DE112004000034T5

DE112004000034T5 - Leistungsfaktorkorrekturschaltung

Info

Publication number: DE112004000034T5
Application number: DE112004000034T
Authority: DE
Inventors: Mamoru Niiza Tsuruya
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2003-04-22
Filing date: 2004-03-30
Publication date: 2005-09-01
Also published as: JP3966351B2; US20050226015A1; CN101436829B; KR20050057401A; CN100514812C; US7183753B2; CN101436828B; CN101436828A; KR100685722B1; CN1701496A; JPWO2004095682A1; WO2004095682A1; CN101436829A

Abstract

Leistungsfaktorkorrekturschaltung zum Korrigieren eines Eingangsleistungsfaktors, indem ermöglicht wird, dass eine gleichgerichtete Spannung, die durch Gleichrichten einer Wechselstromversorgung-Spannung einer Wechselstromversorgung mit einer Gleichrichtschaltung erhalten wird, einem Hauptschalter über eine Zusatzspule eingegeben wird, und indem ermöglicht wird, dass der Hauptschalter eingeschaltet oder ausgeschaltet wird, während die Spannungsversorgung-Spannung in eine Ausgangsgleichspannung gewandelt wird, die aufweist:
eine erste Serienschaltung, die zwischen einem Ausgangsanschluss und dem weiteren Ausgangsanschluss der Gleichrichtschaltung verbunden ist und eine Zusatzwicklung und eine Aufwickel-Wicklung, wobei beide auf eine Zusatzspule gewickelt sind, eine erste Diode und einen Glättungskondensator enthält;
eine zweite Serienschaltung, die zwischen dem einen Ausgangsanschluss und dem weiteren Ausgangsanschluss der Gleichrichtschaltung verbunden ist und die Zusatzwicklung der Zusatzspule, eine Nullstrom-Schaltspule und den Hauptschalter enthält; eine zweite Diode, die zwischen einem Übergang zwischen dem Hauptschalter und der Nullstrom-Schaltspule und dem Glättungskondensator verbunden ist; und
eine Steuereinrichtung zum steuerbaren Einschalten und Ausschalten des Hauptschalters, um eine Ausgangsspannung des...

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung zur Verwendung in einem Schaltnetzteil mit einem hohen Wirkungsgrad, niedrigen Störungen und einem hohen Leistungsfaktor.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1 ist eine Schaltungsaufbauansicht einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die in der japanischen Patentanmeldung Nr. 2000-37072 offenbart ist. In der Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die in 1 gezeigt ist, ist eine Serienschaltung mit beiden Ausgangsanschlüssen einer Vollwellengleichrichtschaltung B1 verbunden, welche eine Netzwechselspannung eines Wechselstromnetzteils Vac1 gleichrichtet, und weist eine Zusatzdrosselspule L1, einen Schalter Q1, der aus einem MOSFET besteht, und einen Stromdetektionswiderstand R auf. Eine Serienschaltung ist entlang den Anschlüssen des Schalters Q1 verbunden und weist eine Diode D1 und einen Glättungskondensator C1 auf und entlang des Glättungskondensators C1 ist eine Last RL verbunden. Der Schalter Q1 wird von einer Steuerschaltung 100 derart PWM-gesteuert, dass er ein- und ausgeschaltet wird.
Der Stromdetektionswiderstand R detektiert einen Eingangsstrom, der durch die Vollwellengleichrichterschaltung B1 fließt.
Die Steuerschaltung 100 weist einen Fehlerverstärker 111, einen Multiplizierer 112, einen Fehlerverstärker 113, einen Oszillator (OSC) 114 und einen PWM-Vergleicher 116 auf.
Der Fehlervergleicher 111 hat einen "+"-Anschluss, an dem eine Referenzspannung E1 anliegt, und einen "–"-Anschluss, an dem eine Spannung anliegt, die entlang des Glättungskondensators bzw. an dem Glättungskondensator C1 entsteht, wonach ein Fehler zwischen einer Spannung des Glättungskondensators C1 und der Referenzspannung E1 verstärkt wird, um ein Fehlerspannungssignal zu erzeugen, das zu dem Multiplizierer 112 ausgegeben wird. Der Multiplizierer 112 multipliziert das Fehlerspannungssignal, das von dem Fehlerverstärker 111 geliefert wird, mit einer vollwellen-gleichgerichteten Spannung, die von einem Anschluss P1 mit positiver Elektrode der Vollwellengleichrichtschaltung B1 geliefert wird.
Der Fehlerverstärker 113 hat einen "–"-Anschluss, an dem eine Spannung proportional zu dem Eingangsstrom anliegt, der von dem Stromdetektionswiderstand R detektiert wird, und einen "+"-Anschluss, an dem die multiplizierte Ausgangsspannung anliegt, die von dem Multiplizierer 112 bereitgestellt wird, wobei ein Fehler zwischen einer Spannung, die an dem Stromdetektionswiderstand R entsteht, und der multiplizierten Ausgangsspannung verstärkt wird, um ein Fehlerspannungssignal zu erzeugen, das als ein Rückkopplungssignal FB zu dem PWM-Vergleicher 116 ausgegeben wird.
Der PWM-Vergleicher 116 hat einen "–"-Anschluss, an dem ein Rampensignal von dem OSC 114 anliegt, und einen "+"-Anschluss, an dem ein Rückkopplungssignal FB von dem Fehlerverstärker anliegt, und erzeugt ein Impulssignal bzw. Pulssignal zum Verursachen, dass der Schalter Q1 eingeschaltet wird, wenn ein Wert des Rückkoppelsignals FB einen Wert des Rampensignals über schreitet, und ausgeschaltet wird, wenn der Wert des Rückkoppelsignals FB kleiner als der Wert des Rampensignals ist. Dieses Impulssignal wird an ein Gate bzw. Tor des Schalters Q1 angelegt.
Das heißt, dass der PWM-Vergleicher 116 einen Tastimpuls in Abhängigkeit von einem Fehlersignal zwischen einem Ausgangssignal des Stromdetektionswiderstands R und einem Ausgangssignal des Multiplizierers 112 an den Schalter Q1 ausgibt, das von dem Fehlerverstärker 113 bereitgestellt wird. Der Tastimpuls bzw. Tastpuls ist ein Impulsweitensteuersignal, das kontinuierlich einen Leistungsfaktor bzw. Blindstrom in Abhängigkeit von den Änderungen der Netzwechselspannung und einer Lastgleichspannung für festgelegte Perioden bzw. Zyklen kompensiert. Mit diesem Aufbau wird eine Netzwechselstromwellenform derart gesteuert, dass sie zu einer Netzwechselspannungswellenform ausgerichtet wird, wodurch der Leistungsfaktor bzw. Blindstrom erheblich verbessert wird.
Nachfolgend wird der Betrieb der Leistungsfaktorkorrekturschaltung mit diesem Aufbau mit Bezug auf ein Zeitdiagramm, das in 2 gezeigt ist, beschrieben. 2 zeigt auch Wellenformen einer Spannung Q1v, die entlang eines Schalters Q1 entsteht, eines Stromes Q1i, der durch den Schalter Q1 fließt, und eines Stromes D1i, der durch die Diode D1 fließt.
Zuerst, wenn der Schalter Q1 zum Zeitpunkt t31 eingeschaltet wird, fließt ein Strom Q1i von der Vollwellengleichrichtschaltung B1 zu dem Schalter Q1 über die Zusatzspule L1. Dieser Strom steigt linear und progressiv mit der Zeit an, bis der Zeitpunkt t32 erreicht wird. Während einer Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt t31 und der Zeit t32 ist der Strom D1i auf Null, der durch die Diode D1 fließt.
Als nächstes wechselt der Schalter Q1 beim Zeitpunkt t32 von dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand. In diesem Moment steigt die Spannung Q1v des Schalters Q1 aufgrund der Erregungsenergie an, die in der Zusatzspule L1 induziert wird. Darüber hinaus bleibt während einer Zeitdauer zwischen der Zeit t32 und der Zeit t33, da der Schalter Q1 in dem ausgeschalteten Zustand verbleibt, der Strom Q1i, der durch den Schalter Q1 fließt, Null. Während einer Zeitdauer zwischen Der Zeit t32 und der Zeit t33 fließt der Strom D1i in einem Weg, der durch L1→D1→C1 gegeben ist, und elektrische Energie wird der Last RL zugeführt.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
In der Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die in 1 gezeigt ist, treten jedoch während der Einschalt- oder Ausschaltzustände des Schalters Q1 überlappende Abschnitte zwischen der Spannung Q1v und dem Strom Q1i des Schalters Q1 auf, was mit dem Auftreten von erhöhten Schaltverlusten einhergeht.
Zudem, wenn der Schalter Q1 eingeschaltet wird (z. B. zu den Zeitpunkten t31, t33 und t35), fließt ein Spitzenstrom RC in dem Pfad, der als C1→D1→Q1 angegeben ist, aufgrund des Auftretens der Diodenerholungszeit. Auch, wenn der Schalter Q1 ausgeschaltet wird (zum Beispiel zu den Zeitpunkten t32, t34 und t36), tritt in Spitzenstrom SP aufgrund der Induktanz auf, die durch die Verdrahtungen verursacht wird.
Während der Erholungszeit verbleibt die Diode D1 in einem kurzgeschlossenen Zustand, wodurch die Verluste des Schalters Q1 erhöht werden. Zudem wird auch aufgrund der zusätzlichen Verwendung eines CR-Dämpfungsglieds, das aus einem Widerstand und einem Kondensator besteht, zum Zwecke des Unterdrückens der Spitzenspannung, die resultiert, wenn der Schalter Q1 aus geschaltet wird, verursacht, dass das CR-Dämpfungsglied tc erhöhte Verluste hat.
Zudem verursachen die Spitzenspannung und der Spitzenstrom, dass Rauschen bzw. Störungen auftreten. Ein Störungsfilter zum Reduzieren dieser Störungen ist im Aufbau groß, wodurch ein Hindernis zum Erreichen der Miniaturisierung und eines hohen Wirkungsgrades des Schaltnetzteils verursacht wird.
Die vorliegende Erfindung hat als eine Aufgabe, eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung bereitzustellen, die einem Schalter ermöglicht, ein Nullstrom-Schalten und ein Nullspannung-Schalten auszuführen, um zu ermöglichen, dass eine Miniaturisierung, ein hoher Wirkungsgrad und niedrige Störungen erreicht werden.
Die vorliegende Erfindung wurde mit Hinsicht auf die vorstehenden Vorgaben gemacht und gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung bzw. eine Blindstromkompensationsschaltung zum Korrigieren eines Eingangsleistungsfaktors bzw. Eingangsblindstroms vorgesehen, indem ermöglicht wird, dass eine gleichgerichtete Spannung, die durch Gleichrichten einer Netzwechselspannung bzw. einer Wechselstromversorgung-Spannung eines Wechselstrom-Netzteils bzw. einer Wechselstrom-Versorgung mit einer Gleichrichterschaltung erhalten wird, einem Hauptschalter über eine Zusatzspule bzw. Zusatzdrosselspule eingegeben wird, und indem ermöglicht wird, dass der Hauptschalter zum Korrigieren eines Eingangsleistungsfaktors bzw. Eingangsblindstroms ein- oder ausgeschaltet wird, während die Netzspannung bzw. Versorgungsspannung eine Ausgangsgleichspannung umgewandelt wird, und die aufweist eine erste Serienschaltung, die zwischen einem Ausgangsanschluss und dem weiteren Ausgangsanschluss der Gleichrichterschaltung verbunden ist und die eine Zusatzwicklung und eine Aufwickel-Wicklung, wobei beide auf die Zusatzspule gewickelt sind, eine erste Diode und einen Glättungskondensator enthält, eine zweite Serienschaltung, die zwischen dem einen Ausgangsanschluss und dem weiteren Ausgangsanschluss der Gleichrichtschaltung verbunden ist und die die Zusatzwicklung der Zusatzspule, eine Nullstrom-Schaltspule bzw. eine Nullstrom-Schaltdrosselspule und den Hauptschalter enthält, eine zweite Diode, die zwischen einem Übergang zwischen dem Hauptschalter und der Nullstrom-Schaltspule und dem Glättungskondensator verbunden ist, und eine Steuereinrichtung zum gesteuerten Einschalten und Ausschalten des Hauptschalters, um eine Ausgangsspannung des Glättkondensators auf eine gegebene Spannung zu steuern.
Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung bzw. Blindstromkompensationsschaltung zum Korrigieren eines Eingangsleistungsfaktors bzw. zum Kompensieren eines Eingangsblindstroms bereit, indem ermöglicht wird, dass eine gleichgerichtete Spannung, die durch Gleichrichten einer Netzwechselspannung bzw. einer Wechselstromversorgung-Spannung eines Wechselstrom-Netzteils bzw. einer Wechselstromversorgung mit einer Gleichrichtschaltung erhalten wird, einem Hauptschalter über eine Zusatzspule bzw. Zusatzdrosselspule eingegeben werden kann, und indem ermöglicht wird, dass der Hauptschalter zum Korrigieren des Eingangsleistungsfaktors eingeschaltet oder ausgeschaltet werden kann, während die Versorgungsspannung in eine Ausgangsgleichspannung umgewandelt wird, und die aufweist eine erste Serienschaltung, die zwischen einem Ausgangsanschluss und dem weiteren Ausgangsanschluss der Gleichrichterschaltung verbunden ist und eine Zusatzwicklung und eine Aufwickel-Wicklung, die beide auf die Zusatzspule aufgewickelt sind, eine Nullstrom-Schaltspule, eine erste Diode und einen Glättkondensator enthält, eine zweite Serienschaltung, die zwischen einem Aus gangsanschluss und dem weiteren Ausgangsanschluss der Gleichrichterschaltung verbunden ist und die Zusatzwicklung der Zusatzspule und den Hauptschalter enthält, eine weite Diode, die zwischen einem Übergang zwischen der Zusatzwicklung und der Aufwickel-Wicklung der Zusatzspule und dem Hauptschalter und dem Glättkondensator verbunden ist, und eine Steuereinrichtung zum gesteuerten Ein- und Ausschalten des Hauptschalters, um eine Ausgangsspannung des Glättkondensators auf eine vorgegebene Spannung steuern zu können.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung des Standes der Technik zeigt;
2 ist ein Zeitdiagramm für Signale in verschiedenen Teilen der Leistungsfaktorkorrekturschaltung des Standes der Technik;
3 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
4 ist ein Zeitdiagramm einer Netzwechselspannungswellenform und einer gleichgerichteten Ausgangsstromwellenform der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform;
5 ist ein Zeitdiagramm für Signale verschiedener Teile der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform;
6 ist ein Zeitdiagramm für Signale verschiedener Teile eines Schalters Q1 während seines eingeschalteten Zustands der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform;
7 ist ein Zeitdiagramm für Signale verschiedener Teile eines Schalters Q1 während seines ausgeschalteten Zustands der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform;
8 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine modifizierte Form der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform erläutert;
9 ist ein Zeitdiagramm für Signale verschiedener Teile einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung einer zweiten Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung;
10 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung der zweiten Ausführungsform erläutert;
11 ist eine Aufbauansicht einer Zusatzspule, die in der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der zweiten Ausführungsform vorgesehen ist;
12 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine modifizierte Form der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der zweiten Ausführungsform erläutert;
13 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung einer dritten Ausführungsform erläutert;
14A und 14B sind Aufbauansichten der Zusatzspule, die in der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform vorgesehen ist;
15 ist ein Zeitdiagramm für Signale verschiedener Teile der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform;
16 ist ein Zeitdiagramm für Signale verschiedener Teile eines Schalters Q1 während seines eingeschalteten Zustands der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform;
17 ist ein Zeitdiagramm für Signale verschiedener Teile eines Schalters Q1 während seines ausgeschalteten Zustands der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform;
18 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine modifizierte Form der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform erläutert;
19 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung einer vierten Ausführungsform erläutert;
20 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine modifizierte Form der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der vierten Ausführungsform erläutert;
21 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die ein viertes Beispiel einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung einer fünften Ausführungsform erläutert;
22 ist ein Zeitdiagramm für eine Netzwechselspannungswel lenform und einer Schaltfrequenz des ersten Beispiels der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform;
23 ist eine Ansicht, die eine Schaltwellenform eines Abschnitts A des Zeitdiagramms, das in 22 gezeigt ist, bei einer Frequenz von 100 kHz zeigt;
24 ist eine Ansicht, die eine Schaltwellenform eines Abschnitts B des Zeitdiagramms, das in 22 gezeigt ist, bei einer Frequenz von 20 kHz zeigt;
25 ist eine detaillierte Schaltungsaufbauansicht eines VCO, der in dem ersten Beispiel der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform vorgesehen ist;
26 ist ein Zeitdiagramm für eine Netzwechselspannungswellenform, eine Spannung, die einem Hysteresevergleicher eingegeben wird, und für eine Schaltfrequenz, die sich in Abhängigkeit von dieser Spannung ändert, in dem ersten Beispiel der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform;
27 ist eine Ansicht, die eine Eigenschaft eines VCO des ersten Beispiels der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform erläutert;
28 ist eine Ansicht, die ein Auftreten erläutert, indem eine Impulsfrequenz eines PWM-Vergleichers in Abhängigkeit von der Änderung der Frequenz des VCO des ersten Beispiels der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform variiert;
29 ist ein Zeitdiagramm für eine Schaltfrequenz, die sich in Abhängigkeit von einer Netzteilwechselspannungswellenform ändert, eines zweiten Beispiels der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform und für eine Spannung, die in den Hysteresevergleicher eingegeben wird;
30 ist eine detaillierte Schaltungsaufbauansicht eines VCO, der in einem dritten Beispiel der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform vorgesehen ist;
31 ist ein Zeitdiagramm für eine Netzteilwechselspannungswellenform, eine Ausgangsspannung eines Kondensators und eine Schaltfrequenz, die in Abhängigkeit von dieser Spannung variiert, in dem dritten Beispiel der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform;
32 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die ein weiteres Beispiel der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform zeigt;
33 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung einer sechsten Ausführungsform zeigt;
34 ist eine Ansicht, die eine grundlegende Betriebssequenz der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der sechsten Ausführungsform zeigt;
35 ist ein Zeitdiagramm für Signale von verschiedenen Teilen der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der sechsten Ausführungsform;
36 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die ein weiteres Beispiel der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der sechsten Ausführungsform zeigt.
