DE4319389C2

DE4319389C2 - Anordnung zum Einfügen einer Frequenzkomponente zu eingegebenen n-Bit-Daten

Info

Publication number: DE4319389C2
Application number: DE4319389A
Authority: DE
Inventors: Kenji Maeno; Kihei Ido; Masako Yamada
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1992-06-09
Filing date: 1993-06-07
Publication date: 1996-10-10
Anticipated expiration: 2013-06-08
Also published as: US5432651A; DE4319389A1; DE4319389C3

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Die bekannten Datenumwandlungsverfahren enthalten die 8-10-Umwandlung und eine hierauf beruhende Datenum wandlungsvorrichtung ist beispielsweise in der japa nischen Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift Nr. H-1-317280 offenbart. Diese Umwandlungsvorrich tung wandelt gegebene fortlaufende Datenwörter (einge gebene Datenwörter) in Form digitaler Signale in Ka nalwörter in Form ausgewählter Kanalcodes um, bevor die digitalen Daten auf der Informationsspur eines Aufzeichnungsmediums aufgezeichnet werden, wobei die Kanalcodes einander unterschiedliche CDS (Codewort- Digitalsumme) aufweisen. Fig. 1 zeigt eine Tabelle mit einer Kette von drei Kanalwörtern (C1, C2, C3). Einer Kette sind 256 (= 2⁸) Datenwörter zugeordnet, die Zahlen von 0 bis 255 in Dezimalnotation darstel len. Für jedes Datenwort I(i) enthält jede Kette ein Kanalwort Cj(i), worin j=1, 2 oder 3 ist. Diese Da tenwörter enthalten einander unterschiedliche CDS- Werte. Daher können drei Kanalwörter für ein Daten wort I(i) verwendet werden.

Die 8-10-Umwandlung enthält zweite Signale mit einer Trägerwelle von relativ niedriger Frequenz, die auf die aufgezeichnete Information bezogen sind. Dies sind Pilotsignale, die als Spurfolgesignale dienen, welche Informationen über die relative Position des Leseelements in bezug auf die Informationsspur lie fern, nämlich über die Spurüberquerungsposition.

Fig. 2 enthält eine Darstellung zur Erläuterung des ATF (automatisches Spurfinden)-Servoverfahrens des herkömmlichen 2-Frequenzen-Steuersystems, die die Spurfolge durch Verwendung der Pilotsignale steuert. In Fig. 2 sind ein Magnetband 201, eine A-Spur 202, die einen Plus-Azimuth mit dem darauf aufgezeichneten Pilotsignal f1 hat, eine B-Spur 203 mit einem Minus- Azimuth, eine A-Spur 204 mit einem Plus-Azimuth dar auf aufgezeichneten Pilotsignal f2 und ein B-Kopf 205 mit einem Minus-Azimuth gezeigt.

Der B-Kopf 205 ist ein wenig breiter als die B-Spur 203. Mit dem B-Kopf 205 wiedergegebene Signale sind Signale von der B-Spur 203 und Übersprechsignale von den A-Spuren 202, 204 auf beiden Seiten. Wenn die Spurfolgesteuerung richtig durchgeführt wird, haben die Übersprechsignale denselben Wiedergabepegel. Un ter Verwendung dieser Tatsache führt das ATF-Servor verfahren die Spurfolgesteuerung durch, indem das Wiedergabesignal durch ein Bandpaßfilter mit der Durchlaßbandbreite f1 und ein Bandpaßfilter mit der Durchlaßbreite von f2 geführt wird, wodurch die Pi lotsignale von f1 und f2 abgetrennt werden, und diese integriert werden, um die Spurfolge einzustellen, so daß die Wiedergabepegel durch f1 und f2 gleich wer den.

Bei der 8-10-Umwandlung werden, um die Pilotsignale von f1 und f2 in den Datenstrom von Kanalwörtern ein zufügen, ein Steuersignal entsprechend dem Pilotsi gnal erzeugt und Kanalwörter werden aus der Tabelle in Fig. 1 ausgewählt, so daß der Mittelwert der auf gezeichneten Digitalsignale sich etwa entsprechend der Änderung der Pilotsignale mit relativ niedriger Frequenz ändert.

Die 8-10-Umwandlung des herkömmlichen Informations umwandlungsgerätes erfolgt wie vorbeschrieben. Die 8-10-Umwandlung hat einen Umwandlungs-Wirkungsgrad von 80%. Obgleich es das Erreichen einer höheren Aufzeichnungsdichte erforderlich macht, Pilotsignale zu bilden, die für eine enge Spuraufzeichnung nötig sind, und den Umwandlungs-Wirkungsgrad weiter zu er höhen, ist dies schwierig zu erreichen. Der Schalt kreis für diesen Zweck sollte ebenfalls so klein wie möglich sein.

Beim ATF-Servoverfahren enthalten die vom B-Kopf 205 wiedergegebenen Signale die auf der B-Spur 203 aufge zeichneten Signale, die Rauschkomponenten werden, wenn die Pilotsignale mit den Bandpaßfiltern abge trennt werden, wodurch sich eine Verschlechterung des Rauschabstandes bei den Pilotsignalen ergibt.

Die US 4,511,933 beschreibt ein Verfahren zum Posi tionieren eines Leseelementes relativ zu einer zu lesenden Spur während der Wiedergabe von einem Auf zeichnungsträger. Hierzu werden in den Spuren aufge zeichnete niederfrequente Spurfolgesignale verwendet, die durch die Gleichstromkomponente des Informations signals dargestellt sind. Während der Umwandlung des Informationssignals in Kanalwörter werden diese durch Hinzufügen zusätzlicher Bits so gebildet, daß die Gleichstromkomponenten von zwei aus einem Informa tionswort entstandenen Kanalwörtern einander gleich, jedoch entgegengesetzt sind. Die Auswahl aus diesen beiden Kanalwörtern erfolgt abhängig von dem ge wünschten Spurfolgesignal.

Aus "IEEE Transactions on Consumer Electronics", Vol. 34, No. 3, August 1988, Seiten 597 bis 605, ist ein Aufzeichnungs-/Wiedergabegerät für digitale Videoda ten bekannt, bei welchem für die Kanalmodulation ein NRZ-I-Code mit einer 8-10-Umwandlung verwendet wird. Zur Bildung des Spurfolgesignals werden Frequenzkom ponenten in die codierten Datensignale unmittelbar eingebettet, so daß ein Code ohne Gleichstromkompo nenten gebildet wird. Diese Einbettung kann durch periodische Veränderung des Digitalsummenwertes (DSV) erfolgen, welcher die integrale Summe der Verschie denheit von aufeinanderfolgenden 10-Bit-Codewörtern ist. Als Verschiedenheit wird die Differenz aus der Anzahl von Einsen und Nullen eines 10-Bit-Wortes an gesehen, die damit gleich dem DSV dieses Wortes ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Anordnung zum Ein fügen eines Signals mit bestimmter Frequenzkomponente zu eingegebenen digitalen Bit-Daten mit hohem Umwand lungswirkungsgrad zu schaffen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1 angegebenen Merkmale. Vorteilhafte Weiterbildungen der erfin dungsgemäßen Anordnung ergeben sind aus den Unteran sprüchen.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in der Figuren dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine Tabelle mit einer Kette von drei Kanalwörtern (C1, C2, C3),

Fig. 2 eine erläuternde Darstellung des ATF- Servoverfahrens,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines ersten Aus führungsbeispiels der Datenumwand lungsvorrichtung,

Fig. 4 die Darstellung einer bekannten Daten kette mit dem Frequenzspektrum der Pilotsignale,

Fig. 5 das Frequenzspektrum einer modulierten Datenkette, die durch Datenumwandlung in der Datenumwandlungsvorrichtung des ersten Ausführungsbeispiels erhalten wurde,

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines zweiten Aus führungsbeispiels der Datenumwand lungsvorrichtung,

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines dritten Aus führungsbeispiels der Datenumwand lungsvorrichtung,

Fig. 8 die Darstellung der in einen Kurzzeit- Spektrumanalysator eingegebenen Daten kette,

Fig. 9 eine bekannte Datenkette, die erfor derlich ist zur Kompensation der Phase der Pilotsignale, die von einem be kannten Datenketten-Generator ausgege ben wird,

Fig. 10 das Frequenzspektrum einer modulierten Datenkette, die durch Datenumwandlung in der Datenumwandlungsvorrichtung des dritten Ausführungsbeispiels erhalten wurde,

Fig. 11 ein Blockschaltbild eines vierten Aus führungsbeispiels der Datenumwand lungsvorrichtung,

Fig. 12 ein Blockschaltbild eines Datenketten- Addierers der Datenumwandlungsvorrich tung nach dem fünften Ausführungsbei spiel,

Fig. 13(a) das Ausgangssignal des reellen Ausdrucks einer konstanten Ein heit des Kurzzeit-Spektrumanaly sators der Datenumwandlungsvor richtung nach dem fünften Ausfüh rungsbeispiel,

Fig. 13(b) die Darstellung eines Steuerver fahrens für den reellen Ausdruck von einer konstanten Einheit des Kurzzeit-Spektrumanalysators der Datenumwandlungsvorrichtung nach dem fünften Ausführungsbeispiel,

Fig. 13(c) das Ausgangssignal des imaginären Ausdrucks von einer konstanten Einheit des Kurzzeit-Spektrumana lysators der Datenumwandlungsvor richtung nach dem fünften Ausfüh rungsbeispiel,

Fig. 13(d) die Darstellung eines Steuerver fahrens für den imaginären Aus druck von einer konstanten Ein heit des Kurzzeit-Spektrumanaly sators der Datenumwandlungsvor richtung nach dem fünften Ausfüh rungsbeispiel,

Fig. 14 ein Blockschaltbild des Kurzzeit-Spek trumanalysators der Datenumwandlungs vorrichtung nach dem fünften Ausfüh rungsbeispiel,

Fig. 15 ein Blockschaltbild des Aufzeich nungs/Wiedergabegerätes nach dem sechsten Ausführungsbeispiel,

Fig. 16 das Frequenzspektrum der Datenkette mit Pilotsignalen von f1, die als Er gebnis des simulierenden sechsten Ausführungsbeispiels ausgegeben wer den,

Fig. 17 das Frequenzspektrum der Datenkette mit Pilotsignalen von f2, die als Er gebnis des simulierenden sechsten Ausführungsbeispiels ausgegeben wer den,

Fig. 18 ein Blockschaltbild des Aufzeichnungs modulationsteils des Aufzeichnungs/- Wiedergabegeräts nach dem siebenten Aus führungsbeispiel,

Fig. 19(a) das Frequenzspektrum der Auf zeichnungssignale, das sich aus einer Simulation des siebenten Aus führungsbeispiels ergibt,

Fig. 19(b) das Frequenzspektrum der Auf zeichnungssignale, das sich aus einer Simulation des siebenten Aus führungsbeispiels ergibt,

Fig. 20 ein Blockschaltbild des Aufzeichnungs modulationsteils des Aufzeichnungs/- Wiedergabegeräts nach dem achten Ausführungsbeispiel,

Fig. 21 die Ausbildung des Kurzzeit-Spektrum analysators,

Fig. 22(a) das Frequenzspektrum der Auf zeichnungssignale, das sich aus einer Simulation des achten Ausführungsbeispiels ergibt,

Fig. 22(b) das Frequenzspektrum der Auf zeichnungssignale, das sich aus einer Simulation des achten Ausführungsbeispiels ergibt,

Fig. 23 ein Blockschaltbild des Aufzeichnungs modulationsteils des Aufzeichnungs/- Wiedergabegeräts nach dem neunten Ausführungsbeispiel,

Fig. 24(a) das Frequenzspektrum der Auf zeichnungssignale als Ergebnis einer Simulation des neunten Ausführungsbeispiels, und

Fig. 24(b) das Frequenzspektrum der Auf zeichnungssignale als Ergebnis einer Simulation des neunten Ausführungsbeispiels.

