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Hintergrund der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft
generell die Übertragung
von Tonsignalen bzw. Niederfrequenz- oder Audiosignalen zwischen
elektronischen Einrichtungen. Spezieller betrifft die Erfindung
eine Leitungsempfangsschaltung, die den in ein Tonsignal bei der Übertragung
des Signals zwischen räumlich getrennten
elektronischen Einrichtungen eingebrachten Rauschbetrag reduziert.
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Ein Audio- bzw. Niederfrequenzsystem
umfaßt
typischerweise eine Kombination elektronischer Einrichtungen wie
Vorverstärker,
Mischer, Leistungsverstärker
usw. In einem Audio-System, das für einen großen Hörerkreis wie beispielsweise
in einer Versammlungshalle, in einem Theater oder Gebäude ausgelegt
ist, können
solche elektronischen Einrichtungen über große Distanzen physisch bzw.
räumlich voneinander
getrennt sein und durch unterschiedliche Wechselstromnetz-Leitungsschaltungen
versorgt werden. Die unterschiedlichen Wechselstromnetz-Leitungsschaltungen
können
signifikantes unerwünschtes
Rauschen in das Tonsignal einbringen.
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Jede Wechselstromnetz-Leitungsschaltung weist
ihren eigenen lokalen Erdungsbezugspunkt auf. Die Kapazität zwischen
der Wechselstromnetzleitung und dem Chassis jeder elektronischen
Einrichtung kann eine Spannung an der lokalen Erdung des Chassis
induzieren. Auf diese Weise kann eine beträchtliche Spannungsdifferenz
zwischen den lokalen Erdungspunkten der verschiedenen elektronischen
Einrichtungen des Audiosystems auftreten. Diese Spannungsdifferenz
verursacht einen Stromfluß in
jedwedem Leiter, der elektronische Einrichtungen miteinander verbindet,
welche wiederum an unterschiedliche Wechselstromnetz-Leitungsschaltungen
angeschlossen sind. Diese Ströme,
die durch den Leiter zwischen den elektronischen Einrichtungen fließen, weisen
häufig
ausgeprägte
Harmonische der Netzleitungsfrequenz auf, die typischerweise 50
bis 60 Hertz beträgt.
Diese Harmonischen der Netzleitungsfrequenz werden als verzerrendes
brummendes Geräusch
oder Summen wahrgenommen, wenn sie vom Audiosystem wiedergegeben
werden.
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In 1 ist
ein bekanntes Audiosystem 10 dargestellt, welches eine
Treibereinrichtung 12 und eine Empfangseinrichtung 14 umfaßt. Von
der Treibereinrichtung wird ein Tonsignal Vs über ein Kabel 16 zur
Empfangseinrichtung übertragen,
welches ein Leiterpaar mit einer ersten und zweiten Differenzleitung 18 bzw.
20 umfaßt.
Das Kabel kann auch eine Abschirmung 21 umfassen, die die
erste und zweite Differenzleitung umgibt. Typischerweise ist die
Abschirmung mit der lokalen Erdung 24 der Treibereinrichtung
verbunden. Das Tonsignal Vs wird in einem Differenzmodus übertragen,
was bedeutet, daß das Tonsignal
ungeachtet von jedwedem lokalen Erdungsbezugspunkt durch die Spannungsdifferenz zwischen
den Differenzleitungen 18 und 20 dargestellt wird.
Die Treibereinrichtung weist ihrem positiven und negativen Ausgang
zugeordnete Quellimpedanzen bzw. Innenwiderstände auf, die mit Rs+ bzw. Rs-
bezeichnet sind. Die Empfangseinrichtung umfaßt einen Leitungsempfänger 22,
der eine seinen positiven und negativen Eingangsanschlüssen, die jeweils
mit IN+ bzw. IN- bezeichnet sind, zugeordnete Eingangsimpedanz aufweist.
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Die durch die Spannungsdifferenz
zwischen den lokalen Erdungen 24 und 26 der jeweiligen
Antriebseinrichtung 12 und Empfangseinrichtung 14 verursachte
Rauschspannung Vn wird simultan beiden Eingangsanschlüssen oder
-klemmen IN+ und IN- des Leitungsempfängers 22 präsentiert.
Diese Rauschspannung Vn wird gemeinhin als Gleichtaktspannung bezeichnet.
Eine Gleichtaktspannung ist eine Spannung, die auf die lokale Erdung
der Empfangseinrichtung bezogen ist, welche an beiden Eingangsanschlüssen IN+
und IN- des Leitungsempfängers 22 vorliegt.
Die Gleichtakt-Rauschspannung Vn enthält die unerwünschten
Harmonischen der Netzleitungsfrequenz, und es ist sehr erstrebenswert,
daß die
Empfangseinrichtung derartige Gleichtakt-Spannungssignale zurückweist
bzw. unterdrückt.