BESTER MODUS ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG
Nachfolgend werden Leistungsfaktorkorrekturschaltungen bzw. Blindstromkompensationsschaltungen von verschiedenen Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Erfindung im Detail mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
Erste Ausführungsform
Eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung einer ersten Ausführungsform enthält eine Nullstrom-Schaltspule bzw. -drosselspule, die mit einem Hauptschalter in Serie verbunden ist, um zu ermöglichen, dass der Hauptschalter ein ZCS (Nullstrom-Schalten = zero-current switching) während eines Einschaltzustands erreichen kann, um dadurch Verluste zu reduzieren, die aus einem Erholungszyklus einer Gleichrichterdiode resultieren, sodass sich der Strom allmählich ändert, um dadurch einen Schaltbetrieb mit hohem Wirkungsgrad und einem niedrigen Rauschen bzw. geringen Störungen durchführen zu können.
3 ist eine Schaltungsaufbauansicht der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform. In 3 ist eine Vollwellengleichrichtschaltung B1 mit einem Wechselstromnetzteil Vac1 verbunden, um eine Netzteilwechselspannung, die von dem Wechselstromnetzteil Vac1 empfangen wird, in eine Gleichspannung gleichzurichten, die an einen Ausgangsanschluss P1 mit positiver Elektrode und einem Ausgangsanschluss P2 mit negativer Elektrode anliegt.
Eine erste Serienschaltung, die zwischen dem Ausgangsanschluss P1 mit positiver Elektrode und dem Ausgangsanschluss P2 mit negativer Elektrode der Vollwellengleichrichtschaltung B1 verbunden ist, enthält eine Zusatzwicklung 5a (mit einer Anzahl von Windungen von n1) und eine Aufwickel-Wicklung 5b (mit einer Anzahl von Windungen von n2), die auf einer Zusatzspule L1 aufgewickelt sind, eine Diode D1, einen Glättungskondensator C1 und einen Stromdetektionswiderstand R (der einer Stromdetektionseinrichtung der vorliegenden Erfindung entspricht).
Zudem ist eine zweite Serienschaltung zwischen dem Ausgangsanschluss P1 mit positiver Elektrode und dem Ausgangsanschluss P2 mit negativer Elektrode der Vollwellengleichrichtschaltung B1 verbunden und enthält die Zusatzwicklung 5a der Zusatzspule L1, eine ZCS-Spule L2 bzw. -Drosselspule, einen Schalter Q (Hauptschalter), der aus einem MOSFET besteht, und den Stromdetektionswiderstand R. Eine Diode D2 ist mit einem Übergang, zwischen dem Schalter Q1 und der ZCS-Spule L2, und dem Glättungskondensator C1 verbunden.
Der Schalter Q1 wird durch eine Steuerschaltung 10 PWM-gesteuert, um ein- oder ausgeschaltet zu werden. Die Diode D1 und der Glättungskondensator C1 bilden eine Gleichrichtzerglättungsschaltung. Eine Last RL ist zu dem Glättungskondensator C1 parallel verbunden und eine gleichgerichtete Spannung, die sich an der Diode D1 ergibt, wird durch den Glättungskondensator C1 in eine Ausgangsgleichspannung geglättet, die an die Last RL anliegt.
Der Stromdetektionswiderstand R detektiert einen Eingangsstrom, der über die Wellengleichrichterschaltung B1 fließt. Die Steuerschaltung 10, die aus einem Fehlerverstärker 111, einem Multiplizierer 112, einem Fehlerverstärker 113, einem OSC 114 und einem PWM-Vergleicher 116 aufgebaut ist, hat den gleichen Aufbau wie die Steuerschaltung 100, die in 1 gezeigt ist, und ihre Beschreibung kann deshalb hier weggelassen werden.
Nachfolgend wird der Betrieb der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform mit diesem Aufbau mit Bezug auf ein Zeitdiagramm, das in 4 bis 7 gezeigt ist, beschrieben. 4 zeigt ein Zeitdiagramm einer Netzteilwechselspannungswellenform und einer gleichgerichteten Ausgangsstromwellenform der Leistungsfaktorkorrekturschaltung bzw. Blindstromkompensationsschaltung der ersten Ausführungsform. 5 zeigt ein Zeitdiagramm für Signale, die mit verschiedenen Komponententeilen der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform verbunden sind. 6 zeigt ein Zeitdiagramm für Signale, die mit verschiedenen Komponententeilen der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform während eines eingeschalteten Zustands des Schalters Q1 verbunden sind. 7 zeigt ein Zeitdiagramm für Signale, die mit verschiedenen Komponententeilen der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform während eines ausgeschalteten Zustands des Schalters Q1 verbunden sind.
4 zeigt die Netzteilwechselspannung Vi bzw. eine Netzwechselspannung und einen gleichgerichteten Ausgangsstrom Io. 5 zeigt ein Detail eines Abschnitts A von 4. 5 bis 7 zeigen einen Eingangsstrom Ii, der durch das Wechselstromnetzteil fließt, eine Spannung Q1v, die an beiden Anschlüssen der Spannung Q1v anliegt, einem Strom Q1i, der durch den Schalter Q1 fließt, einen Strom D1i, der durch die Diode D1 fließt, und einen Strom D2i, der durch die Diode D2 fließt. Das Q1-Steuersignal Q1g bezeichnet ein Signal, das an einem Gate des Schalters Q1 anliegt.
Zuerst fließt, wenn der Schalter Q1 zum Zeitpunkt t2 (t21) eingeschaltet wird, ein Strom in einem Stromweg, der als Vac1→B1→5a→L2→Q1→R→B1→Vac1 angegeben wird, aufgrund einer Spannung, die sich aus der Netzteilwechselspannung Vi ergibt, welche gleichgerichtet wird. Aus diesem Grund wird die Spannung an die ZCS-Spule L2 angelegt und der Strom Q1i, der durch den Schalter Q1 fließt, steigt mit einer Steigung von Vac1/L2 während eines Zeitintervalls von einer Zeit t21 bis zu einer Zeit t22 an. Der Strom Q1i, der durch den Schalter Q1 fließt, beginnt deshalb mit Null und der Schalter Q1 erreicht den ZCS-Betrieb. Wie aus 6 ersichtlich ist, steigt der Strom, nachdem der Schalter Q1 eingeschaltet worden ist, an, um den ZCS-Betrieb erreichen zu können.
Zudem steigt der Strom der ZCS-Spule L2 von der Zeit t21 bis zur Zeit t22 an und zur gleichen Zeit sinkt der Strom Dli, der durch die Diode D1 fließt, auf Null ab und die Diode D1 schaltet aus. Während einer Erholungszeit begrenzt eine Impedanz der ZCS-Spule L2 den Spitzenstrom, obwohl ein Spitzenstrom durch den Schalter Q1 aufgrund der Erholung der Diode D1 fließt. Wie in 6 gezeigt ist, kann zum Zeitpunkt t22 ein Spitzenstrom RC, der sich aus der Erholung der Diode ergibt, schwach beobachtet werden.
Nach Ablauf der Erholungszeit wird eine Rückwärtsrichtung der Diode D1 erreicht und eine Geschwindigkeit bzw. Rate des Stromanstiegs der ZCS-Spule L2 bzw. der ZCS-Drosselspule nimmt ab. Die Spannung wird an die Zusatzwicklung 5a der Zusatzspule L1 bzw. Zusatzdrosselspule angelegt und der Strom Q1i fließt in einem Weg, der durch Vac1→B1→5a→L2→Q1→R→B1→Vac1 gegeben ist, und der Strom Q1i steigt mit einer Steigung von Vac1/5a (von der Zeit t21 bis zur Zeit t22) an.
Dann, wenn der Schalter Q1 zum Zeitpunkt t3 (Zeit t31) ausgeschaltet wird, fließt ein Strom D1i von der Zeit t3 zur Zeit t4 in einem Weg, der durch 5a→5b→D1→C1→R→B1→Vac1→5a gegeben ist, aufgrund der Energie, die in der Zusatzwicklung 5a der Zusatzspule L1 gespeichert ist. Aus diesem Grund wird der Glättungskondensator C1 geladen, wodurch elektrische Energie der Last RL zugeführt wird.
Ähnlich steigt zum Zeitpunkt t3 (t31) die Spannung Q1v des Schalters Q1 aufgrund der Energie an, die in der ZCS-Spule L2 gespeichert ist. Ein Strom D2i fließt auch in einem Weg, der durch L2→D2→C1→R→B1→Vac1→5a→L2 gegeben ist, aufgrund der Energie, die in der ZCS-Spule L2 gespeichert ist. Das heißt, dass Energie, die in der ZCS-Spule L2 gespeichert ist, für die Last RL über die Diode D2 erzeugt wird. Die Größe der Energie, die diesmal auftritt, wird durch die Spannung, die an der Aufwickel-Wicklung 5b der Zusatzspule L1 auftritt, und durch den Strom bestimmt, der durch die Spule L2 fließt, und, da ein Übergang zwischen den Zusatzspulen 5a und 5b, d. h. ein Abgriff, näher an einem Eingang liegt, steigt die erzeugte Spannung an, um das Entladen in einer kurzen Zeitdauer zu beenden.
Zum Zeitpunkt t32, bei dem dieses Entladen abgeschlossen ist, wird der Strom D2i der Diode D2 Null und, nachdem eine Rückwärtseigenschaft wieder hergestellt worden ist, wenn der Schalter Q1 zum Zeitpunkt t4 wieder eingeschaltet wird, wird der ZCS-Betrieb fortgesetzt. Die Steuerschaltung 10 steuert auch ein Einschaltverhältnis des Schalters Q1 derart, dass eine Wellenform erzeugt wird, die gleich der Wellenform der Netzteilwechselspannung Vi ist, die eingegeben wird, wodurch es ermöglicht wird, dass eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung vom Booster-Typ bzw. Zusatztyp aufgebaut wird.
Bei der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform schließt deshalb das Vorhandensein der ZCS-Spule L2, die mit dem Schalter Q1 in Serie verbunden ist, das Auftreten eines Spitzenstroms aus, der ansonsten durch die Diodenerholung während des eingeschalteten Zustands des Schalters Q1 verursacht werden würde. Aus diesem Grund können Störungen bzw. Rauschen reduziert werden und ein Störungsfilter kann im Aufbau minimiert werden, wodurch es ermöglicht wird, eine Miniaturisierung und einen erhöhten Wirkungsgrad des Schaltnetzteils zu erreichen.
Zudem können Schaltverluste und Schaltstörungen bzw. Schaltrauschen reduziert werden, wodurch ermöglicht wird, dass der Schalter Q1 mit dem ZCS während des eingeschalteten Zustands arbeitet, wodurch ein hoher Wirkungsgrad und niedriges Rauschen bzw. geringe Störungen erreicht werden können.
8 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine modifizierte Form der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform zeigt. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung dieser modifizierten Form weist zusätzlich zu dem Aufbau der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform, die in 3 gezeigt ist, einen Kondensator CX1, eine Diode DX1 und eine Diode DX2 auf, um dadurch Verluste (das heißt, den Spitzenstrom und die Spitzenspannung, die während der Erholzeit der Diode D1 auftreten würden) abzusenken, die aus der Erholung der Diode ansonsten resultieren würden.
Eine Serienschaltung ist zwischen einem Übergang zwischen der Aufwickel-Wicklung 5b der Zusatzspule L1 und der Diode D1 und einem Übergang zwischen dem Schalter Q1 und dem Stromdetektionswiderstand R verbunden und weist den Kondensator CX1 und die Diode DX1 auf. Die Diode DX2 ist zwischen einem Übergang zwischen dem Kondensator CX1 und der Diode DX1 und dem Glättungskondensator C1 verbunden.
Der weitere Aufbau dieser modifizierten Form ist identisch zu dem Aufbau der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform, die in 3 gezeigt ist, mit den gleichen Komponententeilen, die die gleichen Bezugszeichen wie jene der ersten Ausführungsform tragen, und die Beschreibung davon kann deshalb hier weggelassen werden.
Als nächstes wird der Betrieb der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der modifizierten Form der ersten Ausführungsform mit diesem Aufbau mit Bezug auf ein Zeitdiagramm, das in 9 gezeigt ist, erläutert. 9 zeigt das Zeitdiagramm für ausgewählte Signale, die mit verschiedenen Komponententeilen der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der modifizierten Form der ersten Ausführungsform verbunden sind.
9 zeigt einen Eingangsstrom Ii, der durch ein Wechselstromnetzteil fließt, eine Spannung Q1v, die an beiden Anschlüssen des Schalters Q1 auftritt, einen Strom Q1i, der durch den Schalter Q1 fließt, einen Strom D1i, der durch die Diode D1 fließt, einen Strom D2i, der durch die Diode D2 fließt, eine Spannung VCX1, die an beiden Anschlüssen des Kondensators CX1 auftritt, und einen Strom CX1i, der durch einen Kondensator CX1 fließt. Das Q1-Steuersignal Q1g bezeichnet ein Signal, das an dem Gate des Schalters Q1 anliegt.
Zuerst, wenn der Schalter Q1 zu einem Zeitpunkt t2 eingeschaltet wird, fließt ein Strom in einem Weg, der durch Vac1→B1→5a→L2→Q1→R→B1→Vac1 gegeben ist, aufgrund einer gleichgerichteten Spannung, die sich aus der Netzteilwechselspannung Vi ergibt. Aus diesem Grund wird die Spannung an die ZCS-Spule L2 angelegt und der Strom Q1i, der durch den Schal ter Q1 fließt, steigt mit einer Steigung von Vac1/L2 an. Der Strom Q1i, der durch den Schalter Q1 fließt, beginnt deshalb mit Null und der Schalter Q1 führt den ZCS-Betrieb aus.
Zudem nimmt gleichzeitig mit dem Anstieg des Stromes der ZCS-Spule L2 der Strom D1i, der durch die Diode D1 fließt, auf Null ab, wodurch die Diode D1 in einem ausgeschalteten Zustand gehalten wird. Während der Erholungszeit wird dieser Spitzenstrom durch die Impedanz der ZCS-Spule L2 begrenzt, obwohl der Spitzenstrom durch den Schalter Q1 aufgrund der Erholung der Diode D1 fließt.
