DE3810674C2 - - Google Patents
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/48—Networks for connecting several sources or loads, working on the same frequency or frequency band, to a common load or source
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
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Description
Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenzleistungsverteiler
in Wellenleitertechnik nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1
bzw. des Anspruchs 5. Ein solcher
Hochfrequenzleistungsverteiler in
Micro-Streifenleitertechnik ist aus dem Microwave Journal,
November 1984, Seiten 125 bis 135 bekannt.
Eine vereinfachte Darstellung eines solchen
Leistungsverteilers zeigt die Fig. 5 (2). Gemäß dieser ist
ein Leitungsmuster auf einer der beiden Oberflächen einer
dielektrischen Grundplatte 50 aufgebracht, deren
gegenüberliegende Oberfläche eine durchgehende
Metallisierung 52 aufweist und als Erdungsfläche wirkt.
Das Schaltungsmuster wird gebildet von einer einzelnen
Eingangsleitungsstück 60, zwei Ausgangsleitungsstücken 70
und 71 und zwei Übertragungsleitungen 62 und 63 mit hoher
Impedanz, die sich, ausgehend von einem Verzweigungspunkt 61
am Eingangsleitungsstück 60 zu den Ausgangsleitungsstücken
70 und 71 erstrecken. Ein Entkopplungswiderstand
R ist zwischen ausgangsseitige Teile der
Übertragungsleitungen 62 und 63 mit hoher Impedanz geschaltet
und verbindet diese beiden ausgangsseitigen Teile.
Die Impedanz des Eingangsleitungsstücks 60
und die Impedanz einer jeden der Ausgangsleitungsstücke
70 und 71 ist jeweils auf Z [Ω] festgesetzt,
und die Impedanz einer jeden der Übertragungsleitungen 62
und 63 mit hoher Impedanz ist auf √ · Z festgesetzt. Die
Länge einer jeden der beiden Übertragungsleitungen 62 und 63
mit hoher Impedanz ist durch die Gleichung
l = (2n + 1) · λg/4
festgelegt, wobei n=0, 1, 2, . . ., und λg die Wellenlänge
bei Betriebsfrequenzen bedeuten.
Mit der Bezugsziffer 80 ist ein Eingangsanschluß
bezeichnet, und mit Be
zugsziffern 81 und 82 sind Ausgangsanschlüsse an der
bezeichnet.
Das Ausführungsbeispiel nach
Fig. 5 (2) läßt sich im Ideal
zustand durch ein in Fig. 5 (1) gezeigtes Ersatzschaltbild
wiedergeben. In diesem Fall wird die am Eingangsanschluß
80 vorhandene elektrische Leistung gleicher
maßen auf die Ausgangsanschlüsse 81 und 82 verteilt.
Die Phasendifferenz zwischen den verteilten elektrischen
Leistungen an den Ausgangsanschlüssen 81 und 82 beträgt
0°.
Umgekehrt läßt sich auch elektrische Leistungen mit gleicher Höhe
in Phase an die dann als Eingänge dienenden Anschlüsse 81 und 82 ein
geben,
summiert dann am als Ausgang wirkenden Anschluß 80 erscheinen.
Da in diesem Fall die Phasen der beiden elektrischen
Leitungen zueinander gleich sind, erscheint am Entkopplungs
widerstand R keine Potentialdifferenz, und es fließt daher
kein Strom durch den Widerstand. Aus diesem Grund kann der
elektrische Leistungsverteiler auch als elektrischer
Leistungssynthesizer verwendet werden.
Da jedoch bei der beschriebenen herkömmlichen Einrichtung
die gesamte Schaltung in Form einer planaren Mikrowellen
schaltung auf einer dielektrischen Grundplatte 50 realisiert ist,
wie es in der Fig. 5 (2) gezeigt ist, besitzt jede Leitung, die
zur Übertragung elektrischer Energie dient, eine ka
pazitive Komponente, die gleichförmig verteilt ist. Außerdem
ergibt sich eine gewisse kapazitive Komponente C,
zwischen dem Entkopplungswiderstand R und der Erdungs
fläche 52 auf der Rückfläche der Grundplatte 1
wie es die Fig. 5 (3) darstellt.
