CN101436829B - 功率因数改善电路 - Google Patents

Abstract

一种功率因数改善电路，包括：连接在全波整流电路B1的正极输出端P1与负极输出端P2之间的两个串联电路、连接在开关Q1与ZCS电抗器L2的连接点与平滑电容器C1之间的二极管D2和控制开关Q1接通/断开而将平滑电容器C1的输出电压控制于规定电压的控制电路10；其中全波整流电路B1对交流电源Vac1的交流电源电压进行整流；一个串联电路由绕在升压电抗器L1上的升压线圈5a和提升线圈5b、二极管D1及平滑电容器C1组成；另一个串联电路由升压线圈5a、ZCS电抗器L2及开关Q1组成。

Description

功率因数改善电路

本申请是申请日为2004年3月30日，发明名称为功率因数改善电路，申请号为2004800008864的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及用于高效率、低噪音、高功率的开关电源的功率因数改善电路。

背景技术

图1是在特开2000-37072号中所记载的功率因数改善电路的电路构成图。在图1所示的功率因数改善电路中，在对交流电源Vac1的交流电源电压进行整流的全波整流电路B1的两输出端，连接有由升压电抗器L1、MOSFET构成的开关Q1、电流检测电阻R组成的串联电路。在开关Q1的两端，还连接有由二极管D1和平滑电容器C1的串联电路，在平滑电容器C1的两端连接有负载RL。控制电路100的PWM控制使开关Q1接通/断开。

电流检测电阻R检测流经全波整流电路B1的输入电流。

控制电路100具有差分放大器111、乘法器112、差分放大器113、振荡器(OSC)114和PWM比较器116。

差分放大器111在+端输入基准电压E1，在一端输入平滑电容器C1的电压，放大平滑电容器C1的电压与基准电压E1之间的差值，生成差分电压信号并输出到乘法器112。乘法器112将来自差分放大器111的差分电压信号与来自全波整流电路B1的正极输出端P1的全波整流电压相乘，并将乘法输出电压输出至差分放大器113的+端。

将正比于电流检测电阻R检测到的输入电流的电压输入到差分放大器113的一端，将来自乘法器112的乘法输出电压输入到差分放大器113的+端，差分放大器113放大电流检测电阻R上的电压与乘法输出电压之间的差值，生成差分电压信号并将该差分电压信号作为反馈信号FB输出到的PWM比较器116。OSC114生成一定周期的三角波信号。

将来自OSC 114的三角波信号输入到PWM比较器116的一端，将来自差分放大器113的反馈信号FB输入到PWM比较器116的+端，生成脉冲信号，该脉冲信号使得反馈信号FB的值大于三角波信号的值时PWM比较器116导通，反馈信号FB的值小于三角波信号的值时开关比较器116截止，将该脉冲信号施加在开关Q1的栅极上。

即，PWM比较器116向开关Q1提供响应于由差分放大器113产生的电流检测电阻R的输出与乘法器112的输出之间的差值信号的占空脉冲，该占空脉冲是对交流电源电压及直流负载电压的变动按一定的周期连续进行补偿的脉冲宽度控制信号。按照这样的构成，将交流电源电流波形控制得与交流电源电压波形一致，从而大幅度地改善功率因数。

下面，参照图2中所示的时序图来说明这种构成的功率因数改善电路的动作。在图2中，示出了开关Q1两端的电压Q1v、流经开关Q1的电流Q1i以及流经二极管D1的电流D1i。

首先，在时刻t31，开关Q1接通，电流Q1i从全波整流电路B1经升压电抗器L1流到开关Q1。该电流到时刻t32为止所经过的时间内直线地增大，从时刻t31到时刻t32，流经二极管D1的电流D1i为零。

下面，在时刻t32，开关Q1从接通状态变到断开状态。这时，在升压电抗器L1上所感应的励磁能量使开关Q1的电压Q1v上升，在时刻t32～时刻t33，由于开关Q1处于断开状态，所以流经开关Q1的电流Q1i为零。在时刻t32到时刻t33，电流D1i按L1→D1→C1流向流动，对负载RL供电。

