DE3419661C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine integrierte Halbleiterschaltung zur Einstellung eines gewünschten Gleichspannungspotentials nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine derartige integrierte Halbleiterschaltung ist aus der DE-OS 31 38 558 bekannt. Auch diese bekannte integrierte Halbleiterschaltung dient dazu, ein konstantes Gleichspannungspotential einstellen zu können, um eine Last - unabhängig von der jeweiligen Stromaufnahme - mit einer konstanten Versorgungsspannung zu versorgen. Gemäß einer Ausführungsform enthält die bekannte Halbleiterschaltung zwei Schaltungszweige, die an eine Gleichspannungswelle angeschlossen sind und von denen der erste Schaltungszweig aus einem Spannungsteiler mit mehreren Halbleiterelementen besteht. Der zweite Schaltungszweig enthält wenigstens ein steuerbares Halbleiterelement, an welchem ein konstantes, durch die Wirkung des Spannungsteilers geglättetes Gleichspannungspotential abgegriffen werden kann. Das steuerbare Halbleiterelement wird von einem Steuersignal entsprechend einer Teilspannung des ersten Schaltungszweiges angesteuert. Wenn bei dieser bekannten integrierten Halbleiterschaltung eine plötzliche Erhöhung der Stromaufnahme aufgrund einer Lastveränderung auftritt, kann die Stromversorgungsfähigkeit des jeweiligen Halbleiterelements nicht ausreichend sein, wodurch dann eine merkliche Abnahme der konstanten Ausgangsspannung die Folge ist.

Aus der US-PS 39 56 661 ist eine Halbleiterschaltung zur Einstellung eines konstanten Gleichspannungspotentials bekannt, die ebenfalls zwei Schaltungszweige aufweist, die an eine Gleichspannungsquelle angeschlossen sind. Der erste Schaltungszweig besteht auch hier aus einem Spannungsteiler mit mehreren Halbleiterelementen in Form von Dioden oder einer Dioden-Widerstandskombination, während der zweite Schaltungszweig wenigstens ein steuerbares Halbleiterelement enthält, an welchem ein konstantes aufgrund der Spannungsteilungswirkung geglättetes Gleichspannungspotential abgreifbar ist. Auch bei dieser bekannten Halbleiterschaltung wird das steuerbare Halbleiterelement von einem ersten Steuersignal entsprechend einer Teilspannung des ersten Schaltungszweiges angesteuert.

Fig. 1 zeigt eine bekannte integrierte Halbleiterschaltung mit einer Funktionsschaltung 10 mit MOS-Transistoren mit kurzer Kanallänge, und eine Schaltung 20 zum Liefern der Betriebsspannung, die die Funktionsschaltung 10 betreibt.

Diese Schaltung 20 ist aus einem MOS-Transistor 22 gebildet. Die Drain-Elektrode des MOS-Transistors 22 ist mit einer Spannungsleitung VL verbunden, die Source-Elektrode ist mit einer Verbindung zwischen den MOS-Transistoren 21-P und 21-Q verbunden, welche ein Teil der Reihe von N MOS-Transistoren 21-1, . . . 21-P, 21-Q, . . ., und 21-N sind, die in Reihe zwischen der Spannungsleitung VL, an die eine Spannung gleich einer Versorgungsspannung VC 1 angelegt wird und Masse-angeordnet sind. Die Gate-Elektrode eines jeden der MOS-Transistoren 21-1 bis 21-N ist mit seiner Drain-Elektrode verbunden. Zusätzlich ist die Funktionsschaltung 10 verbunden zwischen der Source-Elektrode des MOS-Transistors 22 und Masse. Diese Funktionsschaltung 10 ist beispielsweise eine Speicherschaltung mit MOS-Transistoren oder ähnlichem, welche mit einer niedrigeren Spannung als die der Versorgungsspannung VC 1 getrieben werden muß. Alle MOS-Transistoren 21-1 bis 21-N und 22 sind vom Anreicherungstyp.

Eine Referenzspannung VR wird an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 22 angelegt. Diese Referenzspannung VR wird erhalten durch Teilen der Versorgungsspannung VC 1 in Übereinstimmung mit einem Verhältnis zwischen einem Reziproken der Leitfähigkeit der MOS-Transistoren 21-1 bis 21-P und einem Reziproken der Leitfähigkeit der MOS-Transistoren 21-Q bis 21-N. Unter der Annahme, daß eine Schwellenspannung des MOS-Transistors 22 VT ist, ist deshalb die Spannung VC 2 an der Funktionsschaltung 10 gegeben durch die folgende Gleichung:

VC 2 = VR-VT (1)

In der obigen Gleichung (1) arbeitet der MOS-Transistor 22 mit Pentodencharakteristik und wird in einen Zustand nahe seinem Aus-Zustand versetzt. Wenn ein von der Funktionsschaltung 10 zu verbrauchender Strom ansteigt und die Betriebsspannung VC 2 niedriger wird als (VR-VT), wird der MOS-Transistor 22 leitfähig, so daß ein großer Strom zur Funktionsschaltung 10 geliefert wird und zwar von der Spannungsleitung VL über diesen MOS-Transistor 22, wodurch der Abfall bei der Betriebsspannung VC 2 kompensiert wird. In dem Fall, bei dem der Verbrauchsstrom dieser Funktionsschaltung 10 nur für eine kurze Zeit relativ groß ist, wird der Verbrauchsstrom auch von der Kapazität 23 als Entladungsstrom zum Glätten der Spannung VC 2 geliefert, da die Stromversorgungsfähigkeit des MOS-Transistors 22 nicht groß genug ist, wodurch eine merkliche Reduktion dieser Spannung VC 2 verhindert wird. Auf diese Weise muß die Kapazität 23 eine große Kapazität aufweisen, damit diese Kapazität 23 die sofortige Reduzierung der Spannung VC 2 verhindert. Jedoch wird zur Bildung einer Kapazität mit einer großen Kapazität in einer integrierten Schaltung eine große besetzte Fläche benötigt, was der Miniaturisierung und hohen Integration der Schaltung entgegensteht.