Hieraus ergibt sich eine Impedanzfehlanpassung an jedem der
Anschlüsse 80, 81 und 82, die
zu unerwünschten Reflexionen
führt.
Probleme dieser Art traten auch bei Leitungsvorteilen
auf, die in Koaxialkabeltechnik ausgeführt sind.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Hochfrequenz
leistungsverteiler der eingangs genannten Art zu schaffen, der von der
vom Entkopplungswiderstand gebildeten Streukapazität
unbeeinflußt ist.
Diese Aufgabe wird bei einem in Mikro-Streifenleitungstechnik ausgebildeten Leistungsverteiler durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale
gelöst. Eine Lösung dieser Aufgabe ist für einen in koxialkabeltechnik
ausgebildeten Leistungsverteiler durch die kennzeichnenden Merkmale
des Anspruchs 5 gelöst. Die Ansprüche 2 bis 4
betreffen Ausführungsvarianten der Lösung nach Anspruch 1.
Die Figuren dienen zur weiteren Erläuterung der Erfindung.
Es zeigt
Fig. 1 eine perspektivische Darstellung eines ersten
Ausführungsbeispiels der Erfindung in Streifenleitertechnik;
Fig. 2 ein elektrisches Schaltbild für die in der
Fig. 1 dargestellte Vorrichtung;
Fig. 3 eine perspektivische Darstellung eines zweiten
Ausführungsbeispiels der Erfindung in Streifenleitertechnik;
Fig. 4 in schematischer Darstellung die Konstruktion
eines Ausführungsbeispiels der Erfin
dung in Koaxialkabeltechnik, und
Fig. 5 (1), 5 (2) und 5 (3) Darstellungen herkömmlicher
Vorrichtungen.
In den Fig. 1 und 2 ist ein erstes Ausführungsbeispiel
der Erfindung dargestellt. Die Komponenten, welche denen
entsprechen, die im Zusammenhang mit der Fig. 5 beschrieben
wurden, sind mit den gleichen Bezugsziffern versehen.
Wie die Fig. 1 zeigt, ist ein gewünschtes Muster einer
Leistungsverteilerschaltung auf einer von zwei Oberflächen
einer dielektrischen Grundplatte 1 gebildet. Eine Erdungs
fläche 52 ist an der anderen Oberfläche der dielektrischen
Grundplatte 1, diese Oberfläche gleich
förmig bedeckend, ausgebildet.
Das Schaltungsmuster ist ähnlich dem Schaltungsmuster, wie
es bei der beschriebenen herkömmlichen Anordnung zur Anwen
dung kommt. Es enthält eine Eingangsleitung 60,
ein Paar
Ausgangsleitungen 70, 71,
ein Paar Übertragungsleitungen 62, 63 mit hoher
Impedanz, die von der Eingangsleitung 60
an einem Verzweigungspunkt 61 sich verzweigen
und zu den Ausgangsleitungen 70 und 71
erstrecken. Ein Entkopplungswiderstand R ist an
der Ausgangsseite zwischen einem Paar Leitungsstücken der
Übertragungsleitungen 62 und 63 mit hoher Impedanz angeord
net und mit diesen verbunden.
Ein Durchbruch 1A ist in der dielektri
schen Grundplatte 1 in der Nähe des Verzweigungspunktes 61
ausgebildet. Ein Kompensationskondensator 3,
der einen gewünschten Kapazitätswert aufweist, ist
in diesem Durchbruch 1A angeordnet und elektrisch mit dem Verzweigungspunkt 61 einerseits und der
Erdungsfläche 52 andererseits verbunden.
Mit Ausnahme
dieses Merkmals ist der Aufbau dieses Ausführungsbeispiels
der gleiche wie der Aufbau der beschriebenen herkömmlichen
Einrichtung.
Die parasitäre oder Streu-Kapazität C, die der Entkopplungs
widerstand R mit sich bringt, wie es in Fig. 2 dar
gestellt ist, wird durch den Kondensator 3 kompensiert.