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Wie in 2 dargestellt,
besteht ein Verfahren, bei dem der Leitungsempfänger 22' die Gleichtaktspannungssignale
zurückweist
bzw. unterdrückt, darin,
einen Transformator T1 zu verwenden, der mit den Eingängen der
Empfangseinrichtung 14 gekoppelt ist. Die Gleichtakt-Rauschspannung,
die simultan an beiden Eingängen
IN+ und IN- der Primärwicklung 28 angelegt
ist, wird von der Primärwicklung
zur Sekundärwicklung 30 des
Transformators nicht übertragen,
jedoch wird das Differenz-Tonsignal übertragen. Dementsprechend
empfängt
der Verstärker 31 nur
das Differenz-Tonsignal. Wenngleich der Transformator bei der Eliminierung
des Gleichtakt-Rauschsignals Vn effektiv ist, so schränken doch
seine nachteiligen Kosten, Abmessungen und sein Gewicht einen weit
verbreiteten Einsatz ein.
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In der Vergangenheit ist eine einfache
Spannungsdifterenzverstärkerschaltung 32 gemäß 3 als Leitungsempfänger eingesetzt
worden, welcher ohne Transformator Gleichtaktrauschen beseitigt. Die
Schaltung 32 umfaßt
einen Operationsverstärker A1
und vier Verstärkungs/Vorspannungs-Widerstände R1,
R2, R3 und R4. Die Schaltung 32 hat zwei Eingangsanschlüsse IN+
und IN- und einen Ausgangsanschluß OUT. Die Spannungsverstärkung für dem Eingangsanschluß IN- zugeführte Spannungssignale beträgt -R4/R2.
Die Spannungsverstärkung
für dem Eingangsanschluß IN+ zugeführte Spannungssignale
beträgt
[(R2 + R4)/R2) [R31(R1 + R3)). Indem man R1 = R2 und R3 = R4 setzt,
nimmt die Spannungsver- stärkung
für die
dem Eingangsanschluß IN+
zugeführte
Spannungssignale den Wert R4/R2 an. Die Spannungsverstärkung für Gleichtaktspannungssignale
ergibt sich durch Addition der Spannungsverstärkung von beiden Eingängen. Folglich
ist die Verstärkung
der Differenzverstärkerschaltung 32 für Gleichtaktsignale 0,
falls die Widerstände
R1 und R3 jeweils auf die Widerstände R2 und R4 abgestimmt sind,
da (R4/R2) + (-R4/R2) = 0. Daher können durch sorgfältige Abstimmung
der Widerstandswerte jegliche Gleichtaktspannungen an den Eingangsanschlüssen IN+
und IN- im wesentlichen unterdrückt werden.
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In der realen Praxis sind die Widerstände R1 und
R2 und die Widerstände
R3 und R4 niemals perfekt aufeinander abgestimmt und die Unterdrückung der
Gleichtaktspannungssignale ist durch das Gleichtakt-Unterdrückungsverhältnis (CMRR
von common-mode rejection ratio) gekennzeichnet. Das CMRR einer
Differenzverstärkerschaltung
ist als die Verstärkung
der Differenzsignale, dividiert durch die Verstärkung der Gleichtaktsignale
definiert. Darüber hinaus
können
auch die Auswirkungen der Ausgangsimpedanzen Rs+ und Rs- der Treibereinrichtung 12, welche
noch nicht diskutiert worden sind, das CMRR nachteilig beeinflussen.
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Ferner ist auch in der Vergangenheit
eine einfache Stromdifterenzverstärkerschaltung 34 gemäß 4 als Leitungsempfänger für die Beseitigung
von Gleichtaktrauschen ohne Verwendung eines Transformators eingesetzt
worden. Die Schaltung 34 umfaßt zwei Operationsverstärker A2
und A3 und fünf
Verstärkungs/Vorspannungs-Widerstände R5,
R6, R7, R8 und R9. Wie bei der Spannungsschaltung, die oben erläutert wurde,
umfaßt
diese Schaltung zwei Eingangsanschlüsse IN+ und IN- und einen Ausgangsanschluß OUT. Der
invertierende Anschluß des
Operationsverstärkers
A3 wirkt als Stromadditionsknoten auf virtueller Masse. Der Strom durch
die Widerstände
R7 und R8 bestimmt sich nach dem klassischen Ohmschen Gesetz I =
V/R. Der Strom durch den Widerstand R9 ist lediglich die negative
Summe der Ströme
durch die Widerstände R7
und R8. Damit der Verstärker
im Differenzmodus arbeitet, wird ein Eingang, in diesem Fall der
dem Widerstand R7 zugeordnete Eingang, durch die Konfiguration eines
invertierenden Verstärkers
aus den Widerständen
R5 und R6 und dem Operationsverstärker A2 invertiert.
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Das Widerstandspaar R5 und R6 und
das Widerstandspaar R7 und R8 sind so abzustimmen, daß ein großes CMRR
erzielt wird. In der realen Praxis sind das Widerstandspaar R5 und
R6 und das Widerstandspaar R7 und R8 niemals perfekt aufeinander
abgestimmt, was zu einem endlichen CMRR führt, wie oben unter Bezugnahme
auf den Spannungsdifferenzverstärker
erläutert
wurde.
