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Mikrowellen-Microstrip-Mehrleitersystem, bestehend aus
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n parallelen Streifenleitern Die Erfindung betrifft ein Mikrowellen-Microstrip-Mehrleitersystem,
bestehend aus n parallelen Streifenleitern, die die Länge 1 und untereinander gegebenenfalls
unterschiedliche Breitenabmessungen haben und die weiterhin untereinander in gegebenenfalls
unterschiedlichen Abständen auf der Oberseite eines Substrates angeordnet sind,
dessen Unterseite mit einer Massemetallisierung versehen ist.
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Mikrowellen-Microstrip-Mehrleitersysteme der vorgenannten Art sind
beispielsweise in Aufsätzen beschrieben,die dem beigefügten Literaturverzeichnis
entnommen werden können. Im einzelnen sind dort entweder allgemeine Mehrleitersysteme
oder auch deren Anwendungsformen, beispielsweise als Richtungskoppler oder Mikrowellenfilter,
angegeben. Charakteristische Ausführungsbeispiele aus diesen Literaturstellen sind
anhand der nachfolgenden Figuren 1 bis 12 noch im einzelnen erläutert. Es wird dabei
auf entkoppelte Leistungsteiler-Viertore (Zweileiterrichtkoppler und Vierleiter-Interdigitalkoppler),
auf parallelgekoppelte Resonatorbandfilter, auf Interdigitalfilter, Kammleitungsfilter,
Haarnadelfilter aus elektromagnetisch gekoppelten Mehrleiteranordnungen, im einzelnen
eingegangen. Die bei solchen Schaltungen auftretenden Schwierigkeiten sind ebenfalls
im einzelnen mit angegeben.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für den Aufbau solcher Mikrowellenbauelemente
in micro strip-
Leitungstechnik verbesserte Lösungsmöglichkeiten
anzugeben, insbesondere dahingehend, daß bei dem allgemeinen Mehrleitungssystem
die Phasengeschwindigkeiten der Eigenwellen aneinander angeglichen werden und so
die elektrischen Eigenschaften der damit aufgebauten Richtkoppler und Filter an
die idealisierten Eigenschaften von mit verkoppelten TEM-Mehrleitersystemen aufgebauten
Komponenten heranzukommen, insbesondere, daß bei Richtkopplern (Zweileiterkoppler
wie auch Mehrleiter-Interdigitalkoppler) die idealen Eigenschaften von TEM-Kopplern
erreicht oder angenähert werden; weiterhin werden die Herstellbarkeit verbessert
und die Dämpfung sowie die Exemplarstreuung verringert, dadurch, daß die erfindungsgemäße
Anordnung mit größeren Leiterbreiten und Spaltbreiten arbeitet; das wiederum bedeutet,
daß bei gleicher Spaltbreite Richtkoppler mit stärkerer Verkopplung aufgebaut werden
können.
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Ausgehend von den einleitend genannten Mikrowellen-Microstrip-Mehrleitersystemen,
wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß auf der Unterseite des Substrates
ein aus m weiteren parallelen Streifenleitern bestehendes Massemehrleitersystem
mit gegebenenfalls unterschiedlichen Breiten angeordnet ist, daß diese weiteren
Streifenleiter etwa die Länge 1 haben und an den Enden parallelgeschaltet sind und
sich auf Massepotential befinden und untereinander bzw. zur restlichen Massemetallisierung
durch Spalte getrennt sind.
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In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Ausgestaltungen angegeben.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand der beigefügten Zeichnungen
noch näher erläutert.
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Es sind in den Fig. 1 bis 12 bekannte Ausführungsformen im Prinzip
dargestellt, im einzelnen zeigt Fig. 1 ein allgemeines Leistungsteilerviertor, Fig.