Zudem fließt der Strom CX1i in einem Weg, der durch 5b→L2→Q1→DX1→CX1→5b gegeben ist, wodurch der Kondensator CX1 geladen wird. Wenn dies stattfindet, fällt, da ein Anschluss des Kondensators CXl, der näher an der Diode DX1 ist, die Rolle einer positiven Elektrode spielt, die Anschlussspannung VCX1 des Kondensators CX1 auf eine negative Spannung ab, wie in 9 gezeigt ist, wodurch verursacht wird, dass der Strom CX1i, der durch den Kondensator CX1 fließt, auf einen negativen Stromwert abfällt.
Das heißt, dass der Spitzenstrom, der durch die Erholung der Diode DX1 verursacht wird, in den Kondensator CX1 durch den Betrieb der ZCS-Spule L2 geladen wird, wodurch ermöglicht wird, dass der Spitzenstrom weiter reduziert wird.
Nach Beendigung der Erholungszeit ist die Sperrrichtung bzw. Rückwärtsrichtung der Diode D1 erreicht, wodurch die Geschwindigkeit bezw. Rate des Anstiegs des Stromes der ZCS-Spule L2 abnimmt. Die Eingangsspannung wird mit der Spannung der Zusatzwicklung 5a der Zusatzspule L1 addiert und der Strom Q1i fließt in einem Weg, der durch Vac1→B1→5a→L2→Q1→R→B1→Vac1 gegeben ist, um sich derart zu ändern, dass der Strom Q1i mit einer Steigung von Vac1/5a ansteigt.
Dann zum Zeitpunkt t3, wenn der Schalter Q1 ausgeschaltet wird, fließt der Strom D1i von der Zeit t3 bis zur Zeit t4 in dem Weg, der durch 5a→5b→D1→C1→R→B1→Vac1→5a gegeben ist, aufgrund der Energie, die in der Zusatzwicklung 5a der Zusatzspule L1 gespeichert ist. Der Glättungskondensator C1 wird deshalb geladen und die Last RL wird mit elektrischer Energie versorgt.
Ähnlich steigt zum Zeitpunkt t3 die Spannung Q1v des Schalters Q1 aufgrund der Energie an, die in der ZCS-Spule L2 gespeichert ist. Der Strom D2i, fließt in einem Weg, der durch L2→D2→C1→R→B1→Vac1→5a→L2 gegeben ist. Das heißt, dass Energie, die in der ZCS-Spule L2 bzw. ZCS-Drosselspule gespeichert ist, in der Last RL über die Diode D2 regeneriert wird.
Zudem fließt der Strom CX1i in einem Weg, der durch Vac1→B1→5a→5b→CX1→DX2→R→B1→Vacl gegeben ist, wodurch der Kondensator CX1 geladen wird. Wenn dies stattfindet, erreicht, da der Anschluss des Kondensators CX1, der näher zur Diode DX1 ist, eine Rolle als negative Elektrode spielt, die Anschlussspannung VCX1 des Kondensators CX1 fast die Nullspannung und der Strom CX1i, der durch den Kondensator CX1 fließt, wird ein positiver Strom.
Zum Zeitpunkt t3 wird der Strom D2i der Diode D2 Null, um zuzulassen, dass die Diode D2 eine Sperreigenschaft erreichen kann, und danach, wiederum zum Zeitpunkt t4, wird der Schalter Q1 eingeschaltet, wodurch ermöglicht wird, dass dieser kontinuierlich in dem ZCS-Betrieb verbleibt.
Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der modifizierten Form der ersten Ausführungsform hat deshalb zusätzlich zu den vorteilhaften Wirkungen der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform eine weitere Reduzierung der Verluste, die durch die Diodenerholung verursacht werden.
Zweite Ausführungsform
10 ist eine Schaltungsaufbauansicht einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung einer zweiten Ausführungsform. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung bzw. Blindstromkompensationsschaltung der zweiten Ausführungsform, die in 10 gezeigt ist, unterscheidet sich von der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform, die in 3 gezeigt ist, darin, dass die ZCS-Spule L2 bzw. ZCS-Drosselspule zwischen der Zusatzspule L1 und der Diode D1 verbunden ist. Die ZCS-Spule L2 kann mit einer Verlustspule bzw. einem Verlustinduktor zwischen der Zusatzwicklung 5a und der Aufwickel-Wicklung 5b der Zusatzspule L1 bzw. Zusatzdrosselspule aufgebaut sein.
11 ist eine Aufbauansicht, die einen Aufbau der Zusatzspule L1 bzw. Zusatzdrosselspule zeigt, welche in der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der zweiten Ausführungsform vorgesehen ist. Die Zusatzspule L1, die in 11 gezeigt ist, und die ein zentrales Bein 30c und Seitenbeine 30a, 30b hat, enthält einen Kern (Eisenkern) 30, der aus E-förmigen Kernelementen zusammengesetzt ist, die jeweils aus einem magnetischen Material bestehen und in denen ein magnetischer Kreis ausgebildet ist. Der Kern 30 ist aus einem magnetischen Körper, zum Beispiel Ferrit, mit einer hohen Permeabilität mit wenigen Eisenverlusten gefertigt. Die Permeabilität des Kerns 30 liegt bei einem Wert, der von ungefähr 3000 bis 4000 reicht. Das zentrale Bein 30c und die Seitenbeine 30a, 30b haben die gleichen Spalte 33a, 33b bzw. 33c. Die Zusatzwicklung 5a ist auf das zentrale Bein 30a gewickelt. Die Aufwickel-Wicklung 5b ist auf das Seitenbein 30a gewickelt und das andere Seitenbein 30b dient als ein Buskern bzw. Verbindungskern. Dies ermöglicht, dass ein magnetischer Fluss durch das zentrale Bein 30c erzeugt wird, wobei der magnetische Fluss zu den Seitenbeinen 30a, 30b in gleicher Höhe verteilt wird. Bei dem Kern 30, der mit den Spalten 33a, 33b, 33c mit der gleichen Dicke ausgebildet ist, haben unter der Annahme, dass ein Querschnittsflächengebiet des zentralen Beins 30c gleich "1" ist, beide Seitenbeine 30a, 30b Querschnittsflächengebiete von 1/2. Zudem sind die Zusatzwicklung 5a und die Aufwickel-Wicklung 5b magnetisch in einem groben Zustand mit resultierenden, erhöhten Verlustinduktanzen gekoppelt, durch die L2 ausgebildet werden kann. Zudem können die jeweiligen Spalte 33a, 33b, 33c mit magnetischen Körpern versehen sein, die sich in der Permeabilität in Abhängigkeit von den Strömen ändern, die durch die jeweiligen Wicklungen 5a, 5b fließen. Ein Beispiel eines solchen magnetischen Körpers kann einen magnetischen Plastikkörper bzw. Kunststoffkörper enthalten, der aus einem magnetischen Pulver, zum Beispiel Ferrit ausgebildet wird, das in das Kunststoffmaterial eingemischt ist. Dies ermöglicht es, eine Zusatzspule herzustellen, die eine geringe Größe hat und die nur schwierig magnetisch zu sättigen ist.
Zudem hat der weitere Aufbau, der in 10 gezeigt ist, den gleichen Aufbau wie der Aufbau von 3 und die gleichen Komponententeile tragen gleiche Bezugszeichen, weshalb deren detaillierte Beschreibung hier weglassen werden kann.
Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die in 3 gezeigt ist, ist äquivalent zu der Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die in 10 gezeigt ist, und arbeitet auf die gleiche Art und Weise wie die Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die in 10 gezeigt ist, und der Betrieb davon ist einfach zu beschreiben.
Zuerst, wenn der Schalter Q1 zum Zeitpunkt t2 eingeschaltet wird, fließt der Strom Q1i in einem Weg, der durch Vac1→B1→5a→Q1→R→B1→Vac1 gegeben ist, aufgrund der Spannung,→→ die durch das Gleichrichten der Netzteilwechselspannung Vi erhalten wird. Der Strom Q1i des Schalters Q1 beginnt mit Null und der Schalter Q1 führt den ZCS-Betrieb durch.
In diesem Moment nimmt der Strom D1i, der durch die Diode D1 fließt, auf Null ab, wodurch die Diode D1 ausgeschaltet wird. Während der Erholungszeit wird dieser Spitzenstrom durch die Impedanz der ZCS-Spule L2 begrenzt, obwohl der Spitzenstrom durch den Schalter Q1 aufgrund der Erholung der Diode D1 fließt.
Dann, wenn der Schalter Q1 zum Zeitpunkt t31 ausgeschaltet wird, fließt der Strom, der durch die Zusatzspule L1 fließt, nicht schnell durch die ZCS-Spule L2 aufgrund der Energie, die in der Zusatzspule L1 gespeichert ist, wenn der Schalter Q1 eingeschaltet wird. Das heißt, dass ein Strom, der gleich der Differenz zwischen dem Strom, der durch die Zusatzspule L1 fließt, und dem Strom, der durch die ZCS-Spule L2 fließt, ist, als ein Strom D2i durch den Glättungskondensator C1 über die Diode D2 fließt, um die elektrische Leistung bzw. Energie der Last RL zuzuführen. Der Strom D2i nimmt linear während einer Zeitdauer von der Zeit t31 bis zur Zeit t32 ab.
Aufgrund der Energie, die in ZCS-Spule L2 gespeichert ist, fließt der Strom, der durch die ZCS-Spule L2 fließt, durch den Glättungskondensator C1 als ein Strom D1i über die Diode D1, um elektrische Energie der Last RL zuführen zu können. Der Strom D1i steigt linear während einer Zeitdauer von der Zeit t31 bis zur Zeit t32 an.
Wenn der Strom, der durch die ZCS-Spule L2 fließt, gleich dem Strom ist, der durch die Zusatzspule L1 (beim Zeitpunkt t32) fließt, wird der Strom D2i, der durch die Diode D2 fließt, gleich Null.
Dann, wenn der Schalter Q1 beim Zeitpunkt t4 (also bei der Zeit t2) eingeschaltet wird, fällt der Strom der ZCS-Spule L2 linear auf Null ab, wo die Diode D1 ausgeschaltet wird. Wie in 6 gezeigt ist, steigt mit einem Absinken des Stromes (gleich dem Strom D1i), der durch die ZCS-Spule L2 fließt, der Strom Q1i des Schalters Q1 an und wird gleich dem Strom, der durch die Zusatzspule L1 fließt, wo der Strom der ZCS-Spule L2 zu Null wird. Dementsprechend führt der Schalter Q1 den ZCS-Betrieb wie in 6 durch.
Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der zweiten Ausführungsform hat somit die gleichen vorteilhaften Effekte wie die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform und ist weiterhin vorteilhaft darin, dass, da die ZCS-Spule L2, die mit der Zusatzspule L1 in Serie verbunden ist, aus dem Verlustinduktor zwischen der Zusatzwicklung 5a und der Aufwickel-Wicklung 5b der Zusatzspule L1 ausgebildet werden kann, die Zusatzspule L1 und die ZCS-Spule L2 integriert sind, um die Herstellung der Spule vereinfachen zu können.
12 ist eine Schaltungsaufbauansicht einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung einer modifizierten Form der zweiten Ausführungsform. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung dieser modifizierten Form weist zusätzlich zu dem Aufbau der Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die in 10 gezeigt ist, den Kondensator CX1, die Diode DX1 und die Diode DX2 auf, die die Diodenerholung (das heißt, den Spitzenstrom oder die Spitzenstörung, die während der Erholung der Diode D1 ansonsten auftreten würde) reduzieren.
Zwischen einem Übergang zwischen der ZCS-Spule L2 und der Di_ode D1 und einem Übergang zwischen dem Schalter Q1 und dem Stromdetektionswiderstand R ist eine Serienschaltung verbunden, die einen Kondensator CX1 und eine Diode DX1 enthält. Zwischen einem Übergang zwischen dem Kondensator CX1 und der Diode DX1 und dem Glättungskondensator C1 ist die Diode DX2 verbunden.
Der weitere Aufbau dieser modifizierten Form ist identisch zu dem Aufbau der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der zweiten Ausführungsform, die in 10 gezeigt ist und gleiche Komponententeile tragen gleiche Bezugszeichen, um die Beschreibung davon weglassen zu können.
Nachfolgend wird die Beschreibung des Betriebs der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der modifizierten Form der zweiten Ausführungsform mit diesem Aufbau beschrieben.
Wenn der Schalter Q1 eingeschaltet wird, fließt ein Strom in einem Weg, der durch C1→D1→L2→5b→Q1→C1 gegeben ist, aufgrund der Erholung der Diode D1 und dieser Strom wird auf die Beendigung der Erholung der Diode D1 hin abgeschaltet. Wenn dies stattfindet, tritt eine Spannung in der ZCS-Spule in einer Richtung auf, die verursacht, dass die Diode D1 in Sperrrichtung vorgespannt bzw. gepolt wird. Aufgrund des Auftretens dieser Spannung fließt ein Strom in einem Weg, der durch L2→5b→Q1→DX1→CX1→L2 gegeben ist, und eine elektrische Ladung ist in dem Kondensator CX1 gespeichert. Dann, wenn der Schalter Q1 ausgeschaltet wird, fließt ein Strom in einem Weg, der durch Vac1→B1→L1→L2→CX1→DX2→C1→R→B1→Vac1 gegeben ist, und diese elektrische Ladung fließt zu der Last RL.
Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der modifizierten Form der zweiten Ausführungsform hat deshalb die gleichen vorteilhaften Wirkungen wie die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der zweiten Ausführungsform und zusätzlich dazu einen Vorteil, dass eine weitere Reduzierung der Verluste erreicht wird, die aus der Erholung der Diode resultieren.
Dritte Ausführungsform
13 ist eine Schaltungsaufbauansicht einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung in einer dritten Ausführungsform. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform soll die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der zweiten Ausführungsform, die in 10 gezeigt ist, derart betreiben, dass der Schalter Q1 den ZCS-Betrieb während einer eingeschalteten Zeitdauer ausführt, während zur gleichen Zeit elektrische Ladung eines Dämpfungskondensators C2 gesammelt wird und ermöglicht wird, dass der Schalter Q1 einen ZVS-Betrieb (ZVS = Nullspannung-Schalten) während des Ausschaltzustands des Schalters Q1 ausführt. Dies ermöglicht die Reduzierung von Verlusten, die sich aus der Erholung der Gleichrichterdiode ergeben, und ermöglicht, dass sich der elektrische Strom langsam ändert, was einen Schaltbetrieb mit einem hohen Wirkungsgrad und niedrigen Störungen ermöglicht. Das heißt, dass durch das Laden des Dämpfungskondensators C2 über eine Diode D5, wenn der Schalter Q1 ausgeschaltet ist, das Ansteigen der Spannung des Schalters Q1 erleichtert wird, um Verluste während des Ausschaltzustands des Schalters Q1 abzusenken, während das Auftreten von Störungen minimiert wird.
In der Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die in 13 gezeigt ist, ist eine dritte Serienschaltung mit dem Schalter Q1 parallel verbunden, die eine Diode D3 und den Dämpfungskondensator C2 aufweist. Zudem ist eine Diode D6 mit dem Schalter Q1 parallel verbunden. Die Diode D6 und der Dämpfungskondensator C2 kann eine parasitäre Diode und einen parasitären Kondensator des Schalters Q1 enthalten.
Zwischen einem Übergang zwischen der Diode D3 und dem Dämpfungskondensator C2 und der Diode D1 ist eine vierte Serienschaltung verbunden, die eine Regenerationswicklung 5c (mit der Anzahl der Windungen von n3), eine Strombegrenzungsspule L3 und einen Regenerationskondensator C3 aufweist. Eine Diode D5 ist zwischen einem Übergang zwischen dem Regenerationskondensator C3 und der Strombegrenzungsspule L3 bzw, der Strombegrenzungsdrosselspule und einem Übergang zwischen einer Kathode der Diode D1 und dem Glättungskondensator C1 verbunden.
Die ZCS-Spule L2 enthält einen Verlustinduktor zwischen der Zusatzwicklung 5a und der Aufwickel-Wicklung 5b der Zusatzspule L1. Die Strombegrenzungsspule L3 weist einen Verlustinduktor zwischen der Zusatzwicklung 5a und der regenerativen Wicklung 5c der Zusatzspule L1 auf.
Der weitere Aufbau, der in 13 gezeigt ist, hat den gleichen Aufbau wie die 3 und die gleichen Komponententeile tragen die gleichen Bezugszeichen, weshalb eine detaillierte Beschreibung hier weggelassen werden kann.
