JP2011239545A

JP2011239545A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP2011239545A
Application number: JP2010108131A
Authority: JP
Inventors: Hideki Asuke; 英樹足助; Hideharu Takano; 秀治高野; Masayoshi Yamamoto; 真義山本
Original assignee: Shimane University; Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Shimane University; Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2010-05-10
Filing date: 2010-05-10
Publication date: 2011-11-24
Also published as: CN102244465B; EP2388901A3; US20110273913A1; CN102244465A; US8519683B2; EP2388901A2

Abstract

【課題】スイッチがターンオフする際のスイッチング損失を低減することができるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【解決手段】直流電源Vi両端にトランスT1の第１の１次巻線1aと第１の１次巻線に直列に接続された第２の１次巻線1bとを介して接続される主スイッチTr1、主スイッチの両端に接続され、第２の１次巻線に直列に接続された巻き上げ巻線1cと第１リアクトルL1と第１ダイオードD1と平滑コンデンサCoとの直列回路、主スイッチの両端に接続され、第２ダイオードD2と第３ダイオードD3と平滑コンデンサとの直列回路、主スイッチをオンオフさせる制御回路10、主スイッチがターンオフする時に主スイッチをソフトスイッチング動作させるソフトスイッチング回路Da1,Tra1,La1,Ca1、負荷の状態に応じてソフトスイッチング回路の動作又は非動作を切り替える切替制御回路20を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、昇圧チョッパ回路からなるＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特にハイブリッド自動車や電気自動車に適用されるＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

近年、地球環境やエネルギーなどの諸問題からハイブリッド自動車や電気自動車の開発が急務とされている。これらに搭載されるモータは、モータ駆動用電力変換器の前段に電圧昇圧回路を付加し高電圧駆動を行なうことで高出力化を実現できる。また、近年ではこれらに用いる車載用電力変換器に対してもスイッチングの高周波化による高性能化の要求が大きくなっている。

現在昇圧変換器として、ダイオードリカバリとスイッチターンオン時のスイッチング損失を抑制することでスイッチングの高周波化に伴うスイッチング損失の増大を抑制可能なマルチフェーズ方式トランスリンク型昇圧チョッパ回路が知られている（特許文献１）。

特許文献１に記載された昇圧チョッパ回路では、直流電源の両端に第１トランスの１次巻線と第１リアクトルとを介して第１スイッチが接続され、直流電源の両端に第２トランスの１次巻線と第２リアクトルとを介して第２スイッチが接続される。第１リアクトルと第１スイッチとの直列回路の両端には第１トランスの１次巻線に直列に接続された第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとの第１直列回路が接続され、第１リアクトルと第１スイッチとの接続点と平滑コンデンサの一端とには第２ダイオードが接続される。

第２リアクトルと第２スイッチとの直列回路の両端には第２トランスの１次巻線に直列に接続された第２トランスの巻き上げ巻線と第３ダイオードと平滑コンデンサとの第２直列回路が接続され、第２リアクトルと第２スイッチとの接続点と平滑コンデンサの一端とには第４ダイオードが接続される。第１トランスの２次巻線と第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端には第３リアクトルが接続される。制御回路は第１スイッチと第２スイッチとを１／２周期毎に交互にターンオンさせ第１スイッチを第２スイッチのオン期間にターンオフさせ第２スイッチを第１スイッチのオン期間にターンオフさせる。

この構成によれば、第１スイッチに直列に第１リアクトルを接続し、第２スイッチに直列に第２リアクトルを接続したので、第１、第２、第３及び第４ダイオードのリカバリ損失と第１及び第２スイッチのターンオン時のスイッチング損失を抑制することができる。

特開２０１０−４７０４号公報

しかしながら、スイッチがターンオフする際のスイッチング損失を低減することはできない。電力変換器の出力が大きくなると、大電力をスイッチングによって変換する際に発生するスイッチング損失は多大になる。

本発明は、スイッチがターンオフする際のスイッチング損失を低減することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源の両端にトランスの第１の１次巻線と前記第１の１次巻線に直列に接続された第２の１次巻線とを介して接続される主スイッチと、前記主スイッチの両端に接続され、前記第２の１次巻線に直列に接続された巻き上げ巻線と第１リアクトルと第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記主スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、前記主スイッチをオンオフさせる制御回路と、前記主スイッチがターンオフする時に前記主スイッチをソフトスイッチング動作させるソフトスイッチング回路と、負荷の状態に応じて前記ソフトスイッチング回路の動作又は非動作を切り替える切替制御回路とを有することを特徴とする。

