DE3110030A1

DE3110030A1 - "differenzverstaerker mit tiefpasscharakteristik"

Info

Publication number: DE3110030A1
Application number: DE19813110030
Authority: DE
Inventors: Donald Jon Plainsboro N.J. Sauer
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1980-03-17
Filing date: 1981-03-16
Publication date: 1982-01-28
Also published as: IT1194033B; JPH039645B2; FR2478405A1; KR850000772B1; FI74366B; AT383235B; DE3110030C2; IT8120268A0; JPS56144608A; GB2072450B; PT72571B; KR830005755A; FI810740L; FI74366C; AU6822481A; FR2478405B1; GB2072450A; AU535611B2; PT72571A; ATA120481A

Description

RCA 74,698

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Differenzverstärker mit Tiefpaßcharakteristik

Differenzverstärker mit Tiefpaßcharakteristik sind bekannt und werden häufig in Rückkopplungssystemen zur Regelung von Parametern wie Frequenz, Phase, Amplitude, Gleichspannungspcgel usw. eines zu vorarbeitenden Signals benutzt.

Ein erhebliches Problem ergibt sich, wenn man einen üblichen Dtf forfMizvorsuHrker zur ν<·ι hI ärkuii'i η h-di'rf nKjuontcr Sifjnul·· benutzt, die nennenswerte Beträge hochfrequenter Störungen enthalten. Bei Verstärkern, bei denen der Miller-Effekt zur Erzielung einer Tiefpaßcharakteristik ausgenutzt wird, können oiii<· oder inehJüHiei Stufen in die Sättigung yeraLun, wenn das Eiiicjcuiybsignal Störimpulskomponenten großer Amplitude aufweist, deren Impulsbreite oder Dauer kleiner als die Ansprechzeit des Verstärkers ist. Eine Vorfilterung des Signals zur Realisierung einer Tiefpaßcharakteristik kann zu■unpraktikablen Werten für diti BauelpnHuite führen, wt-nn man ei in· iu-hr n-ied.ri.cn· Πι (·η·/.Γι >■ quenz benötigt, und ergibt auch keine Unterdrückung von innerhalb des Verstärkers entstehenden Störungen. Eine anschließende Filterung erlaubt zwar auch die Unterdrückung von innerhalb des Verstärkers entstandenen Störungen, kann jedoch nicht verhindern, daß der Verstärker in die Sättigung gerät, wenn Störkomponenten

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im Eingangssignal auftreten.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines Differenzverstärkers mit Tiefpaßcharakteristik, der

1) intern erzeugte Störungen unterdrückt,

2) eine Realisierung sehr niedriger Grenzfrequenzen mit praktikablen Werten für die Bauelemente zuläßt und

3) praktisch keine Tendenz zur Sättigung bei hochfrequenten Störkomponenten im Eingangssignal zeigt.

Gemäß der Erfindung ist eine Koppelschaltung vorgesehen, welche den Eingang eines Spannungsfolgers über einen Kondensator an einen Bezugspotont.ialpunkt anschließt und alternativ einen -weilfrören Kondensator über zwei Eingangsanschlüsse schaltet und den weiteren Kondensator während sich wechselseitig ausschließender 7,eit1.ni-(3.rvnllo parallel zu dem Rpannunqufol'/er sehftlt-i .

Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung zeichnet sich der Spannungsfolger durch eine Offsetspannung aus und es ist eine Schaltung vorgesehen, die eine Gegentaktspannungsk'omponente an den Verstärkereingang legt, um der Offsetspannung entgegenzuwirken.

Die Erfindung sei nun anhand der beiliegenden Zeichnungen im einzelnen erläutert, in denen die gleichen Elemente mit denselben Bezugsziffern bezeichnet sind. Es zeigen:

Fig. 1 ein teilweise als Stromlaufplan dargestelltes Blockschaltbild eines Differenzverstärkers gemäß der Erfindung;

Fig. 2 ein teilweise als Stromlaufρlan dargestelltes Blockschaltbild eines gegenüber Fig. 1 abgewandelten Differenzverstärkers nach der Erfindung;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Impulsgenerators für die Zeitsteuerung und

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Fig. 4 ein Schaltbild eines erfindungsgemäß ausgebildeten Differenzverstärkers .

