA 508中的功耗。
在本发明具有双偏置的实施例中，电源电流偏置是快速的，以全信息信号包络率进行跟踪，而电源电压偏置较慢，以较低速度仅跟踪超过某个阈值或满足一些特定标准的包络的峰值。这种行为可以通过数字处理来实现，包括计算包络E并确定要跟踪哪些峰值以及部分跟踪或根本不跟踪哪些峰值，如下面进一步详细描述的。可以为高于特定阈值的峰值而在电源电压源能够满足的速率下增加到PA 508的电源电压。
图8是发射器的一个实施例的框图，所述发射器800包括数字偏置通过PA 508的电源电流和到PA 508的电源电压。动态输入偏置信号的产生如图5所示。另外，并行峰值包络信号路径将包络信号E应用到峰值包络预读块802。峰值包络预读块802的数字输出耦合到DAC 804，所述DAC 804控制可变电压电源806的电压输出。可变电压电源806的输出是应用到PA 508的电源端子(另一个电源端子DC返回路径通常处于RF接地)的缓慢变化的电压。
可变电压电源806的性质在于它具有可以升高电压的限制速率，也就是说，它不能立即输出指定的电压。此外，特定的电压偏移越大，可变电压电源806达到特定电压所需的时间越多，并且时间比例可能不是线性函数。因此，例如，从16伏的输出移动到24伏可能需要从16伏的输出移动到20伏的时间的两倍以上，并且这两个改变相对于信息信号的包络E的变化率可能花上相当可观的时间量。
峰值包络预读块802的功能是监测表示信息信号的包络E的波形的数据，并且仅确定超过阈值或一些其他标准的包络的峰值。另外，峰值包络预读块802必须在产生动态输入偏置信号之前充分运行，从而使可变电压电源806能够及时地向PA 508输出期望的电源电压偏置以满足输入包络峰值和达到期望的性能水平。由于这种预见性特性，可以包括延迟模块516以延迟信息信号路径和包络信号路径(通过预失真块514)，从而为预读块802提供足够的预见时间802以及调整路径间定时(参见以上关于放置延迟模块516的选项的描述)。
峰值包络预读块802估计满足输入包络峰值的期望性能规格所需的最小电源电压，并通过DAC 804将控制命令发送到可变电压电源806以输出该最小电压。基于可变电压电源806的响应时间的知识(这又取决于其环路带宽和其他特性，以及在可用时间内所需的电压变化量)，在(延迟的)包络峰值被输出为动态输入偏置电平之前，将命令足够早地发送到可变电压电源806，向可变电压电源806提供足够的时间来响应和调整输出电压以满足输入包络峰值。
更特别地，峰值包络预读块802可以包括存储表示包络E的值的运行序列的缓冲存储器；所述缓冲存储器的长度可以被优化以匹配可变电压电源806的响应时间。所存储的值被分析以追踪高包络峰值(例如图3中的P点)，以及可否从较高峰值向下追踪较低峰值，其中基于它们的时间出现和电平值，考虑下一个输入最高峰值的定时和电平。例如，如果两个高峰值出现在相当接近的位置，则可忽略干预较低峰值，从而不尝试在短时间跨度内将可变电压电源806的输出从高转低，然后又从低转高。
结果是，只能从更高的电压部分追踪一些中等和低峰值，或者根本没有追踪到。这方法允许使用相对较慢的可变电压电源806，其响应时间比包络率慢，同时确保提供给PA508的输出电源电压总是等于或高于最小电压以满足期望的性能水平。尽管效率提高可能不像电源电压全速跟踪包络E那样高，但功率降低仍可能是显著的，因为通常存在电源电压对应于较低水平的包络峰值处于较低电平的时间。
通常，驱动可变电压电源806的DAC 804不需要很快；它可以仅比可变电压电源806的环路带宽快几倍(通常不超过约10倍)。例如，如果可变电压电源806具有10kHz带宽，DAC804则不需要快于约100kHz。在一些实施例中，电压控制DAC 804的功能可以被实现为来自峰值包络预读块802的经滤波的脉宽调制(PWM)数字输出。在其他实施例中，电压控制DAC804的功能可以集成在可变电压电源806内。