本発明によれば、切替制御回路が、負荷の状態に応じてソフトスイッチング回路の動作又は非動作を切り替え、ソフトスイッチング回路は、動作したとき、主スイッチがターンオフする時に主スイッチをソフトスイッチング動作させるので、スイッチがターンオフする際のスイッチング損失を低減することができる。

実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられた補助ループ動作切替制御回路の回路構成図である。実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられた補助ループ動作切替制御回路の各部の動作を示すタイミングチャートである。実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示すタイミングチャートである。実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられた補助ループ動作切替制御回路の回路構成図である。実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの各部の動作を示すタイミングチャートである。

以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、単相型昇圧チョッパ回路であり、ダイオードＤa1、補助スイッチＴｒa1、リアクトルＬa1、コンデンサＣa1とを有し且つ、主スイッチＴｒ1がターンオフするときに主スイッチＴｒ1をソフトスイッチングさせるソフトスイッチング回路を設けたことを特徴とする。また、ＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷Ｒｏの状態に応じて、ソフトスイッチング回路の動作又は非動作を切り替える補助ループ動作切替制御回路２０を設けたことを特徴とする。

即ち、負荷Ｒｏの状態が定常走行時などの軽負荷である場合にはスイッチング損失はそれほど大きくないが、加速時などの重負荷である場合には、スイッチング損失が大きくなるので、重負荷時にはソフトスイッチング回路を動作させて、主スイッチＴｒ1のターンオフ時のスイッチング損失を低減するものである。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖi、トランスＴ1、リアクトルＬ1（第１リアクトル），リアクトルＬa1（第２リアクトル）、主スイッチＴr1、補助スイッチＴrａ1、ダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄa1、コンデンサＣa1、平滑コンデンサＣo、出力制御回路１０、補助ループ動作切替制御回路２０を有する。トランスＴ1は、第１の１次巻線１ａ（巻数ｎ1）と、第１の１次巻線１ａに直列に接続された第２の１次巻線１ｂ（巻数ｎ2）と、第２の１次巻線１ｂに直列に接続された巻き上げ巻線１ｃ（巻数ｎ3）とを有する。

直流電源Ｖiの両端にはトランスＴ1の第１の１次巻線１ａと第２の１次巻線１ｂとを介してＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）からなる主スイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間が接続されている。主スイッチＴr1の両端には、トランスＴ1の巻き上げ巻線１ｃとリアクトルＬ1とダイオードＤ1と平滑コンデンサＣoとからなる直列回路が接続されている。リアクトルＬ1は、トランスＴ1のリーケージインダクタンスであっても良い。また、主スイッチＴr1の両端には、ダイオードＤ2とダイオードＤ3と平滑コンデンサＣｏとの直列回路が接続されている。平滑コンデンサＣｏの両端には負荷Ｒｏが接続される。平滑コンデンサＣｏと負荷Ｒｏとの間には、負荷Ｒｏに流れる電流（出力電流）ｉｏを検出する電流検出器８が挿入される。

トランスＴ1の第１の１次巻線１ａと第２の１次巻線１ｂとの接続点と直流電源Ｖｉの負極との間には、ダイオードＤa1とＩＧＢＴからなる補助スイッチＴｒa1とリアクトルＬa1とコンデンサＣa1との直列回路が接続されている。リアクトルＬa1とコンデンサＣa1との接続点は、ダイオードＤ２とダイオードＤ３との接続点に接続されている。ダイオードＤa1と補助スイッチＴｒa1とリアクトルＬa1とコンデンサＣa1とは、ソフトスイッチング回路を構成する。

出力制御回路１０は、負荷Ｒｏの出力電圧Ｖｏに基づき、主スイッチＴr1をオンオフさせる。電流検出器８は、負荷Ｒｏに流れる電流ｉｏを検出する。補助ループ動作切替制御回路２０は、電流検出器８で検出された電流ｉｏに基づき、即ち、負荷Ｒｏの状態（負荷量）に応じて、上記ソフトスイッチング回路の動作又は非動作を切り替える。

図２は実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられた補助ループ動作切替制御回路の回路構成図である。補助ループ動作切替制御回路２０は、コンパレータ２１、インバータ２２，２３、アンド回路２４，２５、フリップフロップ回路２６、アンド回路２７を有している。