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Die Differenzverstärkerschaltungen 32 und 34 der 3 und 4 bieten nur dann eine gute Gleichtaktspannungsunterdrückung, wenn
die Quellimpedanzen Rs+ und Rs- der Treibereinrichtung 12 sehr eng
abgestimmt sind. Wenn die Quellimpedanzen oder Innenwiderstände nicht
eng aufeinander abgestimmt sind, verschlechtert sich das CMRR der Schaltung
signifikant. Das CMRR verschlechtert sich, weil die Schaltungen
relativ geringe Gleichtakt-Eingangsimpedanzen an ihren beiden Eingangsanschlüssen IN+
und IN- aufweisen. Diese geringen Eingangsimpedanzen liegen in Serie
mit den Quellimpedanzen. Falls die Quellimpedanzen nicht exakt gleich
sind, tritt eine ungleiche Spannungsteilung des Tonsignals an den
Eingangsanschlüssen
IN+ und IN- auf. Beispielsweise wird in einer praktischen Anwendung
der Schaltungen 32 und 34 gemäß den 3 und 4 eine
Quellimpedanzabweichung von nur fünf Ohm das CMRR von 80 db auf
40 db verschlechtern.
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Es wird nun auf 5 Bezug genommen, welche eine komplexere
Meßverstärkerschaltung 36 zeigt,
die die Anfälligkeit
der einfachen Differenzverstärkerschaltungen 32 und 34 gegenüber nicht
abgeglichener Quellimpedanzen der Treibereinrichtung 12 im
wesentlichen eliminieren kann. Die Meßverstärkerschaltung 36 weist
zwei Eingangsbuffer 38 und 40 auf, die mit dem
jeweiligen Eingang des Differenzverstärkers verbunden sind, wobei
dieser hier als Spannungsdifterenzverstärker 32 dargestellt
ist. Jeder Eingangsbuffer ist typischerweise ein Operationsverstärker A4,
der mit einer Verstärkung
von eins ausgelegt ist. Die hohe Eingangsimpedanz des Operationsverstärkers reduziert
die durch die Quellimpedanz verursachten Spannungsteilereffekte
auf vernachlässigbare
Werte. Die Augangsimpedanz des Operationsverstärkers ist sehr gering und variiert über einen großen Bereich
von Ausgangsstromwerten nicht signifikant. Daher verhindern die
Eingangsbuffer 38 und 40, daß die nicht abgeglichenen Quellimpedanzen
einer Treiberschaltung das CMRR der Differenzverstärker 32 und 34 reduzieren.
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Ein Meßverstärker 42, der in 6 gezeigt ist, eliminiert
bekanntermaßen
Gegentaktrauschen. Der Verstärker
umfaßt
zwei Operationsverstärker
A5 und A6 und fünf
Verstärkungs/Vorspannungswiderstände R10,
R11, R12, R13 und R14. Durch Abstimmung der Verstärkungs/Vorspannungswiderstände zeigt
die Verstärkung
für Differenzsignale
den Wert 1 und für
Gegentaktsignale den Wert 0. Jedoch sind, wie oben erwähnt, die
Verstärkungs/Vorspannungswiderstände niemals
perfekt aufeinander abgestimmt und der Verstärker zeigt ein endliches CMRR.
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In 7 ist
ein verbesserter Meßverstärker 44 gezeigt,
der auch bekanntermaßen
die Funktion eines einfachen Differenzverstärkers 46 wie der Differenzverstärker 32 und 32 gemäß den 3 bzw. 4 verbessert. Der
Meßverstärker weist
eine Differenz-Verstärkungsstufe 45 zwischen
den Eingangsanschlüssen
IN+ und IN- des Meßverstärkers und den
Eingangsanschlüssen
IN+ und IN- des Differenzverstärkers 46 auf.
Die Difterenzverstärkungsstufe umfaßt zwei
identische Schaltungen 48, wobei jede Schaltung einen Operationsverstärker A7
und einen Vorspannungs/Verstärkungswiderstand
R15 umfaßt, und
jeweils mit einem separaten Eingangsanschluß verbunden ist. Der nicht
invertierende Eingang eines Operationsverstärkers A7 ist mit dem Eingangsanschluß IN+ verbunden
und der nicht invertierende Eingang des anderen Operationsverstärkers A7
ist mit dem Eingangsanschluß IN-
verbunden. Zwischen dem nicht invertierenden Eingang und dem Ausgang jedes
Verstärkers
A7 ist ein Widerstand R15 geschaltet und es liegt ein Widerstand
R16 zwischen den invertierenden Eingängen der beiden Operationsverstärker. Die
Ausgänge
der beiden Operationsverstärker
A7 sind mit den jeweiligen Eingängen
IN+' und IN-' des Differenzverstärkers 46 verbunden.
Der Differenzverstärker 46 kann
die Form sowohl des Spannungsdifferenzverstärkers 32 der 3 als auch des Stromdifferenzverstärkers 34 der 4 annehmen.
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Die Differenz-Verstärkungsstufe
verstärkt Differenz-Signale
um einen Faktor von (2R15 + R16)/R16 und verstärkt Gleichtaktsignale mit eins. Daher
empfängt
der Differenzverstärker 46 ein
Signal, in dem das Gleichtaktsignal bereits um einen Faktor (2R15
+ R16)/R16 unterdrückt
worden ist, wodurch das CMRR des Meßverstärkers 44 gegenüber dem
des einfachen Differenzverstärkers
verbessert ist.