Beispielsweise wird in einem dynamischen RAM (d-RAM) von 64 kBits, bei dem die Spannungen VC 1 und VC 2 5 V und 3 V jeweils betragen, ein Spitzenstrom von ungefähr 150 mA für eine Zeitdauer von ungefähr 15 nsec verbraucht in der aktiven Betriebsart. In diesem Fall wird die Kapazität C des Kondensators 23, die benötigt ist zum Unterdrücken der sofortigen Reduzierung der Spannung VC 2, auf weniger als 10% oder weniger durch die folgende Gleichung ausgedrückt:

Falls diese Kapazität von 7500 pF durch einen MOS-Kondensator mit einer Oxidisolierschicht mit einer Filmdicke von 250 Å gebildet ist, wird die belegte Fläche für diesen Kondensator durch folgende Gleichung ausgedrückt:

Diese belegte Fläche A ist im wesentlichen gleich einer Fläche eines Quadrats mit Seitenlänge 2,33 mm. Da eine Chipfläche eines RAMs im 2-µm-Design ungefähr 18 mm² ist, beträgt die Fläche dieses Kondensators wenigstens ungefähr 30% der Chipfläche. Weiter ist es notwendig, die Variation der Betriebsspannung VC 2 so zu unterdrücken, daß sie kleiner wird als 10% zum Verbessern des Betriebsbereichs der Funktionsschaltung 10, was in einer Steigung der belegten Fläche des Kondensators resultiert.

Auf diese Weise wird die belegte Fläche des Kondensators 23 zum Unterdrücken der Variation der Spannung VC 2 in der integrierten Schaltung nach Fig. 1 so groß, daß der Integrationsgrad abnimmt.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, die integrierte Halbleiterschaltung zur Einstellung eines gewünschten Gleichspannungspotentials der angegebenen Gattung derart zu verbessern, daß eine bessere und genauere Anpassung an die Stromaufnahmekapazität einer Funktionsschaltung ermöglicht wird, dabei aber gleichzeitig eine größere Miniaturisierung der Halbleiterschaltung realisierbar sein soll.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 aufgeführten Merkmale gelöst.

Bei der integrierten Halbleiterschaltung nach der Erfindung wird die Stromaufnahmekapazität der Funktionsschaltung wesentlich erhöht, da die Steuerungseigenschaften der Halbleiterschaltung wesentlich verbessert sind.

Bei der integrierten Halbleiterschaltung nach der Erfindung wird gegenüber den bekannten Schaltungen auch das Ansprechverhalten wesentlich verbessert, das heißt, die lastabhängige Stromversorgung kann sehr viel schneller und auch sehr viel genauer eingestellt werden.

Besonders vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen 2 bis 14.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Hinweis auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 eine konventionelle integrierte Halbleiterschaltung mit einer Funktionsschaltung, die bei einer niedrigeren Spannung als die Versorgungsspannung betrieben wird;

Fig. 2 eine integrierte Halbleiterschaltung gemäß einer Ausführungsform mit Merkmalen nach der Erfindung mit einer Funktionsschaltung, die bei einer niedrigeren Spannung als bei einer Versorgungsspannung betrieben wird;

Fig. 3 und 4 Beispiele der jeweils in Fig. 2 gezeigten Funktionsschaltungen;

Fig. 5 eine graphische Darstellung der Veränderung der Betriebsspannung in jeder der in Fig. 1 und 2 gezeigten Schaltungen;

Fig. 6 eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform mit Merkmalen nach der Erfindung;

Fig. 7A und 7B Diagramme mit Signalwellenformen zur Beschreibung des Betriebs der in Fig. 6 gezeigten Schaltung;

Fig. 8 eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform mit Merkmalen nach der Erfindung;

Fig. 9 eine Modifikation einer Betriebsspannungs-Versorgungsschaltung nach Fig. 2;

Fig. 10 eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform die in einem dynamischen RAM enthalten ist;

Fig. 11 ein detailliertes Schaltungsdiagramm einer Funktionsschaltung wie in Fig. 10;

Fig. 12A bis 12H und Fig. 13A bis 13H Diagramme mit Signalwellenformen zum Beschreiben des Betriebs der Schaltungen in Fig. 10 und 11;

Fig. 14 eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform; und

Fig. 15 eine Modifikation der Schaltung nach Fig. 14.

Fig. 2 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer Ausführungsform mit Merkmalen nach der Erfindung. Diese integrierte Halbleiterschaltung ist im wesentlichen auf ähnliche Weise wie jene in Fig. 1 aufgebaut, außer, daß eine Schaltung 30 einen Abreicherungs-Typ-MOS-Transistor 32 aufweist, der parallel mit dem Anreicherungs-Typ-MOS-Transistor 22 gekoppelt ist, und daß eine Funktionsschaltung 40 zum Erzeugen eines Steuersignals S 1 zum Ändern der Leitfähigkeit des MOS-Transistors 32 vorgesehen ist.