14A und 14B sind Aufbauansichten der Zusatzspule bzw. des Booster-Reaktors oder der Zusatzdrosselspule, die bzw. der in der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform vorgesehen ist.
Die Zusatzspule L1, die in 14A gezeigt ist, enthält einen "O"-förmigen Kern (Eisenkern) 20 und ein Bein-A 20a des Kerns 20 ist mit einem Spalt 21 an einer Position ausgebildet und mit der Zusatzwicklung 5a bewickelt. Auf einem Bein-B 20b sind die Aufwickel-Wicklung 5b und die regenerative Wicklung 5c aufgewickelt. Die Aufwickel-Wicklung 5b und die regenerative Wicklung 5c sind auf dem Kern 20 aufgewickelt, um eine lose Kopplung mit der Zusatzwicklung 5a zu haben.
Aus diesem Grund ist ein Verlustinduktor zwischen der Booster-Wicklung 5a und der Aufwickel-Wicklung 5b der Zusatzspule L1 erhöht und deshalb kann dieser Verlustinduktor als die ZCS-Spule L2 verwendet werden. Ein Verlustinduktor zwischen der Zusatzwicklung 5a und der regenerativen Wicklung 5c der Zusatzspule L1 steigt an und deshalb kann der Verlustinduktor als Strombegrenzungsspule L3 verwendet werden.
Zudem kann, wenn eine erhöhte Induktanz erforderlich ist, ein magnetischer Bypassweg, zum Beispiel ein Bypass 20c (angegeben durch eine gepunktete Linie in 14A), zwischen der Aufwickel-Wicklung 5b, der Zusatzwicklung 5a und der regenerativen Wicklung 5c der Zusatzspule L1 vorgesehen sein. Das heißt, dass zum Zwecke des Ausbildens des magnetischen Bypassweges in Verbindung nur mit der Aufwickel-Wicklung 5b der Durchgangskern 20c in großer Nähe zu der Aufwickel-Wicklung 5b angeordnet ist. Mit dieser Anordnung ermöglicht das Vorhandensein des Magnetflusses, der über den Durchgangskern 20c verläuft, die Reduktion des Magnetflusses, der in die Aufwickel-Wicklung 5b eindringt, wodurch es ermöglicht wird, einen weiter erhöhten Verlustinduktor zu erhalten.
Zudem kann ein magnetischer Körper, der sich in der Permeabilität in Abhängigkeit von den Strömen, die durch die jeweiligen Wicklungen 5a, 5b fließen, ändert, in dem Spalt 21 vorgesehen sein. Ein solcher magnetischer Körper kann ein magnetischer Kunststoffkörper sein, in dem magnetisches Pulver, zum Beispiel Ferrit, in das Kunststoffmaterial eingemischt ist. Dies ermöglicht, dass eine Zusatzspule hergestellt werden kann, die eine geringe Größe hat und schwierig magnetisch zu sättigen ist.
Zudem enthält die Zusatzspule L1, die in 14B gezeigt ist, einen Kern (Eisenkern) 30, der aus E-förmigen Kernelementen zusammengesetzt ist, die jeweils aus einem magnetischen Material bestehen und in denen ein magnetischer Kreis ausgebildet ist, und der ein zentrales Bein 30c und Seitenbeine 30a, 30b hat. Der Kern 30 besteht aus einem magnetischen Körper, zum Beispiel Ferrit, der eine hohe Permeabilität mit weniger Eisenverlusten hat. Die Permeabilität des Kerns 30 kann einen Wert haben, der von 3000 bis 4000 reicht. Das zentrale Bein 30c und die Seitenbeine 30a, 30b des Kerns 30 sind mit Spalten 33a, 33b und 33c mit jeweils gleichen Weiten ausgebildet. Die Zusatzwicklung 5a ist auf die zentrale Wicklung 30c aufgewickelt und die Aufwickel-Wicklung 5b ist auf ein Seitenbein 30a aufgewickelt, während die regenerative Wicklung 5c auf ein weiteres Seitenbein 30b aufgewickelt ist. Dies ermöglicht, dass der magnetische Fluss gleich auf beide Seitenbeine 30a, 30b verteilt wird. Durch Vorsehen der Spalte 33a, 33b, 33c mit der gleichen Weite in dem Kern 30 haben unter der Annahme, dass das zentrale Bein 30c ein Querschnittsgebiet von "1" hat, beide Seitenbeine 30a, 30b ein Querschnittsgebiet von 1/2. Da die Zusatzwicklung 5a, die Aufwickel-Wicklung 5b und die Zusatz-Wicklung 5a und die regenerative Wicklung 5c in einer losen magnetischen Kopplung sind, werden Induktoren mit erhöhtem Verlust erhalten, durch die L2 und L3 aufgebaut sind.
Zudem können die jeweiligen Spalte 33a, 33b, 33c mit magnetischen Körpern versehen sein, die sich jeweils in der Permeabilität in Abhängigkeit von Strömen ändern, die durch jede der Windungen 5a, 5b, 5c fließen. Ein solcher magnetischer Körper kann einen magnetischen Kunststoffkörper enthalten, der aus einem Plastikmaterial bzw. Kunststoffmaterial ausgebildet ist, das mit einem magnetischen Pulver, z. B. Ferrit, gemischt ist. Dies ermöglicht die Herstellung einer Zusatzspule bzw. einer Zusatzdrosselspule, die klein in der Größe ist und schwierig magnetisch zu sättigen ist.
Nachfolgend wird der Betrieb der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform mit diesem Aufbau mit Bezug auf das Zeitdiagramm, das in 15 bis 17 gezeigt ist, beschrieben. 15 zeigt ein Zeitdiagramm für Signale bei jeweiligen Komponententeilen der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform. 16 zeigt ein Zeitdiagramm für Signale für die jeweiligen Komponententeile der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform während des eingeschalteten Zustands des Schalters Q1. 17 zeigt ein Zeitdiagramm für Signale für die jeweiligen Komponententeile der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform während eines ausgeschalteten Zustands des Schalters Q1.
15 bis 17 zeigen auch die Spannung Q1v, die an dem Schalter Q1 auftritt, den Strom Q1i, der durch den Schalter Q1 fließt, den Strom D1i, der durch die Diode D1i fließt, den Strom D2i, der durch die Diode D2 fließt, den Strom D3i, der durch die Diode D3 fließt, den Strom D4i, der durch die Diode D4 fließt, den Strom D5i, der durch die Diode D5 fließt, und die Spannung Vc2, die an dem Dämpfungskondensator C2 auftritt. Das Q1-Steuersignal Q1g bezeichnet das Signal, das an dem Gate des Schalters Q1 anliegt.
Zuerst, wenn der Schalter Q1 zum Zeitpunkt t2 (t21) eingeschaltet wird, fließt aufgrund der gleichgerichteten Spannung der Netzteilwechselspannung V1 ein Strom in einem Weg, der als Vac1→B1→5a→Q1→R→B1→Vac1 gegeben ist. Da der Strom Q1i des Schalters Q1 von Null anfängt, führt der Schalter Q1 den ZCS-Betrieb aus.
In diesem Moment wird die elektrische Ladung des Dämpfungskondensators C2 in einem Weg freigegeben, der als C2→D4→5c→L3→C3→L2→5b→Q1→C2 gegeben ist, um zu ermöglichen, dass der Strom D4i fließt. Aus diesem Grund wird Energie in der Zusatzspule L1 und in dem regenerativen Kondensator C3 über die regenerative Wicklung 5c und die Aufwickel-Wicklung 5b der Zusatzspule L1 gespeichert. Das heißt, dass die elektrische Ladung des Kondensators C2 in der Zusatzspule L1 und dem regenerativen Kondensator C3 wiedergewonnen wird.
Da die Spannung der regenerativen Wicklung 5c der Zusatzspule L1 zu der Spannung des Dämpfungskondensators C2 hinzuaddiert wird, ermöglicht die Kapazität des regenerativen Kondensators C3, dass die Anschlussspannung Vc2 des Dämpfungskondensators C2 auf Null in im wesentlichen der gleichen Kapazität entladen wird. Aus diesem Grund nimmt die Anschlussspannung Vc2 fortschreitend auf Null zum Zeitpunkt t23 ab.
Als nächstes, wenn der Schalter Q1 zum Zeitpunkt t3 (t31) ausgeschaltet wird, fließt der Strom D2i durch den Glättungskondensator C1 über die Diode D2, um elektrische Energie der Last RL zum Zeitpunkt t32 aufgrund der Energie zuführen zu können, die in der Zusatzspule L1 gespeichert ist. Aufgrund der Energie, die in der Zusatzspule L1 gespeichert ist, fließt der Strom D1i auch durch den Glättungskondensator C1 über die Diode D1, um elektrische Leistung der Last RL zum Zeitpunkt t33 zuführen zu können. Zudem fließt aufgrund der Energie der Zusatzspule L1 der Strom D1i zu dem Glättungskondensator C1 über die Diode D1 zum Zeitpunkt t33, wodurch elektrische Energie der Last RL zugeführt wird.
Zudem fließt während einer Zeitdauer von t31 bis t33 aufgrund der Energie des regenerativen Kondensators C3 ein Strom DSi in einem Weg, der als 5a→5b→L2→C3→D5→C1→R→B1→Vac1→B1→5a gegeben ist, um elektrische Energie der Last RL zuzuführen.
Weiterhin wird der Dämpfungskondensator C2 während der Zeitdauer von der Zeit t31 bis zur Zeit t32 über die Diode D3 aufgrund der Energie der Zusatzspule L1 aufgeladen und die Spannung Vc2 des Dämpfungskondensators C2 steigt langsam von Null aus an. Aus diesem Grund führt, da die Spannung Q1v des Schalters Q1 auch langsam von Null aus ansteigt, der Schalter Q1 den ZVS-Betrieb aus, wenn er ausgeschaltet wird bzw. ist. Dementsprechend ergibt dies eine Reduktion der Verluste während des Ausschaltzustands des Schalters Q1, während eine Reduktion des Rauschens bzw, der Störungen ermöglicht wird. Es ist aus 17 ersichtlich, dass der ZVS-Betrieb ausgeführt wird, wenn der Schalter Q1 ausgeschaltet ist.
In der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform können deshalb, da der Schalter Q1 den ZCS-Betrieb ausführen kann, wenn er ausgeschaltet ist, während gleichzeitig der Schalter Q1 den ZVS-Betrieb ausführen kann, wenn er ausgeschaltet ist, Verluste, die sich aus der Erholung der Gleichrichterdiode ergeben, beseitigt werden, während sich der Strom allmählich ändern kann, wodurch der Schaltbetrieb mit einem hohen Wirkungsgrad mit einem niedrigen Rauschen oder geringen Störungen ausgeführt werden kann.
Zudem können die ZCS-Spule L2 und die Strombegrenzungsspule L3 den Strom begrenzen, wenn der Schalter Q1 eingeschaltet ist, was den Fluss eines niedrigen Spitzenstroms ergibt.
Das heißt, dass der Spitzespannung RC reduziert wird und Verluste der Diode eliminiert werden können. Das Vorhandensein der Strombegrenzungsspule L3, die größer als die ZCS-Spule L2 ist, ermöglicht eine weitere Reduzierung in einer in Sperrrichtung gepolten Spannung (Spitzenspannung RC) der Diode D1, wenn der Schalter Q1 eingeschaltet ist.
Während die dritte Ausführungsform, die in 13 gezeigt ist, zusätzlich zu dem Aufbau der zweiten Ausführungsform einen neuen Aufbau enthält, der zusätzlich die regenerative Wicklung 5c, die Strombegrenzungsspule L3, den regenerativen Kondensator C3, die Dioden D3 bis D6 und den Dämpfungskondensator C2 enthält, kann eine modifizierte Form der dritten Ausführungsform weiterhin zusätzlich zu dem Aufbau der ersten Ausführungsform einen neuen Aufbau enthalten, der die regenerative Wicklung 5c, die Strombegrenzungsspule L3, den regenerativen Kondensator C3, die Dioden D3 bis D6 und den Dämpfungskondensator C2 mit ähnlichen, vorteilhaften Wirkungen umfasst.
18 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung einer modifizierten Form der dritten Ausführungsform erläutert. Diese Leistungsfaktorkorrekturschaltung dieser modifizierten Form weist zusätzlich zu dem Aufbau der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform, die in 13 gezeigt ist, den Kondensator CX1, die Diode DX1 und die Diode DX2 zum Reduzieren von Verlusten (d. h. des Spitzenstroms oder der Spitzenstörungen bzw. -rauschen, die sich aus der Erholung der Diode D1 ergeben) auf, die sich aus der Diodenerholung ergeben.
Der weitere Aufbau ist auch mit dem Aufbau der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform, die in 13 gezeigt ist, identisch und gleiche Komponententeile tragen gleiche Bezugszeichen, um eine Beschreibung davon hier weglassen zu können.
Nachfolgend wird der Betrieb der Leistungsfaktorkorrekturschaltung mit diesem Aufbau der modifizierten Form der dritten Ausführungsform beschrieben.
Wenn der Schalter Q1 eingeschaltet wird, fließt aufgrund der Erholung der Diode D1 ein Strom in einem Weg, der als C1→D1→L2→5b→Q1→C1 gegeben ist, und dieser Stromfluss wird auf die Beendigung des Erholungszyklusses der Diode D1 hin unterbrochen. In diesem Moment wird eine Spannung an der ZCS-Spule L2 in einer Richtung entwickelt, die verursacht, dass die Diode D1 in Sperrrichtung gepolt wird. Aufgrund dieser Spannung fließt ein Strom in einem Weg, der als L2→5b→Q1→DX1→CX1→L2 gegeben ist, der ermöglicht, dass die elektrische Ladung in dem Kondensator CX1 gespeichert wird. Wenn der Schalter Q1 ausgeschaltet ist bzw. wird fließt ein Strom in einem Weg, der als Vac1→B1→L1→L2→CX1→DX2→C1→R→B1→Vac1 gegeben ist und der ermöglicht, dass die elektrische Ladung zu der Last RL fließen bzw. zirkulieren kann.
Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der modifizierten Form der dritten Ausführungsform hat deshalb zusätzliche zu den vorteilhaften Wirkungen der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform die Fähigkeit, eine weitere Reduktion der Verluste zu erreichen, die sich aus der Diodenerholung ergeben.
Vierte Ausführungsform
19 ist eine Schaltungsaufbauansicht einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung bzw. einer Blindstromkompensationsschaltung einer vierten Ausführungsform. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der vierten Ausführungsform, die in 19 gezeigt ist, unterscheidet sich von der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform, die in 13 gezeigt ist, darin, dass ein Kondensator C4 anstelle der regene rativen Wicklung 5c und der Strombegrenzungsspule L3 verwendet wird, die in der dritten Ausführungsform verwendet werden. Das heißt, dass zwischen einem Übergang zwischen der Diode D3 und dem Dämpfungskondensator C2 und einer Anode der Diode D1 eine vierte Serienschaltung verbunden ist, die eine Diode D4, einen Kondensator C4 und einen regenerativen Kondensator C3 aufweist.
Der weitere Aufbau, der in 19 gezeigt ist, ist auch identisch zu dem Aufbau, der in 13 gezeigt ist, und die gleichen Komponententeile tragen die gleichen Bezugszeichen, um eine detaillierte Beschreibung davon hier weglassen zu können.
Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung mit diesem Aufbau der vierten Ausführungsform arbeitet gemäß den gleichen Zeitdiagrammen, wie sie in 15 bis 17 gezeigt sind, die mit Bezug auf die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform beschrieben worden sind. Folglich können die gleichen vorteilhaften Effekte der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der dritten Ausführungsform erhalten werden.
Da der Entladestrom des Kondensators C2 nur durch die ZCS-Spule L2 begrenzt wird, steigt jedoch der Spitzenstrom an, wenn der Schalter Q1 eingeschaltet wird bzw. ist.
Während die vierte Ausführungsform, die in 19 gezeigt ist, weiterhin zusätzlich zu dem Aufbau der zweiten Ausführungsform einen neuen Aufbau mit dem Kondensator C4, dem regenerativen Kondensator C3, den Dioden D3 bis D6 und dem Dämpfungskondensator C2 enthält, kann eine modifizierte Form der vierten Ausführungsform zusätzlich zu dem Aufbau der ersten Ausführungsform einen neuen Aufbau enthalten, der zusätzlich mit dem Kondensator C4, dem regenerativen Kondensator C3, den Dioden D3 bis D6 und dem Dämpfungskondensator C4 versehen ist, um ähnliche, vorteilhafte Wirkungen erhalten zu können.