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Allerdings hat jede der Meßverstärkerschaltungen 36, 42 und 44 gemäß den 5, 6 und 7 jeweils
ein schwenrwiegendes praktisches Problem, wenn die Schaltung als
Leitungsempfänger
in einem Audiosystem verwendet wird, da die Eingänge der Operationsverstärker keine
externen Gleichstrompfade für
ihre Vorspannungs- oder Bias-Ströme
aufweisen können.
Solche Vorspannungs-Gleichströme sind
erforderlich, damit die Operationsverstärker richtig arbeiten. Da die
Signalquellen eines Audiosystems häufig eine Wechselstromkopplung
zeigen, kann man nicht zuverlässig
davon ausgehen, daß sie den
Gleichstrompfad bereitstellen. Darüber hinaus wird die Verwendung
eines Widerstandes, der mit einer lokalen Erdungsklemme verbunden
ist, um den Gleichstrompfad zu erzeugen, das CMRR dieser Meßverstärkerschaltungen
durch Absenken der Eingangsimpedanz jedes Eingangs-Buffers verschlechtern.
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Es ist daher festzustellen, daß ein Bedarf
an Verstärkerschaltungen
besteht, die bei Verwendung als Differenz-Niederfrequenzleitungsempfänger eine sehr
große
Gleichtakteingangsimpedanz vorsehen, während sie gleichzeitig einen
Gleichstrompfad für die
Vorspannungs- bzw. Bias-Ströme
der Operationsverstärker
bereitstellen. Die vorliegende Erfindung erfüllt diese Bedürfnisse.
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Die WO-A-9 424 761 offenbart einen
Niederfrequenz-Leitungsempfänger
zum Empfangen eines Differenzeingangssignals von ersten und zweiten
Differenzleitungen und zum Ausgeben eines Ausgangssignals bezogen
auf eine lokale Erdungsreferenz auf einer Ausgangsleitung.
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Die vorliegende Erfindung ist in
einem Niederfrequenz-Leitungsempfänger gemäß Definition im Anspruch 1
verkörpert.
Der Niederfrequenz-Leitungsempfänger
empfängt
Differenztonsignale bzw. Difterenzniederfrequenzsignale, die zwischen
räumlich
getrennten elektronischen Einrichtungen übertragen werden. Der Niederfrequenz-Leitungsempfänger ist
gegenüber
einem weiten Bereich von in der realen Welt vorkommenden abgeglichenen
und nicht abgeglichenen Quellimpe- danzen bei nur minimaler Verschlechterung
des Gegentaktunterdrückungsverhältnisses
vom Empfänger
tolerant.
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Genauer gesagt, empfängt der
Niederfrequenz-Leitungsempfänger
ein Differenzeingangssignal ab bzw. von ersten und zweiten Differenzleitungen
und liefert ein Ausgangssignal auf einer Ausgangsleitung. Das Eingangssignal
wird ungeachtet jedweder Erdungsreferenz durch die Spannungsdifferenz
zwischen den ersten und zweiten Differenzleitungen repräsentiert,
während
das Ausgangssignal durch die Differenz zwischen der Ausgangsleitung und
einer lokalen Endungsreferenz repräsentiert wird. Der Niederfrequenz-Leitungsempfänger umfaßt einen
Differenzverstärker
und einen Eingangsverstärker.
Der Differenzverstärker
weist erste und zweite Eingangsklemmen und eine Ausgangsklemme auf und
der Eingangsverstärker
weist erste und zweite Eingangsklemmen und erste und zweite Ausgangsklemmen
auf. Die Ausgangsklemmen des Eingangsverstärkers sind mit den jeweiligen
Eingangsklemmen des Differenzverstärkers verbunden. Die Ausgangsklemme
des Differenzverstärkers
ist mit der Ausgangsleitung verbunden. Der Eingangsverstärker ist
mit seinen Eingangsklemmen direkt mit der ersten bzw. zweiten Differenzleitung
verbunden und hält
ferner eine hohe Eingangsimpedanz für Wechselstromsignale oberhalb
einer ersten vorbestimmten Frequenz aufrecht, während er einen Gleichstrom-Strompfad
zur Aufnahme eines Vorspannungs- oder
Bias-Stromes an den Eingangsklemmen des Eingangsverstärkers vorsieht.
Die Gleichspannungs-Vorspannungsströme ermöglichen es dem Eingangsverstärker, richtig
zu arbeiten. Die hohe Wechselstromeingangsimpedanz des Ein gangsverstärkers ermöglicht,
daß der
Differenzverstärker Gleichtaktsignale über einen
weiten Bereich von nicht abgeglichenen Quellimpedanzen zurückweist bzw.
unterdrückt.
Daher empfängt
der Leitungsempfänger
Differenztonsignale, wobei er Gleichtaktsignale oberhalb der ersten
vorbestimmten Frequenz unterdrückt.
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Eine typische Leitungsfrequenz beträgt 60 Hz,
wobei dies höher
ist als die niedrigste hörbare Frequenz
des Tonsignals. Die erste vorbestimmte Frequenz wird derart ausgewählt, daß sämtliche
der Differenz-Tonsignalfrequenzen empfangen werden, während die
Gleichtakt-Leitungsfrequenzen und Harmonischen im wesentlichen unterdrückt werden.