Fig. 3 zeigt ein Beispiel dieser Funktionsschaltung 40. Diese Funktionsschaltung weist eine Aktivelement-Schaltung 41, wie beispielsweise ein RAM, ein ROM oder eine CPU auf, deren Stromverbrauch vom Betriebszustand abhängt, einen in Reihe mit dem Stromverbrauchspfad geschalteten Widerstand 42, eine Konstantspannungsschaltung mit einem Widerstand 43 und einer Zener-Diode 44, die zwischen dem Anschluß VC 1 und Masse angeschlossen sind, und einen Komparator 45 zum Vergleichen einer Ausgangsspannung dieser Konstantspannungsschaltung und eines Spannungsabfalls am Widerstand 42. Wenn der Spannungsabfall am Widerstand 42 größer wird als ein vorbestimmter Wert, der durch die Reihenschaltung des Widerstands 43 und der Zener-Diode 44 eingestellt ist, nämlich, wenn ein Verbrauchsstrom in der Aktivelementschaltung 41 größer wird als der vorbestimmte Wert, liefert dieser Komparator 45 ein Hochpegel-Steuersignal S 1 zum Durchschalten des MOS-Transistors 32.

Fig. 4 zeigt ein weiteres Beispiel der Funktionsschaltung 40 in Fig. 2. Diese Funktionsschaltung weist eine Aktivelementschaltung 48 bestehend aus mehreren Schaltungen auf, die beispielsweise eine Speicherzellenanordnung, einen Decoder, einen Puffer, usw. eines RAM oder ROM einschließen, und eine Zeitablauf-Steuerschaltung 47 zum Liefern einer Reihe von Zeitimpulsen an die Aktivelementschaltung 46, damit diese Aktivelementschaltung 46 eine Sequenz von Operationen ausführen kann. Die Aktivelementschaltung 46 und die Zeitablaufsteuerschaltung 47 bilden zusammen beispielsweise ein d-RAM. Die Zeitimpulse werden an die Aktivelementschaltung geliefert zum sequentiellen Betreiben dieser Schaltungen, die Schritt für Schritt im normalen d-RAM-Betrieb arbeiten müssen. Das heißt, diese Schaltungen arbeiten abhängig von den Zeitimpulsen, und eine spezifizierte Beziehung wird zwischen jedem der Zeitimpulse und einem durch die Schaltungen fließenden Strom hergestellt. In dem Fall, bei dem diese Aktivelementschaltung 46 in die Betriebsart gesetzt wird, bei der ein großer Stromverbrauch abhängig von einem bestimmten Zeitimpuls TP 1 fließen kann, wird dieser Zeitimpuls TP 1 als Steuersignal S 1 zum MOS-Transistor 32 geliefert.

Beispielsweise wird in dem d-RAM eine vorherbestimmte Operationssequenz ausgeführt abhängig von einer Reihe von Zeitimpulsen, und ein vorbestimmter Betriebsstrom kann durch diesen d-RAM abhängig von jedem Zeitimpuls fließen. Auf diese Weise ist es möglich, schon vorher einen Zeitimpuls zu bestimmen, der es dem Betriebsstrom, der größer ist als der vorbestimmte Wert, erlaubt, durch diesen d-RAM zu fließen, so daß solch ein Zeitimpuls zum Bewirken eines großen Betriebsstroms als Steuersignal S 1 extrahiert werden kann.

Das auf diese Weise von der Funktionsschaltung 40 erzeugte Steuersignal S 1 wird an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 32 geführt. Wenn das Steuersignal S 1 auf niedrigem Pegel oder Massepotential ist, und wenn sein Source-Potential oder die Betriebsspannung VC 2 auf einem vorbestimmten Wert gehalten wird, wird dieser MOS-Transistor 32 im nicht-leitenden Zustand gehalten; wenn das Steuersignal S 1 dann den hohen Pegel annimmt oder auf einen VC 2-Pegel ansteigt, wird er leitdend. Infolgedessen wird die Schwellenspannung VTD dieses MOS-Transistors 32 so bestimmt, daß sie folgende Gleichung erfüllt:

-(VR-VT) < VTD < 0 (4)

wobei die Gleichung VC 2 = VR - VT benutzt wurde.

In der in Fig. 2 gezeigten integrierten Halbleiterschaltung wird ein Signal als Steuersignal S 1 von der Funktionsschaltung 40 erzeugt. Dieses Signal wird auf Massepotential gehalten, während die Funktionsschaltung 40 in einer ersten Betriebsart arbeitet, bei der eine Gruppe von Schaltungen der Funktionsschaltung 40, die im Schaltungsmaßstab klein sind, in einem Pause-Betriebszustand sind, und ein kleiner Verbrauchsstrom fließt in der Funktionsschaltung 40. Andererseits wird dieses Signal auf den Pegel VC 2 gesetzt, während die Funktionsschaltung 40 in einer zweiten Betriebsart arbeitet, bei der eine Gruppe von Schaltungen der Funktionsschaltung 40, die im Schaltungsmaßstab groß sind, im aktiven Betrieb sind, und ein großer Verbrauchsstrom fließt in der Funktionsschaltung 40. In dem Fall, bei dem die Funktionsschaltung 40 in der ersten Betriebsart arbeitet, wird der MOS-Transistor 32 in dem nicht-leitenden Zustand gehalten, da die Betriebsspannung VC 2 nahezu auf einem vorbestimmten Wert (VR - VT) durch den MOS-Transistor 22, der an seiner Gate-Elektrode die Referenzspannung VR empfängt, gehalten wird. Zusätzlich wird in dem Fall, bei dem die Funktionsschaltung 40 in der zweiten Betriebsart arbeitet, der MOS-Transistor 32 leitend gesteuert abhängig von dem von dieser Funktionsschaltung 40 erzeugten Steuersignal S 1, so daß die Leitfähigkeit des MOS-Transistors 32 ansteigt. In diesem Fall wird nämlich ein größerer Strom als vorher durch die MOS-Transistoren 22 und 32 an die Funktionsschaltung 40 geliefert. Deshalb kann die Betriebsspannung VC 2 stabil auf einem vorbestimmten Wert gehalten werden, während die Funktionsschaltung 40 wenig Strom braucht, der vom Kondensator 23 fließt.