可是，图1所示的升压型的功率因数改善电路存在如下缺点：在开关Q1接通或断开时，开关Q1的电压Q1v与电流Q1i产生重复部分，该重复部分会产生大的切换损耗。

在开关Q1接通时(例如时刻t31、t33、t35)，二极管恢复引起的尖峰电流RC流经C1→D1→Q1路径。在断开开关Q1时(例如时刻t32、t34、t36)，产生配线的电感引起的尖峰电压SP。

在恢复时间期间，由于二极管D1是短路状态，所以开关Q1的损耗增大。为了抑制开关Q1断开时的尖峰电压，增加由电阻和电容构成的CR吸收装置等，所以也增大了因CR吸收装置而产生的损耗。

尖峰电压和尖峰电流产生噪音，为了降低这种噪音，噪音滤波器也大型化，从而妨碍了开关电源的小型化、高效率化。

发明内容

本发明提供一种功率因数改善电路，能够使开关实现零电流切换及零电压切换，从而能够使其小型化、高效率、低噪音。

为了解决上述问题，本发明的第一方面的功率因数改善电路经升压电抗器输入用整流电路对交流电源的交流电源电压进行整流的整流电压并由主开关接通/断开来改善输入功率因数，同时将其变换成直流的输出电压；其特征在于，包括：第一串联电路、第二串联电路、第二二极管和控制单元；第一串联电路连接在所述整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由绕在所述升压电抗器上的升压线圈和提升线圈、第一二极管、平滑电容器构成；第二串联电路连接在所述整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由所述升压电抗器的升压线圈、零电流转换电抗器、所述主开关构成；第二二极管连接在所述主开关和所述零电流转换电抗器的连接点与所述平滑电容器之间；控制单元控制所述主开关的接通/断开而把平滑电容器的输出电压控制为规定的电压。

本发明的第二方面的功率因数改善电路经升压电抗器输入用整流电路对交流电源的交流电源电压进行整流的整流电压并由主开关接通/断开来改善输入功率因数，同时将其变换成直流的输出电压；其特征在于，包括：第一串联电路、第二串联电路、第二二极管和控制单元；第一串联电路连接在所述整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由绕在所述升压电抗器上的升压线圈和提升线圈、零电流转换电抗器、第一二极管、平滑电容器构成；第二串联电路连接在所述整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由所述升压电抗器的升压线圈和所述主开关构成；第二二极管连接在所述升压电抗器的升压线圈和提升线圈的连接点与所述主开关和所述平滑电容器之间；控制单元控制所述主开关的接通/断开而把平滑电容器的输出电压控制为规定的电压。