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Nach einem detaillierteren Merkmal
der Erfindung wird die erste vorbestimmte Frequenz so ausgewählt, daß sie bei
etwa 0,1 Hz liegt. Eine solche Frequenz kann dadurch erreicht werden,
daß der erste
und zweite Vorspannungswiderstand so ausgelegt werden, daß sie einen
Widerstand von etwa 25 Kiloohm aufweisen, und ein Kondensator so
ausgelegt wird, daß er
eine Kapazität
von etwa 65 Mikrofarad aufweist. Eine weitere bevorzugte Ausführung erzielt
eine ähnliche
Funktion durch Auslegung eines ersten und zweiten Vorspannungswiderstandes
mit einem Widerstandswert von etwa 10 Kiloohm und Auslegung eines
Kondensators mit einer Kapazität von
etwa 100 Mikrofarad.
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Ein die Erfindung verkörpernder
Niederfrequenz-Leitungsempfänger
wird nun unter Bezugnahme auf die beiliegenden schematischen Zeichnungen
erläutert,
in denen:
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1 eine
schematische Darstellung eines Niederfrequenz- oder Audiosystems
mit räumlich voneinander
getrennten elektronischen Einrichtungen zeigt.
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2 eine
schematische Darstellung eines Differenzempfängers mit Transformatorkopplung nach
dem Stand der Technik ist.
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3 eine
schematische Darstellung eines einfachen Spannungs-Differenzverstärkers nach dem
Stand der Technik ist.
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4 eine
schematische Darstellung eines einfachen Strom-Differenzverstärkers nach
dem Stand der Technik ist.
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5 eine
schematische Darstellung eines Differenzverstärkers mit gepufferten Eingängen nach dem
Stand der Technik ist.
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6 eine
schematische Darstellung eines einfachen Strom-Difterenzverstärkers nach
dem Stand der Technik ist.
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7 eine
schematische Darstellung eines Meßverstärkers nach dem Stand der Technik
ist.
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8 eine
schematische Darstellung eines Differenz-Leitungsempfängers nach
dem Stand der Technik ist.
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9 eine
schematische Darstellung eines zweiten allgemeineren Ausführungsbeispiels
des Differenz-Niederfrequenzleitungsempfängers der 8 ist;
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10 ist
meine schematische Darstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels
eines Differenz-Niederfrequenzleitungsempfängers nach dem Stand der Technik
ist.
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11 eine
schematische Darstellung eines Teils des Leitungsempfängers der 10 ist, welcher zusätzlich eine
"Phantom"-Stromversorgung umfaßt;
und
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12 eine
schematische Darstellung eines Ausfühungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Differenz-Niederfrequenzleitungsempfängers mit
einem Hochfrequenzfilter ist.
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8 zeigt
einen Differenz-Niederfrequenzlei-tungsempfängers 50 aus dem Stand
der Technik zum Empfang von Tonsignalen von einer Treibereinrichtung 12.
Der Leitungsempfänger
umfaßt
einen Differenzverstärker 32 und
zwei Eingangsverstärker 52 und 54.
Der Differenzverstärker 32,
der einen Operationsverstärker
A1 und Widerstände
R1, R2, R3 und R4 kombiniert, entspricht dem Differenzverstärker 32 der 2 aus dem Stand der Technik.
Der Differenzverstärker
umfaßt
einen nicht invertierenden Eingangsanschluß bzw. eine nicht invertierende Eingangsklemme 56,
eine invertierende Eingangsklemme 58 und eine Ausgangsklemme
OUT und arbeitet auf die oben unter "Hintergrund der Erfindung" beschriebene
Art und Weise. Der bevorzugte Widerstandswert für die Widerstände R1,
R2, R3 und R4 liegt bei 25 KiloΩ.
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Die Eingangsverstärker 52 und 54 haben
jeweils einen Eingangsanschluß bzw.
eine Eingangsklemme IN+ bzw. IN- und jeweils eine Ausgangsklemme.
Die Ausgangsklemme des ersten Eingangsverstärkers 52 ist mit der
nicht invertierenden Eingangsklemme 56 des Differenzverstärkers 32 verbunden,
und die Ausgangs klemme des zweiten Eingangsverstärkers 54 ist mit der
invertierenden Eingangsklemme 58 des Differenzverstärkers 32 verbunden.
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Der erste Eingangsverstärker 52 umfaßt einen
Operationsverstärker
A8, zwei Vorspannungs- oder Biaswiderstände R17 und R19 und einen Koppelkondensator
C1. Die Vorspannungswiderstände R17
und R19 sind in Serie zwischen die nicht invertierende Eingangsklemme
des Operationsverstärkers
A8 und eine Signalerdungsklemme bzw. einen Signalmasseanschluß geschaltet.
Die nicht invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers A8
dient als Eingangsklemme IN+ des Eingangsverstärkers 52. Die invertierende
Eingangsklemme des Operationsverstärkers A8 ist direkt mit der
Ausgangsklemme des Operationsverstärkers A8 verbunden. Daher sehen
die Vorspannungswiderstände R17
und R19 einen Gleichstrom-Strompfad zu Masse für den nicht invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers
A8 vor. Der Koppelkondensator C1 verhindert, daß die Vorspannungswiderstände R17 und
R19 die Eingangsimpedanz des Eingangsverstärkers 52 herabsetzen,
was sonst das Gleichtaktunterdrückungsverhältnis (CMRR)
des Leitungsempfängers 50 reduzieren
würde.