Unter der Annahme, daß die resultierende Leitfähigkeit der die Betriebsspannung liefernden Schaltung, die durch die MOS-Transistoren 22 und 32 gebildet ist, gm 1 ist, wenn der MOS-Transistor 32 leitend ist, daß die Leitfähigkeit der Funktionsschaltung 40 zu dieser Zeit gm 2, und daß die Betriebsspannung VC 2 ist, wenn der MOS-Transistor 32 im nicht-leitenden Zustand auf dem Pegel VC 21 ist, kann die Variation in der Betriebsspannung VC 2 auf ein Minimum unterdrückt werden, indem gm 1 so eingestellt wird, daß es die folgende Gleichung erfüllt:

Fig. 5 zeigt eine zeitliche Variation der Betriebsspannung VC 2 in dem in Fig. 1 und Fig. 2 gezeigten Schaltkreis. In dieser graphischen Darstellung stellen eine unterbrochene und eine durchgezogene Linie die Fälle in Fig. 1 und 2 jeweils dar. Wie aus dieser Darstellung ersichtlich ist, variiert die Betriebsspannung VC 2 in der in Fig. 1 gezeigten Schaltung in einem Intervall T weit, wenn der Verbrauchsstrom in der Funktionsschaltung 10 groß ist. Andererseits wird in der in Fig. 2 gezeigten Schaltung die Variation der Betriebsspannung VC 2 deutlich unterdrückt, da das Steuersignal S 1 den Pegel VC 2 annimmt und dieses den MOS-Transistor 32 in dem Intervall T, währenddessen in der Funktionsschaltung 40 ein großer Verbrauchsstrom fließt, leitend werden läßt.

Bei dieser Ausführungsform kann die Variation bei der Betriebsspannung VC 2 unterdrückt werden, ohne die große Kapazität des Kondensators 23 zu benutzen, durch den Gebrauch des MOS-Transistors 32. Infolgedessen ist es nicht notwendig, die zur Bildung des Kondensators 23 benötigte Fläche zu vergrößeren, wodurch eine hohe Integrationsdichte realisiert werden kann.

Fig. 6 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform mit Merkmalen nach der Erfindung. Diese integrierte Halbleiterschaltung ist im wesentlichen auf ähnliche Art aufgebaut wie jene nach Fig. 2, außer daß ein Anreicherungstyp-MOS-Transistor 34 benutzt wird anstelle des Abreicherungstyp-MOS-Transistors 32, und daß sie mit einer Inverterschaltung vom Bootstrap-Typ 50 versehen ist zum Treiben dieses MOS-Transistors 34 abhängig von dem Steuersignal S 2 von der Funktionsschaltung 40.

Bei dieser Ausführungsform wird ein Steuersignal S 2 auf hohem Pegel von dieser Funktionsschaltung 40, wie in Fig. 7A gezeigt, erzeugt, wenn ein Verbrauchsstrom, der kleiner ist als ein vorbestimmter Wert, durch die Funktionsschaltung 40 fließt. Andererseits, wenn ein Verbrauchsstrom, der größer ist als ein vorbestimmter Wert, durch die Funktionsschaltung 40 fließt, wird dieses Steuersignal S 2 niedrig. Beispielsweise wird das Steuersignal S 2 erhalten durch Invertieren des Steuersignals S 1 von der Funktionsschaltung nach Fig. 3 oder 4.

Die Inverterschaltung 50 vom Bootstrap-Typ weist einen MOS-Transistor 51 auf, dessen eines Ende eines Strompfades gekoppelt ist mit der Gate-Elektrode des MOS-Transistors 34 und über einen MOS-Transistor 52 geerdet ist, und bei dem das andere Ende dieses Strompfades mit der Spannungsleitung VL gekoppelt ist. Die Gate-Elektrode dieses MOS-Transistors 51 ist über einen Kondensator 53 an einen Knotenpunkt N 1 zwischen den MOS-Transistoren 51 und 52 gekoppelt und ebenso an eine Spannungsleitung VL über einen MOS-Transistor 54 gekoppelt, dessen Gate-Elektrode mit der Spannungsleitung VL gekoppelt ist. Zusätzlich wird das Steuersignal S 2 von der Funktionsschaltung 40 zu der Gate-Elektrode des MOS-Transistors 52 geliefert.

In dem gewöhnlichen Betriebszustand wird die Betriebsspannung VC 2 auf dem Pegel (VR - VT) zur Funktionsschaltung 40 geliefert. Ein Hochpegel-Steuersignal S 2 wird von der Funktionsschaltung 40 wie in Fig. 7A gezeigt, erzeugt, so daß der MOS-Transistor 52 leitend wird. Die Gate-Spannung auf dem Pegel (VC 1 - VT) wird an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 51 gelegt, wobei dieser MOS-Transistor 51 leitend wird. Auf diese Weise wird die Gate-Spannung, die durch Teilen der Spannung VC 1 durch ein Verhältnis zwischen Einschalt-Widerständen der MOS-Transistoren 51 und 52 erhalten wird, zu der Gate-Elektrode des MOS-Transistors 34 geführt. Bei dieser Ausführungsform wird der Einschalt-Widerstand des MOS-Transistors 51 größer eingestellt als jener des MOS-Transistors 52, so daß die Gate-Spannung des MOS-Transistors 34 auf einen Pegel nahe des Massepotentialpegels gesetzt wird, d. h., niedriger als der Pegel (VR -VT). Deshalb wird in diesem Fall der MOS-Transistor 34 im nicht-leitenden Zustand gehalten.