到PA 508的输入的动态输入偏置信号可以额外地预失真以校正由于改变到PA508的电源电压而可能发生的任何失真。然而，映射到包络峰值的电压电平然后可能需要被重新调整以校正动态输入偏置信号的预失真的这种变化。因此，可以迭代地应用类似于上述类型之一的校准过程来调整预失真块514和峰值包络预读块802两者以实现彼此的最佳操作。
在另一个实施例中，可变电压电源806的输出电平可以是间歇地(基本上静态地)可设定的，而不是依据包络E峰值动态控制(因此，可以消除或绕过峰值包络预读块802)。更具体地说，可变电压电源806的输出电平可针对在发射器中使用的实际功率放大器装置进行优化(静态调整)，并且随后响应于诸如温度和部件老化等跟踪因素而被调整。耦合(直接或间接)到可变电压电源806的闭环或开环控制环路不时测量跟踪的参数(例如PA 508的温度)并且将电源电压输出水平调整到测量状态的最佳值。
在另一实施例中，可变电压电源806可以被耦合到峰值包络预读块802(以允许依据包络峰值动态控制其输出电压)并且耦合到间歇地提供设定最小输出电压的控制环路。例如，可间歇设置的功能可以用于调整最小输出电压以应对温度和部件老化的影响，同时允许依据包络峰值动态变化以降低平均功耗。
图9是发射器900的简化实施例的框图，所述发射器900包括数字偏置通过功率放大器508的电源电流和到功率放大器508的电源电压。动态输入偏置信号的产生如图5所示。另外，并行包络信号路径将包络信号E应用到数字比较器902，所述数字比较器902将切换控制信号输出到切换模块904，以选择高电压电位VHIGH或低电压电位VLOW为PA 508的电源电压(VDD或VCC)。
在所示的示例中，由数字比较器902控制的切换模块904包括处于互补状态的顶部切换器和底部切换器。在一些实施例中，底部切换器(用于VLOW)被替换为肖特基二极管，所述肖特基二极管鉴于VHIGH和VLOW的相对电压表现为切换器。
在图8所示电路的这个简化版本中，数字比较器902可简单地将包络E的值与阈值进行比较，并且在包络超过阈值时选择VHIGH，并且在包络降至阈值以下时恢复至VLOW。可以在数字比较器902内添加一些滞后以防止振荡行为。阈值通常通过校准来确定，并针对最低功耗进行优化，同时满足所需的性能水平。任何可能因为切换瞬态而发生的失真都可以通过动态输入偏置路径中附加的、抵消的预失真来校准和减少。
应该清楚，切换模块904可以被配置为选择并输出多于两个电源电压。例如，数字比较器902可以基于将包络E与两个间隔开的阈值进行比较来输出“低”、“中”和“高”切换控制信号。
多级经调节的电压电源
图9所示电路的实施例需要至少两个电压电平(例如VHIGH和VLOW)。实际上，这样的电压电源应该为某些特定范围的负载提供稳定的、基本恒定的电压。通常，如果电子装置需要两个或更多个经调节的电压，每个调节电压则由独立的电压调节电路产生和维持，其占用装置上的空间并且因此成本高。因此，如果单个电路可以提供两个或更多个经调节的电压，这将是有用的。
图10A是“链式”反馈稳压电源电路1000的示意图。所示的实施例消除了每个经调节的电压对单独的调节电路的需要。所示的稳压电源电路1000被设计成为第一负载负载1在第一节点N1维持基本上恒定的电压V1，并为第二负载负载2在第二节点N2维持基本上恒定的电压V2。
更详细地说，所示的稳压电源电路1000是DC/DC(切换模式)型转换器，其将所应用的高电压降压至V1(也称为“降压型”转换器)。在另选实施例中，稳压电源电路1000可以被配置为升高所应用的源电压(也被称为“升压性”转换器)。