附图说明

图1是现有技术的功率因数改善电路的电路构成图

图2是现有技术的功率因数改善电路的各部分中的信号的时序图；

图3是第一实施方式的功率因数改善电路的电路构成图；

图4是第一实施方式的功率因数改善电路的交流电源电压波形与整流输出电流波形的时序图；

图5是第一实施方式的功率因数改善电路的各部分中的信号的时序图；

图6是第一实施方式的功率因数改善电路的开关Q1接通时的各部分中的信号的时序图；

图7是第一实施方式的功率因数改善电路的开关Q1断开时的各部分中的信号的时序图；

图8是第一实施方式的功率因数改善电路的变形例的电路构成图；

图9是第一实施方式的功率因数改善电路的各部分中的信号的时序图；

图10是第二实施方式的功率因数改善电路的电路构成图；

图11是设置在第二实施方式的功率因数改善电路中的升压电抗器的结构图；

图12是第二实施方式的功率因数改善电路的其他实施例的电路构成图；

图13是第三实施方式的功率因数改善电路的电路构成图；

图14A、14B是设置在第三实施例的功率因数改善电路中的升压电抗器的结构图；

图15是第三实施方式的功率因数改善电路的各部分中的信号的时序图；

图16是第三实施方式的功率因数改善电路的开关Q1接通时的各部分中的信号的时序图；

图17是第三实施方式的功率因数改善电路的开关Q1断开时的各部分中的信号的时序图；

图18是第三实施方式的功率因数改善电路的其他实施例的电路构成图；

图19是第四实施方式的功率因数改善电路的电路构成图；

图20是第四实施方式的功率因数改善电路的其他实施例的电路构成图；

图21是第五实施方式的功率因数改善电路的第一实施例的电路构成图；

图22是第五实施方式的功率因数改善电路的第一实施例的交流电源电压波形和切换频率的时序图；

图23是在图22中所示的时序图的A部中的100KHz的切换波形；

图24是在图22中所示的时序图的B部中的20KHz的切换波形；

图25是设置在第五实施方式的功率因数改善电路的第一实施例中的VCO的详细电路构成图；

图26是第五实施方式的功率因数改善电路的第一实施例中的交流电源电压波形与输入到磁滞比较器中的电压及随该电压而变化的切换频率的时序图；

图27是第五实施方式的功率因数改善电路的第一实施例的VCO特性图；

图28是PWM比较器的脉冲频率随着第五实施方式的功率因数改善电路的第一实施例中的VCO的频率的变化而变化的示图；

图29是第五实施方式的功率因数改善电路的第二实施例中的交流电源电压波形与随着输入到磁滞比较器中的电压而变化的切换频率的时序图；

图30是第五实施方式的功率因数改善电路的第三实施例的VCO的详细的电路构成图；

图31是第五实施方式的功率因数改善电路的第三实施例的交流电源电压波形和电容器的电压以及随着该电压而变化的切换频率的时序图；

图32是第五实施方式的功率因数改善电路的其他实施例的电路构成图；

图33是第六实施方式的功率因数改善电路的电路构成图；

图34是第六实施方式的功率因数改善电路的动作说明图；

图35是第六实施方式的功率因数改善电路的各部分中的信号的时序图；

图36是第六实施方式的功率因数改善电路的其他实施例的电路构成图。

具体实施方式

下面，参照附图详细说明本发明的功率因数改善电路的实施方式。

(第一实施方式)

第一实施方式的功率因数改善电路把零电流转换电抗器串联连接在主开关上，由于在主开关接通时能进行ZCS(零电流切换)，从而降低因整流二极管的恢复而产生的损耗，通过使电流缓慢地变化，而进行高效率、低噪音的切换动作。

图3是第一实施方式的功率因数改善电路的电路构成图。在图3中，全波整流电路B1与交流电源Vac1连接，将来自交流电源Vac1的交流电源电压进行整流并输出到正极输出端P1和负极输出端P2。

在全波整流电路B1的正极输出端P1及负极输出端P2之间，连接有第一串联电路，所述第一串联电路由绕在升压电抗器L1上的升压线圈5a(匝数n1)及提升线圈5b(匝数n2)、二极管D1、平滑电容器C1、电流检测电阻R(与本发明的电流检测单元对应)构成。

在全波整流电路B1的正极输出端P1及负极输出端P2之间，连接有第二串联电路，所述第二串联电路由升压电抗器L1的升压线圈5a、ZCS电抗器L2和MOSFET构成的开关Q1(主开关)、电流检测电阻R构成。在开关Q1和ZCS电抗器L2的连接点与平滑电容器C1之间连接有二极管D2。

开关Q1在控制电路10的PWM控制下接通/断开，二极管D1与平滑电容器C1构成整流平滑电路。平滑电容器C1与负载RL并联连接，平滑电容器C1使二极管D1的整流电压平滑，然后将直流输出输出到负载RL。

电流检测电阻R检测流过全波整流电路B1的输入电流。控制电路10包括差分放大器111、乘法器112、差分放大器113、OSC114、PWM比较器116，由于与图1所示的控制电路100的构成相同，因此，省略其详细说明。

接下来，参照在图4至图7所示的时序图说明这样构成的第一实施方式的功率因数改善电路的动作。图4是第一实施方式的功率因数改善电路的交流电源电压波形与整流输出电流波形的时序图；图5是第一实施方式的功率因数改善电路的各部分中的信号时序图；图6是第一实施方式的功率因数改善电路的开关Q1接通时的各部分中信号的时序图；图7是第一实施方式的功率因数改善电路的开关Q1断开时的各部分中信号的时序图。