2 ein parallelgekoppeltes Resonator-Bandfilter, prinzipieller Aufbau, Fig. 3 ein
Interdigitalfilter, prinzipieller Aufbau, Fig. 4 ein Kammleitungsfilter, prinzipieller
Aufbau, Fig. 5 ein Haarnadelfilter, prinzipieller Aufbau, Fig. 6 einen Microstripleitungs-Richtkoppler
a) Struktur auf Substratoberseite b) Querschnitt A-A', Fig. 7 einen Vierleiterinterdigitalkoppler
in Microstriple itungst e chnik a) Struktur auf Substratoberseite b) Querschnitt
A-A', Fig. 7-1 einen Koppler mit symmetrisch unter den Streifenleitern angebrachtem
Masseschlitz sm, a) Zweileiterkoppler b) Vierleiter-Interdigitalkoppler, Fig. 8
einen Dreileiterinterdigitalkoppler in Microstripleitungstechnik, schematisch a)
Zusammenschaltung der Streifenleiter b) Leitungsquerschnitt A-A', Fig. 9 zue einen
Funfleiterinterdigitalkopplerin Microstripleitungstechnik, schematisch a) Zusammenschaltung
der Streifenleiter b) Leitungsquerschnitt A-A', Fig. 10 Sechsleiterinterdigitalkoppler
in Microstripleitungstechnik, schematisch a) Zusammenschaltung der Streifenleiter
b) Leitungsquerschnitt A-A', Fig. 11 ein parallelgekoppeltes Resonatorbandfilter
in Microstripleitungstechnik, Substratoberseitenstruktur,
Fig. 12
ein allgemeines Microstrip-n-Leitungssystem, herkömmliche Aus führung.
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Erfindungsgemäße Ausführungsformen sind in den Fig. 13 bis 19 dargestellt,
im einzelnen zeigt Fig. 13 ein allgemeines Microstrip-n-Leitungssystem a) Leitungsquerschnitt
b) Substratunterseitenstruktur, Version 1 c) Substratunterseitenstruktur, Version
2, Fig. 14 eine Variante des Microstrip-n-Leitungssystems mit Gehäuseboden B auf
Massepotential, Leitungsquerschnitt, Fig. 15 eine Anwendung des Microstrip-n-Leitungssystems
für Zweileiterkoppler mit vergrößertem Koppelspalt s und Kompensation a) Leitungsquerschnitt
b) Leiterstruktur auf Substratoberseite (durchgezogen) und Substratunterseite (strichliert),
Fig. 16 eine Variante von Fig. 15, aber ohne seitliche Masseflächen a) Leitungsquerschnitt
b) Substratunterseiten-Leiterstruktur, Fig. 17 eine Anwendung des Microstrip-n-Leitungssystems
für Vierleiter-Interdigitalkoppler mit vergrö-Berten Koppelspalten s a) Leitungsquerschnitt
b) Leiterstruktur auf Substratunterseite, Fig. 18 eine Variante von Fig. 17, aber
ohne seitliche Masseflächen a) Leitungsquerschnitt b) Leiterstruktur auf Substratunterseite,
Fig. 19 die Zusatzbeschaltung des Koppelabschnittendes von Interdigitalkopplern
zur Kompensation un-
terschiedlicher Phasengeschwindigkeiten der
Gleichtakt- und Gegentaktwellen a) Beschaltung mit Koplanarleitungen D1, D2 b) Beschaltung
mit Kapazität CD.
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Im einzelnen ist folgendes zu berücksichtigen.
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a) Entkoppelte Leistungsteilerviertore /1/ (Richtkopplernach Fig.
1.
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Speist man bei diesen Viertoren eine Leistung P1 an Tor 1 ein, so
wird diese in zwei Anteile P2 = (1 - k2) Pi und P3 = k2 P1 aufgeteilt, während Tor
4 mit P4 = 0 entkoppelt bleibt. Das Ubertragungsverhalten ist symmetrisch zu den
beiden Symmetrieebenen S1 und S2. An allen vier Toren ist der Wellenwiderstand Z0
wirksam. Für technische Anwendungen ist zum einen der schwach verkoppelte Richtkoppler
(z.B. 10-dB-Koppler mit k2 = 0,1; 20-dB-Koppler mft k2 = 0,01) für Monitorzwecke
und zum anderen der Richtkoppler mit gleicher Leistungsaufteilung, d.h.