稳压电源电路1000包括至少两级。在所示出的示例中，第一输出级1002包括两个堆叠的切换器T1和T2串联，如图所示耦合在源电压(高电压VH)和低电压(通常是电路接地)之间。包括电感器L1和电容器C1的第一LC电路耦合在T1和T2的结点与负载1之间。类似地，第二输出级1004包括如图所示在源电压(在这种情况下为V1)和低电压(通常为电路接地)之间耦合的堆叠切换器T3和T4串联。包括电感器L2和电容器C2的第二LC电路耦合在T3和T4的结点与负载2之间。其他类似的输出级可以以类似的方式“链接”；例如，第三级可以使用V2作为其源电压。在一些实施例中，所有切换器(在这示例中为T1至T4)可以是场效应晶体管(FET)。在一些实施例中，“顶部”切换器(在这示例中为T1和T3)可以是FET，而“底部”切换器(在这示例中为T2和T4)可以是肖特基二极管。
稳压电源电路1000还包括提供一系列第一控制脉冲HD(用于“高驱动”)和一系列第二控制脉冲LD(用于“低驱动”)的控制器。HD和LD控制脉冲彼此非重叠且互补(因此，它们的占空比也是互补的)。在所示的例子中，HD控制脉冲连接到T1和T3的控制输入(例如FET栅极)，而LD控制脉冲连接到T2和T4的控制输入(参见下面对图10B另选配置的讨论)。请注意，如果肖特基二极管用于“底部”切换器(本示例中为T2和T4)，二极管切换器会根据电压极性自行切换，因此不需要LD控制脉冲。
稳压电源电路1000还包括从N1到控制器的反馈环路，其通过将节点N1的实际电压V1与参考电压Vref进行比较而操作。控制器调整HD和LD控制脉冲的占空比，以将V1维持在Vref目标值。例如，如果VH减小，反馈环路则增加HD控制脉冲的占空比，以允许通过T1至N1更长(在占空比控制的DC/DC转换器的情况下)或更频繁地(在频率控制切换器的情况下)耦合VH来补偿这种变化。更一般地，控制器调整控制脉冲的占空比(“d”)以实现目标输出电压输出VI，因此V1基本上等于d*VH。
关于V2的调节被链接到V1，并且T3和T4由HD和LD控制脉冲分别以与T1和T2相同的速率和相同的占空比切换，如图10A所示。为了简单起见，没有示出正确驱动T3和T4可能需要的任何电平移位器或缩放电路。因此，相同的占空比d被应用在链接的切换器T3和T4，导致电压比V2/V1与电压比V1/VH基本相同：
V1/VH＝d＝V2/V1＝＞V1＝d*VH和V2＝d2*VH EQ.4
例如，如果d＝1/2或50％，V1将是VH的一半，V2将是V1的一半(即VH的四分之一)；在VH＝48V的情况下，在这示例中，V1为24V，V2为12V(忽略由于寄生损耗有可能引起的电压输出变化，例如电感器L1、L2中的那些)。
图10B是另选“链式”反馈稳压电源电路1020的示意图。在所示的示例中，HD控制脉冲连接到TI和T4的控制输入，而LD控制脉冲连接到T2和T3的控制输入(如果需要，具有偏移和缩放以获得适当的驱动电平)。因此，与图10A相比，HD和LD控制脉冲线相互交叉，如虚线椭圆X所示。对于这配置，V2＝d*(1-d)*VH。在另一变化配置中，通过从N1断开T3并将T3的同一端子连接到VH(即从VH而不是从V1馈送T3，但保持图10B中所示的“交叉的”LD和HD控制脉冲连接)，则V2＝(1-d)*VH。在另一个变化配置中，通过从VH馈送T3，但如图10A所示耦合HD和LD控制脉冲，则V2＝d*VH，这与V1基本相同；此配置可用于在相同的电压下实现更大的电流能力，而不需要更大的切换器(在本示例中为T1至T4)以及单个(传统)级电压电源电路中可能需要的更大的电感器和电容器尺寸。应该清楚，通过在适当的位置***切换器来控制将哪些控制脉冲应用到T3和T4的控制输入，和/或控制到T3的电压输入，可以制造一个电路，其可以输出高达V2的四个不同值：V2＝d*VH；V2＝d2*VH；V2＝d*(1-d)*VH；和/或V2＝(1-d)*VH。