Wenn das Potential VS 2 des von der Funktionsschaltung 40 erzeugten Steuersignals S 2, wie in Fig. 7A gezeigt, niedrig wird, wird der MOS-Transistor 52 nicht-leitend, wodurch das Potential VN 1 am Knotenpunkt N 1 rasch ansteigt durch den MOS-Transistor 51, wie in Fig. 7B gezeigt. Dieser Potentialanstieg am Knotenpunkt N 1 wird zur Gate-Elektrode des MOS-Transistors 51 über den Kondensator 53 übertragen, wodurch das Gate-Potential dieses MOS-Transistors 51 auf einen Potentialpegel gesetzt wird, der höher ist als der Pegel (VC 1 + VT). Infolgedessen arbeitet der MOS-Transistor 51 in einer Triodencharakteristik, wodurch das Potential am Knotenpunkt N 1 auf den Pegel VC 1 gesetzt wird, und der MOS-Transistor 34 leitend wird, und den resultierenden Leitwert der Betriebsspannungs-Liefereinrichtung 30, die durch die MOS-Transistoren 32 und 34 gebildet ist, anhebt. Sogar in diesem Fall kann die Variation in der Betriebsspannung VC 2 ohne Hilfe des Kondensators 23 so unterdrückt werden, daß sie klein ist, durch Einstellen des resultierenden Leitwerkes der Betriebsspannungs-Liefereinrichtung 30 so, daß sie die Gleichung (5) erfüllt.

Fig. 8 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform mit Merkmalen der vorliegenden Erfindung. Diese integrierte Halbleiterschaltung ist im wesentlichen auf ähnliche Weise aufgebaut wie jene nach Fig. 6, außer daß ein bipolarer Transistor 36 mit großer Konduktanz anstelle des MOS-Transistors 34 benutzt wird, und daß eine Inverterschaltung 60 zum Invertieren des Steuersignals S 2 von der Funktionsschaltung 40 und zum Liefern des invertierten Signals an der Basis des bipolaren Transistors 36 anstelle der Inverterschaltung 50 benutzt wird.

Die Inverterschaltung 60 weist einen MOS-Transistor 61 auf, dessen Gate- und Drain-Elektroden mit der Spannungsleitung VL gekoppelt sind, und dessen Source-Elektrode über einen MOS-Transistor 62 geerdet ist. Dieser MOS-Transistor 62 ist so gekoppelt, daß er an seiner Gate-Elektrode das Steuersignal S 2 von der Funktionsschaltung 40 empfängt. Ein Knotenpunkt N 2 zwischen den MOS-Transistoren 61 und 62 ist mit der Basis des bipolaren Transistors 36 verbunden.

Im normalen Betriebszustand wird das Steuersignal S 2 auf dem Pegel VC 2 von der Funktionsschaltung 40 erzeugt, so daß der MOS-Transistor 62 und der bipolare Transistor 36 jeweils im leitenden und nicht-leitenden Zustand gehalten werden. Im aktiven Betriebszustand wird andererseits ein Steuersignal S 2 von 0 V von der Funktionsschaltung 40 erzeugt. Dies erlaubt dem MOS-Transistor 62, nicht-leitend zu sein, und das Potential am Knotenpunkt N 2 kann den Pegel (VC 1 - VT) annehmen, so daß der bipolare Transistor 36 leitend wird. Auf diese Weise wird ein großer Strom durch diesen Transistor 36 zur Funktionsschaltung 40 geleitet.

Da ein bipolarer Transistor so aufgebaut sein kann, daß er eine größere Konduktanz hat, verglichen mit einem MOS-Transistor, sogar wenn die Abmessung eines Elements klein ist, kann dieser bipolare Transistor 36 kleiner ausgebildet werden als der MOS-Transistor 32 (Fig. 2) oder der MOS-Transistor 34 (Fig. 6), wodurch der Integrationsgrad verbessert werden kann.

Fig. 9 zeigt eine Modifikation der Betriebsspannungs-Versorgungsschaltung 30 nach Fig. 2. Diese Schaltung weist M Verarmungstyp-MOS-Transistoren 32-1 bis 32-M anstelle des MOS-Transistors 32 auf, bei der jeder dieser MOS-Transistoren parallel mit dem MOS-Transistor 22 angeordnet ist. Diese Schaltung der Fig. 9 ist geeignet, wenn die Funktionsschaltung 40 durch eine Schaltung wie beispielsweise ein RAM oder ähnliches gebildet ist, bei dem der Verbrauchsstrom sequentiell sich ändert in einer Reihe von Betriebszuständen, wenn er eine Sequenz von Operationen ausführt. In diesem Fall steigt der Betriebszustand der Funktionsschaltung 40 mit einem vorbestimmten Zeitverhalten an und zwar so, daß der Verbrauchsstrom einen vorbestimmten Wert überschreitet, und liefert jeden Steuerimpuls S 1-1 bis S 1-M mit einer Pulsbreite entsprechend jedem Zeitintervall, während dem der Verbrauchsstrom nacheinander durch die MOS-Transistoren 32-1 bis 32-M fließt. Sogar wenn ein Verbrauchsstrom über einem vorbestimmten Wert durch die Funktionsschaltung 40 fließt, wird infolgedessen einer der MOS-Transistoren 32-1 bis 32-M leitend, so daß die unmittelbare Reduktion der Betriebsspannung VC 2 unterdrückt wird beziehungsweise klein ist.