Beispiel 1

Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild einer Datenumwand lungsvorrichtung nach dem ersten Ausführungsbeispiel. Ein Steuerbit-Addierer 1 addiert ein Steuerbit, 0 oder 1 zu einer eingegebenen Datenkette. Ein I-NRZI- Modulator 2 führt eine I-NRZI-(überlappte Wechsel schrift-Invers-)Modulation durch. Ein Datenketten- Addierer 3 fügt eine bekannte Datenkette mit einem Frequenzspektrum der Pilotsignale zu I-NRZI-modulier ten Datenketten mit einer Mehrzahl von Wörtern hinzu. Ein Kurzzeit-Spektrumanalysator 4 wird zur Spektrumanaly se von Datenketten verwendet, die vom Datenketten- Addierer 3 ausgegeben werden. Ein Speicher 5 wird zur vorübergehenden Speicherung des Ergebnisses der vom Spektrumanalysator 4 erhaltenen Frequenzanalyse ver wendet. Ein Vergleichsglied 6 vergleicht die Ergeb nisse der Frequenzanalyse. Ein Ausgangsselektor 7 wählt das Ausgangssignal auf der Grundlage des Ver gleichs durch das Vergleichsglied 6 aus. Ein Speicher 8 speichert eine Mehrzahl von I-NRZI-modulierten Da tenketten.

Nachfolgend wird die Arbeitsweise beschrieben. Eine eingegebene Datenkette besteht aus binären Digitalda ten, 0 oder 1. Es sollen beispielsweise die vorbe schriebenen eingegebenen Datenketten in 24 Bit-Gruppen geteilt sein, obwohl das Ausführungsbeispiel nicht auf dieses Schema beschränkt ist. Ein Wort von 25 Bits wird gebildet, indem ein Bit als das Steuerbit zu der obigen Datenkette addiert wird. Dieser Prozeß wird 24-25-Umwandlung genannt. Der Umwandlungs-Wir kungsgrad dieses Prozesses beträgt 96%, ist daher höher als 80% im Fall der 8-10-Umwandlung.

Die 24-25-Umwandlung, die in der Lage ist, mit den Digitaldaten synchronisierte Pilotsignale hinzuzufügen, wird nachfolgend beschrieben. Es sollen bei spielsweise die Bitübertragungsfrequenz (Fch) 35,4 MHz und die Frequenz der zu addierenden Pilotsi gnale (Fp) das 1/150-fache von Fch (236 kHz) betra gen.

Einer eingegebenen Datenkette wird ein Steuersignal gegeben, 0 oder 1, das durch den Steuerbit-Addierer 1 zu jeweils 24 Bits hinzugefügt wird. Diese Datenkette wird in den I-NRZI-Modulator 2 eingegeben, um ein Ausgangssignal einer I-NRZI-modulierten Datenkette mit einer Frequenz Fch zu erhalten, in der ein Wort 25 Bits hat.

Andererseits beträgt die gewünschte zu erzeugende Pilotfrequenz das 1/150-fache von Fch, welche sechs Wörtern entspricht, die jeweils von 25 Bits gebildet sind, indem ein Steuerbit zu der angewandten Daten kette hinzugefügt wird (150/25=6). Während das Steuerbit (MSB) für sechs Wörter gesteuert wird, wird nämlich eine Vorrichtung zur Erzeugung eines Frequenzspek trums von Fch/150 erforderlich. Zu diesem Zweck wird beim ersten Ausführungsbeispiel ein Spektrum von Fch/150 mit einer später beschriebenen Vorrichtung erhalten für alle 2⁶ (64) Kombinationen von 0 und 1 der Steuerbits (6 Bits), die zu einer Periode des Pilotsignals hinzugefügt werden, und das Spektrum wird im Speicher 8 gespeichert. Dann wird aus den obigen 64 Kombinationen eine modulierte Datenkette von sechs Wörtern mit der höchstens Potenz von Fch/150 erhalten und an den Ausgang gegeben, wodurch Pilotsignale er zeugt werden, die mit den digitalen Daten synchroni siert sind.

Die Vorrichtung zum Erhalten der Potenz von Fch/150 wird nachfolgend im einzelnen beschrieben. Der Daten ketten-Addierer 3 akkumuliert eine Gruppe von 2⁶ (64) modulierten 6-Wort-Datenketten von der ersten modu lierten Datenkette von 150 Bits, die vom I-NRZI-Modu lator 2 moduliert ist, nachdem alle Steuerbits für sechs Wörter im Steuerbit-Addierer 1 auf 0 gesetzt wurden, bis zu vierundsechzigsten modulierten Daten kette von 150 I-NRZI-modulierten Bits, nachdem alle Steuerbits für sechs Wörter auf 1 gesetzt wurden. Weiterhin wird im Datenketten-Addierer 3 eine bekann te 150 Bit-Datenkette mit dem Frequenzspektrum des Fch/150-Pilotsignals zu der modulieren Datenkette in der Einheit von sechs Wörtern hinzugefügt, die der vor beschriebenen I-NRZI-Modulation unterworfen ist. Für die vorerwähnte bekannte Datenkette können Signale mit der Variationsperiode von DSV (Digitalsummenva riation), die entsprechend der Periode der Pilotsi gnale gesteuert wird, verwendet werden. Fig. 4 zeigt ein Beispiel einer bekannten hinzuzufügenden Datenket te.

300 Bits (modulierte Datenkette von sechs Wörtern + 150 Bits der bekannten Datenkette) der auf diese Wei se erzeugten 64 Kombinationen werden aufeinanderfol gend in den Kurzzeit-Spektrumanalysator 4 eingegeben, um das Frequenzspektrum der Pilotsignale zu analysie ren. Um die Pilotsignal-Frequenzkomponente von 35,4 MHz/150 mit dem FIR-Filter aus der Datenkette von 35,4 Mbps herauszuziehen, sind wenigstens 150 Anzapfungen erforderlich, und, um mit einer engeren Bandbreite herauszuziehen, ist weiterhin eine mehr fache Anzahl der 150 Anzapfungen erforderlich. Daher wird die Anzahl der Anzapfungen des Kurzzeit-Spek trumanalysators auf 300 eingestellt entsprechend zwei Perioden der Pilotsignale in diesem Ausführungsbei spiel.

Die Kurzzeit-Frequenzanalyse ist durch die nachfol gende Gleichung (1) definiert:

worin x die eingegebenen Daten (zugeführte Datenket te) und h die Impulsreaktion des FIR-Filters darstel len. Die Frequenz der Analyse wird bestimmt durch den Phasenausdruck e^-j ^ω ^rT, die wie folgt entsprechend der Eulerschen Formel gedehnt werden kann:

e^-j ^ω ^rT = cos(ωrT)-jsin(ωrT).

Unter der Annahme, daß die Pilotfrequenz konstant ist, sind der reelle Ausdruck h(nT-rT)cos(ωrT) und der imaginäre Ausdruck h(nT-rT)sin(ωrT) an jeder An zapfungskonstanten, wenn die Pilotfrequenz analysiert wird. Die Potenz des Frequenzspektrums ist gegeben durch die Quadratwurzel der Summe des quadrierten reellen Ausdrucks und des quadrierten imaginären Aus drucks. In der Schaltung nach diesem Ausführungsbei spiel wird der Quadratwurzel-Schaltkreis weggelassen, da nur die Energie verglichen wird.

Da 64 Arten des Frequenzspektrums der Pilotsignale, die vom Kurzzeit-Spektrumanalysator 4 auf der Grund lage des FIR-Filters von 300 Anzapfungen berechnet wurden, ausgegeben werden, werden sie im Speicher 5 gespeichert. Alle diese Ergebnisse werden in das Ver gleichsglied 6 eingegeben und die Datenkette mit dem größten Energiespektrum wird aus den 64 modulierten Datenketten, die im Speicher 8 gespeichert sind, vom Ausgangsselektor 7 ausgewählt und zum Ausgangssignal hinzugefügt.

Der obige Vorgang wird wiederholt, um die Daten auf einanderfolgend umzuwandeln. Fig. 5 zeigt das Fre quenzspektrum der modulierten Datenkette, nachdem sie durch die Datenumwandlungsvorrichtung nach dem ersten Ausführungsbeispiel der Datenumwandlung unterzogen wurde. Es kann nachgewiesen werden, daß Pilotsignale von etwa 23dB durch den vorbeschriebenen Vorgang hinzugefügt werden können.

Obgleich bei der Beschreibung dieses Ausführungsbei spiels angenommen wurde, daß 64 Muster von modulier ten Datenketten im Datenketten-Addierer 3 akkumuliert werden, kann ein gleichartiges Ergebnis auch erhalten werden, indem bekannte Datenketten mit jeweils 150 Bits im Datenketten-Addierer 3 aufeinanderfolgend zu der modulierten 6-Wort-Datenkette hinzugefügt werden, welche aus dem I-NRZI-Modulator 2 ausgegeben wird, wobei die Ergebnisse in den Kurzzeit-Spektrumanalysa tor 4 eingegeben und das Frequenzspektrum der erfaß ten Pilotsignale im Speicher 5 gespeichert werden, während die modulierte 6-Wort-Datenkette nur im Spei cher 8 akkumuliert wird.

Da beim ersten Ausführungsbeispiel eine Datenkette erzeugt wird, indem ein Steuerbit zu einer eingegebenen k-Bit-Datenkette hinzugefügt wird, um das Pilotsignal hinzuzufügen, kann eine Wirkung der Erhöhung des Um wandlungs-Wirkungsgrades erhalten werden.