因此，图10A或10B的“链式”稳压电源电路以及它们的变化例仅用一个控制器提供至少两个输出电压电平，从而节省空间和成本。因此，这样的电路可能对于图9所示需要至少两个电压电平的电路的实施例非常有用；例如，V1可以用于VHIGH，V2可以用于VLOW(在这种应用中负载不是一个因素，因为由于切换模块904中的顶部和底部切换器的互补状态，每次只能连接一个负载)。此外，可以通过以类似的方式添加更多级来扩展“链式”架构，每个新级都从前一级馈送。例如，第三级可以通过从V2馈送并通过HD切换来链接到第二级1004。第三级将产生等于d3*VH的电压V3。此外，通过将切换器***适当的位置以控制哪些控制脉冲被应用到每个级的切换器的控制输入，和/或控制到每个级的电压输入，可以制造一个电路，其可以在低成本下输出更多的电源电压。
方法
本发明的另一方面是一种用于偏置电信***发射器电路的方法，其包括：接收数字源信息；从所接收的数字源信息产生调制信息信号；产生依据源信息的形式的包络的动态输入偏置信号；组合调制信息信号和动态输入偏置信号；以及输出组合的调制信息信号和动态输入偏置信号的模拟信号，所述模拟信号适合应用到功率放大器的输入。
本发明另一方面是一种用于偏置电信***发射器电路的方法，其包括：接收数字源信息；从所接收的数字源信息产生调制信息信号；产生依据源信息的形式的包络的动态输入偏置信号；组合调制信息信号和动态输入偏置信号；输出组合的调制信息信号和动态输入偏置信号的模拟信号；以及将模拟信号耦合到功率放大器的输入，以供功率放大器放大。
本发明另一方面是一种用于偏置电信***发射器电路的方法，其包括：接收数字源信息；从所接收的数字源信息产生调制信息信号；将线性化变换函数应用到调制信息信号；将变换函数应用到源信息的形式的包络以产生预失真包络；产生依据预失真包络的动态输入偏置信号；组合线性化调制信息信号和动态输入偏置信号；输出组合的线性化调制信息信号和动态输入偏置信号的模拟信号；以及将模拟信号耦合到功率放大器的输入，以供功率放大器放大。
上述一种或多种上述方法的其他方面包括：在产生动态输入偏置信号之前将变换函数应用到源信息的包络，使得动态输入偏置信号是预失真的动态输入偏置信号；变换函数对于低于选定阈值的包络电平应用第一预失真电平，以及对于选定阈值以上的包络电平应用低于第一预失真电平的第二预失真电平；变换函数仅被应用到低于选定阈值的包络电平；变换函数是功率放大器的增益分布的逆分布；从远程网关接收由电信***发射器电路发射的信号导出的校准信号，并依据所接收的校准信号调整变换函数；确定信息信号的包络中峰值的待见出现，并输出用于功率放大器的电源电压，所述电源电压具有依据信息信号的包络中待见峰值的确定出现的电压电位。依据电源电压电位调整变换函数；确定信息信号的包络中超过至少一个选定阈值的峰值的出现，并响应于信息信号的包络中超过至少一个选定阈值的峰值的确定出现而向功率放大器输出第一电源电压，否则向功率放大器输出第二电源电压；依据所输出的电源电压调整变换函数；将线性化变换函数应用到调制信息信号；从远程网关接收由电信***发射器电路发射的信号导出的校准信号，并依据所接收的校准信号调整线性化变换函数；向功率放大器的输入添加选定量的DC偏置。
本发明另一方面是用于提供两个或更多个经调节的输出电压的方法，包括：提供第一输出级，其包括被配置为耦合在第一电压和第二电压之间的堆叠的晶体管，每个晶体管具有对应的控制输入，所述第一输出级被配置为在第一输出节点提供第一输出电压；提供至少一个后续输出级，每个后续输出级包括被配置为耦合在(1)先前输出级的输出节点或第一电压与(2)第二电压之间的堆叠的晶体管，每个晶体管具有对应的控制输入，每个后续输出级被配置为在对应的输出节点提供对应的后续输出级输出电压；以及提供控制器，其被配置为耦合到参考电压并且耦合到来自第一输出级的第一输出电压，所述控制器输出第一输出脉冲信号和非重叠且互补的第二输出脉冲信号，其中第一输出脉冲信号耦合到每个输出级中的两个晶体管之一的控制输入，并且第二输出脉冲信号耦合到每个输出级中的两个晶体管中的另一个晶体管的控制输入，其中控制器依据参考电压与第一输出电压的比较调节第一输出脉冲信号和第二输出脉冲信号的占空比。