コンパレータ２１の反転端子には基準電圧Ｖrefが印加され、コンパレータ２１の非反転端子には出力電流ｉｏに基づく電圧が印加され、コンパレータ２１の出力端子にはアンド回路２４の一方の入力端子とインバータ２２の入力端子とが接続されている。インバータ２２の出力端子はアンド回路２５の一方の入力端子に接続されている。

インバータ２３の入力端子は出力制御回路１０の出力（主スイッチゲート信号Ｔr1g出力）に接続され、インバータ２３の出力端子はアンド回路２４の他方の入力端子とアンド回路２５の他方の入力端子とに接続されている。アンド回路２４の出力端子はフリップフロップ回路２６のセット端子Ｓに接続され、アンド回路２５の出力端子はフリップフロップ回路２６のリセット端子Ｒに接続されている。

アンド回路２７の一方の入力端子はフリップフロップ回路２６の出力端子Ｑに接続され、アンド回路２７の他方の入力端子は出力制御回路１０の出力（補助スイッチ駆動タイミング信号Ｔra1t）に接続され、アンド回路２７の出力端子は補助スイッチＴra1のゲートに接続されている。

次に、図３に示すタイミングチャートを参照しながら図２に示す補助ループ動作切替制御回路２０によるソフトスイッチング回路の動作又は非動作の切替制御動作を説明する。

図３において、Ｔr1gは出力制御回路１０から主スイッチＴr1のゲートに印加される主スイッチゲート信号、Ｔra1tは出力制御回路１０からアンド回路２７に出力する補助スイッチ駆動タイミング信号、Ｔr1gnは主スイッチゲート信号Ｔr1gを反転した信号、Ｔra1sはフリップフロップ回路２６からの補助ループ動作切替信号、Ｔra1gはアンド回路２７から補助スイッチＴra1のゲートに印加される補助スイッチゲート信号である。

主スイッチゲート信号Ｔr1gから補助スイッチ駆動タイミング信号Ｔra1tまでの遅延時間ＤＴ（ｔ０−ｔ１）は、リアクトルＬ1及びダイオードＤ１に流れる電流の立下り時間を考慮したものであり、補助スイッチ駆動タイミング信号Ｔra1tから主スイッチゲート信号Ｔr1gまでのマージン時間ＭＴ（ｔ２−ｔ３）は、リアクトルＬa1とコンデンサＣa1との半共振時間を考慮したものである。

まず、時刻ｔ０〜ｔ３において、出力制御回路１０から主スイッチゲート信号Ｔr1gがインバータ２３で反転されて反転信号Ｔr1gnがアンド回路２４，２５の一方の入力端子に入力される。時刻ｔ１〜ｔ２において、補助スイッチ駆動タイミング信号Ｔra1tがアンド回路２７の一方の入力端子に入力される。

コンパレータ２１は、出力電流ｉｏに応じた電圧と基準電圧Ｖrefとを比較し、出力電流ｉｏに応じた電圧が基準電圧Ｖref未満であるとき（時刻ｔ０〜ｔ４）、即ち、負荷Ｒｏが軽負荷であるとき、Ｌレベルを出力する。このため、アンド回路２４の出力、フリップフロップ回路２６のセット端子Ｓの入力はＬレベルとなるので、フリップフロップ回路２６の出力Ｑ（補助ループ動作切替信号Ｔra1s）及びアンド回路２７の出力（補助スイッチゲート信号Ｔra1g）はＬレベルとなる。

次に、時刻ｔ４以降においては、出力電流ｉｏに応じた電圧が基準電圧Ｖref以上である。即ち、負荷Ｒｏが重負荷であるので、コンパレータ２１はＨレベルを出力する。このため、アンド回路２４の出力、フリップフロップ回路２６のセット端子Ｓの入力はＨレベルとなるので、フリップフロップ回路２６の出力Ｑ（補助ループ動作切替信号Ｔra1s）はＨレベルとなる。即ち、主スイッチＴr1がオフであるときのみ、補助ループ動作切替信号Ｔra1sを受け付けることができる。

次に、時刻ｔ６において、Ｈレベルの補助スイッチ駆動タイミング信号Ｔra1tとＨレベルの補助ループ動作切替信号Ｔra1sとがアンド回路２７に入力されるので、アンド回路２７の出力（補助スイッチゲート信号Ｔra1g）はＨレベルとなり、補助スイッチＴra1をオンさせることができる。

このように、補助ループ動作切替制御回路２０は、電流検出器８で検出された電流ｉｏに基づき、即ち、負荷Ｒｏの状態に応じて、ソフトスイッチング回路の動作（補助スイッチＴra1がオン状態）又は非動作（補助スイッチＴra1がオフ状態）を切り替えることができる。