Eine Reflexion, die durch die Kapazität C bewirkt wird, wird
durch ihn gelöscht. Auf diese Weise wird der Welligkeitsfaktor
an jedem der Anschlüsse 80, 81 und 82
verbessert.
Das bedeutet, daß die Anordnung des Kompensationskondensa
tors 3 am Verzweigungspunkt 61 sicherstellt, daß die Phase
der Reflexion, welche durch die Kapazität C verursacht ist,
und die Phase der Reflexion, welche durch den Kompen
sationskondensator 3 verursacht wird, im wesentlichen gleich
zueinander sind aufgrund ihrer Eigenschaften. Die Phase einer
der beiden reflektierten Wellen unterscheidet sich nach dem Hin- und
Rücklauf der Welle von der der anderen reflektierten Welle um einen Win
kel, der der halben Wellenlänge entspricht (da die Länge
jeder der Übertragungsleitungen 62 und 63 mit der hohen Im
pedanz einer Viertel Wellenlänge entspricht), so daß die
reflektierten Wellen sich gegenseitig löschen beim Zueinanderaddieren
mit einer Phasendifferenz von 180° in Vektoraddition an den
Anschlüssen 80, 81 und 82.
Aus obiger Beschreibung ergibt sich, daß bei der Erfindung
selbst dann, wenn die kapazitive Komponente, die am Entkopplungs
widerstand R gebildet wird, einen relativ hohen Wert
aufweist, Reflexionen, die durch diese kapazitive Kompo
nente hervorgerufen werden, wirkungsvoll unterdrückt werden.
Auf diese Weise werden die Eingangswelligkeiten
verbessert. Bei der Erfindung ist es daher möglich,
als Entkopplungswiderstand R ein Bauelement zu verwen
den, das verbesserte Eigenschaften im Hinblick auf die
wirksamen elektrischer Leistungen hat und einen vergleichs
weise hohen Widerstand aufweist. Damit lassen sich die
Eigenschaften des Hochfrequenzleistungsverteilers verbes
sern.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 2 und 3 wird ein weiteres
Ausführungsbeispiel der Erfindung erläutert.
Bei diesem Ausführungsbeispiel besitzt das Schaltungsmuster
auf der dielektrischen Grundplatte 1 einen Elektrodenteil 4,
der am Verzweigungspunkt 61 angesetzt ist und
der Erdungsfläche 52 an der Rückseite
der Grundplatte gegenüberliegt und damit einen Kondensator
bildet, wodurch eine kapazitive Kompen
sationskomponente geschaffen wird. Beim zweiten Ausführungs
beispiel ist daher die Bildung eines Durchbruchs, wie
sie beim ersten Ausführungsbeispiel
vorgesehen ist, nicht erforderlich. Mit Ausnahme
dieses Merkmals ist der Aufbau der gleiche wie beim ersten
Ausführungsbeispiel.
Beim zweiten Ausführungsbeispiel werden die gleichen Funkti
onen und Wirkungen erreicht, wie sie beim ersten Ausfüh
rungsbeispiel realisiert sind. Von Vorteil ist außerdem,
daß das zweite Ausführungsbeispiel mit herkömmlichen Her
stellungsverfahren gebildet werden kann. Der Elektrodenteil
4 des Schaltungsmusters kann nämlich gleichzeitig mit der
Bildung des Hauptschaltungsmusters, bei dem die minia
turisierten Streifenleitungen hergestellt werden,
gebildet werden. Damit gewinnt man eine Vorrichtung, die
zur Kompensation ebenfalls eine kapazitive Komponente auf
weist, wie dies beim ersten Ausführungsbeispiel der Fall
ist. Die Herstellungskosten bleiben dabei jedoch die glei
chen wie bei der herkömmlichen Ausführungsform.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 4 wird ein Ausfüh
rungsbeispiel der Erfindung
auf der Basis
des Schaltbildes der Fig. 2, das unter Verwendung von Koaxial
kabeln realisiert ist, erläutert.