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k2 = 0,5 (5-dB-Koppler) zum Aufbau von Mischern, Phasenschiebern,
Transistorverstärkern wichtig.
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b) Parallelgekoppelte Resonator-Bandfilter /2/ nach Fig.2.
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Diese Bandfilter bestehen aus einer Kettenschaltung von p Richtkopplerviertoren
(Koppelabschnitten) KA1...KAp an den jeweiligen Toren 1 und 4 eines jeden Koppelabschnitts
(Torzuordnung zum Ubertragungsverhalten wie bei Fig. 1), während die restlichen
zwei Tore 2, 3 leerlaufen (L in Fig. 2). Bei richtiger Dimensionierung der einzelnen
Koppelabschnitte besitzt die Anordnung zwischen den Toren A und B Bandfiltereigenschaften.
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c) Interdigitalfilter (Fig. 3), Kammleitungsfilter (Fig. 4) und Haarnadelfilter
(Fig. 5) aus elektromagnetisch gekoppelten Mehrleiteranordnungen /2/.
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Diese Filter sind aus einer allseitig elektromagnetisch gekoppelten,
i.a. in einer Ebene liegenden Anordnung von n Leitern gleicher Länge 1 und gemeinsamer
Masse aufgebaut und unterscheiden sich nur durch die Art der Zusammenschaltung der
Leiterenden zur Realisierung des ilterzweiges zwischen den Toren A und B: Beim Interdigitalfilter
(Fig. 3) sind die Leiter abwechselnd an den Enden leerlaufend bzw. kurzgeschlossen
gegen Masse, beim Kammleitungsfilter (Fig. 4) befinden sich Leerläufe und Kurzschlüsse
jeweils auf der gleichen Seite der Leiter, beim Haarnadelfilter (Fig. 5) sind jeweils
zwei benachbarte Leiter an abwechselnden Seiten unter jeweiligem Uberspringen eines
Zwischenraums miteinander verbunden.
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Der Aufbau der vorstehend beschriebenen Mikrowellenbauelemente in
Microstripleitungstechnik wurde bisher folgendermaßen gelöst: a) Entkoppelte Leistungsteilerviertore
(Richtkoppler).
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Für geringe Verkopplung, also k2 0,5, wird der Richtkoppler durch
zwei parallellaufende Streifenleiter L1, L2 der Länge 1 auf der Oberseite des Substras
S (Fig. 6a) und eine ganzflächige Metallisierung M auf der Substratunterseite, wie
es der in Fig. 6b dargestellte Querschnitt zeigt, realisiert /3,4/. Der Nachteil
dieser Anordnung ist, daß am "entkoppelten" Tor 4 nennenswerte Leistungen austreten
(schlechte Richtschärfe oder Directivity der Anordnung) und daß für enge Verkopplun-2
gen, z.B. k = 0,25, sehr kleine, technisch schwierig realisierbare Koppelspalten
s (Fig. 6b) notwendig sind.
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Bei üblichen 0,635 mm dicken Al203- Keramiksubstraten r t 10) läßt
sich mit dieser Anordnung bei einem üblichen Wellenwiderstand von 50 Q kein 3-dB-Koppler
herstellen, da die hierzu notwendige Spaltebreite s t0,007 mm nicht fertigbar ist.
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Zur Realisierung starker Verkopplung, insbesondere zur Realisierung
des 3-dB-Kopplers (k2 = 0,5), sind verschiedene von dem gekoppelten Leitungspaar
abweichende Sonderbauformen gebräuchlich, von denen hier der Interdigitalkoppler
nach Fig. 7 bis Fig. 10 betrachtet wird.
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Der Interdigitalkoppler /5-7/ besteht aus einer Anordnung von n Streifenleitern
L1, L2 ... Ln der Breiten W1, w2 ... wn, die in den Abständen s1, s2 ... sn 1 auf
der Substratoberseite nebeneinander auf eine Länge 1 verlaufen und an ihren Enden
abwechselnd parallelgeschaltet sind, so daß ein Viertor mit den Toren 1 ... 4 entsteht,
und aus einer ganzflächigen Massemetallisierung M auf der Substratunterseite. Die
technisch gebräuchlichste Bauform ist der in Fig. 7 gezeigte Vierleiterinterdigitalkoppler
mit n = 4, w1 = w2 = W3 = W4, S1 = S2 = 53. Die -Parallelschaltungder jeweils nicht.