Beispiel 2

Fig. 6 zeigt den Schaltungsaufbau der Datenumwand lungsvorrichtung nach dem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die gleichen Schaltungsteile wie beim ersten Ausführungsbeispiel sind mit den gleichen Be zugszahlen wie in Fig. 3 versehen und auf ihre Be schreibung wird hier verzichtet. Es sind weiterhin ein eine Koeffizienteneinheit verwendender Kurzzeit- Spektrumanalysator 9 und Koeffizienteneinheiten 10, 11 gezeigt.

Die Arbeitsweise wird nun beschrieben. Ein FIR-Fil terteil des Spektrumanalysators 9 ist mit 150 Anzap fungen der ersten Halbzählung von der Eingangsstufe der 300 Anzapfungen des Kurzzeit-Spektrumanalysators 4 beim ersten Ausführungsbeispiel versehen. Modulier te Datenketten des I-NRZI-Modulators 2 sind modulier te Datenketten auf der Grundlage der Einheit von sechs Wörtern in gleicher Weise wie beim ersten Aus führungsbeispiel, welche 64 Arten enthalten, die durch Anwendung der I-NRZI-Modulation erzeugt werden, während die Steuerbits (6 Bits) Bit für Bit von ins gesamt 0 bis insgesamt 1 geändert werden, und sie werden aufeinanderfolgend im Speicher 8 gespeichert, während sie zur gleichen Zeit direkt in den Kurzzeit- Spektrumanalysator 9 eingegeben werden, um dadurch die erste Hälfte von 150 Anzapfungen zu berechnen, die den modulierten Daten von sechs Wörtern entspre chen. Den 150 Anzapfungen der zweiten Hälfte des FIR- Filters des Kurzzeit-Spektrumanalysators 4 nach dem ersten Ausführungsbeispiel sind hierzu entsprechende bekannte Datenketten zugeordnet, und diese sind die gleichen Daten in bezug auf die 64 Arten von modu lierten Datenketten.

Somit werden 150 Anzapfungen in der zweiten Hälfte der in Fig. 4 gezeigten Datenketten nach dem ersten Ausführungsbeispiel zuvor berechnet, vorausgesetzt, daß die Koeffizienteneinheiten 10 und 11 zu dem be rechneten Ergebnis von 150 Anzapfungen in der ersten Hälfte hinzugefügt werden, um dadurch die Quadratsumme zu erhalten. Demgemäß ist das Ergebnis der Berechnung ähnlich dem des ersten Ausführungsbeispiels und das Frequenzspektrum der Pilotsignale kann erhalten wer den. Die Werte der wie vorbeschrieben erhaltenen Spektren werden in gleicher Weise wie beim ersten Ausführungsbeispiel im Speicher 5 gespeichert, wäh rend die Spektrumwerte entsprechend den 64 Mustern von Datenketten im Vergleichsglied 6 verglichen wer den, um die modulierte Datenkette aus dem Speicher 8 auszuwählen, die den größten Spektrumwert hat.

Da die Anzahl der Anzapfungen des Kurzzeit-Spektrum analysators vermindert wird durch Berechnung der Da tenketten mit Frequenzkomponenten der Pilotsignale, um die Koeffizienten wie beschrieben im zweiten Aus führungsbeispiel zu erhalten, kann der Schaltungsauf wand des Spektrumanalysators reduziert werden, ohne daß die Fähigkeit der Erfassung des Pilotsignalspek trums herabgesetzt wird.

Beispiel 3

Fig. 7 zeigt den Schaltungsaufbau der Datenumwand lungsvorrichtung entsprechend dem dritten Ausfüh rungsbeispiel der Erfindung. Die gleichen Schaltungs teile wie beim ersten Ausführungsbeispiel sind mit denselben Bezugszahlen versehen wie in Fig. 3 und auf ihre Beschreibung wird verzichtet. Ein Generator 12 für bekannte Datenketten erzeugt eine Mehrzahl von bekannten Datenketten mit dem Frequenzspektrum der Pilotsignale von verschiedenen Phasen. Eine Phasen steuervorrichtung 13 steuert die Phase der Pilotsi gnale.

Das Ziel des dritten Ausführungsbeispiels ist die Steuerung des Steuerbits von kurzen I-NRZI-modulier ten Datenketten, die nicht länger sind als eine Peri ode der Pilotsignale, und die Erzeugung von Pilotsi gnalen. In diesem Ausführungsbeispiel wird eine Vor richtung zur Erzeugung von Pilotsignalen aus modu lierten Datenketten von einem Wort (25/150=1/6 Peri oden). Die Größe des Steuerbits, das zur Erzeugung von Pilotsignalen zur modulierten Datenkette hinzugefügt wird, beträgt 1 Bit, und die modulierte Datenkette wird aus 2¹ (2) Möglichkeiten ausgewählt.

Damit die Arbeitsweise des dritten Ausführungsbei spiels leichter verständlich ist, wird ein Überblick über den Vorgang der Erzeugung der Pilotsignale unter Verwendung der Kurzzeit-Spektrumanalyse gegeben. Es wird angenommen, daß die in Fig. 8 gezeigte Datenket te in den Kurzzeit-Spektrumanalysator nach dem ersten Ausführungsbeispiel eingegeben wird. Die in Fig. 8 gezeigte Datenkette besteht aus einer Wortkette der Datenkette A und der Datenkette B von Fig. 4 mit den CDS-Werten +3 bzw. -3, wobei 25 Bits ein Wort bilden und DSV periodisch zwischen 0 und -9 variiert. Demge mäß wird ein starkes Spektrum entsprechend der DSV- Variationsperiode aus der Datenkette erhalten, das als das Pilotsignal verwendet werden kann.

In den Kurzzeit-Spektrumanalysator mit 300 Anzapfun gen wird zur Zeit t0 eine 12-Wort-Datenkette, die durch die Datenkette 1 in Fig. 8 dargestellt ist, eingegeben. Die Beziehung zwischen der Datenkette 1 und den Daten jedes Teils von 300 Anzapfungen ent spricht zwei Perioden von Pilotsignalen (Fch/150), welche mit -90° beginnen und mit -90° enden, und die Phase unterscheidet sich um 60° bei jedem Wort. Wenn solche Daten eingegeben werden, hat natürlich das Spektrum von Fch/150, das vom Kurzzeit-Spektrumanaly sator 4 ausgegeben wird, einen sehr großen Wert.

Dann wird eine Wortperiode später, zur Zeit t1, eine durch die Datenkette 2 dargestellte Datenkette, die mit -30° beginnt und mit -30° endet, in den Kurzzeit- Spektrumanalysator 4 eingegeben. Das von diesem aus gegebene Spektrum von Fch/150 hat einen großen Wert ähnlich dem zur Zeit t0. Wenn die Datenkette entspre chend zwei Perioden des Pilotsignalzyklus, welche die Phase um 60° für jede Wortperiode gewinnt, in der gleichen Weise wie vorstehend in den Kurzzeit-Spek trumanalysator 4 eingegeben wird, wird ein Ausgangs spektrum von Fch/150 mit einem sehr großen Wert ähn lich dem zur Zeit t0 erhalten. Was hier festgestellt werden sollte, ist die Tatsache, daß das Ausgangs spektrum von Fch/150 immer einen sehr großen Wert hat. Durch Verwendung dieser Eigenschaft kann eine Datenkette (modulierte Datenkette) mit den Pilotsi gnalen in dem nachfolgenden beschriebenen Verfahren erzeugt werden.

Fig. 9 zeigt ein Beispiel bekannter Datenketten, die erforderlich sind zum Kompensieren der Phase von Pi lotsignalen, die vom Generator 12 für bekannte Daten ketten ausgegeben werden. Zur Zeit t0 wird die be kannte Datenkette 1 (elf Wörter A, A, A, B, B, B, A, A, A, B, B) gemäß Fig. 9 bei T26 bis T300 des Kurz zeit-Spektrumanalysators 4 eingegeben, während die entsprechende Mehrzahl von modulierten Daten (zwei Arten von modulierten Daten, die der I-NRZI-Modula tion durch Hinzufügen des Steuerbits 1 oder 0 unterwor fen sind), die in T1 bis T25 umzuwandeln sind, ein gestellt wird, und das Spektrum von Fch/150 wird er halten, um die modulierten Daten einzustellen, welche den größten Wert als MDt0 ergeben. Eine andere Wort periode später zum Zeitpunkt t1 wird die bekannte Datenkette 2 (elf Wörter A, A, B, B, B, A, A, A, B, B, B) bei T26 bis T300 des Kurzzeit-Spektrumanalysa tors 4 eingegeben, während die entsprechende Mehrzahl von modulierten Daten (zwei Arten von modulierten Daten, die der I-NRZI-Modulation durch Hinzufügen der Steuerbits 1 oder 0 unterworfen sind), die folgend den obigen modulierten Daten in T1 bis T25 umzuwan deln sind, und das Spektrum von Fch/150 wird erhal ten, um die modulierten Daten einzustellen, welche den größten Wert als MDt1 ergeben. Weiterhin wird eine andere Ein-Wortperiode später zum Zeitpunkt t2 die bekannte Datenkette 3 (elf Wörter A, B, B, B, A, A, A, B, B, B, A) bei T26 bis T300 des Kurzzeit-Spek trumanalysators 4 eingegeben, während die entspre chende Mehrzahl von modulierten Daten (zwei Arten von modulierten Daten, die der I-NRZI-Modulation durch Hinzufügen des Steuerbits 1 oder 0 unterworfen sind, die folgend den obigen modulierten Daten in T1 bis T25 umzuwandeln sind, und das Spektrum von Fch/150 wird erhalten, um die modulierten Daten einzustellen, welche den größten Wert als MDt2 ergeben.

In gleicher Weise werden bekannte Datenketten 4, 5, 6 und so weiter mit der Phasenverschiebung um 60° für jedes Wort aufeinanderfolgend bei T26 bis T300 einge geben, während die modulierten Daten ausgewählt wer den, welche den größeren Wert des Fch/150-Spektrums von der Mehrzahl modulierter Daten ergeben, die den obigen modulierten Daten folgen, die bei T1 bis T25 eingegeben werden, und die ausgewählten Datenketten als MDt3, MDt4, MDt5 und so weiter gesetzt.

Es ist auch aus Fig. 9 ersichtlich, daß die ausge wählten modulierten Daten MDt0, MDt1, . . ., MDt5 und so weiter, die das größte Spektrum von Fch/150 zum jeweiligen Zeitpunkt ergeben, Datenketten sind, die auch in der Phase kompensiert sind. Daher wird dies so verstanden, daß ein Pilotsignalspektrum mit star ken Fch/150 aus den modulierten Datenketten, die aus gewählt wurden, erhalten wird.