Die Eingangsleitung 60, die
Ausgangsleitungen 70 und 71 und die
dazwischen vorgesehenen Übertragungsleitungen 62 und 63 mit
hoher Impedanz werden von Koaxialkabeln gebildet, wie es
in Fig. 4 dargestellt ist. Der Impedanzwert einer jeden
dieser Komponenten ist der gleiche wie der Impedanzwert der
entsprechenden Komponenten der jeweiligen oben beschriebenen
Ausführungsformen.
Bei dieser Anordnung werden die gleichen Funktionen und Wir
kungen erreicht, wie sie beim ersten Ausführungsbeispiel
erreicht werden. Wie dort ist ein Kompensationskondensator
6 am Verzweigungspunkt 61 der Eingangsleitung 60
vorgesehen.
Claims (6)
1. Hochfrequenzleistungsverteiler in
Mikro-Streifenleitungstechnik, bestehend aus einer
dielektrischen Grundplatte, einer Erdungsfläche auf der
Rückseite, einem Eingangsleitungsstück auf einer Seite (der
Vorderseite) der Grundplatte und zwei
Ausgangsleitungsstücken auf der gegenüberliegenden Seite
(der Vorderseite) der Grundplatte, wobei
- a) das Eingangsleitungsstück und die Ausgangsleitungsstücke die gleiche Impedanz aufweisen,
- b) das Eingangsleitungsstück sich an einem Verzweigungspunkt in zwei Übertragungsleitungen hoher Impedanz aufteilt, die jeweils zu einem Ausgangsleitungsstück führen und sich aus einzelnen, verschieden gerichteten Leitungsstücken zusammensetzen,
- c) zwischen zwei benachbarten Leitungsstücken der beiden Übertragungsleitungen ein Widerstand angeordnet ist,
dadurch gekennzeichnet, daß
- d) am Verzweigungspunkt (61) eine Kapazität (3; 4) angeordnet ist und daß
- e) die Größe dieser Kapazität (3; 4) so gewählt ist, daß durch sie die durch die zwischen der Erdungsfläche (52) und dem Widerstand (R) vorhandene parasitäre Kapazität verursachten unerwünschten Reflexionen am Eingangsleitungsstück (60) und an den Ausgangsleitungsstücken (70, 71) kompensiert werden.
2. Hochfrequenzleistungsverteiler nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Kapazität von einem als
konzentriertes Bauelement ausgeführten Kondensator (3)
gebildet ist, dessen Anschlüsse mit dem Verzweigungspunkt
(61) und der Erdungsfläche (52) verbunden sind.
3. Hochfrequenzleistungsverteiler nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß der Kondensator (3) in einem in der
Grundplatte (1) ausgebildeten Durchbruch (1A) angeordnet
ist.
4. Hochfrequenzleistungsverteiler nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Kapazität als mit dem
Verzweigungspunkt (61) verbundener Belagabschnitt (4) in
Streifenleitungstechnik auf der Vorderseite der Grundplatte
(1) ausgebildet ist.
5. Hochfrequenzleistungsverteiler in Koaxialkabeltechnik,
bestehend aus einem Eingangsleitungsstück und zwei
Ausgangsleitungsstücken, die sämtlich gleiche Impedanz
aufweisen, und zwei Übertragungsleitungen hoher Impedanz,
die jeweils eines der Ausgangsleitungsstücke mit einem
Verzweigungspunkt am Eingangsleitungsstück verbinden, und
einem Widerstand, der die Innenleiter der
Übertragungsleitungen an den Verbindungspunkten mit den
zugehörigen Ausgangsleitungen miteinander verbindet, dadurch
gekennzeichnet, daß am Verzweigungspunkt (61) der
Innenleiter des Eingangsleitungsstücks (60) mit dem
Außenleiter desselben mittels eines Kondensators (6)
verbunden ist, dessen Kapazität eine solche Größe hat, daß
durch sie eine zwischen dem Widerstand (R) und den
Außenleitern der benachbarten Kabelstücke (62, 63, 70, 71)
gebildete parasitäre Kapazität, die unerwünschte Reflexionen
am Eingangsleitungsstück (60) und an den
Ausgangsleitungsstücken (70, 71) hervorruft, kompensiert
wird.
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