次に、このように構成された実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図４に示すタイミングチャートを参照しながら、ソフトスイッチング回路の動作を詳細に説明する。

まず、時刻ｔ０において、出力制御回路１０からの主スイッチゲート信号Ｔr1gにより主スイッチＴr1がオンする。このとき、電流は、Ｖiプラス→１ａ→１ｂ→Ｔr1→Ｖiマイナスの経路で流れる。このため、トランスＴ1の１次巻線１ａに流れる電流ｉ1は増加する。ダイオードＤ１の電流Ｄ1iは減少し、時刻ｔ1でダイオードＤ1がオフする。

次に、時刻ｔ３において、出力制御回路１０からのゲート信号により主スイッチＴr1がオフし、主スイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間電圧Ｔr1vが上昇する。すると、Ｖiプラス→１ａ→１ｂ→Ｄ2→Ｄ3→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で電流が流れる。このため、ダイオードＤ2に電流Ｄ2iが流れ、ダイオードＤ3に電流Ｄ3iが流れる。

しかし、トランスＴ1の巻き上げ巻線１ｃにかかる電圧によりダイオードＤ2に流れる電流がダイオードＤ1に転流してくる。このため、ダイオードＤ1に流れる電流Ｄ1iが増加する。これに伴い、ダイオードＤ2の電流Ｄ2i及びダイオードＤ3の電流Ｄ3iは緩やかに減少する。

トランスＴ1の１次巻線１ａ，１ｂと巻き上げ巻線１ｃとの電流がダイオードＤ1に転流し終わると、ダイオードＤ2，Ｄ3はターンオフする。電流が緩やかに減少してダイオードＤ2，Ｄ3がターンオフするため、ダイオードＤ2，Ｄ3でのリカバリ損失の発生は抑制される。

次に、主スイッチＴr1がオフしている期間中の時刻ｔ４において、負荷が重負荷となり、出力電流ｉｏに基づく電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを超えたときには、補助ループ動作切替信号Ｔra1sをオンさせる。次に、時刻ｔ５において、主スイッチＴr1がオンすると、時刻ｔ５から時刻ｔ６まで主スイッチＴr1に流れる電流が直線的に増加する。

次に、時刻ｔ６において、補助スイッチゲート信号Ｔra1gがＨレベルとなると、補助スイッチＴra1がオンし、時刻ｔ７において、補助スイッチＴra1に電流Ｔra1iが流れる。即ち、主スイッチＴr1のターンオフ時に充電されたコンデンサＣa1の電荷は、主スイッチＴr1のオン期間に、補助スイッチＴra1をオンすることで、コンデンサＣa1とリアクトルＬa1との共振により時刻ｔ８まで電流Ｔra1i,Ｄa1iが流れ、直流電源Ｖiに回生される。

時刻ｔ８において、コンデンサＣa1の電荷が完全に放電しきると、即ち、コンデンサＣa1の電圧Ｃa1vがゼロになると、リアクトルＬa1の電流はダイオードＤ2を介して流れ、時刻ｔ９において、リアクトルＬa1の電流がゼロになる（補助スイッチＴra1の電流Ｔra1iやダイオードＤa1の電流Ｄa1iがゼロ）。すると、ダイオードＤa1が逆方向の電流を阻止するので、コンデンサＣa1はゼロ電圧状態を維持したままで補助ループの動作は終了する。

このとき、補助ループのダイオードＤa1のリカバリと補助スイッチＴra1のスイッチング損失は十分大きいインダクタンスを持つリアクトルLa1による共振によって電流が緩やかに変化するので、大きな問題とならない。また、補助スイッチＴra1をオフさせると、コンデンサＣa1の電荷は放電されないので、主スイッチＴr1のゼロ電圧ターンオフ動作は行われなくなる。

次に、時刻ｔ１０〜ｔ１１において、主スイッチＴr1がターンオフすると、コンデンサＣa1がゼロ電圧から充電されるので、主スイッチＴr1の電圧Ｔr1vが緩やかに立ち上がり、ゼロ電圧ターンオフソフトスイッチングを実現できる。

このように、実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、補助ループ動作切替制御回路１０が、負荷Ｒｏの状態に応じてソフトスイッチング回路の動作又は非動作を切り替え、ソフトスイッチング回路は、動作したとき、主スイッチＴr1がターンオフする時に主スイッチＴr1をソフトスイッチング動作させるので、主スイッチＴr1がターンオフする際のスイッチング損失を低減することができる。