In Fig. 1 ist der Verstärker 10 als Spannungsfolger ausgebildet, und sein Verstärkungsgrad ist nicht größer als 1. Er kann beispielsweise ein nichtinvertierender Operationsverstärker mit einem Verstärkungsgrad von 1 sein, oder ein Emitterfolger,'ein Kathodenfolger oder ein Sourcefolger. Bei der hier beschriebenen Ausführungsform kann er vorzugsweise ein Source- oder Emitterfolger mit einer komplementären Kaskade sein, bei welchem Spannungsverschiebungen (Offsetspannungen) kompensiert sind. Bei solchen Spannungsfolgern, die bekannt sind, realisiert man eine Offsetspannung von im wesentlichen O, indem man den Ausgang eines Spannungsfolgertransistors eines Leitungstyps mit dem Eingang eines Spannungsfolgertransistors des entgegengesetzten Leitungstyps koppelt (also beispielsweise eine Kaskadenschaltung aus einer NPN-Stufe in Kollektorgrundschaltung mit vor- oder nachgeschalteter PNP-Stufe in Kollektorgrundschaltung).

Der Eingang des Spannungsfolgers 10 ist über einen Kondensator 12 an einen Bezugspotentialpunkt (Masse) und an einen Ausgangsanschluß 14 angeschlossen. Der Zweck der Verbindung des Ausgangsanschlusses 14 mit dem Eingang des Spannungsfolgers 10 liegt in der Lieferung eines Ausgangssignals, das proportional zum Ladungszustand des Kondensators 12 ist und das frei von irgendwelchen Offsetspannungskomponenten ist, welche im Spannungsfolger 10 auftreten könnten. Wie die gestrichelten Linien andeuten, kann alternativ ein Ausgangssignal, das proportional zum Ladungszustand des Kondensators 12 ist, auch vom Differenzverstärker abgeleitet werden, indem ein alternativer Ausgangsanschluß 16 an den Ausgang des Spannungsfolgers 10 angeschlossen ist. Die Ableitung eines Ausgangssignals in dieser Weise hat den Vorteil, daß man eine niedrige Quellenimpedanz für die Ansteuerung nachfolgender Lasten erhält.

Der Kondensator 12 erhält Ladung proportional zur Gegentaktkomponente eines Eingangssignals, das an den invertierenden und den

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nichtinvertierenden Eingangsanschluß 20 bzw. 22 mit Hilfe eines weiteren Kondensators 24 und eines Schalters gelegt wird, der zwei einpolige Umschalter 26 und 28 enthält und durch Zweiphasenimpulse eines Impulsgenerators 29 zeitlich gesteuert wird. Der Schalter 26 verbindet den oberen Belag des Kondensators 24 mit dem invertierenden Eingangsanschluß 20, wenn der Generator 29 ein Signal einer Phase φ1 liefert, und verbindet den unteren Belag des Kondensators 24 mit dem Ausgang des Verstärkers bei Ansteuerung durch ein Signal der Phase φ2 des Generators 29. Der Schalter 28 ist so angeordnet, daß er den unteren Belag des Kondensators 24 mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß 22 des Verstärkers verbindet, wenn das Signal φ1 auftritt, und den unteren Belag des Kondensators 24 mit dem Eingang des Spannungsfolgers 10 verbindet, wenn das Signal φ2 auftritt. Die Phasen der Signale φ1 und φ2 überschneiden sich nicht, sondern treten nur während sich gegenseitig ausschließender Zeiträume auf.

Im Betrieb schließen die Schalter 26 und 28 den Kondensator 24 abwechselnd über den invertierenden und den nichtinvertierenden Eingang 20 bzw. 22 des Differenzverstärkers und schalten den Kondensator 24 während sich gegenseitig ausschließender Zeitintervalle parallel zu dem Spannungsfolger. Während des Intervalls, in welchem φ1 auftritt, erhält der Kondensator 24 eine Ladung proportional der Gegentaktkornponente (differential mode component) des über die Anschlüsse 20 und 22 gelegten Eingangssignals. Wenn φ2 auftritt, dann ergibt die Parallelschaltung des Kondensators 24 mit dem Spannungsfolger 10 eine positive Rückkopplung, welche bewirkt, daß die Ladung des Kondensators 24 zum Kondensator 12 übertragen wird, und damit ergibt sich eine stufenweise Änderung der Ausgangsspannung am Anschluß 14 (oder 16), die proportional der Gegentaktspannung und dem Verhältnis der Werte der Kondensatoren 24 und 12 ist. Wenn die Gegentaktkomponente des Eingangssignals 0 ist und nur eine Gleichtaktkomponente vorhanden ist, dann erhält der Kondensator 24 während der Periode des Signals φ1 keine Ladung. Dementsprechend wird während der Periode φ2 keine Ladung zum Kondensator 12 übertragen, und die Gleichtaktkomponente wird daher unterdrückt.