本发明另一方面是用于提供两个经调节的输出电压的方法，包括：提供第一输出级，其包括被配置为耦合在第一电压和接地之间的堆叠的场效应晶体管(FET)，每个FET具有对应的控制输入，所述第一输出级被配置为在第一节点提供第一输出电压；提供第二输出级，其包括被配置为耦合在(1)第一级的输出节点或第一电压与(2)接地之间的堆叠的FET，每个FET具有对应的控制输入，所述第二输出级被配置为在第二输出节点提供第二输出电压；以及控制器，其被配置为耦合到参考电压并且耦合到来自第一输出级的第一输出电压，所述控制器输出第一输出脉冲信号和非重叠且互补的第二输出脉冲信号，其中第一输出脉冲信号耦合到第一输出级和第二输出级的每个中的两个晶体管之一的控制输入，并且第二输出脉冲信号耦合到第一输出级和第二输出级的每个中的两个晶体管中的另一个晶体管的控制输入，其中控制器依据参考电压与第一输出电压的比较调节第一输出脉冲信号和第二输出脉冲信号的占空比。
上述一种或多种用于提供经调节的输出电压的方法的其他方面包括：每个晶体管是场效应晶体管；以及至少一个后续输出级中的第一级的后续输出级输出电压大约为d*VH、d2*VH、d*(1-d)*VH或(1-d)*VH之一，其中d是第一输出脉冲信号和第二输出脉冲信号的占空比，而VH是第一电压。
制造技术和选择
在实际实施方式中，调制包络频率处的输入信号偏置可以在PA508的输出的包络频率处产生频谱能量。因此，该能量可能需要被滤除。传统的输出滤波器或匹配网络可以用来完成这种滤波功能；RF载波频率和包络频率之间的间隔越宽，滤波越容易。另外，可能需要DAC 504、512与PA 508的输入之间的抗混叠滤波器和接口电路。
对于本领域的技术人员来说显而易见的是，可以实现本发明的各种实施例以满足各种各样的规范。特定应用可能需要的电路(例如上/下变频、电压偏移、负电源轨等)为简单起见未示出。
虽然上面的描述已经通过举例的方式集中于用户终端102的发射器电路，但是本发明可以应用到网关106内的发射器电路以及降低功耗。
尽管上面描述的和附图中示出的实施例包含被示出为分离的功能块的各种元件，但是这些块的功能可以被集成到更少的块或更多的块中。除非上面另有说明，否则选择合适的部件值是设计选择的问题，并且本发明的各种实施例可以以任何合适的IC技术(包括但不限于MOSFET和IGFET结构)或混合或分立电路形式来实现。集成电路实施例可以使用任何合适的基底和工艺制造，包括但不限于GaN、GaAs、标准体硅、绝缘体上硅(SOI)、蓝宝石上硅(SOS)和MESFET技术。
术语“MOSFET”在技术上指的是金属氧化物半导体；MOSFET的另一个同义词是“MISFET”，即金属绝缘体半导体FET。然而，“MOSFET”已成为绝大多数类型绝缘栅FET(“IGFET”)的常见标签。尽管如此，众所周知，MOSFET和MISFET的名称中的术语“金属”现在往往是名不符实的，因为之前的金属栅极材料现在通常是一层多晶硅(多晶硅)。类似地，MOSFET的名称中的“氧化物”可能是名不符实的，因为使用了不同的介电材料以获得具有较小所应用电压的强沟道。因此，这里使用的术语“MOSFET”不应被理解为字面上限于金属氧化物半导体，而是通常包括IGFET。
取决于特定规格和/或实现技术(例如NMOS、PMOS或CMOS以及增强型或耗尽型晶体管器件)，可以调节电压电平或者颠倒电压和/或逻辑信号极性。可以根据需要调整部件电压、电流和功率处理能力，例如通过调整装置尺寸，串联“堆叠”组件(特别是FET)以承受更大的电压，和/或并联使用多个部件以处理更大的电流。可以添加附加的电路部件来增强所公开的电路的能力和/或提供附加的功能，而不会显著改变所公开的电路的功能。