図５は実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図５に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、マルチフェーズ方式トランスリンク型昇圧チョッパ回路からなる。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖi、トランスＴ1a（第１トランス）、トランスＴ2ａ（第２トランス）、リアクトルＬ1（第１リアクトル），リアクトルＬ2（第２リアクトル）、リアクトルＬa1（第４リアクトル）、リアクトルＬa2（第５リアクトル）、リアクトルＬ3（第３リアクトル）、主スイッチＴr1（第１主スイッチ）、主スイッチＴr2（第２主スイッチ）、補助スイッチＴra1（第１補助スイッチ）、補助スイッチＴra2（第２補助スイッチ）、ダイオードＤ1〜Ｄ6，Ｄa1，Ｄa2、コンデンサＣa1，Ｃa2、平滑コンデンサＣo、出力制御回路１０ａ、補助ループ動作切替制御回路２０ｂを有している。

トランスＴ1aは、第１の１次巻線１ａ（巻数ｎ1）と、第１の１次巻線１ａに直列に接続された第２の１次巻線１ｂ（巻数ｎ2）と、第２の１次巻線１ｂに直列に接続された巻き上げ巻線１ｃ（巻数ｎ3）と、１次巻線１ａ，１ｂ及び巻き上げ巻線１ｃに電磁結合する２次巻線１ｄ（巻数ｎ7）とを有する。トランスＴ2aは、トランスＴ1aと同一に構成され、第１の１次巻線２ａ（巻数ｎ4）と、第１の１次巻線２ａに直列に接続された第２の１次巻線２ｂ（巻数ｎ5）と、第２の１次巻線２ｂに直列に接続された巻き上げ巻線２c（巻数ｎ6）、１次巻線２ａ，２ｂ及び巻き上げ巻線２ｃに電磁結合する２次巻線２ｄ（巻数ｎ8）とを有する。

直流電源Ｖiの両端にはトランスＴ1aの第１の１次巻線１ａと第２の１次巻線１ｂとを介してＩＧＢＴからなる主スイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間が接続されている。直流電源Ｖiの両端にはトランスＴ2aの第１の１次巻線２ａと第２の１次巻線２ｂとを介してＩＧＢＴからなる主スイッチＴr2のコレクタ−エミッタ間が接続されている。

主スイッチＴr1の両端には、トランスＴ1aの巻き上げ巻線１ｃとリアクトルＬ1とダイオードＤ1と平滑コンデンサＣｏとからなる直列回路が接続されている。リアクトルＬ1は、トランスＴ1aのリーケージインダクタンスであっても良い。主スイッチＴr2の両端には、トランスＴ2aの巻き上げ巻線２ｃとリアクトルＬ2とダイオードＤ4と平滑コンデンサＣｏとからなる直列回路が接続されている。リアクトルＬ2は、トランスＴ2aのリーケージインダクタンスであっても良い。

また、主スイッチＴr1の両端には、ダイオードＤ2とダイオードＤ3と平滑コンデンサＣｏとの直列回路が接続されている。主スイッチＴr2の両端には、ダイオードＤ5とダイオードＤ6と平滑コンデンサＣｏとの直列回路が接続されている。平滑コンデンサＣｏの両端には負荷Ｒｏが接続される。平滑コンデンサＣｏと負荷Ｒｏとの間には、負荷Ｒｏに流れる電流（出力電流）ｉｏを検出する電流検出器８が挿入される。

トランスＴ1aの第１の１次巻線１ａと第２の１次巻線１ｂとの接続点と直流電源Ｖｉの負極との間には、ダイオードＤa1とＩＧＢＴからなる補助スイッチＴｒa1とリアクトルＬa1とコンデンサＣa1との直列回路が接続されている。リアクトルＬa1とコンデンサＣa1との接続点は、ダイオードＤ２とダイオードＤ３との接続点に接続されている。ダイオードＤa1と補助スイッチＴｒa1とリアクトルＬa1とコンデンサＣa1とは、第１ソフトスイッチング回路を構成する。

トランスＴ2aの第１の１次巻線２ａと第２の１次巻線２ｂとの接続点と直流電源Ｖｉの負極との間には、ダイオードＤa2とＩＧＢＴからなる補助スイッチＴｒa2とリアクトルＬa2とコンデンサＣa2との直列回路が接続されている。リアクトルＬa2とコンデンサＣa2との接続点は、ダイオードＤ５とダイオードＤ６との接続点に接続されている。ダイオードＤa2と補助スイッチＴｒa2とリアクトルＬa2とコンデンサＣa2とは、第２ソフトスイッチング回路を構成する。