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Der Frequenzgang des in Fig. 1 dargestellten Differenzverstärker:; zeichnet sich durch eine vorherrschende niedrige Grenzfrequenz aus, die mit guter Näherung von einem Kapazitätsverhältnis und einer Schaltfrequenz abhängt. Dies ist ein Vorteil, da sehr niedrige Grenzfrequenzen (wenige Herz oder darunter) sich realisieren lassen, ohne daß Widerstände oder Kondensatoren hoher Werte benötigt würden. Der Kondensator 24 entspricht einem äquivalenten Widerstand R (in Ohm), der durch den Reziprokwert des Produktes seines Wertes (in Farad) mit der Schaltfrequenz f (in Hertz) angenähert werden kann.

Nach dem Vorstehenden und mit der vereinfachenden Annahme daß R '- R. ist, wobei R. der Gesamtwiderstand im Lade-Entlade-Weg des Kondensators 24 ist, und daß die Offsetspannung des Spannungsfolgers 10 vernachlässigt werden kann, kann man die dominierende Grenzfrequenz für den Differenzverstärker gemäß Fig. 1 durch die folgende Gleichung ausdrücken:

üi

2π

in welcher f die Eckfrequenz in Hertz, f die Schaltfrequenz in Hertz, C₁- der Wert des Kondensators 12 in Farad und C₂₄ der Wert des Kondensators 24 in Farad ist.

Die Offenschleifen-Gleichspannungsverstärkung des Differenzvtirstärkers nach Fig. 1 hängt von der Spannungsverstärkung des Spannungsfolgers 10 ab. Es gilt:

A_v = f (1/1-A) (2)

in welcher A die Gegentaktspannungsverstärkung und A die Spannungsverstärkung des Spannungsfolgers ist.

Aus Gleichung (2) ergibt sich, daß die Spannungsverstärkung des Verstärkers zunimmt, wenn die Spannungsverstärkung des Spannungs-

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• "■" '""·■* -·- 311003Q

folgers 10 gegen 1 geht. Gleichung (2) gilt nicht für eine Spannungsfolgerverstärkung, die größer als 1 ist. In diesem Falle würde ein regenerativer Zustand auftreten, welcher den Verstärker botriobsunFähig werden l.U-ß<?. GiMiiMß einem Geiuclitspimki tier Erfindung ist also die Spannungsverstärkung des Verstärkers 10 nicht größer als 1.

Fast man die Merkmale des Beispiels nach Fig. 1 zusammen, dann lassen sich sehr niedrige Grenzfrequenzen realisieren, ohne daß man dazu Bauelemente mit relativ hohen Werten benötigt. Dies ergibt sich aus Gleichung (1) und ihrer Diskussion. Ein weiteres Merkmal besteht darin, daß alle im Eingangssignal vorhandenen und innerhalb des Spannungsfolgers 10 entstehenden Störkomponenten durch den Kondensator 12 integriert werden. Da das Eingangssignal dem Spannungsfolger 10 über den Kondensator 12 zugeführt wird, welcher Eingangsstörkomponenten glättet, besteht wenig Wahrscheinlichkeit für eine Sättigung des Verstärkers 10, gleichgültig welche Impulsbreite oder Amplitude die Eingangsstörkomponenten haben.