20 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung einer modifizierten Form der vierten Ausführungsform erläutert. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung dieser modifizierten Form umfasst zusätzlich zu dem Aufbau der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der vierten Ausführungsform, die in 19 gezeigt ist, einen neuen Aufbau, der zusätzlich mit dem Kondensator CX1, der Diode DX1 und der Diode DX2 versehen ist, um eine Reduzierung der Verluste (d. h. des Spitzenstromes oder der Spitzenstörungen bzw. -rauschens, die aus der Erholung der Diode D1 resultieren) erreichen zu können, die aus der Diodenerholung resultieren.
Der weitere Aufbau ist identisch zu dem Aufbau der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der vierten Ausführungsform, die in 19 gezeigt ist, und gleiche Komponententeile tragen gleiche Bezugszeichen, um eine detaillierte Beschreibung davon hier weglassen zu können.
Als nächstes wird der Betrieb der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der modifizierten Form der vierten Ausführungsform mit diesem Aufbau nachfolgend beschrieben.
Wenn der Schalter Q1 eingeschaltet wird, fließt aufgrund der Erholung der Diode D1 ein Strom in einem Weg, der als C1→D1→L2→5b→Q1→C1 ausgedrückt ist, und dieser Stromfluss wird auf die Beendigung der Erholung der Diode D1 hin unterbrochen. In diesem Moment wird eine Spannung entlang der ZCS-Spule L2 bzw. des ZCS-Reaktors in einer Richtung entwickelt, um zu verursachen, dass die Diode D1 in Sperrrichtung gepolt wird. Aufgrund dieser Spannung fließt ein Strom in einem Weg, der als L2-→5b→Q1→DX1→CX1→L2 ausgedrückt ist und der ermög licht, dass elektrische Ladung in dem Kondensator CX1 gespeichert wird. Wenn der Schalter Q1 ausgeschaltet wird, fließt ein Strom in einen Weg, der als Vac1→B1→L1→L2→CX1→DX2→C1→R→B1→Vac1 ausgedrückt ist, was ermöglicht, dass die elektrische Spannung zu der Last RL fließt.
Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der modifizierten Form der vierten Ausführungsform hat somit zusätzlich zu den vorteilhaften Effekten der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der vierten Ausführungsform die Fähigkeit, eine weitere Reduzierung der Verluste zu erreichen, die sich aus der Diodenerholung ergeben.
Fünfte Ausführungsform
Eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform unterscheidet sich von der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der zweiten Ausführungsform in einem Aufbau einer Steuerschaltung 10a und hat ein Merkmal, dass sich eine Schaltfrequenz des Hauptschalters in Abhängigkeit von einem Wert der Netzteilwechselspannung derart ändert, dass die Schaltfrequenz abgesenkt wird oder der Schaltbetrieb unterbrochen wird, wenn die Netzteilwechselspannung bzw. Wechselstromversorgung-Spannung auf einem niedrigen Pegel bzw. Wert verbleibt, wodurch Verluste der elektrischen Energie aufgrund eines niedrigen Zustands der Netzteilwechselspannung abgesenkt werden, um eine Miniaturisierung, einen hohen Wirkungsgrad und eine Reduzierung in niedrige Störungen erreichen zu können.
Erstes Beispiel
Ein erstes Beispiel umfasst, dass unter den Umständen, wenn die Netzteilwechselspannung niedriger als eine untere, vorgegebene Grenzspannung ist, die Schaltfrequenz des Hauptschalters auf eine niedrige Grenzfrequenz (von zum Beispiel 20 kHz) gesetzt wird, und dass unter den Umständen, wenn die Netzteil- Wechselspannung eine obere, gesetzte Grenzspannung überschreitet, die Schaltfrequenz des Hauptschalters auf eine obere Grenzfrequenz (zum Beispiel 100 kHz) gesetzt wird, wobei sich in einer Situation, wenn sich die Netzteilwechselspannung auf einen Wert ändert, der von der unteren, vorgegebenen Grenzspannung zu der oberen, vorgegebenen Grenzspannung reicht, die Schaltfrequenz des Hauptschalters allmählich bzw. graduell auf einen Wert ändert, der von der unteren Grenzfrequenz zu der oberen Grenzfrequenz reicht.
21 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die ein erstes Beispiel der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform erläutert. 22 ist ein Zeitdiagramm für eine Netzteilwechselspannungswellenform und eine Schaltfrequenz des ersten Beispiels der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform. 22 zeigt eine Situation, in der unter Umständen, wenn sich die Netzteilwechselspannung Vi von Null zu einem Maximalwert ändert, sich die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 von Null auf einen Wert, z. B. 100 kHz, ändert.
23 zeigt Schaltwellenformen bei einer Frequenz von 100 kHz bei einem Abschnitt A (einem Abschnitt, in dem die Netzteilwechselspannung Vi auf einem Wert in der Nachbarschaft des Maximalwerts bleibt) des Zeitdiagramms, das in 22 gezeigt ist. Das Zeitdiagramm, das in 23 gezeigt ist, gibt wieder, dass die Schaltfrequenz f bei einer Frequenz von 100 kHz liegt und identisch zu dem Zeitdiagramm der 5 ist. 24 zeigt Schaltwellenformen bzw. -kurvenverläufe bei einer Frequenz von 20 kHz in einem Abschnitt B (einem Abschnitt, in dem die Netzteilwechselspannung Vi bei einem niedrigen Wert verbleibt) des Zeitdiagramms, das in 22 gezeigt ist.
Der weitere Aufbau, der in 21 gezeigt ist, ist auch identisch zu dem Aufbau, der in 10 gezeigt ist, und die gleichen Komponententeile tragen gleiche Bezugszeichen, um eine detaillierte Beschreibung davon hier weglassen zu können.
Die Steuerschaltung 10a ist mit einem Aufbau ausgebildet, der einen Fehlerverstärker 111, einen Multiplizierer 112, einen Fehlerverstärker 113, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 115 und einen PWM-Vergleicher 116 aufweist. Der Fehlerverstärker 111, der Multiplizierer 112, der Fehlerverstärker 113, der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) 115 und der PWM-Vergleicher 116 sind identisch zu denjenigen, die in 10 gezeigt sind und eine detaillierte Beschreibung davon kann deshalb hier weggelassen werden.
Der VCO 115 (der der Frequenzsteuereinrichtung der vorliegenden Erfindung entspricht) dient zum Erzeugen eines Rampensignals (das einem Frequenzsteuersignal der vorliegenden Erfindung entspricht), durch das die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 in Abhängigkeit von einem Spannungswert der vollwellengleichgerichteten Spannung variiert, die von der Vollwellengleichrichterschaltung B1 bereitgestellt wird, und hat eine Spannungsfrequenzwandlereigenschaft, durch die die Schaltfrequenz des Schalters Q1 mit einer Erhöhung der vollwellengleichgerichteten Spannung erhöht wird, die von der Vollwel1engleichrichterschaltung B1 bereitgestellt wird.
25 ist eine detaillierte Schaltungsaufbauansicht des VCO, der in dem ersten Beispiel der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform vorgesehen ist. In dem VCO 115 ist ein Widerstand R1 mit dem Anschluss P1 der positiven Elektrode der Vollwellengleichrichterschaltung B1 verbunden, mit dem wiederum ein Widerstand R2 in Serie verbunden ist. Eine Kathode einer Zenerdiode ZD ist mit einem Übergang zwischen den Widerständen R1 und R2 verbunden und deren Anode ist mit einer positiven Elektrode eine Steuerspannungsversorgung EB und eines Spannungsversorgungsanschlusses b eines Hysterese-Vergleichers 115a verbunden. Ein Eingangsanschluss a des Hysterese-Vergleichers 115a ist mit dem Übergang zwischen den Widerständen R1 und R2 verbunden, dessen Erde- bzw. Masseanschluss c mit einer negativen Elektrode der Steuerversorgungsspannung EB und dem anderen Ende des Widerstands R2 verbunden ist. Ein Ausgangsanschluss d des Hysterese-Vergleichers 115a ist mit einem Ende des PWM-Vergleichers 116 verbunden. Der Hysterese-Vergleicher 115a erzeugt ein Rampensignal, das eine Spannungsfrequenzwandlereigenschaft CV hat, gemäß der die Schaltfrequenz f mit einem Anstieg der Spannung Ea ansteigt, die an dem Eingangsanschluss anliegt, wie in 27 gezeigt ist.
Mit dem VCO 115, der in 25 gezeigt ist, wird, da die Zenerdiode ZD durchbricht bzw. arbeitet, wenn die Netzteilwechselspannung Vi, die in 22 gezeigt ist, einen Wert (beim Abschnitt A) sehr nahe an dem maximalen Spannungswert erreicht, die Spannung Ea, die an den Eingangsanschluss a angelegt wird, auf einen Wert einer Gesamtspannung (VZ + EB) aus der Zenerspannung VZ der Zenerdiode ZD und der Steuernetzteilspannung EB, d. h. dem oberen, vorgegebenen Grenzwert, gesetzt. Wenn die Netzteilwechselspannung Vi das niedrigere Gebiet (Abschnitt B) erreicht, fließt ein Strom von der Steuernetzteilspannung EB zu dem Widerstand R2 über die Zenerdiode ZD. Die Spannung Ea, die an dem Eingangsanschluss a anliegt, wird auf die Steuernetzteilspannung EB gesetzt, d. h. den unteren, vorher gesetzten Grenzwert. Zudem ändert sich in Situationen, in denen die Netzteilwechselspannung Vi in Bereichen bis zu dem Wert nahe an dem maximalen Wert und dem Wert nahe an dem niedrigen bzw. unteren Wert bzw. Pegel liegt, die Spannung Ea, die an den Eingangsanschluss a anliegt, innerhalb eines Bereichs zwischen dem Wert der Gesamtspannung (VZ + EB) und der Steuernetzteilspannung EB.
Aus diesem Grund, wie in 27 gezeigt ist, wird die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 auf eine untere Grenzfrequenz f12 (z. B. von 12 kHz) unter Umständen gesetzt, in denen die Netzteilwechselspannung Vi kleiner als die untere, vorgegebene Grenzspannung EB bleibt. Die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 wird auf die obere Grenzfrequenz f11 (z. B. 100 kHz) unter Umständen gesetzt, in denen die Netzteilwechselspannung Vi größer als die obere, vorgegebene Grenzspannung (VZ + EB) bleibt. Die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 variiert graduell bzw. allmählich von der unteren Grenzfrequenz f12 zu der oberen Grenzfrequenz f11.
Der PWM-Vergleicher 116 (der einer Pulsweitenmodulationseinrichtung der vorliegenden Erfindung entspricht) arbeitet derart, dass das Rampensignal einem Minusanschluss von dem VCO 115 aus zugeführt wird und dass ein Rückkoppelsignal FB einem positiven Anschluss des Fehlerverstärkers 113 zugeführt wird, worauf, wie in 28 gezeigt ist, der PWM-Vergleicher 116 ein Pulssignal, das dem Schalter Q1 ein Einschalten ermöglicht, wenn das Rückkoppelsignal das Rampensignal überschreitet, und ein Impulssignal bzw. Pulssignal erzeugt, das dem Schalter Q1 ein Ausschalten ermöglicht, wenn das Rückkoppelsignal kleiner als das Rampensignal ist. Diese Pulssignale werden dem Schalter Q1 zugeführt, um zu ermöglichen, dass der Glättungskondensator C1 eine Ausgangsspannung des Glättungskondensators C1 auf eine gegebene Spannung einstellt bzw. regelt.
Zudem, wenn die Ausgangsspannung des Glättungskondensators C1 eine Referenzspannung E1 erreicht hat, was einen Abfall des Rückkoppelsignals FB verursacht, verkürzt der PWM-Vergleicher 16 eine Puls-Ein-Weite, in der ein Wert des Rückkoppelsignals FB den Wert des Rampensignals überschreitet, wodurch die Ausgangsspannung auf eine gegebene Spannung gesteuert wird. Das heißt, dass die Impulsweite bzw. Pulsweite gesteuert wird.
Auch der maximale Wert und der minimale Wert der Spannung des Rampensignals, das von dem VCO 115 geliefert wird, ändern sich nicht aufgrund der Frequenz. Deshalb wird ein EIN/AUS-Tastverhältnis des Pulssignals aufgrund des Rückkoppelsignals FB des Fehlerverstärkers 113 unabhängig von der Frequenz bestimmt. Auch wenn sich das EIN/AUS-Tastverhältnis des Pulssignals aufgrund einer Änderung der Schaltfrequenz f ändert, findet keine Änderung des EIN/AUS-Tastverhältnisses des Pulssignals statt.
Nachfolgend wird der Betrieb des ersten Beispiels der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform mit diesem Aufbau unten stehend mit Bezug auf 22 bis 28 beschrieben. Hier wird nur der Betrieb der Steuerschaltung 10a beschrieben.
Zuerst verstärkt der Fehlerverstärker 111 einen Fehler zwischen einer Spannung des Glättungskondensators C1 und der Referenzspannung E1, um ein Fehlerspannungssignal zu erzeugen, das zu dem Multiplizierer 112 ausgegeben wird. Der Multiplizierer 112 multipliziert das Fehlerspannungssignal von dem Fehlerverstärker 111 und die vollwellengleichgerichtete Spannung von dem Ausgangsanschluss der positiven Elektrodenseite der Vollwellengleichrichterschaltung B1, um eine multiplizierte Ausgangsspannung zu einem "+"-Anschluss des Fehlerverstärkers 113 auszugeben.
Dann verstärkt der Fehlerverstärker 113 einen Fehler zwischen einer Spannung des Stromdetektionswiderstands R (der einer Stromdetektionseinrichtung der vorliegenden Erfindung ent spricht) und der multiplizierten Ausgangsspannung, um ein Fehlerspannungssignal zu erzeugen, das zu dem PWM-Vergleicher 116 als ein Rückkoppelsignal FB ausgegeben wird.
In der Zwischenzeit erzeugt der VCO 115 ein Rampensignal, das die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 in Abhängigkeit von dem Spannungswert der vollwellengleichgerichteten Spannung von der Vollwellengleichrichterschaltunq B1 variiert.
Unter Beschreibung der Signale mit Bezug auf das Zeitdiagramm von 26 bricht hier die Zenerdiode ZD durch, die in 25 gezeigt ist, wenn die Netzteilwechselspannung einen Bereich in der Nachbarschaft des Maximalwerts (z. B. zu den Zeiten t2 bis t3 und zu den Zeiten t6 bis t7) erreicht. In diesem Moment wird die Spannung Ea, die an dem Eingangsanschluss anliegt, auf eine Gesamtspannung (VZ + EB) aus der Zenerspannung VZ der Zenerdiode ZD und der Steuernetzteilspannung EB, d. h., der oberen, vorgegebenen Grenzspannung, gesetzt. Wenn die Netzteilwechselspannung Vi diese obere, gesetzte Grenzspannung (VZ + EB) überschreitet, ermöglicht der VCO 115 deshalb, dass die Schaltfrequenz des Schalters Q1 auf die obere Grenzfrequenz f11 (zum Beispiel 100 kHz) gesetzt wird.
Als nächstes, wenn die Netzteilwechselspannung Vi ein niedriges Niveau (z. B. zu den Zeiten t0 bis t1 und zu den Zeiten t4 bis t5) erreicht, fließt ein Strom durch den Widerstand R2 von der Steuerspannungsversorgung EB, wie in 25 gezeigt ist, über die Zenerdiode ZD. Die Spannung Ea, die dem Eingangsanschluss a zugeführt wird, wird dann auf die Steuerversorgungsspannung EB gesetzt, das heißt, die untere, vorgegebene Grenzspannung. Wenn die Netzteilwechselspannung Vi kleiner als die untere, vorgegebene Grenzspannung EB ist, ermöglicht deshalb der VOC 115, dass die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 auf die untere Grenzfrequenz f12 (zum Beispiel 20 kHz) gesetzt wird.