Fig. 10 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform. In Fig. 10 ist die Betriebsspannung liefernde Schaltung 30 im wesentlichen auf ähnliche Weise aufgebaut wie jene in Fig. 6, außer daß sie MOS-Transistoren 38-1 und 38-2 aufweist, von denen jeder parallel mit dem MOS-Transistor 22 anstelle des MOS-Transistors 34 geschaltet ist. Diese integrierte Schaltung hat NAND-Gatter-Schaltungen 70 und 80 vom Bootstrap-Typ. Diese NAND-Gatter-Schaltung 70 weist MOS-Transistoren 71 und 74 auf und eine Kapazität 73, die ähnlich wie die MOS-Transistoren 51 und 54 und die Kapazität 53 in Fig. 6 angeordnet sind; ebenso weist sie MOS-Transistoren 75 und 76, die in Reihe zwischen einem Knotenpunkt N 3 und Masse angeordnet sind, auf. Die NAND-Gatter-Schaltung 80 weist MOS-Transistoren 81, 84, 85 und 86 und eine Kapazität 83 auf, die auf ähnliche Weise mit der Verbindung der MOS-Transistoren 71, 74, 75 und 76 und der Kapazität 73 der NAND-Gatter-Schaltung 70 verbunden sind. Die MOS-Transistoren 75 und 76 werden durch Steuersignale SA und SB von der Funktionsschaltung 40 gesteuert, während die MOS-Transistoren 85 und 86 durch Steuersignale SC SD von der Funktionsschaltung 40 gesteuert werden. Diese Funktionsschaltung 40 wird beispielsweise durch ein dynamisches RAM gebildet, wie in Fig. 11 gezeigt. Dieses dynamische RAM weist eine Eingangsschaltung 91 zum Konvertieren eines Reihenadressen-Strobesignals , das extern zugeführt wird und eines Spaltenadressen-Strobesignals , das ebenfalls extern zugeführt wird, in ein internes Reihenadressen-Strobesignal und ein internes Spaltenadressen-Strobesignal jeweils auf, weiter eine Speicherschaltung 92 mit einer Speicherzelle von beispielsweise 256 kbits, eine Zeitsignalgeneratorschaltung 93 zum Erzeugen verschiedener Zeitablaufsignale einschließlich Zeitablaufsignale Φ A 1 bis Φ A 5 und Φ B 1 bis Φ B 5, damit die Speicherschaltung 92 eine vorbestimmte Operationssequenz in Abhängigkeit von den internen Strobesignalen und von der Eingangsschaltung 91 ausführen kann, und Steuersignalgeneratoren 94 A, 94 B, 94 C, und 94 D zum jeweiligen Erzeugen der Steuersignale SA, SB, SC und SD als Antwort auf die Zeitsignale Φ A 1 bis Φ A 5 und Φ B 1 bis Φ B 5 von der Zeitsignalgeneratorschaltung 93. Die Zeitsignalgeneratorschaltung 93 erzeugt Zeitsignale einschließlich der in Fig. 12B bis 12F gezeigten Zeitsignale Φ A 1 bis Φ A 5 abhängig von dem internen, in Fig. 12 gezeigten -Signal von der Eingangsschaltung 91. Der Steuersignalgenerator 94 A erzeugt das Steuersignal SA abhängig von den Zeitsignalen Φ A 1, Φ A 2 und Φ A 3 von der Zeitsignalgeneratorschaltung 93. Das Steuersignal SA nimmt niedrigen Pegel an synchron mit der Abfallflanke des internen -Signals und steigt danach synchron mit der Anstiegsflanke des Zeitsignals Φ A 3 an, nachdem beispielsweise 30 nsec, wie in Fig. 12G gezeigt, verlaufen sind. Andererseits erzeugt der Steuersignalgenerator 94 B das Steuersignal SB anhängig von den Zeitsignalen Φ A 1, Φ A 4 und Φ A 5 von der Zeitsignalgeneratorschaltung 93.

Das Steuersignal SB nimmt einen niedrigen Pegel an synchron mit der Anstiegsflanke des internen -Signals und steigt danach synchron mit der Anstiegsflanke des Zeitsignals Φ A 5, nachdem beispielsweise 15 nsec, wie in Fig. 12H gezeigt, vergangen sind.

Die Zeitsignalgeneratorschaltung 93 erzeugt Zeitsignale einschließlich der in Fig. 13B bis 13F gezeigten Zeitsignale Φ B 1 bis Φ B 5 abhängig von dem in Fig. 13A gezeigten internen -Signal von der Eingangsschaltung 91. Der Steuersignalgenerator 94 C erzeugt das Steuersignal SC abhängig von den Zeitsignalen Φ B 1, Φ B 2 und Φ B 3 von dieser Zeitsignalgeneratorschaltung 93. Das Steuersignal SC nimmt einen niedrigen Pegel an synchron mit der Abfallflanke des internen -Signals und steigt danach an synchron mit der Anstiegsflanke des Zeitsignals Φ B 3, nachdem beispielsweise 25 nsec, wie in Fig. 13G gezeigt, abgelaufen sind. Außerdem erzeugt der Steuersignalgenerator 94 D das Steuersignal SD abhängig von den Zeitsignalen Φ B 1, Φ B 4 und Φ B 5 von der Zeitsignalgeneratorschaltung 93. Das Steuersignal SD nimmt einen niedrigen Pegel an synchron mit der Anstiegsflanke des internen -Signals und steigt danach synchron mit der Anstiegsflanke des Zeitsignals Φ B 5 an, nachdem beispielsweise 15 nsec, wie in Fig. 13H gezeigt, abgelaufen sind.