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benachbarten Streifenleiter wird durch Leiterbahnen und Drahtbrücken
realisiert, wie in Fig. 7a gezeigt. In Fig. 8a, 9a, 10a ist die Parallelschaltung
der Leiter L1 bis L3 bzw. L1 bis L5 bzw. L1 bis L6 hingegen nur symbolisch dargestellt.
Die Zuordnung der Torbenummerung der Koppler von Fig. 7 bis 10 zum Ubertragungsverhalten
entspricht der von Fig. 1. Bei dem technisch weitaus bedeutendsten Vierleiterinterdigitalkoppler
von Fig. 7 sind für eine Koppeldämpfung von 3 dB bei einem Wellenwiderstand ZO =
50 a und 0,635 mm dickem A1203-Keramiksubstrat (£r t 10) eine Spaltbreite von S1
= =53s3 # 0,050 mm und eine Leiterbreite von 3 = w2 = w3 = w4 = w # 0,065 mm notwendig.
Da beides w1 =w2 W3 =w = etwa an der unteren Fertigbarkeitsgrenze liegt, sind geringe
Fertigungsausbeute, starke Streuung der elektrischen Kopplereigenschaften und schwierige
Herstellbarkeit der Drahtbrücken die Folge. Wegen dem kleinen w hat der Koppler
hohe Leiterverluste.
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Eine bereits bekannte Lösung zur Erhöhung der Koppelspaltbreite bei
gleicher Verkopplung in Form des in Fig. 7-la gezeigten symmetrisch unter dem Streifenleiterpaar
liegenden Spalts Sm mit darunterliegender, in kleinem Abstand e vom Substrat befindlicher
Masseelektrode B nach /8/ besitzt verschedene Nachteile: Erstens wird der Hauptfeldenergieanteil
in Bereiche links und rechts außerhalb des -Streifenleiterpaares gezogen.
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Das bewirkt eine erhöhte parasitäre Verkopplung mit Nachbarleitungen
und wegen der inhomogenen Stromverteilung in allen Leitern eine erhöhte Leiterdämpfung.
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Zweitens gehen die Herstellungstoleranzen des Gehäusebodenabstandes
e in die Kopplerparameter ein. Drittens entstehen an den Anschlußstellen an den
Koppelabschnittsenden starke Anschlußfelddiskonttnuitäten wegen der großen Abweichung
der Feldbilder von Koppelabschnitt und Anschluß-Microstriple,itungen. Das gleiche
gilt auch für den.in Fig. 7-1b gezeigten, von /7,9/ bekannten Vierleiterinterdigitalkoppler
mit symmetrisch unter den Streifenleitern liegendem Masseschlitz 5m und auf Masse
potential liegenden Gehäuseboden B in kleinem Abstand e vom Substrat.
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b) Parallelgekoppelte Resonatorbandfilter /2/.
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Diese in Fig. 2 allgemein dargestellten Filter realisiert man in Microstripleitungstechnik
als Kaskadierung von Nicrostrip-Zweileiterkoppelabschnittennach Fig. 6, wie es in
Fig. 11 gezeigt ist,, wobei die Rückseite des Substrats ganzflächig metallisiert
ist. Wegen der-technologisch auf einen minimalen Wert von etwa 0,050 mm begrenzten
Spaltbreite wird die maximal erreichbare Bandbreite dieser Filter begrenzt. Aufgrund
derdiesen Microstrip-Koppelabschnitten KA1 bis KAp (Fig. 11) immanenten Abweichung
der Phasengeschwindigkeiten der Gleichtakt- und Gegentaktwelle entstehen Unregelmäßigkeiten
in den Frequenzverläufen der Durchgangs- und Sperrdämpfungen.
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c) Interdigital-, Kammleitungs- und Haarnadelfilter /2/ Diese in Fig.