已经描述了本发明的多个实施例。应当理解，在不脱离本发明的原理和范围的情况下，可以进行各种修改。例如，上述的一些步骤可以是不依赖于顺序的，并且因此可以按照与所描述的顺序不同的顺序执行。此外，上述的一些步骤可以是可选的。关于上述方法描述的各种活动可以以重复、串行或并行的方式执行。应该理解的是，前面的描述旨在说明而不是限制本发明的范围，本发明的范围由所附权利要求的范围限定，并且其他实施例在权利要求的范围内。(注意，(1)如在本说明书、附图和以下权利要求中使用，“包括”被解释为意指“包括”、“含有”、“包含”，和(2)权利要求要素的括号标记是为了易于引用这些要素，并且本身不表示要素的特定要求的排序或列举；此外，这些标记可以在从属权利要求中作为对附加元件的引用被重用，而不被认为是开始矛盾的标签序列)。

Claims (8)

1.一种用于提供两个或更多个输出电压的多级链式反馈稳压电源的电路，其包括：
1)第一输出级，其包括被配置为耦合在第一电压和第二电压之间的堆叠的晶体管，每个晶体管具有对应的控制输入，所述第一输出级被配置为在第一输出节点提供第一输出电压；
2)至少一个后续输出级，每个后续输出级包括被配置为耦合在(1)先前输出级的输出节点或第一电压与(2)第二电压之间的堆叠的晶体管，每个晶体管具有对应的控制输入，每个后续输出级被配置为在对应的输出节点提供对应的后续输出级输出电压；和
3)控制器，其被配置为耦合到参考电压并且耦合到来自第一输出级的第一输出电压，所述控制器输出第一输出脉冲信号和非重叠且互补的第二输出脉冲信号，其中第一输出脉冲信号耦合到每个输出级中的两个晶体管之一的控制输入，并且第二输出脉冲信号耦合到每个输出级中的两个晶体管中的另一个晶体管的控制输入，其中控制器依据参考电压与第一输出电压的比较调节第一输出脉冲信号和第二输出脉冲信号的占空比。
2.根据权利要求1所述的电路，其中每个晶体管是场效应晶体管。
3.根据权利要求1所述的电路，其中至少一个后续输出级中的第一级的后续输出级输出电压大约为d*VH、d2*VH、d*(1–d)*VH或(1–d)*VH之一，其中d是第一输出脉冲信号和第二输出脉冲信号的占空比，而VH是第一电压。
4.根据权利要求1所述的电路，其中第二电压接地。
5.一种用于提供两个或更多个经调节的输出电压的方法，包括：
1)提供第一输出级，其包括被配置为耦合在第一电压和第二电压之间的堆叠的晶体管，每个晶体管具有对应的控制输入，所述第一输出级被配置为在第一输出节点提供第一输出电压；
2)提供至少一个后续输出级，每个后续输出级包括被配置为耦合在(1)先前输出级的输出节点或第一电压与(2)第二电压之间的堆叠的晶体管，每个晶体管具有对应的控制输入，每个后续输出级被配置为在对应的输出节点提供对应的后续输出级输出电压；和
3)提供控制器，其被配置为耦合到参考电压并且耦合到来自第一输出级的第一输出电压，所述控制器输出第一输出脉冲信号和非重叠且互补的第二输出脉冲信号，其中第一输出脉冲信号耦合到每个输出级中的两个晶体管之一的控制输入，并且第二输出脉冲信号耦合到每个输出级中的两个晶体管中的另一个晶体管的控制输入，其中控制器依据参考电压与第一输出电压的比较调节第一输出脉冲信号和第二输出脉冲信号的占空比。
6.根据权利要求5所述的方法，其中每个晶体管是场效应晶体管。
7.根据权利要求5所述的方法，其中至少一个后续输出级中的第一级的后续输出级输出电压大约为d*VH、d2*VH、d*(1–d)*VH或(1–d)*VH之一，其中d是第一输出脉冲信号和第二输出脉冲信号的占空比，而VH是第一电压。
8.根据权利要求5所述的方法，其中第二电压接地。
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