トランスＴ1aの２次巻線１ｄとトランスＴ2aの２次巻線２ｄとの直列回路の両端にはリアクトルＬ3が接続されている。出力制御回路１０ａは、負荷Ｒｏの出力電圧Ｖｏに基づき、共にオンしている期間を挟んで主スイッチＴr1と主スイッチＴr2とを交互にオンオフさせる。補助ループ動作切替制御回路２０ｂは、電流検出器８で検出された電流ｉｏに基づき、即ち、負荷Ｒｏの状態（負荷量）に応じて、第１ソフトスイッチング回路と第２ソフトスイッチング回路の動作又は非動作を切り替える。

図６は実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータに設けられた補助ループ動作切替制御回路の回路構成図である。補助ループ動作切替制御回路２０ｂは、図２に示す実施例１の補助ループ動作切替制御回路２０と、この補助ループ動作切替制御回路２０と同一構成からなる補助ループ動作切替制御回路２０ａとからなる。

補助ループ動作切替制御回路２０ａは、コンパレータ２１ａ、インバータ２２ａ，２３ａ、アンド回路２４ａ，２５ａ、フリップフロップ回路２６ａ、アンド回路２７ａを有し、アンド回路２７ａからの信号により補助スイッチＴra2をオンオフさせる。

なお、トランスＴ1a、リアクトルＬ1，Ｌa1、ダイオードＤ1〜Ｄ3,Ｄa1、コンデンサＣa1、主スイッチＴr1、補助スイッチＴra1、補助ループ動作切替制御回路２０とは第１コンバータを構成する。トランスＴ2a、リアクトルＬ2，Ｌa2、ダイオードＤ4〜Ｄ6,Ｄa2、コンデンサＣa2、主スイッチＴr2、補助スイッチＴra2、補助ループ動作切替制御回路２０ａとは第２コンバータを構成する。
また、図６に示す補助ループ動作切替制御回路２０ｂによるソフトスイッチング回路の動作又は非動作の切替制御動作は、図２に示す実施例１の補助ループ動作切替制御回路２０によるソフトスイッチング回路の動作又は非動作の切替制御動作と同様であるので、ここではその説明は省略する。

従って、補助ループ動作切替制御回路２０ｂによっても、電流検出器８で検出された電流ｉｏに基づき、即ち、負荷Ｒｏの状態に応じて、ソフトスイッチング回路の動作又は非動作を切り替えることができる。

次に、このように構成された実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を、図７に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

なお、図７において、時刻ｔ０〜ｔ２は、１／２周期であり、時刻ｔ０〜ｔ１、時刻ｔ２〜ｔ３は、主スイッチＴr1と主スイッチＴr2とが同時にオンしている重複期間である。また、図７では、主要な各部の動作波形のみを示したが、上記主スイッチＴr1を含む第１コンバータと上記主スイッチＴr2を含む第２コンバータとは１／２周期ずれて動作している。

まず、時刻ｔ０において、出力制御回路１０ａからのゲート信号Ｔr1gにより主スイッチＴr1がオンする。このとき、電流は、Ｖiプラス→１ａ→１ｂ→Ｔr1→Ｖiマイナスの経路で流れるため、トランスＴ1aの１次巻線１ａ，１ｂに流れる電流ｉ1は増加する。トランスＴ1aの２次巻線１ｄにも電圧が発生し、１ｄ→２ｄ→Ｌ3→１ｄの経路でリアクトルＬ3に電流が流れる。

次に、時刻ｔ１において、出力制御回路１０ａからのゲート信号Ｔr2gにより主スイッチＴr2がオフし主スイッチＴr2のコレクタ−エミッタ間電圧Ｔr2vが上昇する。すると、Ｖiプラス→２ａ→２ｂ→Ｄ5→Ｄ6→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で電流が流れるため、ダイオードＤ5，Ｄ6に電流が流れる。

トランスＴ2aの巻き上げ巻線２ｃにかかる電圧によりリアクトルＬ2の電流が増加する。このため、ダイオードＤ5，Ｄ6の電流は緩やかに減少する。トランスＴ2aの１次巻線２ａ，２ｂの電流がダイオードＤ4に転流し終わると、ダイオードＤ5，Ｄ6はターンオフする。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、直流電源Ｖiの電圧（入力電圧）とトランスＴ2aの１次巻線２ａ，２ｂに発生する電圧とトランスＴ2aの巻き上げ巻線２ｃに発生する電圧との和となる。