Unter Beachtung der vorstehenden Erläuterung wird die Arbeitsweise des dritten Ausführungsbeispiels nach folgend beschrieben. Der Generator 12 für bekannte Datenketten gemäß Fig. 7 hält die sechs Arten von Datenketten gespeichert, die jede elf Wörter der be kannten Datenketten 1 bis 6 gemäß Fig. 9 enthalten. Diese bekannten Datenketten werden wiederholt in den Datenketten-Addierer 3 eingegeben in der Reihenfolge bekannter Datenketten 1, 2, 3, 4, 4, 5, 6, 1, 2 und so weiter für jede Wortperiode unter der Leitung der Phasensteuervorrichtung 13. Die bekannten Datenketten 1 bis 6, die in den Datenketten-Addierer 3 eingegeben werden, sind so gebildet, daß sie T26 bis T300 ent sprechen, wenn sie in den Kurzzeit-Spektrumanalysator 4 eingegeben werden. Der Datenketten-Addierer 3 und der Speicher 8 halten zwei Arten von Datenketten, zu denen im Steuerbit-Addierer 1 1 oder 0 hinzugefügt wurde, um ein Wort zu erhalten, das aus 25 Bits besteht und nach der Modulation im I-NRZI-Modulator 2 eingegeben wurde.

Die modulierten Datenketten, die in den Datenketten- Addierer 3 eingegeben werden, sind so gebildet, daß sie T1 bis T25 entsprechen, wenn sie in den Kurzzeit- Spektrumanalysator 4 eingegeben werden. Daher enthält der Datenketten-Addierer 3 zwei Sätze von Datenket ten, nämlich die Datenketten entsprechend 300 Anzap fungen, die erhalten wurden durch Hinzufügen jeder be kannten Datenkette zu der modulierten Datenkette, die I-NRZI-moduliert wurde durch Setzen von 0 für MSB, und die Datenketten entsprechend 300 Anzapfungen, die erhalten wurden durch Hinzufügen jeder bekannten Daten kette zu der modulierten Datenkette, die I-NRZI-modu liert wurde durch Setzen von 1 für MSB. Die obigen zwei Arten von Datenketten werden aufeinanderfolgend in den Kurzzeit-Spektrumanalysator 4 eingegeben, wäh rend des Fch/150-Spektrum durch die Vorrichtung nach dem ersten Ausführungsbeispiel im Speicher 5 ge speichert wird, ihre Größe wird im Vergleichsglied 6 verglichen und die modulierte Datenkette mit dem größten Fch/150 wird unter der Leitung des Ausgangs selektors 7 vom Speicher 8 ausgewählt und ausgegeben.

In gleicher Weise werden zwei Arten von 300 Bit-Da tenketten, die erhalten wurden durch Hinzufügen einer modulierten 1-Wort-Datenkette, die I-NRZI-moduliert wurde durch Setzen des Steuerbits auf 1 oder 0, zu der bekannten 11-Wort-Datenkette, welche die Phase um 60° gewinnt, über den Datenketten-Addierer 3 in den Kurzzeit-Spektrumanalysator 4 eingegeben. Dann wird das Fch/150-Spektrum jeder Datenkette erhalten und die modulierte Datenkette mit dem größeren Wert wird vom Speicher 8 ausgegeben, demgemäß werden die Daten aufeinanderfolgend umgewandelt. Das vorstehende Ver fahren ermöglicht die Erzeugung von Pilotsignalen, die mit den Digital-modulierten Daten synchronisiert sind, indem das 1 Bit-Steuerbit so gesteuert wird, daß es zum MSB jedes Wortes hinzugefügt wird. Fig. 10 zeigt das Frequenzspektrum der modulierten Datenket te, die erhalten wurde durch Simulieren des Datenum wandlungsverfahrens nach dem dritten Ausführungsbei spiel und Umwandeln der Daten. Es wird durch diese Simulation bestätigt, daß Pilotsignale von etwa 23dB hinzugefügt werden können. Dies führt zu einem Ergebnis, das im wesentlichen gleich dem in Fig. 5 gezeigten ist. Dadurch ist es möglich, die Anzahl der Berech nungen des Kurzzeit-Frequenzspektrumanalysators stark zu reduzieren, ohne daß die Leistung verschlechtert wird.

Wie vorbeschrieben ist, kann nach dem dritten Ausfüh rungsbeispiel die für die Frequenzanalyse erforderli che Anzahl von I-NRZI-modulierten Datenketten in gro ßem Maße reduziert werden, ohne daß die Leistung ver schlechtert wird, wodurch die Anzahl der Frequenzana lysen reduziert wird.

Beispiel 4

Fig. 11 den Schaltungsaufbau der Datenumwandlungsvor richtung nach dem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die gleichen Schaltungsteile wie beim vor hergehenden Ausführungsbeispiel weisen die gleichen Bezugszahlen auf und auf ihre Beschreibung wird ver zichtet. Ein Kurzzeit-Spektrumanalysator 14 verwendet eine Mehrzahl von Koeffizienteneinheiten und weiter hin sind Koeffizientenauswahlschalter 15, 16 vorgese hen.

Es wird nun die Arbeitsweise beschrieben. Sechs Arten von bekannten Datenketten, die jede aus elf Wörtern mit Phasen, die jeweils um 60° voneinander verschie den sind, bestehen, und die vom Generator 12 für be kannte Datenketten gemäß dem dritten Ausführungsbei spiel nach Fig. 7 ausgegeben wurden, werden vorher berechnet entsprechend 275 Anzapfungen des Kurzzeit- Spektrumanalysators mit Ausnahme der vorigen 25 An zapfungen wie beim zweiten Ausführungsbeispiel, und als die Koeffizienten in den Koeffizienteneinheiten 10 und 11 gespeichert. Diese werden Koeffizientenein heiten mit sechs verschiedenen Phasen. Durch aufein anderfolgende Auswahl von diesen mit Hilfe der Koeffizientenauswahlschalter 15 und 16 zu jeder Zeit, zu der eine Datenumwandlung von ein Wort durchgeführt wird, wird eine Datenumwandlung gleichartig zu der nach dem dritten Ausführungsbeispiel aufeinanderfol gend durchgeführt.

Demgemäß wird beim vierten Ausführungsbeispiel der Schaltungsaufwand für den Kurzzeit-Spektrumanalysator in großem Maße reduziert und die Anzahl der Berech nungen kann beträchtlich verringert werden ohne Ver schlechterung der Leistung.

Beispiel 5

Fig. 12 zeigt den Schaltungsaufbau des Datenketten- Addierers der Datenumwandlungsvorrichtung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung. Das Ziel dieses Ausführungsbeispiels ist die Reduzierung des Schaltungsaufwandes und der Anzahl der Berechnungen mittels des Datenketten-Addierers 3 und des Kurzzeit- Spektrumanalysators 4. In der nachfolgenden Beschrei bung wird der Schaltungsaufbau des Datenketten-Addie rers und des Kurzzeit-Spektrumanalysators betont.

Es wird angenommen, daß die Anzahl der Anzapfungen des Kurzzeit-Spektrumanalysators 4 ungeradzahlig ist. Obgleich sie hier beispielhaft mit 301 angenommen ist, ist das Ausführungsbeispiel nicht auf diese An ordnung beschränkt. Wenn die Spektrumanalyse der Pi lotsignale von Fch/150 mit diesem Kurzzeit-Spektrum analysator durchgeführt wird, zeigen die Absolutwerte des reellen Ausdrucks h(nT-rT)cos(ωrT) und des imagi nären Ausdrucks h(nT-rT)sind(ωrT) des Kurzzeit-Spek trumanalysators 4 eine bilaterale Symmetrie in bezug auf die Mitte (150ste Anzapfung) aller Anzapfungen.

Weiterhin wird durch den Datenketten-Addierer 3 eine bekannte Datenkette mit dem Frequenzspektrum der Pi lotsignale hinzugefügt, so daß das mittlere Bit (d13: 13tes Bit) der zwei modulierten Datenketten von einem Wort gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel mit der mittleren Anzapfung des Kurzzeit-Spektrumanalysators 4 überlappt. Dieser Vorgang ist in Fig. 12 gezeigt. Die bekannte Datenkette wird zu der modulierten Kette von einem Wort hinzugefügt, während die Phase durch die Phasensteuervorrichtung 13 kompensiert wird. Die im Datenketten-Addierer 3 erzeugte Datenkette von 301 Bits wird in den Kurzzeit-Spektrumanalysator 4 einge geben, der 301 Anzapfungen aufweist, in welchem sie einer Frequenzanalayse unterzogen wird, wobei das Ergebnis im Speicher 5 gespeichert und seine Größe im Vergleichsglied 6 verglichen wird und unter der Lei tung des Ausgangsselektors 7 wird eine modulierte Datenkette mit größerem Fch/150-Spektrum aus dem Speicher 8 ausgewählt und ausgegeben. Die Datenum wandlung wird durch Wiederholen dieses Vorgangs durchgeführt.

Da der Kurzzeit-Spektrumanalysator 4 zu dieser Zeit eine bilaterale Symmetrie des reellen Ausdrucks und des imaginären Ausdrucks in bezug auf die Mitte (T151) aller Anzapfungen zeigt, kann die konstante Einheit des reellen Ausdrucks und des imaginären Aus drucks gemeinsam für die linke und die rechte Seite verwendet werden, wodurch es möglich ist, die Anzahl der Koeffizienteneinheiten zu reduzieren. Um die Be schreibung des Kurzzeit-Spektrumanalysators zu ver einfachen, werden Anzapfungen entsprechend den be kannten Datenketten wie im vierten Ausführungsbei spiel durch Koeffizienteneinheiten ersetzt, und die Anzahl von Anzapfungen des FIR-Filters wird als 25 Bits (T139 bis T163) angenommen. Die folgende Be schreibung geht von diesen Bedingungen aus.