在图4中，示出交流电源电压Vi、整流输出电流I0；在图5中，示出图4的A部分的细节。在图5至图7中，示出流经交流电源的输入电流Ii、开关Q1两端的电压Q1v、流经开关Q1的电流Q1i、流经二极管D1的电流D1I和流经二极管D2的电流D2i。Q1控制信号Q1g表示施加在开关Q1的栅极上的信号。

首先，在时刻t2(t21)，一旦使开关Q1接通，交流电源电压Vi被整流后的电压使电流以Vac1→B1→5a→L2→Q1→R→B 1→Vac1的流向流动。由此，电压被施加在ZCS电抗器L2上，从时刻t21至时刻t22，流经开关Q1的电流Q1i以Vac1/L2的斜率增加。从而，由于开关Q1的电流Q1i从零开始，所以开关Q1进行ZCS动作。由图6可知在开关Q1接通后，电流上升，实现ZCS动作。

从时刻t21到时刻t22，ZCS电抗器L2的电流增加的同时，流经二极管D1的电流D1i减少而变为零，二极管D1变为截止状态。在恢复时间期间，虽然由于二极管D1的恢复尖峰电流流经开关Q1，但是，该尖峰电流因ZCS电抗器L2的阻抗而受限。如图6所示，在时刻t22，稍微能够看到由于二极管恢复而产生的尖峰电流RC。

恢复时间结束后，返回到二极管的反方向，ZCS电抗器L2的电流增加率降低。输入电压加上升压电抗器L1的升压线圈5a的电压使电流Q1i以Vac1→B1→5a→L2→Q1→R→B1→Vac1的流向流动。电流Q1i以Vac1/5a的斜率上升(时刻tt22至t3)

接下来，在时刻t3(时刻t31)，一旦开关Q1断开，蓄积在升压电抗器L1的升压线圈5a中的能量使电流D1i从时刻t3到时刻t4以5a→5b→D1→C1→R→B1→Vac1→5a的流向流动。由此，在将平滑电容器C1充电的同时，将向负载RL供电。

同样，在时刻t3(时刻t31)，蓄积在ZCS电抗器L2中的能量使开关Q1的电压Q1v上升；蓄积在ZCS电抗器L2中的能量使电流D2i以L2→D2→C1→R→B1→Vac1→5a→L2的流向流动。即，经二极管D2将蓄积在ZCS电抗器L2中的能量再生到负载RL中。这时的能量由在升压电抗器L1的提升线圈5b中产生的电压与流经ZCS电抗器L2的电流来决定，升压线圈5a与提升线圈5b的连接点，即分接头越靠近输入端，产生的电压越高，就能以短时间结束放电。

在该放电结束的时刻t32，二极管D2的电流D2i变为零，反向特性恢复后，在时刻t4，当开关Q1再次接通时，能继续ZCS动作。由于控制电路10控制开关Q1的占空比，使之成为与输入交流电源电压Vi相同的波形，从而能够构成升压型的功率因数改善电路。

这样，按照第一实施方式的功率因数改善电路，由于把ZCS电抗器L2串联连接在开关Q1上，所以在开关Q1接通时没有因二极管恢复而产生的尖峰电流流过。因此，可以降低噪音、使噪音滤波器小型化，从而能够实现开关电源的小型化和高效率化。

因为在开关Q1接通时进行ZCS就能够降低切换损耗及开关噪音，所以能够实现高效率、低噪音。

图8是表示第一实施方式的功率因数改善电路的其它实施例的电路构成图。该实施例的功率因数改善电路的特征是在图3所示的第一实施例的功率因数改善电路的构成中，还附加有电容器CX1、二极管DX1以及二极管DX2，降低了因二极管恢复引起的损耗(即，二极管D1恢复时产生的尖峰电流或尖峰电压)。

升压电抗器L1的提升线圈5b和二极管D1的连接点与开关Q1和电流检测电阻R的连接点之间，连接有由电容器CX1、二极管DX1构成的串联电路。电容器CX1和二极管DX1的连接点与平滑电容器C1之间连接有二极管DX2。