Bei der Diskussion der Fig. 1 ist angenommen worden, daß der Spannungsf olger 10 eine relativ kleine oder vernachlässigbare Offsetspannung aufweist. Diese Eigenschaft ist zwar wünschenswert, aber nicht wesentlich, um die Vorteile der Erfindung zu erreichen. Eine Offsetspannung im Spannungsfolger 10 würde eine Gleichspannungsverschiebung im Ausgangssignal hervorrufen. Wenn eine Offsetspannung im Spannungsfolger 10 unzulässig ist, dann kann man ihre Wirkung gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung beseitigen, indem man dem Eingangssignal eine gleiche Offsetspannung in Form einer Gegentaktkomponente zufügt, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist. Die kompensierende Offsetspannung wird eingeführt, indem man einen zweiten Spannungsfolger 30 in die Schaltung zwischen den invertierenden Eingangsanschluß 20 und den Schalter 26 einfügt, wobei der Eingang des Verstärkers 30 mit dem Anschluß 20 und sein Ausgang mit dem Schalter 26 verbunden ist.

Die Betriebsweise der Ausführungsform gemäß Fig. 2 ist im wesent-

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lichen die gleiche wie bei Schaltung 1 mit der Ausnahme, daß der Kondensator 24 sich auf einen Spannungswert auflädt, der gleich der Gegentaktkomponente des über die Anschlüsse 22 und 24 gelegten Eingangssignals abzüglich der Offsetspannung des Spannungsfolgers 30 ist. Wenn also die Gegentaktkomponente Null ist, dann wird der Kondensator 24 während der Periode des Signals ψ1 auf die Offsetspannung des Spannungsfolgers 30 aufgeladen, weil diese aber gleich der Offsetspannung des Spannungsfolgers 10 ist, wird während der Periode des Signals φ2 keine Ladung zum Kondensator 12 übertragen, und damit ist die Ausgangsspannung unabhängig von der Offsetspannung des Spannungsfolgers 10. Eine maximale Offsetkompensation läßt sich erreichen, wenn man die Offsetspannung des Spannungsfolgers 30 praktisch gleich derjenigen des Spannungsfolgers 10 wählt. Vorzugsweise sind die Spannungsfolger 10 und 30 mit identischen Elementen aufgebaut, die mit im wesentlichen gleichen Ruhevorströmen betrieben werden.

Ki<j, 3 vcrvin.MCh.au licht ein bovorzucjt.·.?.'! Verfahren y.ui lirze.ucjuiKj sich nicht überlappender Zeitsteuerimpulse für die Steuerung der Schalter 26 und 28. In Fig. 3 ist ein Oszillator 40 so geschaltet,daß er ein Rechteckschaltsignal an einen Phasenspalter 41 liefert, der an seinem Ausgang gegenphasige Rechteckschwingungen an entsprechende Eingangsanschlüsse von NOR-Schaltungen 40 bzw. 42 liefert. Der Ausgang jeder NOR-Schaltung ist über Kreuz mit einem Eingang der jeweiligen anderen NOR-Scha 1 hung verbunden, t:o daß »ich eine Rückkopplung ergibt, welche eine gleichzei txge Einschaltung der NOR-Schaltungen verhindert. Dadurch entstehen an den Ausgängen der NOR-Schaltungen 42 bzw. 43 die Signale φ1 bzw. ψ2 während sich gegenseitig ausschließender Zeitintervalle. CetuUß Gleichung (1) kunu die Frequenz dva üsai.Llat"i.u 4o zu ι Bestimmung der Eckfrequenz f des Differenzverstärkers verändert werden.

Fig. 4 zeigt eine bevorzugte Ausführung des Differenzverstärkers nach Fig. 2 mit N-Kanal-Feldeffekttransistoren. Mit Ausnahme des selbstvorgespannten Verarmungstransistors Q6 sind alle anderen

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Transistoren Anreicherungstypen. Die Verstärker 10 und 30 werden durch Transistoren Q1 und Q2 in Draingrundschältung realisiert, die als Sourcefolger arbeiten. Der- Transistor Q1 ist mit seiner Gateelektrode an den Ausgangsanschluß 14 und über den Kondensator 12 an Masse gelegt. Die Drainelektroden von Q1 und Q2 sind an einen Betriebsspannungsanschluß 50 angeschlossen, von wo sie eine positive Betriebsspannung +V erhalten. Die Gateelektrode des Transistors Q2 ist mit dem invertierenden Eingang 20 verbunden. Vorzugsweise sind die Transistoren Q1 und Q2 gepaart, so daß ihre Gate-Source-Spannungen V für gleiche Werte des Sourcestroms übereinstimmen. Auf diese Weise kann man die Offsetspanmingen von Q1 und Q2 symmetrieren, indem die Ruhesourceströme auf konstante gleiche Werte eingeregelt werden. Dies läßt sich mit Hilfe • eines zwei Ausgänge aufweisenden Stromspiegelverstärkers durchführen, der aus den Transistoren Q3 bis Q5 gebildet wird und durch den geregelten Ausgangsstrom des sich selbst vorspannenden Verarmungstransistors Q6 gespeist wird. :