時刻ｔ２において、出力制御回路１０ａからのゲート信号Ｔr2gにより主スイッチＴr2がオンすると、トランスＴ2aの１次巻線２ａ，２ｂと巻き上げ巻線２ｃとの電流は、ダイオードＤ4から主スイッチＴr2へと転流を始める。電流は、Ｖiプラス→２ａ→２ｂ→Ｔr2→Ｖiマイナスの経路で流れるため、トランスＴ2aの１次巻線２ａ,２ｂに流れる電流ｉ2は増加する。トランスＴ2aの２次巻線２ｄにも電圧が発生し、２ｄ→Ｌ3→１ｄ→２ｄの経路でリアクトルＬ3に電流が流れる。

時刻ｔ３において、出力制御回路１０ａからのゲート信号Ｔr1gにより主スイッチＴr1がオフし主スイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間電圧Ｔr1vが上昇する。すると、Ｖiプラス→１ａ→１ｂ→Ｄ2→Ｄ3→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で電流が流れるため、ダイオードＤ2，Ｄ3に電流が流れる。

トランスＴ1aの巻き上げ巻線１ｃにかかる電圧によるリアクトルＬ1の電流が増加する。このため、ダイオードＤ2，Ｄ3の電流は緩やかに減少する。トランスＴ1aの１次巻線１ａ，１ｂの電流がダイオードＤ1に転流し終わると、ダイオードＤ2，D3はターンオフする。

時刻ｔ８において、コンデンサＣa1の電荷が完全に放電しきると、即ち、コンデンサＣa1の電圧Ｃa1vがゼロになると、リアクトルＬa1の電流はダイオードＤ2を介して流れ、時刻ｔ９において、リアクトルＬa1の電流がゼロになる。すると、ダイオードＤa1が逆方向の電流を阻止するので、コンデンサＣa1はゼロ電圧状態を維持したままで補助ループの動作は終了する。

一方、主スイッチＴr2がオフしている期間中の時刻ｔ９１において、負荷が重負荷となり、出力電流ｉｏに基づく電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２を超えたときには、補助ループ動作切替信号Ｔra2sをオンさせる。次に、時刻ｔ９２において、主スイッチＴr2がオンすると、時刻ｔ９２から時刻ｔ１０まで主スイッチＴr2に流れる電流が直線的に増加する。

次に、時刻ｔ１０において、補助スイッチゲート信号Ｔra2gがＨレベルとなると、補助スイッチＴra2がオンし、時刻ｔ１２において、補助スイッチＴra2に電流Ｔra2iが流れる。即ち、主スイッチＴr2のターンオフ時に充電されたコンデンサＣa2の電荷は、主スイッチＴr2のオン期間に、補助スイッチＴra2をオンすることで、コンデンサＣa2とリアクトルＬa2との共振により時刻ｔ１３まで電流Ｔra2i,Ｄa2iが流れ、直流電源Ｖiに回生される。

時刻ｔ１３において、コンデンサＣa2の電荷が完全に放電しきると、リアクトルＬa2の電流はダイオードＤ5を介して流れ、時刻ｔ１４において、リアクトルＬa2の電流がゼロになる。すると、ダイオードＤa2が逆方向の電流を阻止するので、コンデンサＣa2はゼロ電圧状態を維持したままで補助ループの動作は終了する。

このとき、補助ループのダイオードＤa2のリカバリと補助スイッチＴra2のスイッチング損失は十分大きいインダクタンスを持つリアクトルLa2による共振によって電流が緩やかに変化するので、大きな問題とならない。また、補助スイッチＴra2をオフさせると、コンデンサＣa2の電荷は放電されないので、主スイッチＴr2のゼロ電圧ターンオフ動作は行われなくなる。

次に、時刻ｔ１５〜ｔ１６において、主スイッチＴr2がターンオフすると、コンデンサＣa2がゼロ電圧から充電されるので、主スイッチＴr2の電圧Ｔr2vが緩やかに立ち上がり、ゼロ電圧ターンオフソフトスイッチングを実現できる。