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Durch die Schaltung des Koppelkondensators
C1 von der invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers A8
zum Knoten zwischen den Widerständen
R17 und R19 kann dafür
gesorgt werden, daß der
Widerstand R17 effektiv eine sehr hohe Impedanz bei Frequenzen oberhalb
einer vorbestimmten Grenzfrequenz aufweist. Die vorbestimmte Grenzfrequenz
oder kritische Frequenz ist die Frequenz, bei der die Impedanz vom
Koppelkondensator C1 gleich dem Widerstand des Widerstandes R19 ist.
Bei im wesentlichen oberhalb dieser Grenzfrequenz liegenden Frequenzen
wird der Knoten zwischen den Widerständen R17 und R19 hierdurch
effektiv zur invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers A8
kurzgeschlossen. Der Operationsverstärker A8 verursacht, daß dieselbe
Spannung an beiden Enden des Widerstandes R17 auftritt, so daß bei derartigen
Frequenzen im wesentlichen kein Wechselstrom durch den Widerstand
R17 fließt.
Daher verursacht wiederum der im wesentlichen reduzierte Stromfluß durch
den Widerstand R17, daß der
effektive Widerstand des Widerstands R17 viel größer als sein tatsächlicher
oder Gleichstromwert ist. Daher sieht der Eingangsverstärker 52 eine
sehr hohe effektive Eingangsimpedanz bei Frequenzen im wesentlichen
oberhalb der vorbestimmten Grenzfrequenz vor.
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Auf ähnliche Weise umfaßt der zweite
Eingangsverstärker 54 einen
Operationsverstärker
A9, Vorspannungswiderstände
R18 und R20 und einen Koppelkondensator C2, der die invertierende
Eingangsklemme 58 des Differenzverstärkers 32 wirksam abtrennt
bzw. entkoppelt.
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Die Grenzfrequenz muß niedrig
genug sein, so daß die
Gegentakteingangsimpedenz des Leitungsempfängers 50 über alle
interessierenden Frequenzen hinweg ausreichend hoch ist, um unerwünschtes
Gegentaktrauschen zu unterdrücken.
Ein solcher Leitungsempfänger 50 mit
einer ausreichend niedrigen Grenzfrequenz wird eine Verstärkung zeigen,
die über
alle interessierenden Frequenzen im Tonsignal hinweg ausreichend
konstant ist. Jedoch muß die
Grenzfrequenz groß genug
sein, um unter Verwendung standardmäßig zur Verfügung stehender
Komponenten einfach implementierbar zu sein. Um Niederfrequenz-Gegentaktrauschspannungen zu
beseitigen, und zwar einschließlich
der Netzleitungsfrequenz von 50 oder 60 Hz sowie Harmonischer dieser
Frequenz, ist die Grenzfrequenz, die durch die Kombination aus dem
Kondensator C1 und dem Widerstand R19 und die Kombination aus dem Kondensator
C2 und dem Widerstand R20 an den Eingangsverstärkern 52 und 54 definiert
ist, vorzugsweise so ausgewählt,
daß sie
etwa 0,1 Hz beträgt. Eine
solche Grenzfrequenz kann unter Verwendung von Widerstandswerten
für die
Widerstände
R17, R18, R19 und R20 von etwa 25 Kiloohm und von Kapazitätswerten
von etwa 65 Mikrofarad für
die Kondensatoren C1 und C2 erzielt werden. Eine anzustrebende Grenzfrequenz
von 0,16 Hz wird unter Verwendung von Widerstandwerten von etwa
10 Kiloohm für
die Widerstände
R17, R18, R19 und R20 und von Kapazitätswerten von etwa 100 Mikrofarad
für die
Kondensatoren C1 und C2 erzielt.
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Die Ausgangsimpedanz jedes der Eingangsverstärker 52 und 54 ist über einen
breiten Bereich von Signalpegeln im wesentlichen gleichförmig. Die hohe
effektive Eingangsimpedanz und die geringe Ausgangsimpedanz der
Eingangsverstärker 52 und 54 reduziert
die Spannungsteilereffekte, die durch fehlenden Abgleich zwischen
den Quellimpedanzen Rs+ und Rs- hervorgerufen werden, und trennt
die Eingänge
des Differenzverstärkers 32 wirksam
von den Quellimpedanzen Rs+ und Rs- der Treibereinrichtung 12 bzw.
puffert diese gegenüber
den Impedanzen ab. Auf diese Weise kann der Leitungsempfänger 50 Tonsignale
von einer breiten Vielfalt elektronischer Audioanlagen mit jedweder
Kombination von Wechselstrom oder Gleichstrom gekoppelten Ausgängen und
einem weiten Bereich von abgeglichenen oder nicht abgeglichenen
Quellimpedanzen mit einer minimalen Verschlechterung der Zurückweisung
oder Dämpfung
von Gegentaktspannungssignalen empfangen. Da der Leitungsempfänger sowohl Wechsel
als auch Gleichstrom gekoppelte Ausgänge empfangen kann, sind an
den Eingangsklemmen IN+ und IN- des Leitungsempängers keine Koppelkondensatoren
erforderlich. Dies ist von Vorteil, da nicht abgeglichene Koppelkondenstaoren
dazu neigen würden,
das Quellimpedanzproblem zu erschweren und abgestimmte Koppelkondensatoren,
falls überhaupt
erhältlich,
die Kosten des Leitungsempfängers steigern
würden.