Die in den Kurzzeit-Spektrumanalysator 4 eingegebene Datenkette besteht aus digitalen Daten mit binären Pegeln, 0 oder 1, und die Anzahl von Berechnungen der konstanten Einheit kann reduziert werden durch Be rechnen bevor die konstante Einheit für zwei Sätze von Daten verwendet wird, die dieselbe konstante Ein heit benutzen. Dieser Vorgang wird unter Bezug auf Fig. 13 beschrieben, welche die Werte des reellen Ausdrucks und des imaginären Ausdrucks des Kurzzeit- Spektrumanalysators 4 illustriert sowie das Steuer verfahren, wenn jeder Ausdruck gemeinsam verwendet wird. Der Fall des reellen Ausdrucks ist in Fig. 13(a), (b) und der Fall des imaginären Ausdrucks ist in Fig. 13(c), (d) dargestellt. Es wird auch ange nommen, daß die 25 Anzapfungen von T139 bis T163 d1 bis d25 in Fig. 13 entsprechen. Im Fall des reellen Ausdrucks sind die konstanten Einheiten auf der rech ten und der linken Seite identisch und enthalten das Komplement, wenn in Fig. 13(a) von d13 aus betrachtet wird, und die Ausgangssignale der konstanten Einheit, wenn d1 und d25 zum Beispiel gleich 0 und 1 sind, sind wie in Fig. 13(b) gezeigt. Im Fall des imaginä ren Ausdrucks ist, obgleich die konstanten Einheiten auf der rechten und der linken Seite identisch sind, wenn in Fig. 13(c) von d13 aus betrachtet wird, das Komplement unterschiedlich, und die Ausgangssignale der konstanten Einheit, wenn beispielsweise d1 und d25 gleich 0 und 1 sind, sind wie in Fig. 13(d) ge zeigt.

Wie vorbeschrieben ist, wird eine Konstante vom zwei fachen Wert zuvor in der konstanten Einheit einge stellt, welche gemeinsam verwendet wird, und ob das Ausgangssignal der konstanten Einheit und das Komple ment der konstanten Einheit eingeschaltet oder ausge schaltet werden, wird durch 2 Bits gesteuert, die d1 und d25 entsprechen, wodurch ein Ausgangssignal der konstanten Einheit gegeben wird. Ein Beispiel der Schaltung für den reellen Ausdruck des Kurzzeit-Spek trumanalysators 4 ist in Fig. 14 gezeigt. Im Fall von 25 Bits werden zwölf Konstanten und eine Konstante entsprechend d13, insgesamt dreizehn Konstanten, gleichzeitig von einer dieser gleichartigen Schaltung ausgegeben und summiert und als das Ergebnis der Be rechnung ausgegeben. Der Wert der Koeffizientenein heit wird zu diesem Ausgangssignal hinzugefügt, um die Quadratsumme zu berechnen, die als das Ergebnis der Analyse des Kurzzeit-Spektrumanalysators 4 ausgegeben wird.

Wie vorbeschrieben ist, werden im fünften Ausfüh rungsbeispiel der reelle Ausdruck und der imaginäre Ausdruck des Kurzzeit-Spektrumanalysators lateral symmetrisch in bezug auf die Mitte der Anzapfungen gebildet, und der gemeinsame reelle Ausdruck und ima ginäre Ausdruck werden gemeinsam während der Fre quenzanalyse der Datenketten verwendet und demgemäß können der Schaltungsaufwand des Kurzzeit-Spektrum analysators und die Anzahl der Berechnungen reduziert werden ohne Verschlechterung der Leistung.

Beispiel 6

Fig. 15 zeigt den Schaltungsaufbau des Aufzeich nungs/Wiedergabegerätes nach dem sechsten Ausfüh rungsbeispiel der Erfindung. Hierin sind wiedergege ben: ein Steuerbit-Addierer 31, ein Steuerbit-Genera tor 32, ein I-NRZI-Modulator 33, ein Datenhaltekreis 34, der die Daten des I-NRZI-Modulators 33 hält, ein Speicher 35, der eine Datenkette 0 oder eine Daten kette 1 speichert, eine Datenketten-Steuervorrichtung 36, eine CDS-Rechenvorrichtung 37, ein Selektor 38, eine Auswahlsteuervorrichtung 39, ein Pilotfrequenz selektor 40, ein Ausgangsauswahlschalter 41, ein Auf zeichnungsverstärker 42, eine Drehtrommel 43 mit um 180° gegenüberliegenden Köpfen darauf, ein Magnetband 44 und ein A-Kopf 45 mit einem Plus-Azimuth zwischen den Magnetköpfen.

Dieses Ausführungsbeispiel geht von einem einzelnen Eingang von 3 Bytes (24 Bits) für die Eingangsdaten aus. Die Datenlänge der Eingangsdaten wird nachfol gend beschrieben. Die Eingangsdaten werden in der Einheit von Bytes (8 Bits) behandelt. Das hinzuzufügende Steuerbit ist ein Bit und ein höherer Umwand lungs-Wirkungsgrad wird erhalten, wenn die Länge der eingegebenen Daten größer ist. Da jedoch entweder die Datenkette 0, die durch Hinzugefügen eines Steuerbits 0 zu den eingegebenen Daten und Anwendung der I-NRZI-Modu lation erhalten wird, oder die Datenkette 1, die durch Addition eines Steuerbits 1 zu den eingegebenen Daten und Anwendung der I-NRZI-Modulation erhalten wird, für das Aufzeichnungssignal ausgewählt wird, führen längere Eingabedaten zu verschlechterten Aus wahleigenschaften und einem niedrigeren Pegel des Pilotsignals. Aufgrund dieser Überlegungen wird die Länge der eingegebenen Daten in diesem Ausführungs beispiel auf drei Bytes eingestellt, wodurch sich ein Umwandlungs-Wirkungsgrad von 96% ergibt.

Es wird nachfolgend die zu den Aufzeichnungssignalen hinzuzufügende Pilotfrequenz beschrieben. Wie anhand des Standes der Technik erläutert wurde, erfolgt die Wiedergabe der Pilotsignale beim ATF-Servoverfahren oder dergleichen durch Übersprechen von der der wie derzugebenden Spur, in der die Azimuth-Aufzeichnung durchgeführt wurde, benachbarten Spur. Da die Über sprechsignale einen größeren Pegel haben, wenn die Frequenz niedriger ist, wodurch sich ein reduzierter Azimuthverlust ergibt, wird eine niedrigere Frequenz für die Pilotsignale gewählt. Jedoch passieren die Aufzeichnungssignale den Drehwandler, der eine Nie derfrequenz-Abdeckeigenschaft aufweist, wenn sie über die Drehtrommel 43 auf dem Magnetband 44 aufgezeich net werden. Es ist unmöglich, das Pilotsignal auf dem Magnetband aufzuzeichnen, wenn nicht die Frequenz gleich der oder höher als die Abdeckfrequenz ist. Aufgrund dieser Betrachtungen werden in diesem Aus führungsbeispiel eine Aufzeichnungs-Bitrate fch = 35,388 MHz und Pilotfrequenzen f1 = fch/150 (235,9 kHz) und f2 = fch/100 (353,9 kHz) angenommen.

Die Arbeitsweise wird nachfolgend beschrieben. Zuerst wird der Vorgang zum Erzeugen einer Datenkette 0 er läutert. Der Steuerbit-Addierer 31 fügt ein im Steuerbit-Generator 32 erzeugtes Steuerbit 0 zum MSB (höchstwertiges Bit) der eingegebenen 3 Byte-Daten zur Bildung einer 25 Bit-Datenkette hinzu. Dann liest der I-NRZI-Modulator 33 die vorhergehenden Daten aus dem Datenhaltekreis 34, führt die I-NRZI-Modulation an der obigen Datenkette von 25 Bits durch, erzeugt die Datenkette 0 und speichert sie im Speicher 35. Daten vom Verzögerungskreis des I-NRZI-Modulators 33 werden vorübergehend im Datenhaltekreis 34 gespeichert. Dann wird die Datenkette 1 erzeugt. Der Steuerbit-Genera tor 32 wird von der Datenketten-Steuervorrichtung 36 gesteuert, um das Steuerbit 1 zu erzeugen. Dann wird die Datenkette 1 in gleicher Weise wie die Datenkette 0 erzeugt und im Speicher 35 gespeichert. Die Daten vom Verzögerungskreis des I-NRZI-Modulators 33 werden ebenfalls im Datenhaltekreis 34 vorübergehend gespei chert.

Von den im Speicher 35 gespeicherten Datenketten 0 und 1 wird zuerst die Datenkette 0 von der Auswahl steuervorrichtung 39 ausgewählt und in die CDS-Re chenvorrichtung 37 zur Berechnung von CDS eingegeben. Das Ergebnis der CDS-Berechnung wird in den Selektor 38 zur vorübergehenden Speicherung eingegeben. Dann wird die Datenkette 1 von der Auswahlsteuervorrich tung 39 ausgewählt und zur Berechnung von CDS in die CDS-Rechenvorrichtung 37 eingegeben. Das Ergebnis der CDS-Berechnung wird in den Selektor 38 zur vorüberge henden Speicherung eingegeben. Der Selektor 38 ändert unter der Leitung des Pilotfrequenzselektors 40 den CDS-Wert periodisch und wählt einen von dem bekannten CDS-Wert, dem die Pilotfrequenzkomponente von f1 ge geben ist (nachfolgend der bekannte CDSf1 genannt) oder dem bekannten CDS-Wert, dem die Pilotfrequenz komponente von f2 gegeben ist (nachfolgend der be kannte CDSf2 genannt).

Der bekannte CDS-Wert wird nun beschrieben. Die Am plitude von niedrigen Frequenzen der digitalen Daten kann durch den CDS-Wert dargestellt werden. In diesem Ausführungsbeispiel wird der bekannte CDS-Wert erhal ten, indem der CDS-Wert periodisch mit der Datenlänge von 25 Bits geändert wird. Zuerst wird f1 betrachtet. Die Frequenz f1 beträgt das 1/150-fache von fch und kann erzeugt werden durch Betrachtung einer Datenket te, die eine Periode von 150 Bits hat. Ein bekannter CDS-Wert kann durch sechs CDS-Werte (150 Bits/25 Bits = 6) dargestellt werden. Je größer die Amplitude ist, desto größer ist die Pilotsignal energie und daher ist der CDS-Wert erwünschterweise größer. Jedoch sind die eingegebenen Daten Zufalls daten und die Werte von CDS, die eine 25 Bit-Daten kette haben kann, sind in der Folge der abnehmenden Wahrscheinlichkeit ± 1, ± 3, ± 5, ± 7, . . ., ± 25. Aufgrund dieser Betrachtungen wird der bekannte CDSf1 nach diesem Ausführungsbeispiel auf +3, +3, +3, -3, -3, -3 gesetzt. In entsprechender Weise wird der be kannte CDSf2 auf +3, +3, -3, -3 gesetzt.

Es wird nun angenommen, daß der bekannte CDSf1 ausge wählt wird. CDS-Werte der Datenkette 0 und der Daten kette 1, die in den Selektor 38 eingegeben sind, wer den mit dem bekannten CDSf1 verglichen und der CDS- Wert, der näher am bekannten CDSf1 liegt, wird ausge wählt. Der bekannte CDS-Wert wird jedesmal, wenn das Ergebnis des Vergleichs ausgegeben wird, wiederholt aktualisiert als +3, +3, +3, -3, -3, -3, +3, +3, . . . Das Ergebnis der Auswahl wird zum Ausgangsauswahl schalter 41 gegeben und dann wird die Datenkette 0 oder die Datenkette 1 als Aufzeichnungssignal ausge geben.