Zudem, wenn die Netzteilwechselspannung Vi in einem Nachbarschaftsbereich zwischen dem Maximalwert und dem Niedrigwertbereich (z. B. zu den Zeiten t1 bis t2, den Zeiten t3 bis t4 und den Zeiten t5 bis t6) verbleibt, ändert sich die Spannung Ea, die dem Eingangsanschluss a zugeführt wird, allmählich in einen Bereich zwischen der Gesamtspannung (VZ + EB) und der Steuernetzteilspannung EB. Wenn die Netzteilwechselspannung Vi auf einem Wert bleibt, der von der unteren, vorgegebenen Grenzspannung EB zu der oberen, vorgegebenen Grenzspannung (VZ + EB) reicht, ändert sich deshalb die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 allmählich von der unteren Grenzfrequenz f12 zu der oberen Grenzfrequenz f11.
Im Unterschied hierzu erzeugt, wenn die Netzteilwechselspannung Vi in einem Bereich nahe der Nachbarschaft des Maximalwerts (z. B. bei den Zeiten t2 bis t3 und t6 bis t7) verbleibt, der PWM-Vergleicher 116 ein Pulssignal an der unteren Grenzfrequenz f12, das an einem "EIN"-Zustand liegt, wenn der Wert des Rückkoppelsignals FB größer als der Wert des Rampensignals der unteren Grenzfrequenz f12 ist, und das an einem "AUS"-Zustand liegt, wenn der Wert des Rückkoppelsignals FB kleiner als der Wert des Rampensignals der unteren Grenzfrequenz f12 ist, wie in 28 gezeigt ist, und das an dem Schalter Q1 anliegt.
In der Zwischenzeit, wenn die Netzteilwechselspannung Vi den unteren Bereich (z. B. bei den Zeiten t0 bis t1 und den Zeiten t4 bis t5) erreicht, erzeugt der PWM-Vergleicher 116 ein Pulssignal, das bei einem "EIN"-Zustand liegt, wenn der Wert des Rückkoppelsignals FB größer als der Wert des Rampensignals der unteren Grenzfrequenz f12 ist, und das an einem "AUS"-Zustand liegt, wenn der Wert des Rückkoppelsignals FB kleiner als der Wert des Rampensignals der unteren Grenzfrequenz f12 liegt, wie in 28 gezeigt ist, und das an den Schalter Q1 anliegt.
Zudem, wenn die Netzteilwechselspannung Vi in einem Nachbarschaftsbereich zwischen dem Maximalwert und dem unteren Pegelbereich verbleibt (z. B. bei den Zeiten t1 bis t2, den Zeiten t3 bis t4 und den Zeiten t5 bis t6) erzeugt der PWM-Vergleicher 116 ein Pulssignal bei einer Frequenz, die sich allmählich auf einen Wert ändert, der von der unteren Grenzfrequenz f12 zu der oberen Grenzfrequenz f11 reicht, und das an den Schalter Q1 angelegt wird.
Mit dem ersten Beispiel wird deshalb der vorteilhafte Effekt der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der zweiten Ausführungsform erhalten. Zudem kann sich die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 in Abhängigkeit von der Netzteilwechselspannung Vi derart ändern, dass die Schaltfrequenz f in den niedrigen Pegelbereich der Netzteilwechselspannung abgesenkt wird und, wie in 24 gezeigt ist, dass sich eine Zeitdauer, in der der Schalter Q1 eingeschaltet ist, erhöht, um dadurch einen Strom zu erhöhen, um zu ermöglichen, dass elektrische Energie der Last RL zugeführt werden kann. Die Anzahl der Schaltzyklen nimmt ab, wodurch die Schaltverluste reduziert werden können.
Insbesondere wird die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 auf die obere Grenzfrequenz des Wertes von zum Beispiel 100 kHz gesetzt und auf die untere Grenzfrequenz, zum Beispiel 20 kHz gesetzt, die für Menschen unhörbar sind, und sie hat den weiteren Bereich, dessen Schaltfrequenz f proportional zur Netzteilwechselspannung Vi ist. Dies ermöglicht die Reduzierung von Schaltverlusten und auch, dass die Schaltfrequenz auf ei nem Wert kleiner als die unhörbare Frequenz ohne das Auftreten von unbequemen Störungen liegt.
Auch beim Vorhandensein der Schaltfrequenz mit einem Bereich, der bei der maximalen Frequenz liegt, wenn die Netzteilwechselspannung Vi bei dem Maximalwert (mit dem maximalen Strom) liegt und sich der weitere Bereich im Verhältnis zu der Netzteilwechselspannung Vi ändert, überschreitet zudem kein magnetischer Fluss der Zusatzspule L1 den Maximalwert und die Zusatzspule L1 hat keinen Aufbau großer Abmessung, wodurch die Verminderung von Schaltverlusten ermöglicht wird.
Darüber hinaus erstreckt sich die Schaltfrequenz des Schalters Q1 mit einem Wert, der von der unteren Grenzfrequenz bis zu der oberen Grenzfrequenz reicht, und deshalb entstehen Störungen in verteilten Mustern bezüglich der Frequenz, wodurch eine Verminderung der Geräusche bzw. des Rauschens ermöglicht wird. Eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung mit Miniaturisierung, hohem Wirkungsgrad und niedrigem Rauschen bzw. niedrigen Geräuschen kann deshalb bereitgestellt werden.
Zweites Beispiel
29 ist ein Zeitdiagramm einer Schaltfrequenz, die sich in Abhängigkeit von der Netzteilwechselspannung und des VCO in dem zweiten Beispiel der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform ändert.
Während das erste Beispiel, das in 26 gezeigt ist, mit Bezug auf den beispielhaften Fall beschrieben worden ist, in dem der VCO 115 ermöglicht, dass die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 auf die untere Grenzfrequenz f12 (zum Beispiel 20 kHz) gesetzt wird, umfasst das zweite Beispiel, das in 29 gezeigt ist, dass unter Umständen, in denen die Netzteilwechselspannung Vi auf einem unteren Pegel bleibt und die Schalt frequenz auf einem Wert kleiner als die untere Grenzfrequenz f12 liegt, der VCO 115 den Betrieb des Hauptschalters Q1 stoppt. Bei diesem gestoppten Zustand ist ein Eingangsstrom minimal, wodurch eine Verzerrung der Netzteilwechselspannungswellenform auf einen minimalen Wert unterdrückt wird.
Drittes Beispiel
Das dritte Beispiel umfasst, dass unter Umständen, in denen die Netzteilwechselspannung bei einem Wert kleiner als die vorgegebene Spannung liegt, die Schaltfrequenz des Hauptschalters auf eine untere Grenzfrequenz (zum Beispiel 20 kHz) gesetzt wird, wohingegen, wenn die Netzteilwechselspannung die vorgegebene Spannung überschreitet, die Schaltfrequenz des Hauptschalters auf die obere Grenzfrequenz (zum Beispiel 100 kHz) gesetzt wird.
30 ist eine detaillierte Schaltungsaufbauansicht des VCO des dritten Beispiels der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform. In dem VCO 115, der in 30 gezeigt ist, ist der Widerstand R1 mit dem Ausgangsanschluss P1 an der positiven Elektrodenseite der Vollwellengleichrichterschaltung B1 verbunden und der Widerstand R2 ist mit dem Widerstand R1 in Serie verbunden. Ein Vergleicher 115b hat einen "+"-Anschluss, an den eine Spannung an einem Übergang zwischen den Widerständen R1 und R2 angelegt wird, und einen "–"-Anschluss, an den eine Referenzspannung Er1 angelegt wird, wodurch, wenn die Spannung an dem Übergang zwischen den Widerständen R1 und R2 größer als die Referenzspannung Er1 ist, der Vergleicher 115b ein Signal mit "H"-Pegel bzw. -Wert an eine Basis des Transistors TR1 ausgibt. In diesem Fall wird die Referenzspannung Er1 auf eine vorgegebene Spannung gesetzt, die vorstehend erläutert wurde.
Der Transistor TR hat einen Emitter, der mit der Erde bzw. Masse verbunden ist, und einen Kollektor, der durch einen Widerstand R3 mit einem Übergang zwischen einem Ende eines Widerstands R4 und einem Ende eines Widerstands R5 verbunden ist, mit dem auch eine Basis eines Transistors TR2 verbunden ist. Das andere Ende des Widerstands R4 ist mit einer Versorgungsspannung VB verbunden und das andere Ende des Widerstands R5 ist mit Erde verbunden. Der Transistor TR2 hat einen Emitter, der mit einem Widerstand R6 mit der Spannungsversorgung VB verbunden ist, und einem Kollektor, der durch einen Kondensator C mit Erde verbunden ist.
Um zu ermöglichen, dass der Vergleicher 115c eine Hysterese hat, ist ein Widerstand R9 zwischen einem "+"-Anschluss und einem Ausgangsanschluss verbunden, während der "+"-Anschluss mit Erde durch einen Widerstand R8 verbunden ist und mit einer Spannungsversorgung VB durch einen Widerstand R10 verbunden ist.
Dem Anschluss des Vergleichers 115c wird eine Spannung des Kondensators C zugeführt und er ist mit dem Ausgangsanschluss des Vergleichers 115c durch eine Serienschaltung verbunden, die aus der Diode D und dem Widerstand R7 zusammengesetzt ist. Wie in 31 gezeigt ist, erzeugt, wenn die Netzteilwechselspannung Vi kleiner als die vorgegebene Spannung ist, der Vergleicher 115c ein Rampensignal, durch das die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 auf eine untere Grenzfrequenz f12 gesetzt wird, und ein Rampensignal, durch das die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 auf die obere Grenzfrequenz f11 gesetzt wird.
Nachfolgend wird der Betrieb des dritten Beispiels der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform mit diesem Aufbau mit Bezug auf 30 und 31 beschrieben. Hier wird die Beschreibung nur des Betriebs des VCO 115A gegeben.
Zuerst erzeugt der VCO 115A ein Rampensignal, durch das sich die Schaltfrequenz des Schalters Q1 in Abhängigkeit von einem Spannungswert der vollwellengleichgerichteten Spannung von der Vollwellengleichrichterschaltung B1 ändert.
Hier wird, wenn die Beschreibung in Bezug auf das Zeitdiagramm der 31 gemacht wird und wenn die Netzteilwechselspannung Vi eine vorgegebene Spannung (zum Beispiel bei den Zeiten t2 bis t3 und den Zeiten t5 bis t6) überschreitet, der Transistor TR1 aufgrund des "H"-Pegelsignals von dem Vergleicher 115b eingeschaltet. Ein Strom fließt deshalb von der Spannungsversorgung VB zu dem Widerstand R3 über den Widerstand R4 und eine Basis des Transistors TR2, wodurch ein Kollektorstrom erhöht wird, der durch einen Kollektor des Transistors TR2 fließt. Der Kondensator C wird dann während einer kurzen Zeitdauer aufgrund des Stromes geladen, der durch den Kollektor des Transistors TR2 fließt. Das heißt, dass die Spannung Ec des Kondensators C ansteigt, damit die Spannung Ec in den Vergleicher 115c eingegeben werden kann, was wiederum ein Rampensignal erzeugt, durch das die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 auf die obere Grenzfrequenz f11 (von zum Beispiel 100 kHz) gesetzt wird.
Im Gegensatz hierzu, wenn die Netzteilwechselspannung Vi kleiner als die vorgegebene Spannung (zum Beispiel zu den Zeiten t0 bis t2 und den Zeiten t3 bis t5) ist, erzeugt der Vergleicher 115b nicht das "H"-Pegelsignal und der Transistor TR1 wird bzw. ist ausgeschaltet. Der Kollektorstrom des Transistors TR2 fällt deshalb ab, was verursacht, dass der Kondensator C in einer verlängerten Zeitdauer geladen wird. Das heißt, dass die Spannung Ec des Kondensators C allmählich ansteigt, damit diese Spannung Ec an den Vergleicher 115c angelegt werden kann. In diesem Moment erzeugt der Vergleicher 115c ein Rampensignal, durch das die Schaltfrequenz f des Schalters Q1 auf die untere Grenzfrequenz f12 (zum Beispiel 20 kHz) gesetzt wird.
Als nächstes, wenn die Netzteilwechselspannung Vi den vorgegebenen Wert überschreitet (zum Beispiel bei den Zeiten t2 bis t3 und den Zeiten t5 bis t6) erzeugt der PWM-Vergleicher ein Pulssignal, das bei einem "EIN"-Zustand liegt, wenn der Wert des Rückkoppelsignals FB größer als der Wert des Rampensignals bei der oberen Grenzfrequenz f11 ist, und das bei einem "AUS"-Zustand liegt, wenn der Wert des Rückkoppelsignals FB kleiner als der Wert des Rampensignals bei der oberen Grenzfrequenz f11 liegt, und das dann dem Schalter Q1 zugeführt wird.
Im Unterschied hierzu, wenn die Netzteilwechselspannung Vi kleiner als die vorgegebene Spannung (zum Beispiel bei den Zeiten t0 bis t2 und den Zeiten t3 bis t5) ist, erzeugt der PWM-Vergleicher 116 ein Impulssignal, das bei einem "EIN"-Zustand liegt, wenn der Wert des Rückkoppelsignals FB größer als der Wert des Rampensignals bei der oberen Grenzfrequenz f12 ist, und das bei einem "AUS"-Zustand liegt, wenn der Wert des Rückkoppelsignals FB kleiner als der Wert des Rampensignals bei der unteren Grenzfrequenz f12 liegt, und das an den Schalter Q1 angelegt wird.
Mit dem dritten Beispiel, auch wenn die Leistungsfaktorkorrekturschaltung derart arbeitet, dass unter Umständen, wenn die Netzteilwechselspannung Vi kleiner als die vorgegebene Spannung ist, die Schaltfrequenz des Schalters Q1 auf eine untere Grenzfrequenz gesetzt wird, wohingegen unter Umständen, wenn die Netzteilwechselspannung Vi die vorgegebene Spannung überschreitet, die Schaltfrequenz des Schalters Q1 auf die obere Grenzfrequenz gesetzt wird, können deshalb im Wesentlichen die gleichen vorteilhaften Wirkungen wie die des ersten Beispiels erhalten werden.
Obwohl die fünfte Ausführungsform der Leistungsfaktorkorrekturschaltung bzw. der Blindstromkompensationsschaltung entspricht, in der die Steuerschaltung 10 der zweiten Ausführungsform durch die Steuerschaltung 10a ersetzt ist, kann die vorliegende Erfindung auch als eine erste Modifikation der fünften Ausführungsform in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung verwendet werden, in der die Steuerschaltung 10 der ersten Ausführungsform durch die Steuerschaltung 10a ersetzt ist. Die vorliegende Erfindung kann weiterhin als eine zweite Modifikation der fünften Ausführungsform in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung verwendet werden, in der die Steuerschaltung 10 der dritten Ausführungsform durch die Steuerschaltung 10a ersetzt ist.
Weiteres Beispiel
32 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die ein weiteres Beispiel der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform erläutert. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung dieses Beispiels, das in 32 gezeigt ist, umfasst zusätzlich zu dem Aufbau der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform, die in 21 gezeigt ist, den Kondensator CX1, die Diode DX1 und die Diode DX2, um eine Reduzierung der Verluste zu erreichen (das heißt, den Spitzenstrom, der ansonsten während der Erholung der Diode D1 auftreten würde, und Spitzenstörungen bzw. -rauschen), die aus der Erholung der Diode resultieren.
Der weitere Aufbau ist identisch zu dem Aufbau der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform, die in 21 gezeigt ist, und gleiche Komponententeile tragen die gleichen Bezugszeichen, damit deren Beschreibung hier weggelassen werden kann.
Nachfolgend wird die Beschreibung des Betriebs der Leistungsfaktorkorrekturschaltung des weiteren Beispiels der fünften Ausführungsform mit diesem Aufbau erläutert.
Wenn der Schalter Q1 eingeschaltet wird, fließt aufgrund der Erholung der Diode D1 ein Strom in einem Weg, der durch C1→D1→L2→5b→Q1→C1 gegeben ist, und dieser Strom wird auf die Beendigung des Erholungszyklus der Diode D1 hin unterbrochen. In diesem Moment entwickelt sich eine Spannung an der ZCS-Spule L2 derart, dass die Diode D1 in der Sperrrichtung betrieben wird. Aufgrund dieser Spannung fließt ein Strom in dem Weg, der durch L2→5b→Q1→DX1→CX1→L2 gegeben ist, wodurch elektrische Ladung in den Kondensator CX1 geladen werden kann. Wenn der Schalter Q1 ausgeschaltet wird, fließt ein Strom in einem Weg, der durch Vac1→B1→L1→L2→CX1→DX2→C1→R→B1→Vac1 gegeben ist, wodurch elektrische Ladung zu der Last RL fließen kann.
Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung des weiteren Beispiels der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform kann somit zusätzlich zu den vorteilhaften Wirkungen der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der fünften Ausführungsform eine weitere Reduktion der Verluste erreichen, die sich aus der Erholung der Diode ergeben.
Sechste Ausführungsform
Als nächstes wird eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung einer sechsten Ausführungsform beschrieben. In den Leistungsfaktorkorrekturschaltungen der ersten bis fünften Ausführungsformen wurde beschrieben, dass der Hauptschalter einen MOSFET vom normal ausgeschalteten Typ enthält. Dieser MOSFET vom normal ausgeschalteten Typ ist ein Schalter, der in dem Aus-Zustand bleibt, wenn die Spannungsversorgung ausgeschaltet wird.
Im Unterschied hierzu ist ein Schalter vom normalerweise eingeschalteten Typ, z. B. ein SIT (Static Induction Transistor = Transistor mit statischer Induktion) ein Schalter, der in dem eingeschalteten Zustand verbleibt, wenn die Spannungsversorgung ausgeschaltet wird.
Der Schalter vom normalerweise eingeschalteten Typ hat eine hohe Schaltgeschwindigkeit mit einem niedrigen Einschaltwiderstand und ist ein ideales Element, wenn er als Wandlungsvorrichtung für elektrische Energie, zum Beispiel einem Schaltnetzteil, verwendet wird und es wird erwartet, dass er einen hohen Wirkungsgrad mit weniger Schaltverlusten hat.
Da das Schaltelement vom normalerweise eingeschalteten Typ in dem eingeschalteten Zustand verbleibt, wenn die Spannungsversorgung eingeschaltet wird, wird dieser Schalter jedoch kurzgeschlossen. Der Schalter vom normalerweise eingeschalteten Typ kann deshalb nicht gestartet werden und kann deshalb nicht in Anwendungen außer für spezielle Anwendungen verwendet werden. Um dieses Problem zu lösen, hat die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der sechsten Ausführungsform einen Aufbau der zweiten Ausführungsform und zusätzlich zu diesem Aufbau einen Aufbau, worin mit Hinsicht auf die Verwendung des Schalters vom normalerweise eingeschalteten Typ als Schalter Q1 eine Spannung, die durch einen Spannungsabfall in einem Stromstoßbegrenzungswiderstand verursacht wird, der zum Zwecke der Eliminierung eines Stromstoßes eines Kondensators eingesetzt wird, der auftritt, wenn die Wechselspannungsversorgung eingeschaltet wird, zum Verursachen verwendet wird, dass der Schalter vom normalerweise eingeschalteten Typ umgekehrt gepolt bzw. vorgespannt wird, um dadurch das Problem zu lösen, das verursacht wird, wenn die Spannungsversorgung eingeschaltet wird.
33 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der sechsten Ausführungsform erläutert. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die in 33 gezeigt ist, hat den gleichen Aufbau wie die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der zweiten Ausführungsform, die in 10 gezeigt ist, und ist derart ausgelegt, dass die Netzteilwechselspannung, die von der Wechselstrom-Versorgung Vac1 eingegeben wird, durch die Vollwellengleichrichterschaltung B1 gleichgerichtet wird, damit die resultierende Spannung in eine Gleichspannung gewandelt werden kann, die ausgegeben wird, und deshalb ist ein einen Stromstoß begrenzender Widerstand R1 zwischen dem Ausgangsanschluss P2 der negativen Elektrodenseite der Vollwellengleichrichterschaltung B1 und dem Stromdetektionswiderstand R verbunden.
Ein Schalter Q1n, zum Beispiel ein SIT vom normalerweise eingeschalteten Typ, ist zwischen dem Ausgangsanschluss P1 der positiven Elektrode der Vollwellengleichrichterschaltung B1 durch die Zusatzwicklung 5a der Zusatzspule L1 bzw. der Zusatzeinrichtung verbunden und wird in Antwort auf die PWM-Steuerung der Steuerschaltung 11 eingeschaltet und ausgeschaltet.
Zudem ist der Schalter S1 mit beiden Anschlüssen des Stromstoßbegrenzungswiderstands R1 verbunden. Dieser Schalter S1 enthält einen Halbleiterschalter, zum Beispiel einen MOSFET und einen BJT (Transistor mit bipolarem Übergang) vom normalerweise ausgeschalteten Typ, der steuerbar durch ein kurzschließendes Signal eingeschaltet wird, das von der Steuerschaltung 11 bereitgestellt wird.
Ein Hochfahrspannungsversorgungsabschnitt 12 ist mit beiden Enden des Stoßstrombegrenzungswiderstands R1 verbunden und enthält einen Kondensator C6, einen Widerstand R2 und eine Diode D5. Der Hochfahrspannungsversorgungsabschnitt 12 dient zum Extrahieren einer Spannung, die sich entlang beider Anschlüsse des Stoßstrombegrenzungswiderstands R1 entwickelt und gibt die Anschlussspannung des Kondensators C6 an die Steuerschaltung 11 zur Verwendung als eine in Umkehrrichtung vorspannende Spannung aus, die an das Gate des Schalters Q1n angelegt wird. Zudem dient der Spannungsversorgungshochfahrabschnitt 12 zur Zuführung einer Ladespannung des Glättungskondensators C1 zu der Steuerschaltung 11.
Auf das Einschalten der Wechselstrom-Versorgung Vac1 fährt die Steuerschaltung 11 in Antwort auf die Spannung, die von dem Kondensator C6 zugeführt wird, hoch und gibt die Umkehrpolungsspannung als ein Steuersignal von dem Anschluss b an das Gate des Schalters Q1n aus, wodurch der Schalter Q1n ausgeschaltet wird. Dieses Steuersignal enthält ein Pulssignal mit zum Beispiel –15 V und 0 V derart, dass der Schalter Q1n mit der Spannung von –15 V ausgeschaltet wird und mit der Spannung von 0 Volt eingeschaltet wird.
Auf die Beendigung eines Ladezyklus des Glättungskondensators C1 hin gibt die Steuerschaltung 11 das Pulssignal mit 0 V und –15 V als das Steuersignal von dem Anschluss b an das Gate des Schalters Q1n aus, damit der Schalter Q1n den Schaltbetrieb durchführen kann. Die Steuerschaltung 11 ermöglicht, dass der Schalter Q1n den Schaltbetrieb durchführen kann, und nachfolgend, nach dem Ablauf eines vorgegebenen Zeitintervalls, gibt sie ein kurzschließendes Signal an das Gate des Schalters Q1n zum Einschalten des Schalters aus.
Zudem hat eine Hilfswicklung, die in der Zusatzspule L1 vorgesehen ist, ein Ende, das mit einem Ende des Schalters Q1n, mit einem Ende des Kondensators C7 und der Steuerschaltung 11 verbunden ist, und ein weiteres Ende, das mit der Kathode der Diode D7 verbunden ist, deren Anode mit dem weiteren Ende des Kondensators C7 und dem Anschluss c der Steuerschaltung 11 verbunden ist. Die Hilfswicklung 5d, die Diode D7 und der Kondensator C7 bilden einen normalerweise betriebenen Spannungsversorgungsabschnitt 13 aus, durch den eine Spannung, die an der Hilfswicklung 5d entwickelt wird, der Steuerschaltung 11 über die Diode D7 und den Kondensator C7 zugeführt wird.
Die Steuerschaltung 11 hat zudem auch eine Funktion als Steuerschaltung 10 der zweiten Ausführungsform. Hier werden zum Zwecke des Vermeidens einer zu komplizierten Zeichnungsfigur der Fehlerverstärker 111, der Multiplizierer 112, der Fehlerverstärker 113, der OSC 114 und der PWM-Vergleicher 116 weggelassen, die die Steuerschaltung 10 bilden.
Nachfolgend wird der Betrieb der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der sechsten Ausführungsform mit diesem Aufbau mit Bezug auf 33 bis 35 beschrieben.
In 35 bezeichnet das Bezugszeichen "Vac1" auch die Netzteilwechselspannung der Wechselspannungsversorgung Vac1, bezeichnet der Ausdruck "Eingangsstrom" einen Strom, der durch die Wechselspannungsversorgung Vac1 fließt, bezeichnet der Ausdruck "Spannung R1" eine Spannung, die an einem Stromstoßbegrenzungswiderstands R1 entsteht, bezeichnet der Ausdruck "Spannung C1" eine Spannung des Glättungskondensators C1, bezeichnet der Ausdruck "Spannung C6" eine Spannung des Kondensators C6 und der Ausdruck "Steuersignal" bezieht sich auf ein Signal, das von dem Anschluss b der Steuerschaltung 11 an das Gate des Schalters Q1n angelegt wird.
Zuerst, wenn die Wechselspannungsversorgung Vac1 zu einer Zeit t0 eingeschaltet wird, wird die Netzteilwechselspannung der Wechselspannungsversorgung Vac1 vollwellengleichgerichtet mit der Vollwellengleichrichterschaltung B1. Wenn dies stattfindet, bleibt der Schalter Q1n, der vom normalerweise eingeschalteten Typ ist, in dem eingeschalteten Zustand und der Schalter S1 bleibt in einem ausgeschalteten Zustand. Die Spannung von der Vollwellengleichrichterschaltung B1 wird deshalb an den Stromstoßbegrenzungswiderstand R1 über den Glättungskondensator C1 (in einem Weg, der als ➀ in 34 ausgedrückt ist) angelegt.
Die Spannung, die an der Vollwellengleichrichterschaltung B1 entwickelt wird, wird in dem Kondensator C6 über die Diode D5 und den Widerstand R2 (in einem Weg, der als ➁ in 34 ausgedrückt wird) gespeichert. Der Anschluss f des Kondensators C6 liegt zum Beispiel an einem Nullpotenzial und der Anschluss g des Kondensators C6 liegt hier zum Beispiel an einem negativen Potenzial. Die Spannung des Kondensators C6 liegt deshalb auf einer negativen Spannung (einer Umkehrpolungsspannung), wie in 34 gezeigt ist. Eine negative Spannung des Kondensators C6 wird der Steuereinheit 11 über einen Anschluss a zugeführt.
Zu der Zeit (Zeit t1 in 35), zu der die Spannung an dem Kondensator C6 einen Schwellenwert THL des Schalters Q1n erreicht, gibt die Steuerschaltung 11 ein Steuersignal mit –15 V an den Anschluss b des Gates des Schalters Q1n (in einem Weg, der als ➂ in 34 ausgedrückt ist) aus. Der Schalter Q1n wird deshalb ausgeschaltet.
Dann wird aufgrund der Spannung von der Vollwellengleichrichterschaltung B1 der Glättungskondensator C1 geladen (in einem Weg, der als ➃ in 34 ausgedrückt wird) und die Spannung des Glättungskondensators C1 steigt an, wodurch der Ladezyklus des Glättungskondensators C1 vervollständigt wird.
Nachfolgend, beim Zeitpunkt t2, beginnt die Steuerschaltung 11 mit dem Schaltbetrieb.
Anfänglich wird das Steuersignal mit 0 V von dem Anschluss b an das Gate des Schalters Q1n (in einem Weg, der als ➄ in 34 ausgedrückt ist) ausgegeben. Der Schalter Q1n wird deshalb eingeschaltet und somit fließt ein Strom von dem Ausgangsanschluss P1 der positiven Elektrode der Vollwellengleichrichterschaltung B1 zu dem Schalter Q1n über die Zusatzwicklung 5a der Zusatzspule L1 (in einem Weg, der als ➅ in 34 ausgedrückt ist), wodurch ermöglicht wird, dass die Zusatzspule L1 Energie speichert.
Zudem wird eine Spannung an der Hilfswicklung 5d erzeugt, die magnetisch mit der Zusatzspule L1 gekoppelt ist, und die sich ergebende Spannung wird der Steuerschaltung 11 über die Diode D7 und den Kondensator C7 zugeführt (in einem Weg, der als ➆ in 34 ausgedrückt ist). Als Folge davon wird die Steuerschaltung 11 dafür freigegeben, kontinuierlich zu arbeiten, wodurch der Schalter Q1n freigegeben wird, kontinuierlich den Schaltbetrieb durchzuführen.
Nachfolgend, zur Zeit t3, wird das Steuersignal mit –15 V von dem Anschluss b zu dem Gate des Schalters Q1n ausgegeben. Der Schalter Q1n wird deshalb zur Zeit t3 ausgeschaltet und deshalb fließt ein Strom D2i zu dem Glättungskondensator C1 über die Diode D2, um elektrische Energie der Last RL zuzuführen. Aufgrund der Energie, die in der ZCS-Spule L2 gespeichert ist, fließt ein Strom D1i zu einem Glättungskondensator C1 über die Diode D1, wodurch die elektrische Energie der Last RL zugeführt wird.
Zudem, wenn ein kurzschließendes Signal von der Steuerschaltung 11 zu dem Schalter S1 ausgegeben wird, wird der Schalter S1 eingeschaltet (in einem Weg, der als ➇ in 34 ausgedrückt wird), wodurch verursacht wird, dass beide Anschlüsse des Stromstoßbegrenzungswiderstands R1 kurzgeschlossen werden. Es wird somit ermöglicht, Verluste des Stromstoßbegrenzungswiderstands R1 zu reduzieren.
Auch wird die Zeit t3 als eine abgelaufene Zeit von einem Moment an bestimmt, bei dem die Wechselspannungsversorgung Vac1 eingeschaltet wird (zum Zeitpunkt t0), und auf eine Zeit mit einem Wert gesetzt, der ungefähr fünfmal dem der Zeitkonstanten (τ = C1 R1) entspricht, die aus dem Glättungskondensator C1 und dem Stromstoßbegrenzungswiderstand R1 resultiert. Nachfolgend führt der Schalter Q1n wiederholt den Schaltbetrieb mit Ein- und Ausschalten durch. Nachdem der Schalter Q1n mit den Schaltoperationen begonnen hat, arbeitet der Schalter S1 in einer Art und Weise ähnlich zu dem Betrieb des Schalters Q1 der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der ersten Ausführungsform, die in 3 gezeigt ist, das heißt, dass der Betrieb in Übereinstimmung mit dem Zeitdiagramm ist, das in 5 bis 7 gezeigt ist.
Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der sechsten Ausführungsform hat somit die gleichen vorteilhaften Wirkungen wie jene der zweiten Ausführungsform und zudem hat sie den weiteren Vorteil, dass die Steuerschaltung 11 dafür ausgelegt ist, die Schaltoperationen zu beginnen, in denen der Schalter Q1n in Antwort auf eine Spannung ausgeschaltet wird, die an dem Stromstoßbegrenzungswiderstand R1 entwickelt wird, wenn die Wechselspannungsversorgung Vac1 eingeschaltet wird, worauf, nachdem der Glättungskondensator C1 aufgeladen worden ist, der Schalter Q1n eingeschaltet oder ausgeschaltet wird, wodurch das Problem gelöst wird, das mit dem eingeschalteten Zustand der Spannungsversorgung verbunden ist. Der Halbleiterschalter vom normalerweise eingeschalteten Typ kann dementsprechend verwendet werden, was eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung mit geringerem Auftreten von Verlusten, das heißt mit einem höheren Wirkungsgrad, bereitstellt.
Zudem, obwohl die sechste Ausführungsform in Verbindung mit einem Beispiel beschrieben worden ist, in dem der Aufbau der zweiten Ausführungsform mit einer Schaltung, die normalerweise eingeschaltet ist, wie in 33 gezeigt ist, versehen ist, kann die Schaltung, die normalerweise eingeschaltet ist, und in 33 gezeigt ist, dem Aufbau der ersten Ausführungsform hinzugefügt werden und die Schaltung die normalerweise eingeschaltet ist, die in 33 gezeigt ist, kann dem Aufbau der dritten Ausführungsform, der vierten Ausführungsform und der fünften Ausführungsform hinzugefügt werden.