Im einzelnen sind die Sourceelektroden der Transistoren Q1 und Q2 jeweils mit den Drainelektroden der in Sourcegrundschalturig arbeitenden Transistoren Q4 bzw. Q5 verbunden. Die Transistoren Q4 und Q5 sind ausgesucht mit gleichen Steilheiten, und ihre Gateelektroden sind an den Schaltungspunkt 51 geführt. Die Spannung an diesem Punkt wird geregelt mit Hilfe des sich selbstvorspannenden, in Sourcegrundschaltung betriebenen Transistors Q3, der zwischen dem Schaltungspunkt 51 und Masse liegt. Dem Schaltungspunkt 51 wird ein konstanter Strom über den sich selbstvorspannenden Verarmungstransistor Q6 zugeführt, der zwischen dem Betriebsspannungsanschluß 50 und den Schaltungspunkt ' 51 eingefügt ist. Da die Steilheiten der Transistoren Q4 und Q5 übereinstimmen und da ihnen gleiche Gatesourcespannungen zugeführt werden, die von einem gemeinsamen Bauelement Q3 geregelt werden, stimmen auch die Sourceruheströme der Sourcefolgertransistoren Q1 und Q2 überein, so daß auch die Offsetspannungen dieser Transistoren gleich sind.

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Der Schalter 26 gemäß Pig. 2 ist in Fig. 4 verwirklicht durch Transistoren Q7 und Q8, deren Leitungspfade in dieser Reihenfolge hintereinander zwischen die Sourceelektroden der Transistoren Q2 und Q1 geschaltet sind. Der Schalter 28 wird durch die Transistoren Q9 und Q1O gebildet, deren Leitungspfade in dieser Reihenfolge hintereinander zwischen den nichtinvertierenden Eingangsanschluß 22 und die Gateelektrode des Sourcefolgertransistors Q1 geschaltet sind. Wie in Fig. 2 ist der Spannungsfolgereingang (Gate des Transistors Q1) an den Verstärkerausgang 14 und über den Kondensator 12 an Masse angeschlossen. Der Konden- !.JiUtM -!4 Ii(VJt -'W if! C he Ii ckrni VorbllKllUiybipunkl. ck-J: l.eit unyypi,,KU: der Transistoren Q7 und Q8 einerseits und dem Verbindungspunkt der Leitungspfade der Transistoren Q9 und Q1O andererseits. Die Steuerung der Transistoren Ql bis Q1O erfolgt durch Zuführung des Ausgangssignals φϊ des Impulsgenerators 29 zu den Gateelektroden der Transistoren Q7 und Q9 und durch Zuführung des Ausqancjss.tr/nah» i>2 zu den Gatenlektroden der Ti;aru>j nton-n QB un<t QIO. Wie im Beispiel nach Fig. 1 kann ein offsetfreies Ausgangssignal vom Anschluß 14 oder alternativ (wie durch gestrichelte Linien angedeutet) vom Anschluß 16 abgenommen werden, der mit der Sourceelektrode des Transistors Q1 verbunden ist, wo eine niedrige Amsqanga impedanz gewünscht wLnl.

Die Betriebsweise der Schaltung nach Fiq. 4 en! .',pt iflil' der im Zusammenhang mit Fig. 2 beschriebenen. Die Transistoren Q7 und Q9 werden eingeschaltet, wenn die Spannung φ1 einen hohen Wert hat, wobei sich der Kondensator 24 auf einen Spannungspegel auflädt, der gleich der Gegentaktkomponento im Eingangssignal über den Anschlüssen 22 und 20 abzüglich der Gate-Souro—Spannunq (U'i; SourceioigerLrariadutors Q'2 ist. Bed. hohem Wort, de:; ,'.Ücjna I.« φ2 schalten die Transistoren Q8 und Q10 ein, und die nur durch die Gegen taktkomponen te des Eingangssignals bedingte Ladung des Kondensators 24 wird zum Kondensator 12 übertragen und führt zu einer Änderung der Ausgancjsspannung, die proportional der Geq.-n-Idktkomponente tat und im Wf-yentliclien i rci von den OLiseL nungen (V ,) der Transistoren Q1 und Q2 ist. Wenn keines der