Das Ergebnis der Auswahl wird auch in den Datenhalte kreis 34 eingegeben, und die vorübergehend gespei cherten Daten des Verzögerungskreises des I-NRZI-Mo dulators 33, wenn entweder die Datenkette 0 oder die Datenkette 1 erzeugt wird, werden ausgewählt und ge speichert. Diese Daten werden verwendet als die Daten zur Erzeugung der nächsten Datenkette 0 oder Daten kette 1. Wenn die Datenkette durch Verwendung der vorhergehenden Daten erzeugt wird, können die einge gebenen Daten bei der Demodulation wiedergegeben wer den. Die I-NRZI-Modulation ist Vorkodierer der teil weisen Antwortklasse IV (PR4), und PR4 und BITABI- Demodulation werden bei der Wiedergabe/Demodulation verwendet.

Die Aufzeichnungssignale werden in den Aufzeichnungs verstärker 42 eingegeben und über die Drehtrommel 43 auf dem Magnetband 44 aufgezeichnet. In der erläu ternden Darstellung des ATF-Servoverfahrens nach Fig. 2 für den Stand der Technik wird nur der A-Kopf verwendet zur Aufzeichnung der Pilotsignale und die Pilotfrequenz ändert sich mit jeder halben Umdrehung der Trommel, die ein Paar von um 180° gegenüberlie genden Köpfen aufweist. Daher schaltet der Pilotfre quenzselektor 40 bei jeder halben Umdrehung der Trom mel zwischen den Frequenzen f1 und f2 um.

Das Ergebnis einer Simulation eines solchen vorbe schriebenen Ausführungsbeispiels ist in den Fig. 16 und 17 dargestellt. Fig. 16 zeigt die Pilotsignale von f1. Fig. 17 zeigt das Frequenzspektrum des Aus gangssignals, zu dem das Pilotsignal von f2 addiert wurde. In jedem Fall können Pilotsignale von 22 bis 23dB erhalten werden.

Gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel werden Auf zeichnungssignale, bei denen mit den digitalen Signa len synchronisierte Pilotsignale zu diesen hinzugefügt werden, durch Hinzufügen eines Steuerbits zu den n Bit- Eingabedaten erzeugt, und daher kann der Umwandlungs- Wirkungsgrad erhöht werden. Da die Pilotsignale ein fach durch Vergleich des CDS-Wertes der eingegebenen Daten mit dem bekannten CDS-Wert erzeugt werden kön nen, kann der Schaltkreis mit geringerem Aufwand und niedrigeren Kosten hergestellt werden.

Beispiel 7

Fig. 18 zeigt das Blockschaltbild des Aufzeichnungs modulationsteils des Aufzeichnungs/Wiedergabegeräts nach dem siebenten Ausführungsbeispiel der Erfindung. In Fig. 18 sind gezeigt: ein Steuerbit-Addierer 71, Aus wahlschalter 72 und 77, ein Schieberegister 73, ein Steuerbit-Generator 74, ein I-NRZI-Modulator 75, ein Datenhaltekreis 76, eine CDS-Rechenvorrichtung 78, die den CDS-Wert für jeweils 25 Bits berechnet, ein bekannter CDS-Generator 79, eine Vergleichs-Rechen vorrichtung 80, die die Summe von Absolutwerten von Differenzen zwischen dem bekannten CDS-Wert und dem CDS-Wert von eingegebenen Daten berechnet, ein Aus gangsselektor 81, der die Daten entsprechend dem Er gebnis der Berechnung mit dem geringsten Wert aus wählt, ein Pufferspeicher 82, ein Kopfverstärker 83, eine Drehtrommel 84, ein Magnetband 85, eine System- Steuervorrichtung 86 und eine erste Operationseinheit 87 im siebten Ausführungsbeispiel.

Das magnetische Aufzeichnungs/Wiedergabegerät nach diesem Ausführungsbeispiel weist ein ATF-Servosystem mit dem Zwei-Frequenzen-Pilotverfahren und ein Paar von Köpfen, die sich in einem Intervall von 180° ge genüberliegen, auf, wobei auf das Aufzeichnungs-Spur muster auf dem Magnetband 85 wie in Fig. 2 gezeigt ausgebildet ist. Zwei Spuren von A und B werden gleichzeitig bei jeder halben Umdrehung der Trommel aufgezeichnet. Die in der A-Spur aufgezeichneten Pi lotsignale werden bei jeder halben Umdrehung der Trommel zwischen f1 und f2 umgeschaltet. In diesem Ausführungsbeispiel werden f1 auf das 1/150-fache von fch und f2 auf das 1/100-fache von fch eingestellt.

Die eingegebenen Daten sind digitale Daten, die durch Umwandlung der Videosignale oder Audiosignale bei spielsweise in binäre Daten erhalten wurden. Der Auf zeichnungsmodulator des magnetischen Aufzeichnungs/- Wiedergabegerätes nach diesem Ausführungsbeispiel wird durch die Systemsteuervorrichtung 86 gesteuert. Wenn das magnetische Aufzeichnungs/Wiedergabegerät in den Aufzeichnungsbetrieb eintritt, gibt die System steuervorrichtung 86 an jeden in Fig. 18 gezeigten Schaltungsteil einen Steuerbefehl aus, um die Auf zeichnungsmodulation durchzuführen. Zuerst werden die eingegebenen Daten zum Steuerbit-Addierer 71 geführt. Der Auswahlschalter 72 wird auf die Seite der Einga bedaten gesetzt und vier Sätze von 24 Bit-Daten wer den in das Schieberegister 73 eingegeben. Dann fügt der Steuerbit-Generator 74 ein Steuerbit zum MSB von eingegebenen 24 Bit-Daten hinzu zur Bildung von 100 Bit-Daten. Der Steuerbit-Generator 74 erzeugt 4 Bit-Steuerbits zur Bildung von 16 (2⁴) Arten von Daten von 0000 bis 1111. Zuerst werden Daten mit den hierzu hinzugefügten Steuerbits 0000 aus dem Schieberegi ster 73 ausgegeben. Zu dieser Zeit ist der Auswahl schalter 72 zu der Ausgangsseite des Schieberegisters 73 geschaltet und die Eingabedaten werden wieder in das Schieberegister 73 eingegeben.

Die Daten mit hinzugefügtem Steuerbit werden im I-NRZI-Modulator 75 einer I-NRZI-Modulation unterzo gen. Der I-NRZI-Modulator 75 führt eine EXOR-Opera tion mit 2 Bit-Verzögerungsdaten durch. Da jedoch in diesem Ausführungsbeispiel die I-NRZI-Modulation sechzehnmal auf einen Aufzeichnungssignalausgang an gewendet wird, müssen 2 Bit-Daten von der Verzöge rungsvorrichtung vom vorher ausgegebenen Aufzeich nungssignal gehalten werden. Daher werden Daten von der Verzögerungsvorrichtung zur Zeit der Ausgabe des Aufzeichnungssignals zum Pufferspeicher 82 im Daten haltekreis 76 gespeichert, und die Daten des Daten haltekreises 76 werden in die Verzögerungsvorrichtung des I-NRZI-Modulators 75 immer dann eingelesen, wenn die I-NRZI-Modulation durchgeführt wird. Im Datenhal tekreis 76 ist, da dort beim ersten Aufzeichnungssi gnal der Spur kein vorhergehendes Aufzeichnungssignal vorhanden ist, die Demodulation während der Wieder gabe beispielsweise dadurch möglich, daß der Anfangs wert zum Beispiel auf 00 gesetzt ist.

Das Verfahren der Aufzeichnungsmodulation wird nun nachfolgend beschrieben. Im Steuerbit-Addierer 71 werden Steuerbits 0000 erzeugt und der I-NRZI-Modula tion unterzogen. Der Auswahlschalter wird auf die Seite der CDS-Rechenvorrichtung 78 gelegt und gibt die I-NRZI-modulierten Daten in diese ein. Der für jeweils 25 Bits berechnete CDS-Wert und der vom CDS- Generator 78 ausgegebene bekannte CDS-Wert werden in die Vergleichs-Rechenvorrichtung 80 eingegeben, um die Differenz zwischen dem CDS-Wert der eingegebenen Daten und dem bekannten CDS-Wert zu bilden, wobei die Absolutwerte hiervon summiert und in den Ausgangsse lektor 81 eingegeben werden. Der Ausgangsselektor 81 wählt das Steuerbit aus, das ein Rechenergebnis mit dem geringsten Wert ergibt.

Es wird nun der bekannte CDS-Wert beschrieben. Die Erläuterung erfolgt zuerst anhand von f2 der Pilot frequenz fch/100. Um ein mit den digitalen Daten syn chronisiertes Pilotsignal f2 zu erhalten, wird eine DSV mit einer Periode von 100 Bits betrachtet, bei spielsweise Daten mit einer CDS-Änderung von +5, +5, -5, -5 für jede 25 Bits. Diese Daten werden als bekannte CDS-Werte bezeichnet. Wiederholte Aufzeich nungssignalausgaben mit den bekannten CDS-Werten ent halten keine Gleichspannungskomponenten und haben ein mit den digitalen Daten synchronisiertes Pilotsignal f2. In bezug auf f1 werden Signale mit einer Periode 150 Bits betrachtet. Bekannte CDS-Werte betragen +5, +5, +5, -5, -5, -5. Da die Länge der eingegebenen Daten 100 Bits beträgt, wird das Pilotsignal f1 er halten durch Wiederholung des Musters +5, +5, +5, -5, des Musters -5, -5, +5, +5 und des Musters +5,-5, -5, -5.

Die vorbeschriebene Berechnung wird nachfolgend an hand eines Beispiels erläutert. Es wird angenommen, daß die Steuerbits 0000 zu den eingegebenen Daten hinzu gefügt werden, um beispielsweise I-NRZI-modulierte Daten mit CDS-Werten +3, -5, -5, +1 zu erhalten. Die Berechnung ergibt einen Wert | (3-5) | + | (-5-5) | + | (-5+5) | + | (1+5) | = 18. Dieser Wert zeigt die Größe der Abweichung in der Wellenform zwischen dem bekannten CDS-Wert und dem CDS-Wert der Daten an. Je geringer dieser Wert ist, desto näher liegt der CDS- Wert der Daten am bekannten CDS-Wert, und der Wert 0 zeigt an, daß der CDS-Wert der Daten gleich dem be kannten CDS-Wert ist.