このように、実施例２のマルチフェーズ方式トランスリンク型昇圧チョッパ回路によれば、実施例１の単相型昇圧チョッパ回路と同様に動作し、同様な効果が得られる。

本発明は、ハイブリッド自動車や電気自動車に適用可能である。

Ｖi 直流電源
Ｃo 平滑コンデンサ
Ｃa1，Ｃa2 コンデンサ
Ｔ1，Ｔ1a，Ｔ2a トランス
Ｔr1，Ｔr2 主スイッチ
Ｔra1，Ｔra2 補助スイッチ
Ｄ1〜Ｄ6，Ｄa1，Ｄa2 ダイオード
Ｒo 負荷
Ｌ1，Ｌ2，Ｌa1，Ｌa2，Ｌ3 リアクトル
１ａ，２ａ第１の１次巻線
１ｂ，２ｂ第２の１次巻線
１ｃ，２ｃ巻き上げ巻線
１ｄ，２ｄ２次巻線
１０，１０ａ出力制御回路
２０，２０ｂ補助ループ動作切替制御回路
２１，２１ａコンパレータ
２２，２２ａ，２３，２３ａインバータ
２４，２４ａ，２５，２５ａ，２７，２７ａアンド回路
２６，２６ａフリップフロップ回路

Claims

直流電源の両端にトランスの第１の１次巻線と前記第１の１次巻線に直列に接続された第２の１次巻線とを介して接続される主スイッチと、
前記主スイッチの両端に接続され、前記第２の１次巻線に直列に接続された巻き上げ巻線と第１リアクトルと第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記主スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
前記主スイッチをオンオフさせる制御回路と、
前記主スイッチがターンオフする時に前記主スイッチをソフトスイッチング動作させるソフトスイッチング回路と、
負荷の状態に応じて前記ソフトスイッチング回路の動作又は非動作を切り替える切替制御回路と、
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記ソフトスイッチング回路は、一端が前記トランスの第１の１次巻線と第２の１次巻線との接続点に接続され他端が前記直流電源の負極に接続され、第４ダイオードと補助スイッチと第２リアクトルとコンデンサとを有する第３直列回路からなり、前記第２リアクトルと前記コンデンサとの接続点が前記第２ダイオードと前記第３ダイオードとの接続点に接続されることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
直流電源の両端に第１トランスの第１の１次巻線と前記第１の１次巻線に直列に接続された第２の１次巻線とを介して接続される第１主スイッチと、
前記第１主スイッチの両端に接続され、前記第１トランスの第２の１次巻線に直列に接続された巻き上げ巻線と第１リアクトルと第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記第１主スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
前記直流電源の両端に第２トランスの第１の１次巻線と前記第１の１次巻線に直列に接続された第２の１次巻線とを介して接続される第２主スイッチと、
前記第２主スイッチの両端に接続され、前記第２トランスの第２の１次巻線に直列に接続された巻き上げ巻線と第２リアクトルと第４ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第３直列回路と、
前記第２主スイッチの両端に接続され、第５ダイオードと第６ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第４直列回路と、
前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線との直列回路両端に接続された第３リアクトルと、
共にオンしている期間を挟んで前記第１主スイッチと前記第２主スイッチとを交互にオンオフさせる制御回路と、
前記第１主スイッチがターンオフする時に前記第１主スイッチをソフトスイッチング動作させる第１ソフトスイッチング回路と、
前記第２主スイッチがターンオフする時に前記第２主スイッチをソフトスイッチング動作させる第２ソフトスイッチング回路と、
負荷の状態に応じて前記第１ソフトスイッチング回路及び前記第２ソフトスイッチング回路の動作又は非動作を切り替える切替制御回路と、
を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１ソフトスイッチング回路は、一端が前記第１トランスの第１の１次巻線と第２の１次巻線との接続点に接続され他端が前記直流電源の負極に接続され、第７ダイオードと第１補助スイッチと第４リアクトルと第１コンデンサとを有する第５直列回路からなり、前記第４リアクトルと前記第１コンデンサとの接続点が前記第２ダイオードと前記第３ダイオードとの接続点に接続され、
前記第２ソフトスイッチング回路は、一端が前記第２トランスの第１の１次巻線と第２の１次巻線との接続点に接続され他端が前記直流電源の負極に接続され、第８ダイオードと第２補助スイッチと第５リアクトルと第２コンデンサとを有する第６直列回路からなり、前記第５リアクトルと前記第２コンデンサとの接続点が前記第５ダイオードと前記第６ダイオードとの接続点に接続されることを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記第１リアクトルは、前記第１トランスのリーケージインダクタンスからなり、
前記第２リアクトルは、前記第２トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。