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Signale φ1 und φ2 einen hohen Wert hat, dann sind sämtliche Transistoren Q7 bis Q1O gesperrt, und der Kondensator 24 ist von den Eingangsanschlüssen und vom Sourcefolgertransistor. Q1 isoliert.

Man kann auch Bipolartransistoren anstatt der Feldeffekttransistoren für die Erfindung benutzen, und die Leitungstypen können bei entsprechender Änderung der relativen Betriebsspannungen umgekehrt werden. Wenn hier auch eine gemeinsame geregelte Stromquelle für die Transistoren Q1 und Q2 beschrieben ist, so kann man stattdessen auch getrennte geregelte oder ungeregelte Stromquellen in speziellen Anwendungsfällen benutzen. Ferner können die erfindungsgemäßen Differenzverstärker in invertierenden und nichtinvertierenden Schaltungsfällen benutzt werden, indem man eine geeignete Rückführung vorsieht, die für lineares Verhalten negativ oder für nichtlineares Verhalten positiv sein kann.

Claims

Patentansprüche

Verstärker mit Tiefpaßcharakteristik, gekennzeichnet durch zwei Eingangsanschlüsse (20,22), einen ersten und einen zweiten Kondensator (24 bzw. 12), einen .SpannuiHjüf olfjf.'i·, dtw mil" «> j ru-uti KiiKjuinj iibri den zwei I i.-n Koiuifii sator (12) an einen Bezugsspannungspunkt angeschlossen ist, und durch einen Schalter (26,28) zum abwechselnden Anschließen des ersten Kondensators (24) an die beiden Eingänge (20,22) bzw. Parallelschalten des ersten Kondensators an den Spannungsfolger während sich gegenseitig ausschließender Zeitintervalle.
2) Verstärker nach Anspruch 1 mit einem Differenzverstärker, dadurch gek on η zeichnet, daß über den cu :;h?n und zweiten Eincjangaanschluß (20 und 22) des Verstärkers ein Eingangssignal angelegt wird und daß der Schalter (26,28) abwechselnd während sich gegenseitig ausschließender Zeitintervalle den ersten Kondensator (24) über die Eingangsanschlüsse (20,22)

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des Verstärkers bzw. parallel zum Spannungsfolger legt, und daß zur Lieferung einer Ausgangsspannung, die proportional dem Ladungszustand des zweiten Kondensators (12) ist, eine Ausgangsschaltung (14 odor I6)an cinotii Punkt des Verstärkers anqasehlossen ist.
3) Verstärker nach Anspruch 2, bei welchem der Spannungsfolger eine Offsetspannung aufweist, infolge deren der Verstärker eine Eingangsoffsetspannung aufweist, dadurch gekenn- :■: ο i r h η t¹ t , daß ein zweiter SpannungsCoiqer (30) mil. <-J.ntu im wesentlichen gleichen Offsetspannung, wie sie der erste Spannungsfolger (20) hat, und c?ine Einrichtung zur Addierunq der OfC-yetspannung des zweiten Spannungsfolgers zu dom Eingangssignal im Sinne einer Minimalisierung der Eingangsoffsetspannung des Verstärkers vorgesehen sind.
4) Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der den ersten Kondensator (24) umschaltende Schalter (26,28) ein elektronischer Schalter ist, der bei einem ersten Zustand eines Steuersignals (φ1) den ersten Kondensator (24) über die Eingangsanschlüsse (20,22) des Verstärkers schaltet und bei einem zweiten Zustand des Steuersignals den ersten Kondensator (24) von den Eingangsanschlüssen und von dem üj'.juiHihgijfolger dbtrennt und schließlich, be r einem dritüun /5ustand des Steuersignals (φ2) den ersten Kondensator (24) parallel zu dem Spannungsfolger (10) schaltet.
5) Verstärker nach Anspruch 4, bei welchem der elektronische Schalter vier übertragungstorschaltungen enthält und bei welcher ein Zeitsteuer-Impulsgenerator zur Lieferung eines ersten Steuersignals an ein Paar der Torschaltungen während eines ersten Zeitintervalls und eines zweiten Steuersignals an ein zweites Paar von Torschaltungen während' eines zweiten, sich mit dem ersten nicht überlappenden Zeitintervalls vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator einen ein Ausgangssignal erzeugenden Oszillator (40), einen