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Ein Leitungsempfänger kann allgemeiner als die
spezielle Ausführung,
die in 8 gezeigt ist, sein. 9 zeigt, daß der Differenzverstärker 32 der 8 durch viele Arten von
Differenzverstärkern 32 ersetzt
werden kann, wie beispielsweise den einfachen Differenzverstärker 34 oder
den Meßverstärker 44,
die oben erläutert
wurden. Auch müssen
die Eingangsverstärker 52 und 54 der 8 nicht auf die Operationsverstärker A8
und A9 mit Verstärkung
eins beschränkt
sein. Statt dessen können
die Operationsverstärker
mit Verstärkung
eins durch weitestgehend jede Art von Verstärker 60 mit Verstärkungswert eins
ersetzt werden, wie in 9 gezeigt
ist. Jeder Verstärker 60 mit
Verstärkungswert
eins muß nur
die Eigenschaften einer Verstärkung
von angenähert eins,
einer relativ hohen Eingangsimpedanz und einer relativ niedrigen
Ausgangsimpedanz aufweisen. Folglich kann jeder Verstärker 60 mit
Verstärkungsfaktor
eins unter Verwendung einer Kombination von Operationsverstärkern, diskreter
Halbleiter, Vakuumröhren
usw. aufgebaut werden.
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Ein alternativer Niederfrequenzleitungsempfänger ist
der Differenz-Niederfrequenzleitungsempfängers 62, der in 10 gezeigt ist. Dieser Leitungsempfänger ist
eine Modifikation des Meßverstärkers 44 der 7. Im Leitungsempfänger sind zwei
Widerstände
R21 und R22 in Serie zwischen die Eingangsklemmen IN+ und IN- geschaltet
und die beiden Widerstände
R23 und R24 sind in Serie zwischen die Ausgangsklemmen 64 und 66 der
Difterenzverstärkungsstufe 45 geschaltet.
Es ist ein Widerstand R25 zwischen einem Masseanschluß bzw. einer
Erdungsklemme und dem Knoten zwischen den beiden Widerständen R23
und R24 geschaltet, um einen Gleichstrom-Vorspannungs-Strompfad
für die
Eingänge
IN+ und IN- vorzusehen.
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Ein Verstärker 60 mit Verstärkung eins
und einem Kondensator C3, der in Serie mit dem Verstärker mit
Verstärkung
eins geschaltet ist, sind zwischen den Knoten zwischen den Widerständen R23
und R24 und den Knoten zwischen den Widerständen R21, R22 und R25 geschaltet.
Wie weiter oben erwähnt,
beträgt
die Gleichtaktverstärkung
der Differenzverstärkerstufe 45 im
wesentlichen eins, während
die Differenzverstärkung
der Differenzverstärkungsstufe
sehr hoch ist. Der Gleichtaktausgang der Differenzverstärkungsstufe
wird über
die Widerstände
R23 und R24 auf den Verstärker 60 mit
Verstärkung
eins gekoppelt. Der Verstärker
mit Verstärkung eins
steuert über
den Kondensator C3 den Knoten zwischen den Widerständen R21,
R22 und R25 mit dem gepufterten Gleichtaktsignal an, was dazu führt, daß beide
Widerstände
R21 und R22 eine hohe Wechselstromimpedanz für Gleichtaktsignale aufweisen,
während
ferner ein Gleichstromvorspannungspfad über den Widerstand R25 bereitgestellt wird.
Es ist zu bemerken, daß die
Ausführung
des Leitungsverstärkers 62,
die in 10 gezeigt ist,
nur einen Verstärker
mit Verstärkung
eins erfordert.
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Wie in 11 dargestellt
ist, ist der Leitungsempfänger 62 der 10 ohne weiteres für den Einsatz
als Vorverstärker
für ein
niederpegeliges Signal geeignet, der zur Verwendung mit einem professionellen
Mikrofon modifiziert ist, beispielsweise wie solche Verstärker für Mikrofone
niedriger Impedanz, welches Mikrofon typischenweise durch eine "Phantom-Stromversorgung"
mit Spannung versorgt wird. Es wird einem mit den Eingängen IN+
und IN- des Leitungsempfängers
verbundenen Mikrofon eine "Phantomstrom"-Versorgung zugeführt, indem
der Widerstand R25 mit der "Phantom"-Stromversorgung PS1, anstatt
mit einem Masseanschluß verbunden wird.
Die Widerstände
R21, R22 und R25 werden dann einen Strompfad für die erforderliche Stromversorgungs-
und Gleichstrom-Vorspannungsströme bereitstellen,
während
sie eine sehr hohe Eingangsimpedanz bei Tonfrequenzen zeigen. Dementsprechend
wird der Meßverstärker Quellimpedan zeffekte beseitigen,
die das CMRR des Verstärkers
bei Tonfrequenzen verschlechtern können.