In dem Fall, bei dem alle der Steuersignale SA, SB, SC und SD von der Funktionsschaltung 40 auf hohem Pegel sind, werden alle MOS-Transistoren 75, 76, 85 und 86 leitend gemacht, und die Knotenpunkte N 3 und N 4 werden in der Nähe des Massepotentialpegels gehalten, so daß die MOS-Transistoren 38-1 und 38-2 im nicht-leitenden Zustand gehalten werden. Unter der Annahme, daß das interne -Signal auf Massepegel fällt, fällt das Steuersignal SA synchron mit der Abfallflanke dieses internen -Signals, wodurch der MOS-Transistor 75 für ungefähr 30 nsec nicht-leitend wird. Infolgedessen steigt das Potential am Knotenpunkt N 3 auf den Pegel VC 1 auf ähnliche Weise wie in Fig. 6 beschrieben, wodurch der MOS-Transistor 38-1 leitend wird. Zusätzlich fällt das Steuersignal SB synchron mit der Anstiegsflanke dieses internen -Signals, wodurch der MOS-Transistor 76 für ungefähr 15 nsec leitend wird. Auf diese Weise wird der MOS-Transistor 38-1 leitend, wodurch die resultierende Konduktanz der Betriebsspannungs-Versorgungsschaltung 30, die durch die MOS-Transistoren 22, 38-1 und 38-2 gebildet ist, gesteigert wird.

Wenn das interne -Signal erzeugt wird, wird der MOS-Transistor 38-2 leitend für ungefähr 25 nsec bei der Abfallflanke dieses -Signals und für ungefähr 15 nsec an der Anstiegsflanke.

Obwohl ein großer Verbrauchsstrom über einen vorbestimmten Wert an der Speicherschaltung 92 verbraucht wird, wenn die internen - und -Signale übertragen werden, wird die Betriebsspannung VC 2 durch diesen großen Verbrauchsstrom nicht deutlich verändert.

Die Variationsraten der Betriebsspannungen VC 2 in der in Fig. 10 gezeigten Schaltung und jene der konventionellen Schaltung, bei der die MOS-Transistoren 38-1 und 38-2 und die NAND-Gatter-Schaltungen vom Bootstrap-Typ 70 und 80 von jener Schaltung in Fig. 10 entfernt wurden, wurden experimentell geprüft. Bei dieser Prüfung war die Variationsrate der erfindungsgemäßen Schaltung unter 5%, während die Variationsrate der konventionellen Schaltung ungefähr 30% war. Außerdem kann zum Unterdrücken der Spannungsvariationsrate auf einen Wert unter 10% der Wert des Kondensators 23 auf ungefähr nur 4000 pF in der erfindungsgemäßen Schaltung eingestellt werden, während in der konventionellen Schaltung der Wert dieses Kondensators ungefähr 30 000 pF sein muß.

Wie aus obigen Ergebnissen hervorgeht, ist es bei dieser Ausführung möglich, die Variation der Betriebsspannung VC 2 auf einen kleinen Wert zu unterdrücken, ohne die Kapazität des Kondensators 23 deutlich zu erhöhen.

Fig. 14 zeigt eine integrierte Halbleiterschaltung nach einer weiteren Ausführungsform mit Merkmalen der Erfindung. Diese Schaltung ist im wesentlichen auf ähnliche Weise aufgebaut, wie jene in Fig. 2, außer daß der MOS-Transistor 32 weggelassen ist, und daß ein MOS-Transistor vom Anreicherungstyp 100 in Reihe mit den MOS-Transistoren 31-1 bis 31-N angeordnet ist. Zusätzlich erzeugt in dieser integrierten Schaltung die Funktionsschaltung 40 das Steuersignal 52.

Im normalen Betriebszustand wird das Steuersignal S 2 auf hohem Pegel an eine Gate-Elektrode des MOS-Transistors 100 geführt, und dieser MOS-Transistor 100 wird leitend gehalten, während eine vorbestimmte Spannung VG 1 als Gate-Spannung VG an das Gate des MOS-Transistors 22 gelegt ist. Andererseits wird im aktiven Betriebszustand, bei dem ein Verbrauchsstrom über einen vorbestimmten Wert durch die Funktionsschaltung 40 fließen kann, das Steuersignal S 2 auf niedrigem Pegel an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 100 geführt, wodurch der MOS-Transistor 100 nicht-leitend wird. Infolgedessen wird die Gate-Spannung VG mit einer Spannung VG 2, die höher ist als die vorhin bestimmte Spannung VG 1, an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 22 angelegt, wodurch die Konduktanz den die Betriebsspannung liefernden Schaltung, die durch den MOS-Transistor 22 gebildet ist, gesteigert wird. Auf diese Weise wird ein größerer Strom durch den MOS-Transistor 22 zur Funktionsschaltung 40 geliefert, wodurch die Reduktion der Betriebsspannung VC 2 unterdrückt wird.

Fig. 15 zeigt eine Modifikation der in Fig. 14 gezeigten integrierten Schaltung. In dieser integrierten Schaltung werden MOS-Transistoren 101-1 bis 101-3, deren entsprechende Gate-Elektroden mit der Spannungsleitung VL verbunden sind, und die gegenseitig in Reihe geschaltet sind, anstelle der MOS-Transistoren 21-1 bis 21-P benutzt, und die MOS-Transistoren 21-Q bis 21-N sind weggelassen.