3 bis Fig. 5 allgemein dargestellten Filterarten realisiert man in Microstripleitungstechnik
mit Hilfe der in Fig. 12 gezeigten allgemeinen Anordnung von n Streifenleitern L1,
L2 ... Ln auf der Oberseite eines unterseitig ganzflächig mit Masse M metallisierten
Substrats S. Auch hier wird die maximal erreichbare Bandbreite des Filters durch
die minimale technologisch noch realisierbare Koppelspaltbreite si (in Dünnfilmtechnik
Si s 0,050 mm) begrenzt.
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Gemäß der Erfindung wird folgendermaßen vorgegangen: a) Allgemeine
erfindungsgemäßige Mehrleiteranordnung für Richtkoppler und Filter.
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Die generelle Form der Erfindung besteht in einem Ersatz der in Fig.
12 gezeigten Mehrleiteranordnung mit ganzflächiger Massemetallisierung durch die
in Fig. 13 gezeigte Mehrleiteranordnung mit durch Längsschlitze g1, g2 ... gm+1unterbrochener
Massemetallisierung, wobei auch gemäß Fig. 14 der ebenfalls auf Massepotential befindliche
Gehäuseboden B so nahe (Abstand e) an die Substratunterseite herangeführt werden
kann, daß er die Kapazitätsbeläge zwischen den Streifenleitern L1, L2 LnLnund Masse
nennenswert beeinflußt. Dieser Ersatz des herkömmlichen Mehrleitersystems kann bei
den in Fig. 3 bis Fig. 5 gezeigten Mehrleiterbandfiltern, bei dem in Fig. 6 gezeigten
Zweileiterrichtkoppler und bei den in Fig. 7 bis Fig. 10 gezeigten Interdigitalkopplern
und auch bei dem in Fig. 11 gezeigten Bandfilter durchgeführt werden. Das neuartige
n-Leitungssystem nach Fig. 13 und Fig. 14 besteht aus n paralle-len Streifenleitern
L1, L2 ... Ln der Länge 1 (Breite w1, w2 ... Wn) Abstände sl, s2 .,. S,,7) auf der
Oberseite eines Substrats
und aus m Streifenleitern A1, A2 ...
Am (Breiten b1 b2 ... bm) der ungefähren Längen 1, unterhalb der von den Leitern
L1 ... Ln eingenommenen Fläche. Die Leiter L1 ... Ln können an ihren Enden beliebig
untereinander oder gegen Masse verschaltet sein, um Richtkoppler, Filter etc. zu
bilden. Die Leiter A1 ... Am sind an ihren Enden alle parallelgeschaltet und befinden
sich alle auf Massepotential. Es ist n >- 2, m '- 1.
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Eine mögliche Anordnung der Massestreifen ist in Fig. 13b gezeigt,
wobei auch gemäß Fig. 14 der Gehäuseboden im Abstand e dazukommen kann. Eine Variante,
bei der sich die Mehrleiteranordnung auf einem Substrat mit mehreren Komponenten
befindet, zeigt Fig. 13c. Hier sind die äußeren Massestreifen A1 und Am durch Spalte
g1 gm+1 von d r restlichen Massemetallisierung getrennt, wobei man g1, gm+1 im allgemeinen
so groß macht, daß nur ein vernachlässigbarer Anteil der von den Streifenleitern
L1 ... Ln ausgehenden elektrischen Felder.auf den Masseaußenkanten der Spalte g1,
gm+1 landen. Damit wird die Verkopplung der Mehrleiteranordnung zur benachbarten
Schaltungsteilen gering gehalten. Eine Abschrägung um den Winkel a kann vorgenommen
werden.