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Ein die vorliegende Erfindung verkörpernder Differenz-Niederfrequenzleitungsempfänger 62 ist
in 12 gezeigt. Der Leitungsempfänger 62 umfaßt ein Bootstrap-HF-Filter,
das die Fähigkeit
der Hochfrquenzgleichtaktunterdrückung
des Leitungsempfängers 62 nach 10 verbessert.
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Genauer gesagt, umfaßt der Leitungsempfänger 62 ein
erstes und zweites serielles Filterelement X1 und X2, wobei das
erste Serienelement zwischen die positive Eingangsklemmen IN+ und
die nicht invertierende Eingangsklemme eines Operationsverstärkers A7
geschaltet ist, und das zweite Serienfilterelement zwischen die
negative Eingangsklemme IN- und die nicht invertierende Eingangsklemme
des anderen Operationsverstärkers
A7 geschaltet ist. Das erste und zweite Serienfilterelement können sein
ein Widerstand, ein Induktor bzw. Induktionselement, ein Gleichtaktinduktor
oder jedwede Kombination dieser Elemente. Der Leitungsempfänger umfaßt ferner
erste und zweite Filterkondensatoren C5 und C6, die in Serie zwischen
die nicht invertierenden Eingangsanschlüsse der Operationsverstärker geschaltet
sind. Ein dritter Filterkondensator C4 ist zwischen den Knoten zwischen
dem ersten und zweiten Filterkondensator und einem Masseanschluß geschaltet.
Ein Filterwiderstand R26 ist zwischen den Ausgang des Verstärkers 60 mit
Verstärkung
eins und den Knoten zwischen dem ersten, zweiten und dritten Filterkondensator
geschaltet.
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Der Filterwiderstand R26 und der
dritte Filterkondensator C4 bilden ein Tiefpaßfilter, das bevorzugt eine
Grenzfrequenz von etwa 300 kHz aufweist. Daher wird der Knoten zwischen
dem ersten und zweiten Filterkondensator C5 und C6 bei Frequenzen
unterhalb der Grenzfrequenz einem Bootstrapping unterzogen, derart,
daß durch
den ersten und zweiten Filterkondensator kein Wechselstrom fließt, wobei
deren Wirkung auf das CMRR des Leitungsempfängers bei Tonfrequenzen beseitigt
wird. Oberhalb der Grenzfrequenz sieht jedoch der dritte Filterkondensator
einen ausreichenden Massepfad vor, derart, daß der erste und zweite Filterkondensator
C5 und C6 und das erste und zweite Serienfilterelement X1 und X2 als
Tiefpaßfilter
wirken, um zu verhindern, daß die
Operationsverstärker
A7 Hochfrequenzsignale erreichen.
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Daher liefert der Leitungsempfänger über den
gesamten Tonfrequenzbereich eine gute Gegentaktrauschunterdrückung bei
gleichzeitiger Unterdrückung
von HF-Rauschen.
Vorzugsweise haben die Widerstände
R21 und R22 einen abgestimmten Widerstandswert von 10 kOhm, die
Widerstände
R23 und R24 einen abgestimmten Widerstandswert von 5 kOhm, die Verstärkungs-Widerstände R15
einen abgestimmten Widerstandswert von 10 kOhm, die Widerstände R23
und R24 einen abgestimmten Widerstandswert von 5 kOhm, die Filterkondensatoren
C5 und C6 eine abgestimmte Kapazität von 47 Picofarad und das
erste und zweite Filterelement X1 und X2 einen abgestimmten Widerstand
von 47 kOhm parallel zu einer abgestimmten Induktanz von 20 Milli-Henry. Die
anderen passiven Komponenten müssen
nicht abgestimmt sein und vorzugsweise hat der dritte Verstärkungs-Widerstand
einen Widerstandswert von 1 kOhm, der Widerstand R25 hat einen Widerstandswert
von 10 kOhm, der Filterkondensator C4 hat eine Kapazität von 470
Picofarad, der Filterwiderstand R26 hat einen Widerstandswert von
1 kOhm und der Rückkopplungskondensator
C3 hat eine Kapazität von
200 Mikrofarad.
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Ein spezieller Vorteil des Leitungsempfängers gemäß den 10 bis 12 besteht darin, daß für die Bootstrapfunktion beider
Eingangsklemmen IN+ und INnur eine Rückkopplungskondensator C3 erforderlich
ist. Dies ist von besonderem Vorteil, weil es, weitgehend aufgrund
des Aufbaus der Kondensatoren und der Umgebungsbedingungen, schwierig
ist, große
Kondensatoren abzustimmen. Da der Rückkopplungskondensator C3 zur
Erzielung einer überlegenen
Funktion bei Tonfrequenzen recht groß sein muß, wird gegenüber den
Leitungsempfängern
gemäß den 8 bis 9, die abgestimmte große Kondensatoren
C1 und C2 erfordern, durch die Leitungsempfänger 10 bis 12 eine
signifikante Verbesserung erzielt.
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Obgleich die vorausgegangene Erläuterung ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung offenbart, versteht sich für die Fachleute
auf dem Gebiet, daß verschiedenste Änderungen
am bevorzugten Ausführungsbeispiel
vor nehmbar sind, ohne den Schutzumfang der Endung zu verlassen.
Die Erfindung ist nur durch die folgenden Ansprüche definiert.