Auch in dieser integrierten Schaltung wird im normalen Betriebszustand der MOS-Transistor 100 leitend, und eine Gate-Spannung VG mit einer Spannung VG 3, die abhängig von einem Verhältnis zwischen einem Reziproken der resultierenden Konduktanz der MOS-Transistoren 101-1 bis 101-3 zuerst und dem Reziproken der Konduktanz des leitenden MOS-Transistors 100 bestimmt wird, wird an den MOS-Transistor 22 geführt. Der MOS-Transistor 100 im aktiven Betriebszustand nicht-leitend, so daß eine Gate-Spannung, die höher ist als die Spannung VR 3, an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors 22 geführt wird, wodurch die Konduktanz dieses MOS-Transistors 22 gesteigert werden kann.

Es kann auch, obwohl ein MOS-Transistor 22 zwischen die Spannungsleitung VL und den Anschluß VC 2 gekoppelt ist, eine Mehrzahl von parallel verbundenen MOS-Transistoren anstelle der MOS-Transistors 22 angeordnet werden.

Claims (14)

1. Integrierte Halbleiterschaltung zur Einstellung eines gewünschten Gleichspannungspotentials, mit zwei parallelen Schaltungszweigen, die an eine Gleichspannungsquelle angeschlossen sind und von denen der erste Schaltungszweig aus einem Spannungsteiler mit mehreren Halbleiterelementen besteht und der zweite Schaltungszweig wenigstens ein steuerbares Halbleiterelement enthält, an welchem ein konstantes Gleichspannungspotential für eine Funktionsschaltung abgreifbar ist, wobei das steuerbare Halbleiterelement von einer Referenzspannung des ersten Schaltungszweiges angesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu dem steuerbaren Halbleiterelement (22) ein zweites steuerbares Halbleiterelement (32) geschaltet ist, das von einem in der Funktionsschaltung (40) erzeugten Steuersignal (S 1) leitend oder nicht-leitend steuerbar ist.

2. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Glättung des Gleichspannungspotentials zwischen den das konstante Gleichspannungspotential liefernden Schaltungspunkt und Masse ein Kondensator (23) geschaltet ist.

3. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das steuerbare Halbleiterelement aus einem MOS-Transistor (22) besteht, der die Referenzspannung an seiner Gate-Elektrode empfängt und daß das zweite steuerbare Halbleiterelement durch einen MOS-Transistor (32) vom Anreicherungstyp gebildet ist, welcher an seiner Gate-Elektrode das Steuersignal (S 1) von der Funktionsschaltung (40) empfängt.

4. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionsschaltung (40) verschiedene Steuersignale (S 1-1 bis S 1-M) erzeugt und das zweite Halbleiterelement eine Mehrzahl von MOS-Transistoren (32-1 bis 32-M) vom Verarmungstyp aufweist, die parallel gekoppelt sind, und die an ihren jeweiligen Gate-Elektroden die entsprechenden Steuersignale von der Funktionsschaltung (40) empfangen.

5. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den das Steuersignal liefernden Ausgang der Funktionsschaltung (40) und die Steuerelektrode des zweiten steuerbaren Halbleiterelements (32) eine spannungserzeugende Schaltung (50) geschaltet ist.

6. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die spannungserzeugende Schaltung (50) eine Inverterschaltung vom Bootstrap-Typ aufweist zum Erzeugen einer Gate-Spannung abhängig von dem Steuersignal der Funktionsschaltung (40).

7. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite steuerbare Halbleiterelement einen bipolaren Transistor (36) aufweist und eine Basispotentialeinstellschaltung (60) zum Einstellen eines Basispotentials des bipolaren Transistors abhängig von dem Steuersignal von der Funktionsschaltung (40).

8. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionsschaltung (40) gegenseitig verschiedene Steuersignale erzeugt, und daß das zweite steuerbare Halbleiterelement eine Mehrzahl von MOS-Transistoren (38-1, 38-2) aufweist, welche parallel verbunden sind und welche an ihren Gate-Elektroden Gate-Spannungen von spannungserzeugenden Schaltungen (70, 80) abhängig von den entsprechenden Steuersignalen von der Funktionsschaltung (40) empfangen.

9. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jede der spannungserzeugenden Schaltungen (70, 80) eine Inverterschaltung vom Bootstrap-Typ zum Erzeugen einer Gate-Spannung abhängig von den entsprechenden Steuersignalen von der Funktionsschaltung (40) aufweist.

10. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4 und 8 und 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionsschaltung eine Erfassungseinrichtung (42 bis 45) aufweist zum Erzeugen des Steuersignals und zum Erfassen, daß ein Verbraucherstrom, der durch die Funktionsschaltung fließt, einen vorbestimmten Wert überschreitet.

11. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionsschaltung eine Betriebsart-Einstellschaltung (47; 93, 94 A bis 94 D) aufweist zum Erzeugen wenigstens eines Betriebsart-Einstellsignals zum Einstellen einer Betriebsart der Funktionsschaltung und zum Erzeugen der Steuersignale abhängig von dem Betriebsart-Einstellsignal.

12. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Funktionsschaltung (40) ein zusätzliches Steuersignal (S 2) erzeugt, welches ein Halbleiterelement (100) im ersten Schaltungszweig leitend oder nicht-leitend schaltet, um die Referenzspannung (VG) entsprechend zu verändern.

13. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Halbleiterelement (100) im ersten Schaltungszweig aus einem MOS-Transistor besteht.

14. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß das Halbleiterelement (100) mit einem Anschluß mit der Referenzspannung (VG) verbunden ist.