36 ist eine Schaltungsaufbauansicht, die eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung einer modifizierten Form der sechsten Ausführungsform erläutert. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der modifizierten Form enthält zusätzlich zu dem Aufbau der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der sechsten Ausführungsform den Kondensator CX1, die Diode DX1 und die Diode DX2, um eine Reduzierung der Verluste (z. B. des Spitzenstromes als Ergebnis der Erholung der Diode D1 und der Spitzenstörungen) zu ermöglichen, die aus der Diodenerholung resultieren.
Auch ist der weitere Aufbau identisch zu dem Aufbau der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der sechsten Ausführungsform, die in 33 gezeigt ist, und die gleichen Komponententeile tragen gleiche Bezugszeichen, weshalb die Beschreibung davon hier weggelassen werden kann.
Nachfolgend wird der Betrieb der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der modifizierten Form der sechsten Ausführungsform beschrieben.
Wenn der Schalter Q1n eingeschaltet wird, fließt aufgrund der Erholung der Diode D1 ein Strom in einem Weg, der durch C1→D1→L2→5b→Q1n→C1 gegeben ist, und dieser Stromfluss wird auf die Beendigung des Erholungszyklus der Diode D1 hin unterbrochen. In diesem Moment wird eine Spannung an der ZCS-Spule L2 in einer Richtung entwickelt, dass die Diode D1 in umgekehrter Richtung gepolt wird. Aufgrund dieser Spannung fließt ein Strom in einem Weg, der durch L2→5b→Q1n→DX1→CX1→L2 gegeben ist, wodurch eine elektrische Ladung in dem Kondensator CX1 gespeichert wird. Wenn der Schalter Q1n ausgeschaltet wird, fließt ein Strom in einem Weg, der durch Vac1→B1→L1→L2→CX1→DX2→C1→R→B1→Vac1 gegeben ist, wodurch elektrische Ladung zu der Last RL fließen kann.
Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung der modifizierten Form der sechsten Ausführungsform kann somit zusätzlich zu den vorteilhaften Effekten der Leistungsfaktorkorrekturschaltung der sechsten Ausführungsform eine weitere Reduktion der Verluste erreicht, die durch den Erholungszyklus der Diode verursacht werden.
INDUSTRIELLE ANWENDBARKEIT
Wie vorstehend erläutert wurde, führt gemäß der vorliegenden Erfindung ein Schalter einen ZCS-Betrieb durch, wenn er eingeschaltet wird, wodurch eine Reduzierung von Schaltverlusten mit einer resultierenden Verbesserung des Wirkungsgrades er reicht wird. Zudem führt der Schalter einen ZCS-Betrieb durch, wenn er eingeschaltet wird, und einen ZVS-Betrieb durch, wenn er ausgeschaltet ist, wodurch ein weiteres Reduzieren der Schaltverluste mit verbessertem Wirkungsgrad erzeugt wird. Auch kann ein Schaltrauschen bei resultierender Miniaturisierung eines Filters reduziert werden, während eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung vom Booster-Typ bereitgestellt werden kann, die mit einem miniaturisierten Aufbau mit niedrigen Störungen und hohem Wirkungsgrad aufgebaut ist.
ZUSAMMENFASSUNG
Eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung enthält eine Serienschaltung, die mit einem Ausgangsanschluss P1 mit positiver Elektrode und einem Ausgangsanschluss P2 mit negativer Elektrode einer Vollwellengleichrichterschaltung B1 verbunden ist, die eine Wechselstromversorgung-Spannung einer Wechselstrom-Versorgung Vac1 gleichrichtet, und eine Zusatzwicklung 5a und eine Aufwickel-Wicklung 5b, die auf eine Zusatzspule L1 aufgewickelt sind, eine Diode D1 und einen Glättungskondensator C1 enthält; eine Serienschaltung, die zwischen dem Ausgangsanschluss P1 mit negativer Elektrode und dem Ausgangsanschluss P2 mit negativer Elektrode verbunden ist und eine Zusatzwicklung 5a, eine ZCS-Spule L2 und einen Schalter Q1 aufweist; eine Diode D2, die zwischen einem Übergang zwischen dem Schalter Q1 und der ZCS-Spule L2 und dem Glättungskondensator C1 verbunden ist; und eine Steuerschaltung 10, die steuerbar den Schalter Q1 zum Steuern einer Ausgangsspannung des Glättungskondensators C1 auf eine gegebene Spannung einschaltet und ausschaltet.

Claims

Leistungsfaktorkorrekturschaltung zum Korrigieren eines Eingangsleistungsfaktors, indem ermöglicht wird, dass eine gleichgerichtete Spannung, die durch Gleichrichten einer Wechselstromversorgung-Spannung einer Wechselstromversorgung mit einer Gleichrichtschaltung erhalten wird, einem Hauptschalter über eine Zusatzspule eingegeben wird, und indem ermöglicht wird, dass der Hauptschalter eingeschaltet oder ausgeschaltet wird, während die Spannungsversorgung-Spannung in eine Ausgangsgleichspannung gewandelt wird, die aufweist: eine erste Serienschaltung, die zwischen einem Ausgangsanschluss und dem weiteren Ausgangsanschluss der Gleichrichtschaltung verbunden ist und eine Zusatzwicklung und eine Aufwickel-Wicklung, wobei beide auf eine Zusatzspule gewickelt sind, eine erste Diode und einen Glättungskondensator enthält; eine zweite Serienschaltung, die zwischen dem einen Ausgangsanschluss und dem weiteren Ausgangsanschluss der Gleichrichtschaltung verbunden ist und die Zusatzwicklung der Zusatzspule, eine Nullstrom-Schaltspule und den Hauptschalter enthält; eine zweite Diode, die zwischen einem Übergang zwischen dem Hauptschalter und der Nullstrom-Schaltspule und dem Glättungskondensator verbunden ist; und eine Steuereinrichtung zum steuerbaren Einschalten und Ausschalten des Hauptschalters, um eine Ausgangsspannung des Glättungskondensators auf eine gegebene Spannung zu steuern.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung zum Korrigieren eines Eingangsleistungsfaktors, indem ermöglicht wird, dass eine gleichgerichtete Spannung, die durch das Gleichrichten einer Wechselstromversorgung-Spannung einer Wechselstromversorgung mit einer Gleichrichtschaltung erhalten wird, einem Hauptschalter über eine Zusatzspule eingegeben wird, und indem ermöglicht wird, dass der Hauptschalter eingeschaltet oder aus geschaltet wird, während die Versorgungsspannung in eine Ausgangsgleichspannung gewandelt wird, die aufweist: eine erste Serienschaltung, die zwischen einem Ausgangsanschluss und dem weiteren Ausgangsanschluss der Gleichrichtschaltung verbunden ist und eine Zusatzwicklung und eine Aufwickel-Wicklung, die beide auf die Zusatzspule gewickelt sind, eine Nullstrom-Schaltspule, eine erste Diode und einen Glättungskondensator enthält; eine zweite Serienschaltung, die zwischen einem Ausgangsanschluss und dem weiteren Ausgangsanschluss der Gleichrichtschaltung verbunden ist und die die Zusatzwicklung der Zusatzspule und den Hauptschalter enthält; eine zweite Diode, die zwischen einem Übergang zwischen der Zusatzwicklung und der Aufwickel-Wicklung der Zusatzspule und dem Hauptschalter und dem Glättungskondensator verbunden ist; und eine Steuereinrichtung zum steuerbaren Einschalten und Ausschalten des Hauptschalters, um eine Ausgangsspannung des Glättungskondensators auf eine gegebene Spannung zu steuern.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, die weiterhin aufweist: eine dritte Serienschaltung, die zu dem Hauptschalter parallel verbunden ist und eine dritte Diode und einen Dämpfungskondensator enthält; eine vierte Serienschaltung, die zwischen einem Übergang zwischen der dritten Diode und dem Dämpfungskondensator und einem Anschluss der ersten Diode verbunden ist und eine vierte Diode, eine regenerative Wicklung, die auf die Zusatzspule gewickelt ist, eine Strombegrenzungsspule und einen regenerativen Kondensator enthält; und eine fünfte Diode, die zwischen einem Übergang zwischen dem regenerativen Kondensator und der Strombegrenzungsspule und einem Übergang zwischen dem weiteren Anschluss der ersten Diode und dem Glättungskondensator verbunden ist.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 2 oder Anspruch 3, worin die Nullstrom-Schaltspule und die Strombegrenzungsspule einen Verlustinduktor zwischen den Wicklungen der Zusatzspule enthält.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 4, worin die Zusatzspule die Aufwickel-Wicklung und die regenerative Wicklung enthält, die auf einen Kern in einem lose gekoppelten Zustand bezüglich der Zusatzwicklung aufgewickelt sind.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 4 oder Anspruch 5, worin die Zusatzspule derart ausgelegt ist, dass sie einen Bypassweg für einen magnetischen Fluss zwischen der Aufwickel-Wicklung, der Zusatzwicklung und der regenerativen Wicklung hat.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, die weiterhin aufweist: eine dritte Serienschaltung, die zu dem Hauptschalter parallel verbunden ist und eine dritte Diode und einen Dämpfungskondensator enthält; eine vierte Serienschaltung, die zwischen einem Übergang zwischen der dritten Diode und dem Dämpfungskondensator und einem Anschluss der ersten Diode verbunden ist und eine vierte Diode, einen Kondensator und einen regenerativen Kondensator enthält; und eine fünfte Diode, die zwischen einem Übergang zwischen dem regenerativen Kondensator und dem Kondensator und einem Übergang zwischen dem weiteren Anschluss der ersten Diode und dem Glättungskondensator verbunden ist.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 7, worin die Steuereinrichtung derart arbeitet, dass sie dem Hauptschalter ermöglicht, ein Nullstrom-Schalten auszuführen, wenn er eingeschaltet ist, und ein Nullspannung-Schalten ausführt, wenn er ausgeschaltet ist.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, worin die Steuereinrichtung eine Schaltfrequenz des Hauptschalters in Abhängigkeit von einem Wert einer Wechselstromversorgung-Spannung der Wechselstrom-Versorgung steuert.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 9, worin die Steuereinrichtung enthält: eine erste Fehlerspannungserzeugungseinrichtung zum Verstärken eines Fehlers zwischen der Ausgangsspannung und einer Referenzspannung, um ein erstes Fehlerspannungssignal zu erzeugen; eine Erzeugungseinrichtung für eine multiplizierte Ausgangsspannung zum Multiplizieren des ersten Fehlerspannungssignals der ersten Fehlerspannungserzeugungseinrichtung und der gleichgerichteten Spannung der Gleichrichtschaltung, um eine multiplizierte Ausgangsspannung zu erzeugen; eine Stromdetektionseinrichtung zum Detektieren eines Ausgangsstromes, der durch die Gleichrichtschaltung fließt; eine zweite Fehlerspannungserzeugungseinrichtung zum Verstärken eines Fehlers zwischen einer Spannung, die von dem Eingangsstrom abhängt, der von der Stromdetektionseinrichtung detektiert wird, und der multiplizierten Ausgangsspannung der Erzeugungseinrichtung für die multiplizierte Ausgangsspannung; eine Frequenzsteuereinrichtung zum Erzeugen eines Frequenzsteuersignals, durch das eine Schaltfrequenz des Hauptschalters in Abhängigkeit von einem Wert der gleichgerichteten Spannung der Gleichrichtschaltung geändert wird; und eine Impulsweitensteuereinrichtung zum Steuern einer Impulsweite in Abhängigkeit von dem zweiten Fehlerspannungssignal der zweiten Fehlerspannungserzeugungseinrichtung und zum Erzeugen eines Impulssignals, durch das die Schaltfrequenz des Hauptschalters in Abhängigkeit von dem Frequenzsteuersignal geändert wird, das von der Frequenzsteuereinrichtung erzeugt wird, um zu ermöglichen, dass das Impulssignal dem Hauptschalter zum Steuern der Ausgangsspannung auf eine gegebene Spannung zugeführt wird.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 9 oder Anspruch 10, worin die Steuereinrichtung derart arbeitet, dass die Schaltfrequenz auf eine niedrige Grenzfrequenz gesetzt wird, wenn die Wechselstromversorgung-Spannung kleiner als eine untere vorgegebene Grenzspannung ist, und die Schaltfrequenz auf eine obere Grenzfrequenz gesetzt wird, wenn die Wechselstromversorgung-Spannung eine obere, gesetzte Grenzspannung überschreitet, während die Schaltfrequenz von der unteren Grenzfrequenz zu der oberen Grenzfrequenz unter Umständen variiert, wenn die Wechselstromversorgung-Spannung in einem Bereich zwischen der unteren, vorgegebenen Grenzspannung und der oberen, vorgegebenen Grenzspannung verbleibt.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 11, worin die Steuereinrichtung derart arbeitet, dass sie Schaltoperationen des Hauptschalters unter Umständen unterbricht, wenn die Wechselstromversorgung-Spannung kleiner als die untere, vorgegebene Grenzspannung ist.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, die weiterhin aufweist: einen Stromstoßbegrenzungswiderstand, der zwischen der Gleichrichtschaltung und dem Glättungskondensator verbunden ist und einen Stromstoß des Glättungskondensators vermindert, wenn die Wechselstrom-Versorgung eingeschaltet wird; und worin der Hauptschalter einen Schalter vom normalerweise eingeschalteten Typ enthält; und worin die Steuereinrichtung derart arbeitet, dass der Hauptschalter in Antwort auf eine Spannung ausgeschaltet wird, die an dem Stromstoßbegrenzungswiderstand entwickelt wird, wenn die Wechselstrom-Versorgung eingeschaltet wird, und mit den Schaltoperationen beginnt, den Hauptschalter einzuschalten und auszuschalten, nachdem der Glättungskondensator geladen worden ist.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 13, worin die Zusatzspule weiterhin eine Hilfswicklung enthält und weiterhin aufweist: einen Versorgungsabschnitt für Normalbetrieb, der derart arbeitet, dass er eine Spannung, die an der Hilfswicklung entsteht, der Steuereinrichtung zuführt.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 13 oder Anspruch 14, die weiterhin einen Halbleiterschalter aufweist, der zu dem Stromstoßbegrenzungswiderstand parallel verbunden ist, worin die Steuereinrichtung den Halbleiterschalter einschaltet, nachdem die Schaltoperationen des Hauptschalters begonnen haben.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 1, die weiterhin aufweist: eine fünfte Serienschaltung, die einen ersten Kondensator und eine sechste Diode enthält, die zwischen einem Übergang zwischen der Aufwickel-Wicklung der Zusatzspule und der ersten Diode und dem Glättungskondensator verbunden ist; und eine siebte Diode, die zwischen einem Übergang zwischen dem ersten Kondensator und der sechsten Diode und dem Glättungskondensator verbunden ist.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 2, die weiterhin aufweist: eine fünfte Serienschaltung, die einen ersten Kondensator und eine sechste Diode enthält, die zwischen einem Übergang zwischen der Nullstrom-Schaltspule und der ersten Diode und dem Glättungskondensator verbunden ist; und eine siebte Diode, die zwischen einem Übergang zwischen dem ersten Kondensator und der sechsten Diode und dem Glättungskondensator verbunden ist.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, worin die Zusatzspule einen Kern enthält, der erste und dritte Beine hat, in denen ein magnetischer Kreis ausgebildet ist und worin auf das erste Bein die Zusatzwicklung aufgewickelt ist und auf das zweite Bein die Aufwickel-Wicklung aufgewickelt ist, wohingegen das dritte Bein als Durchgangskern verwendet wird.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 3, worin die Zusatzspule einen Kern enthält, der erste bis dritte Beine hat, in denen ein magnetischer Kreis ausgebildet ist, und worin auf das erste Bein die Zusatzwicklung aufgewickelt ist, auf das zweite Bein die Aufwickel-Wicklung aufgewickelt ist und auf das dritte Bein die regenerative Wicklung aufgewickelt ist.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 18 oder Anspruch 19, worin die jeweiligen Beine des Kerns Spalte mit gleicher Stärke haben.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 20, worin jeder Spalt, der in dem Kern ausgebildet ist, mit einem magnetischen Körper versehen ist, der in der Permeabilität in Ab hängigkeit von einem Strom, der durch jede Wicklung fließt, variiert.
Leistungsfaktorkorrekturschaltung nach Anspruch 20, worin jeder Spalt, der in dem Kern ausgebildet ist, mit einem magnetischen Körper versehen ist, der in der Permeabilität in Abhängigkeit von dem Strom variiert, der durch jede Wicklung fließt, und mit einem Luftspalt versehen ist.