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Die Wirkungsweise und die Vorteile der neuen Mehrleiteranordnung ergeben
sich folgendermaßen: Es wird vorausgesetzt, daß zum Aufbau eines Richtkopplers oder
Filters eine Mehrleiteranordnung realisiert werden soll, die durch Koppelkapazitätsbeläge
Cjj zwischen den Streifenleitern Li, L. und durch Massekapazitätsbeläge Cii J jeweils
zwischen dem Streifenleiter i und Masse charakterisiert ist. Bei der herkömmlichen
Konfiguration von Fig. 12 sind hierfür bestimmte Leiterbreiten wi und Spaltbreiten
si notwendig, wobei das technische Problem vielfach darin besteht, daß unrealisierbar
kleine Werte von Wi und si gefordert werden. Durch das Einziehen der Massespalte
g1 ... gm tritt ein Teil des elektrischen Feldes zwischen den Streifenleitern L1,
L2 ... Ln und
Masse in den Luftraum unterhalb des Substrats aus
und die Massekapazitätsbeläge Cii verringern sich. Um sie wieder auf den ursprünglichen
Wert zu erhöhen, muß man die Leiterbreite wi größer machen. Damit steigen aber die
Koppelkapazitätsbeläge Cjj. Um diese wieder auf den alten Wert zu erniedrigen, muß
man die Koppelspaltbreiten si vergrößern. Somit lassen sich mit der neuen Anordnung
(Fig. 13, 14) gleiche Kapazitätsbeläge Cit, Cjj wie bei der alten Anordnung (Fig.
12), aber mit größeren Leiterbreiten wi und größeren Spaltbreiten si auf der Substratoberseite
erreichen. Damit ist die neue Anordnung mit größerer Ausbeute zu fertigen. Die Toleranzen
der elektrischen Eigenschaften der mit der neuen Anordnung aufgebeuten Richtkoppler
und Filter werden bei gegebenen Werten von awund As geringer. Die Drahtbrücken bei
den in Fig. 7 bis Fig. 10 gezeigten Interdigitalkoppiern sind wegen der größeren
Bondweite einfacher anzubringen. Die Leiterverluste werden wegen der größeren Leiterbreite
wi geringer (die Wirkung der w-Vergrößerung überwiegt im allgemeinen die Wirkung
der Verringerung des Massestromquerschnitts durch die Spalte gi). Umgekehrt lassen
sich aber mit der neuen Anordnung von Fig. 13, 14, wenn man bis an die unteren technologischen
Grenzen von w und s herangeht, größere Koppelkapazitäten Ci; als mit der alten Anordnung
von Fig. 12 realisieren, d.h. Richtkoppler (Fig. 6 bis 10) mit stärkerer Verkopplung
und Filter (Fig. 2 bis 5, Fig. 11) mit größerer Bandbreite. Das Ausmaß der Vergrößerung
der Leiterbreiten wi und Spaltbreiten si bei der neuen Anordnung (Fig. 13, 14) gegenüber
der alten Anordnung (Fig. 12) läßt sich durch die Anzahl m und die Breiten b1 ...
bm der einzelnen Massestreifen bzw.
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durch m und die Breiten g1 ... um+1 der einzelnen Massespalte sowie
auch durch den Abstand e des Gehäusebodens festlegen.
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Neben dieser Vergrößerung der Leiterbreiten wi und Spaltbreiten si
zeigt die erfindungsgemäße Anordnung (Fig. 13, 14) eine weitere Wirkung, welche
grundsätzlich die elektrischen Eigenschaften von Richtkopplern und Filtern dahingehend
verbessert, daß "ideale" Eigenschaften, wie sie bei Verwendung reiner TEM-Leitungen
entstünden, weitgehend erreicht werden. Das wird nachfolgend erläutert: Das herkömmliche
Mehrleitersystem von Fig. 12 besitzt n Eigenwellen mit n voneinander verschiedenen
Ausbreitungsgeschwindigkeiten. Die Verschiedenheit dieser Geschwindigkeiten ist
der Grund dafür, daß die Richtkoppler von Fig. 6 bis 10 nichtideale Eigenschaften
besitzen, d.h. daß das im Falle reiner TEM-Leitungen ideal entkoppelte Tor 4 (S41
= O) bei der Microstripanordnung nicht mehr entkoppelt ist (js41j> O) und die
Directivity D = - 20 log (|S41| / |S31|) oft oft bis zum Wert Null absinkt.(Mit
ist hier das entsprechend zugehörige Element der Streumatrix bezeichnet). Eine Folge
für die Filter der Fig. 2, 3, 4, 5 und 11 ist, daß ihre Durchlaß- und Sperreigenschaften
von dem aus einer idealen TSM-Mehrleiteranordnung definierten Verhalten abweichen.