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durch das Ausgangssignal des Oszillators gesteuerten Phasenspalter (41) zur Erzeugung zweier komplementärer Ausgangssignale, ein Paar Torschaltungen (42,43) zur Ableitung der Steuersigna].> (Φ1,φ2) aus den komplementären Ausgangssignalen und je einen KVwM-füh rungs zwo ifj vom Ausgang einer Torschaltung zum Eingang der anderen Torschaltung zur Verhinderung einer gleichzeitigen Aktivierung der beiden Torschaltungen aufweist.
6) Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß <1.ü} Ausgangsschaltung cinon Ausganysanschluß (14 bzw, 16) und eine Koppelschaltung zur Verbindung des Ausgangsanschlusses mit dem Eingang des Spannungsfolgers (10) enthält.
7) Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung einen Ausgangsanschluß (14,16) und oine Koppelschaltung (28,24,26) zur Verbindung des Ausganqsanschlus-Her. (14) mit oinom AuMtpntf3anr.ch.lnfl riet; ,Spannumjnfolii··! :„; (M)) onUi.'tJt.
8) Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker einen invertierenden und einen nichtinvertierenden Verstärkereingangsanschluß (22 bzw. 20) zur Zuführung einer Gegentakteingangsspannung aufweist, daß ein erster Eingangskondensator (24) und ein zweiter Ausgangskondensator (12) vorgesehen ist und der erste Spannungsfolger (10) mit seinem Eingangsanschluß über den Ausgangskondensator (12) an einem Bezugspotentialpunkt angeschlossen ist, daß ein zweiter Spannungsfolger

(30) mit seinem Eingangsanschluß an einen der Eingangsanschlüsse (20) des Verstärkers angeschlossen ist, daß der Schalter . (26, 28) während sich gegenseitig ausschließender Zeitintervalle abwechselnd den Eingangskondensator (24) über einen Ausgangsanschluß des zweiten Spannungsfolgers (30) und den anderen Eingangsanschluß des Verstärkers (22) schaltet bzw. den Eingangskondensator (24) parallel zu dem ersten Spannungsfolger (10) schaltet, und daß ein Ausgangsanschluß (14) zur Lieferung einer zum Ladungszustand des Ausgangskondensators (20) proportionalen Ausgangsspannung an einem Punkt des Verstärkers angeschlossen ist.

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-A-
9) Verstärker nach Anspruch 8, bei welchem der Eingangsanschluß des zweiten Spannungsfolgers an den invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet , daß der Schalter aufweist:

eine erste übertragungstorschaltung (Q9), deren Leitungspfad zwischen einem ersten Belag des Eingangskondensators (24) und dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß (22) des Verstärkers liegt,

eine zweite Übertragungstorschaltung (Q7), deren Leitungspfad zwischen einem zweiten Belag des Eingangskondensators (24) und dem Ausgangsanschluß des zweiten Spannungsfolgers (Q2,Q5) liegt/

eine dritte Übertragungstorschaltung (Q8), deren Leitungspfad zwischen einem Ausgangsanschluß des ersten Spannungsfolgers (Q2, Q4) und dem zweiten Belag des Eingangskondensators (24) liegt,

eine vierte übertragungstorschaltung (Q1O), deren Leitungspfad zwischen dem Eingangsanschluß des ersten Spannungsfolgers (Q1, Q4) und dem ersten Belag des Eingangskondensators (24) liegt, und

einen Zeitsteuer-Impulsgenerator (29), der mit den Übertragungstorschaltungen gekoppelt ist und die erste und zweite übertragungstorschaltung (Q7,Q9) während eines ersten Zeitintervalls schließt und die dritte und vierte übertragungstorschaltung (Q8, Q1O) während eines zweiten, sich mit dem ersten nicht überlappenden Zeitintervalls schließt. ·

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