Der vorstehende Vorgang wird aufeinanderfolgend für die Steuerbits 0000 bis 1111 wiederholt. Die vom Aus gangsselektor 81 ausgewählten Steuerbits werden im Steuerbit-Addierer 71 zu den eingegebenen Daten ad diert, um die I-NRZI-Modulation bei den eingegebenen Daten durchzuführen und Aufzeichnungssignale zu er zeugen. Der Auswahlschalter 77 wird auf die Seite des Pufferspeichers 82 gelegt, um das Aufzeichnungssignal in den Pufferspeicher 82 einzugeben und die Aufzeich nungssignale werden den vorhergehenden Aufzeichnungs signalen folgend zum Kopfverstärker 83 gesandt, wo durch die Signale über den Drehkopf 84 auf dem Ma gnetband 85 aufgezeichnet werden. Daten von der Ver zögerungsvorrichtung des I-NRZI-Modulators 75 werden im Datenhaltekreis 76 gehalten.

Die Fig. 19(a) und (b) zeigen das Ergebnis des Simu lierens der Aufzeichnungssignale im Fall dieses Aus führungsbeispiels. Es werden die Spektren von Auf zeichnungssignalen gezeigt, die durch Einstellen von fch = 35,388 MHz (f1 = 235,9 kHz, f2 = 353,9 kHz) erzeugt wurden. Die Run-Länge der Aufzeichnungssigna le, die nicht geringer als 10 ist, wird zu NG be stimmt. Aufzeichnungssignale werden gemäß dem Stand der Technik erzeugt durch Hinzufügen eines Steuerbits von 0 oder 1 zum MSB von 24 Bit-Daten zur Anwendung einer I-NRZI-Modulation auf diese, Durchführen einer Spektrumanalyse von den Daten, während Daten mit dem selben CDS-Wert wie dem bekannten CDS-Wert zu 275 Bits von dem Rest hinzugefügt werden, wenn die Daten in den Kurzzeit-Spektrumanalysator mit 300 Anzapfungen eingegeben werden, und Hinzufügen des Steuerbits, wel ches den größeren Pilotsignalkomponenten entspricht. Aus Fig. 19 ist ersichtlich, daß niederfrequente Kom ponenten, die nicht höher als etwa 1 MHz liegen, un terdrückt und Pilotsignale von etwa 23dB erhalten werden.

Obgleich ein ATF-Servosystem auf der Grundlage des Zwei-Frequenzen-Pilotverfahrens für dieses Ausfüh rungsbeispiel angenommen wird, können gleiche Ergeb nisse mit dem AFT-Servosystem auf der Grundlage des 4-Frequenzen-Pilotverfahrens oder des DTF-Servosy stems erhalten werden. Es wird auch angenommen, daß ein Paar von Köpfen verwendet wird, die in einem In tervall von 180° einander gegenüberliegen, obwohl das Ausführungsbeispiel nicht auf diese Anordnung be schränkt ist und gleiche Ergebnisse mit einem 180° gegenüberliegenden Einzelkopf erzielt werden können. Weiterhin wird angenommen, daß in diesem Ausführungs beispiel ein Steuerbit zu jeweils 24 Bits hinzugefügt wird, obgleich das Ausführungsbeispiel nicht hierauf beschränkt ist und entsprechende Ergebnisse durch Hinzufügen eines Steuerbits zu jeweils 16 Bits erhalten werden können. Dies führt zu einer größeren Energie der Pilotsignale, jedoch zu einem geringeren Umwand lungs-Wirkungsgrad. Weiterhin wird in diesem Ausfüh rungsbeispiel der CDS-Wert für jeweils 25 Bits von der CDS-Rechenvorrichtung 78 berechnet, jedoch ist dies nicht auf 25 Bits beschränkt. Auch werden ± 5 als die bekannten CDS-Werte verwendet, es ist jedoch nicht beschränkt hierauf und es können ± 3 verwendet werden. Für den Fall, daß ± 3 verwendet werden, wird das Pilotsignal etwas kleiner, da die DSV-Amplitude niedrig ist, während die niederfrequenten Komponenten wirksamer unterdrückt werden können. Jedoch ist die Verwendung des bekannten CDS-Wertes von einem so kleinen Wert wie ± 1 unerwünscht, da dies zu einer sehr geringen Energie des Pilotsignals führt, so daß dieses nicht in der Lage ist, als Pilotsignal zu wir ken.

Im siebenten Ausführungsbeispiel werden Aufzeichnungs signale mit einer Wellenform ähnlich der des bekann ten CDS-Wertes ausgewählt, um die niederfrequenten Komponenten zu unterdrücken und um Pilotsignale zu erhalten, die mit den digitalen Daten synchronisiert sind. Auch dadurch, daß die Aufzeichnungsmodulation durchgeführt wird durch Hinzufügen eines 1 Bit-Steuer signals zu n Bits, kann der Umwandlungs-Wirkungsgrad verbessert werden. Auch dadurch, daß die niedrigen Frequenzen des Aufzeichnungssignals unterdrückt wer den können und mit den digitalen Daten synchronisier te Pilotsignale erhalten werden können, ist es mög lich, Aufzeichnungssignale zu erhalten, die geeignet sind für ein magnetisches Engspur-Aufzeichnungs/Wie dergabegerät, das das ATF-Servoverfahren oder der gleichen verwendet.

Beispiel 8

Fig. 20 zeigt das Blockschaltbild des Aufzeichnungs modulatorteils eines Aufzeichnungs/Wiedergabegeräts gemäß dem achten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die gleichen Schaltungsteile wie diejenigen der vor hergehenden Ausführungsbeispiele sind mit den glei chen Bezugszahlen versehen und auf ihre Beschreibung wird hier verzichtet. Weiterhin zeigt Fig. 20 einen Datenselektor 92, einen Speicher 93 zum Speichern von Daten, einen Kurzzeit-Spektrumanalysator 94 und eine zweite Operationseinheit 95 des zwölften Ausführungs beispiels. Fig. 21 gibt die Ausbildung des Kurzzeit- Spektrumanalysators 94 wieder. In diesem sind darge stellt: eine CDS-Rechenvorrichtung 96, die den CDS- Wert von jeweils 10 Bits berechnet, eine Schieberegi ster 97, ein Datenhaltekreis 98, ein Koeffizienten- Generator 99 und ein Quadrierer 100.

Der Systemaufbau des magnetischen Aufzeichnungs/Wie dergabegerätes nach diesem Ausführungsbeispiel ist der gleiche wie beim siebenten Ausführungsbeispiel. Wie im Fall des siebenten Ausführungsbeispiels werden 4 Bit- Steuerbits durch den Steuerbit-Addierer 71 hinzugefügt zur I-NRZI-Modulation der Daten, wird der CDS-Wert für jeweils 25 Bits berechnet und es werden die Ab solutwerte der Differenzen zwischen den bekannten CDS-Werten und den berechneten CDS-Werten in der Ver gleichs-Rechenvorrichtung 80 summiert.

Das Ergebnis der Berechnung in der Vergleichs-Rechen vorrichtung 80 wird in den Datenselektor 92 eingege ben, um die Daten in der aufsteigenden Reihenfolge der Größe des berechneten Wertes auszuwählen, wobei vier Sätze von ausgewählten Daten im Speicher 93 ge speichert werden. Die vier Sätze von im Speicher 93 gespeicherten Daten werden im Kurzzeit-Spektrumanaly sator 94 der Spektrumanalyse unterzogen, wobei die Ergebnisse in den Ausgangsselektor 81 eingegeben wer den. Der Ausgangsselektor 81 wählt die Daten mit den geringsten Größen von Frequenzkomponenten um f1 und f2 herum, und steuert den Steuerbit-Addierer 71 in der Weise, daß die den vorhergehenden Daten folgenden Aufzeichnungssignale ausgegeben werden in gleicher Weise wie beim siebenten Ausführungsbeispiel und die Daten auf dem Magnetband 85 aufgezeichnet werden.

Dieses Ausführungsbeispiel verwendet das Kurzzeit- Spektrumanalyseverfahren und verringert die Anzahl von Anzapfungen in gleicher Weise wie bei den vor hergehenden Ausführungsbeispielen. Der CDS-Wert von jeweils 10 Bits wird in das Schieberegister 97 einge geben. Während die Spektrumanalyse bei diesem Ausfüh rungsbeispiel bei vier Sätzen von Daten durchgeführt wird, sind die CDS-Werte von T1 bis T25 in der Zeich nung diejenigen der vorhergehenden Aufzeichnungssi gnale, die im Datenhaltekreis 98 gespeichert sind und jedesmal ausgelesen werden, wenn die Analyse durch geführt wird. Der CDS-Wert, der in das Schieberegi ster 97 eingegeben wird, wird zur Ausgabe des reellen Ausdrucks und des imaginären Ausdrucks für jeden von f1 und f2 durch den Koeffizienten-Generator 99 ver wendet. Die Summe der reellen Ausdrücke und die Summe der imaginären Ausdrücke werden quadriert und zuein ander addiert, und die Quadratwurzel der Summe wird berechnet, um die Energie von f1 und f2 zu erhalten. Die Energiewerte von f1 und f2 werden summiert und zum Ausgangsselektor 81 gesandt als das Ergebnis der Spektrumanalyse. Der Wert stellt den Mittelwert der Energie von f1 und f2 dar. Die Daten des niedrigsten Wertes werden ausgegeben.

Die Fig. 22(a) und (b) zeigen das Ergebnis der Simu lation in diesem Ausführungsbeispiel für den Fall, daß Aufzeichnungssignale durch Einstellung von fch = 35,3 MHz gebildet werden. Die Run-Länge der Aufzeichnungssignale, die nicht weniger als 10 ist, wird als NG bestimmt. Fig. 22(b) zeigt, daß das Spek trum um das Pilotsignal des Aufzeichnungssignals in diesem Ausführungsbeispiel um etwa 3dB reduziert ist und ein Pilotsignal von etwa 20dB erhalten werden kann.

Obwohl vier Datensätze mit den niedrigsten Werten des Rechenergebnisses ausgewählt werden, von denen das Aufzeichnungssignal in diesem Ausführungsbeispiel ausgewählt wird, ist es nicht auf diese Anordnung beschränkt und es können beispielsweise drei Daten sätze ausgewählt werden, aus denen das Aufzeichnungs signal ausgewählt wird. In diesem Fall nimmt die Energie des Pilotsignals zu und das Spektrum der Kerbkomponenten wird flacher, wenn die Anzahl von Datensätzen, die zuerst im Datenselektor 92 ausge wählt werden, verringert wird.