Die Verschiedenheit der Eigenwellengeschwindigkeiten der herkömmlichen Anordnung
von Fig. 12 läßt sich nun auch dadurch darstellen, daß die Quotienten Cii/Cii,o
und C. /C. jeweils für alle i und j unterschiedliche Cij ia,o Werte annehmen, wobei
Cii,O = 1) und Cij,o = Cij (#r = 1) ist. Insbesondere sind die Cii/Cii,o im allgemeinen
größer als die C 0. Durch die Einführung der Massespalte g1 ... gm+1 in den neuen
Anordnungen von Fig. 13, 14 werden nun die auf Masse landenden elektrischen Felder
z.T. durch den Luftraum geleitet, was insbesondere bei nahem Boden nach Fig. 14
geschieht. Dadurch verringert sich Cii/Cii,o und nähert sich den Cij/Cij,o an. Das
bewirkt eine Verbesserung der Richtkoppler-Directivity und eine stärkere Annähe-
rung
der Filtereigenschaften an die für reine TEM-Mehrleiteranordnungen geltenden idealen
Filtereigenschaften.
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b) Anwendung speziell für Richtkoppler Zum Aufbau von verbesserten
Richtkopplern wird das neue Mehrleitersystem von Fig. 13, 14 auf die in Fig. 6 bis
10 gezeigte Weise in sich und mit den vier Anschlußklemmen 1, 2, 3 und 4 verbunden.
Hier sind die beiden Effekte der Vergrößerung der Leiterbreiten wi und Spaltbreiten
si einerseits und der Annäherung der Eigenwellengeschwindigkeiten aneinander andererseits
relevant. Die zweite Bedingung läßt sich hier für jede Richtkoppleranordnung auf
andere Weise spezifisch formulieren: Jeder Richtkoppler läßt sich im Gleichtakt
und Gegentakt erregen, wobei die erstere Erregungsform durch einen Kapazitätsbelag
Gegen und die letztere Erregungsform durch einen Kapazitätsbelag Codci dargestellt
wird. Gegen und C codd sind jeweils für jede Richtkopplerbauform auf unterschiedliche
Weise von den Cii, Ci abhängig. Um ideale Richtkopplereigenschaften, gekennzeichnet
durch die Streuparameter S11 = 0, S41 = O zu erreichen, müssen die Anzahl M und
die jeweiligen Breiten b1, b2 ... bm der Massestreifen A1 ... Am sowie der Bodenabstand
e so dimensioniert werden, daß Ceven/Ceven,O = /C Codd/Dodd,o ist, wobei Ceven,o
= Ceven(Er = 1) und Codd,o = Codd = 1) ist.
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Eine technisch interessante Ausfuhrung eines symmetrischen Zweileiterkopplers
mit dem neuen Mehrleitersystemnach Fig. 13, 14 für n = 2, m = 1, w1 = w2, zeigt
Fig.15.
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Durch richtige Dimensionierung der in Fig. 15a dargestellten Querschnittsabmessungen
w, s, b, g, e lassen sich geforderte Werte der Verkopplung k, des Wellenwiderstands
Z0 sowie ideale Kopplereigenschaften S11 = S41 = 0 bei allen Frequenzen erreichen.
Ublicherweise
ist g so groß zu wählen, daß die Felder an den äußeren
Massekanten abgeklungen sind. Dadurch steigt die Entkopplung zu benachbarten Bauteilen.
Eine'Variante ist durch e =m(ohne Einfluß des Gehäusebodens) gekennzeichnet. Hier
lassen sich bestimmte Werte von k und ZO sowie ideale Kopplereigenschaften durch
richtige Dimensionierung von w, s, b und g erreichen. Zwei weitere Varianten entstehen
durch g = oo(Wegfall der äußeren Massemetallisierung) nach Fig. 16, jeweils für
nahen Bodenabstand e und für großen Bodenabstand e --y mit vernachlässigbarer Wirkung
auf die Felder.