Im achten Ausführungsbeispiel werden die niederfre quenten Komponenten unterdrückt und mit den digitalen Daten synchronisierte Pilotsignale erhalten, während außerdem Aufzeichnungssignale mit einem Spektrum von reduzierter Amplitude um das Pilotsignal erhalten werden. Da die Aufzeichnungsmodulation durchgeführt wird, indem ein Steuerbit zu jeweils n Bits hinzugefügt wird, wird der Umwandlungs-Wirkungsgrad verbessert. Da die niederfrequenten Komponenten der Aufzeich nungssignale unterdrückt werden und mit den digitalen Daten synchronisierte Pilotsignale erhalten werden können, während gleichzeitig Aufzeichnungssignale mit einem Spektrum, dessen Amplitude um das Pilotsignal herum herabgesetzt ist, erhalten werden können, ist es möglich, Aufzeichnungssignale zu erhalten, die geeignet sind für ein magnetisches Aufzeichnungs/Wie dergabegerät mit engen Spuren, das das ATF-Servover fahren oder dergleichen verwendet. Da auch das Spek trum in der Nähe des Pilotsignals eine niedrigere Amplitude hat, wird, wenn das Pilotsignal aus den wiedergegebenen Signalen im Bandpaßfilter abgetrennt wird, der Rauschabstand des Pilotsignals verbessert.

Beispiel 9

Fig. 23 zeigt das Blockschaltbild des Aufzeichnungs modulatorteils eines Aufzeichnungs/Wiedergabegeräts nach dem neunten Ausführungsbeispiel. Die glei chen Schaltungsteile wie diejenigen in Fig. 18 sind mit denselben Bezugszahlen versehen und auf ihre Be schreibung wird hier verzichtet. Weiterhin sind ge zeigt: eine DSV-Berechnungseinheit 101, ein DSV-Hal tekreis 102, eine DSV-Rechenvorrichtung 103 und eine dritte Operationseinheit 104 des neunten Ausfüh rungsbeispiels.

Der Systemaufbau des magnetischen Aufzeichnungs/Wie dergabegerätes nach diesem Ausführungsbeispiel ist derselbe wie beim siebenten Ausführungsbeispiel. Wie im Fall des siebenten Ausführungsbeispiels werden 4 Bit- Steuerbits durch den Steuerbit-Addierer 71 addiert, um die I-NRZI-Modulation der Daten durchzuführen, wird der CDS-Wert für jeweils 25 Bits berechnet und werden die Absolutwerte der Differenzen zwischen den bekannten CDS-Werten und den berechneten CDS-Werten in der Vergleichs-Rechenvorrichtung 80 summiert.

Das Ergebnis der Berechnung in der Vergleichs-Rechen vorrichtung 80 wird in den Datenselektor 92 eingege ben, um die Daten in der aufsteigenden Reihenfolge der Größe des berechneten Wertes auszuwählen, wobei die CDS-Werte von vier Sätzen von ausgewählten Daten im Speicher 93 gespeichert werden. Die vier im Spei cher 93 gespeicherten CDS-Werte werden zum DSV-Wert der vorhergehenden Aufzeichnungssignale, die ausgege ben wurden, hinzugefügt und im DSV-Haltekreis 102 gespei chert, um den DSV-Wert in der DSV-Berechnungseinheit 101 zu berechnen. Da bei dem ersten Aufzeichnungssi gnal der Spur kein vorhergehendes Aufzeichnungssignal vorhanden ist, wird der Anfangswert auf null gesetzt. Der Ausgangsselektor 81 wählt das Steuerbit entspre chend dem vorhergehend eingegebenen DSV-Wert, der am nächsten bei null liegt, aus und steuert den Steuer bit-Addierer 71, um die den vorhergehenden Daten fol genden Aufzeichnungssignale auszugeben und auf dem Magnetband 85 aufzuzeichnen entsprechend dem siebenten Ausführungsbeispiel. Der DSV-Wert der Aufzeichnungs signale zu dieser Zeit wird im DSV-Haltekreis 102 gespeichert.

Die Fig. 24(a) und (b) zeigen das Ergebnis der Simu lation in diesem Ausführungsbeispiel für den Fall, daß die Aufzeichnungssignale durch Einstellung von fch = 35,388 MHz gebildet werden. Die Run-Länge, die nicht weniger als zehn ist, wird bestimmt als NG. Fig. 24(b) zeigt, daß das Pilotsignal von etwa 23dB für das Aufzeichnungssignal in diesem Ausführungsbei spiel erhalten wird, wobei die Gleichspannungskompo nente unterdrückt wird.

Im neunten Ausführungsbeispiel wird die Gleich spannungskomponente unterdrückt und ein mit den digi talen Daten synchronisiertes Pilotsignal wird erhal ten. Da die Aufzeichnungsmodulation durchgeführt wird, indem ein Steuerbit zu jeweils n Bits hinzugefügt wird, wird der Umwandlungs-Wirkungsgrad verbessert. Dadurch, daß die Gleichspannungskomponente der Auf zeichnungssignale unterdrückt wird und mit den digi talen Daten synchronisierte Pilotsignale erhalten werden können, ist es möglich, Aufzeichnungssignale zu erhalten, die geeignet sind für ein magnetisches Aufzeichnungs/Wiedergabegerät mit engen Spuren, das das ATF-Servoverfahren oder dergleichen verwendet.

Claims

1. Anordnung zum Einfügen einer bestimmten Fre quenzkomponente zu eingegebenen digitalen n-Bit- Daten in einem Aufzeichnungs-/Wiedergabegerät, mit
einer Vorrichtung zum Erzeugen einer Datenkette 0 und einer Datenkette 1 aus den eingegebenen digitalen n-Bit-Daten,
einer Vorrichtung zum Berechnen der Codewort-Di gitalsumme (CDS) der Datenkette 0 und der Daten kette 1,
einer Vorrichtung zum Vergleich der Datenketten 0 und 1 anhand ihrer CDS-Werte mit einer Daten kette einer bestimmten Frequenzkomponente mit vorgegebenen bekannten CDS-Werten und Auswahl der Datenkette, deren CDS-Wert den bekannten CDS-Werten der Frequenzkomponente am nächsten kommt, und
einer Vorrichtung zum Aufzeichnen entweder der Datenkette 0 oder der Datenkette 1 in Abhängig keit vom Ergebnis des Vergleichs, gekennzeichnet durch
eine Vorrichtung zum Hinzufügen eines 1-Bit- Steuerbits von 0 oder 1 zu den eingegebenen di gitalen n-Bit-Daten, um eine (n+1)-Bit-Datenket te zu erhalten,
eine Vorrichtung zur Durchführung einer ver schachtelten NRZI-Modulation (I-NRZI-Modulation) bei der (n+1)-Bit-Datenkette, und
eine Vorrichtung zum Speichern der I-NRZI-modu lierten (n+1)-Bit-Datenkette, zu der das Steuer bit 0 hinzugefügt wurde (Datenkette 0), und der I-NRZI-modulierten (n+1) -Bit-Datenkette, zu der das Steuerbit 1 hinzugefügt wurde (Datenkette 1).

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Vergleich der Datenketten 0 und 1 bekannte peri odisch veränderbare CDS-Werte bestimmter Fre quenzkomponenten mit jedem berechneten CDS-Wert vergleicht.

3. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Vorrichtung zum Teilen der (n+1)-Bit-Datenkette der Datenkette 0 und der Datenkette 1 in m-Bit-Datenketten,
eine Vorrichtung zum Berechnen der CDS-Werte für jede der geteilten m-Bit-Datenketten,
einen Kurzzeit-Spektrumanalysator mit k-Anzap fungen (k ist ein gemeinsames Vielfaches von L1/m und L2/m), der die Spektren von fch/L1 und fch/L2 (fch = Bitrate) der Datenkette 0 und der Datenkette 1 analysiert, und
eine Vorrichtung zum Vergleich der Ergebnisse der Spektrumanalysen der Datenkette 0 und der Datenkette 1.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß für den Kurzzeit- Spektrumanalysator k-Anzapfungen angenommen wer den und die k-Anzapfungen in m-Teile geteilt sind, um einen Kurzzeit-Spektrumanalysator mit k/m-Anzapfungen zu erhalten, der die Spektrum analyse von fch/L1 und fch/L2 der Datenkette 0 und der Datenkette 1 durchgeführt hat, worin der Koeffizient jeder der k/m-Anzapfungen bestimmt wird durch das Ergebnis der Berechnung der re präsentativen bekannten digitalen Daten aller CDS-Werte an jeder der Anzapfungen, welche digitalen m-Bit-Daten entsprechend einer der k/m-Anzapfun gen erhalten wurden durch Teilung des Kurzzeit- Spektrumanalysators mit k-Anzapfungen in m-Tei le, und die Spektrumanalyse durchgeführt wird durch Auswahl der Koeffizienten derart, daß (n+1)/m-CDS-Werte von jeder der Datenketten 0 und 1, die eingegeben werden, und der CDS-Wert der bekannten digitalen Daten identisch sind.

5. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch
eine Vorrichtung zum Hinzufügen eines 1-Bit- Steuerbits von 0 oder 1 zu eingegebenen digita len n-Bit-Daten und zum Sammeln von k (k<1 und ganze Zahl) Sätzen dieser eingegebenen Daten zum Erzeugen von 2^k-Arten von k(n+1)-Bit-Daten,
eine Vorrichtung zum Durchführen der I-NRZI-Mo dulation bei den erzeugen 2^k-Arten von Daten,
eine Vorrichtung zum Berechnen von CDS-Werten für jede m-Bits (k(n+1)/m = ganze Zahl) von I-NRZI-modu lierten Daten,
eine Vorrichtung zum Berechnen der Summe der absoluten Werte der Differenz zwischen den be kannten CDS-Werten und den berechneten CDS-Werten, und
eine Vorrichtung zum Ausgeben der Daten mit dem geringsten Wert der Berechnung.

6. Anordnung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch
eine Vorrichtung zum Auswählen von j (j<2^k) Sät zen der Daten mit den geringsten Werten der durchgeführten Berechnung,
eine Vorrichtung zum Erhalten des Frequenzspek trums der j-Sätze von Daten, und
eine Vorrichtung zur Ausgabe von Daten mit dem geringsten Wert des Spektrums in der Nähe der Pilotfrequenz.

7. Anordnung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch
eine Vorrichtung zur Auswahl von j (j<2^k) Sätzen der Daten mit den geringsten Werten der durch geführten Berechnung,
eine Vorrichtung zum Berechnen der Digitalsum menvariation (DSV) der vorhergehenden Aufzeich nungssignale, die ausgegeben wurden, und
eine Vorrichtung zur Ausgabe der Daten, welche die Summe der berechneten Werte von DSV und CDS von ausgewählten j-Sätzen der k(n+1)-Bit-Daten ergeben, die am nächsten bei Null liegt.