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Eine technisch interessante Ausführung eines Vierleiter-Interdigitalkopplers
zeigt Fig. 17a in Querschnitt und Fig. 17b bezüglich der Substratrückseitenmetallisierung.
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Hierzu gehört die in Fig. 7a gezeigte Substratoberseitenstruktur.
Auch hier kann durch richtige Dimensionierung der Querschnittsabmessungen wr s,
b, g, e für den Fall e<bzw. w, s, b, g für den Fall e = oo die Verkopplung k,
der Wellenwiderstand ZO sowie ideale Kopplereigenschaften erreicht werden. Auch
hier wählt man g wie bei Fig. 15 so groß, daß die elektrischen Felder bei den äußeren
Masserändern nahezu abgeklungen sind.Zwei weitere Varianten erhält man, wenn man
die äußere Massemetallisierung überhaupt wegläßt (Fig. 18), in der Ausführung mit
naehm Gehäuseboden (kleinem Abstand e) und großem Bodenabstand eco mit vernachlässigbarem
Einfluß auf die elektrischen Felder. In allen Fällen ist die Masseführung außerhalb
des Bereiches des Koppelabschnitts so zu gestalten, daß der Massestreifen unter
den Streifenleitern der Speiseleitungen breit genug ist, so daß diese sich als Microstripleitungen
verhalten.
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Die Ubertragungszone wird durch zweckmäßige Wahl der Anschrägung a
in Fig. 15 bis 18 möglichst störungsarm gestaltet.
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Gegenüber den in Fig. 7-1a,b gezeigten bekannten Kopplerlösungen haben
die in Fig. 15 bis 18 gezeigten Kopp-
ler folgende Vorteile: Erstens
befindet sich die Hauptfeldenergie unmittelbar unter den Streifenleitern. Dadurch
wird die Verkopplung zu Nachbarleitungen in grö-Oberen Schaltungskomplexen niedrig
gehalten. Insbesondere bei mäandrierten Kopplern für niedrige Frequenzen (im 100
... 500 MHz-Bereich) kann man hier engen Mäanderabstand wählen und dadurch kleinen
Flächenbedarf erreichen. Weiterhin ergibt sich wegen der nahezu homogenen Stromverteilung
in den Streifenleitern und dem Masseleiter niedrige Leiterdämpfung. Da-der Hauptanteil
des Feldbildes der neuen Anordnung dem Microstripleitungs-Feldbild entspricht, bleiben
die Anschlußdiskontinuitäten an den Enden des Koppelabschnitts gering. Des weiteren
bleibt auch bei endlichem Gehäusebodenabstand e der Einfluß der Herstellungstoleranzen
6 e auf die Kopplereigenschaften geringer als bei Fig. 7-1a,b, da nur die Randstreufeldanteile
auf den Gehäuseboden gelangen.
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c) Zusätzliche Kompensationsmaßnahme bei Richtkopplern, insbesondere
bei Interdigitalkopplern.
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In manchen Fällen will man für e = die Massestreifenbreite b nicht
so klein machen, wie es zur Erreichung idealer Kopplereigenschaften S11 = S41 =
0 notwendig wäre.
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Dann kann man aber trotzdem zumindest bei einer Frequenz ideale Kopplereigenschaften
und bei vielen anderen Frequenzen eine wesentliche Verkleinerung von S11 und -erreichen,
wenn man nach Fig. 19a ein zusätzliches Streifenleiterpaar D1, D2 der Länge 1D oder
nach Fig. 19b eine Kapazität CD an beiden Koppelabschnittenden anbringt. Das gilt
für alle in Fig. 6 bis 10 gezeigten Koppler. Bei einer frei wählbaren Frequenz lassen
sich bei richtiger Bemessung von 1D' , wD, sD bzw. CD ideale Kopplereigenschaften
S11 = S41 0 erreichen.
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6 Patentansprüche 19 Figuren
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