由于其它的构成与图3中所示的第一实施例的功率因数改善电路的构成相同，所以同一部件用同一标号表示，且省略其说明。

接下来，参照图9所示的时序图说明这种构成的第一实施方式的其它功率因数改善电路的动作。图9是第一实施方式的功率因数改善电路的各部分中信号的时序图。

在图9中，示出流经交流电源的输入电流Ii、开关Q1两端间的电压Q1v、流经开关Q1的电流Q1i、流经二极管D1的电流D1i、流经二极管D2的电流D2i、电容器CX1的两端电压Vcx1、流过电容器CX1的电流CX1i。Q1控制信号Q1g表示施加在开关Q1的栅极上的信号。

首先，在时刻t2，一旦开关Q1接通，整流过交流电源电压Vi的电压使电流以Vac1→B1→5a→L2→Q1→R→B1→Vac1的流向流动。因此，电压被施加在ZCS电抗器L2上，流经开关Q1的电流Q1i以Vac1/L2的斜率增加。因此，由于开关Q1的电流Q1i从零开始，所以开关Q1进行ZCS动作。

在ZCS电抗器L2的电流增加的同时，流经二极管D1的电流D1i减少到零，导致二极管D1为截止状态。在恢复时间期间，虽然因二极管D1的恢复而产生的尖峰电流流经开关Q1，但是ZCS电抗器L2的阻抗限制该尖峰电流。

电流CX1i流经5b→L2→Q1→DX1→CX1→5B和电容器CX1，使电容器CX1充电。这时，由于电容器CX1的二极管DX1侧为正极，所以如图9所示，电容器CX1的两端电压Vcx1为负电压，流经电容器CX1的电流CX1i为负电流。

即，由于因二极管DX1恢复而引起的尖峰电流用ZCS电抗器L2对电容器CX1充电，所以能使进一步减小尖峰电流。

恢复时间结束后，恢复到二极管D1的反方向，从而减少了ZCS电抗器L2的电流的增加率。输入电压加上升压电抗器L1的升压线圈5a的电压使电流Q1i以Vac1→B1→5a→L2→Q1→R→B1→Vac1的流向流动，从而使电流Q1i以Vac1/5a的斜率上升。

接下来，在时刻t3，开关Q1一接通，蓄积在升压电抗器L1的升压线圈5a中的能量就使电流D1i从时刻t3到时刻t4以5a→5b→D1→C1→R→B1→Vac1→5a的流向流动。由此，在平滑电容器C1被充电的同时，对负载RL供电。

同样，在时刻t3，蓄积在ZCS电抗器L2中的能量使开关Q1的电压Q1v上升。蓄积在ZCS电抗器L2中的能量使电流D2i以L2→D2→C1→R→B1→Vac1→5a→L2的流向流动。即，经二极管D2将蓄积在ZCS电抗器L2中的能量再生到负载RL中。

电流CX1i以Vac1→B1→5a→5b→CX1→DX2→C1→R→B1→Vac1的流向流动，使电容器CX1放电。这时，由于电容器CX1的二极管DX1侧为负极，所以如图9所示，电容器CX1的两端电压Vcx1变为大致零电压，流经电容器CX1的电流CX1i变为正电流。

在时刻t32，二极管D2的电流D2i变为零，恢复到反向特性后，在时刻t4，当开关Q1再次接通时，能够继续ZCS动作。

这样，按照第一实施方式的功率因数改善电路的其它实施例，能够提高第一实施方式的功率因数改善电路的效果，能够进一步降低因二极管恢复而产生的损耗。

(第二实施方式)

图10是第二实施方式的功率因数改善电路的电路构成图。图10所示的第二实施方式的功率因数改善电路的其特征在于，相对于图3所示的第一实施方式的功率因数改善电路，将ZCS电抗器L2设置在升压电抗器L1与二极管D1之间。ZCS电抗器L2也可以由升压电抗器L1的升压线圈5a与提升线圈5b之间的漏电感构成。

图11是设置在第二实施方式的功率因数改善电路中的升压电抗器L1的构造图。图11所示的升压电抗器L1具有：中央脚30c和侧脚30a，30b，且具有由形成磁回路的日字形的磁性材料构成的铁芯30。铁芯30使用高导磁率、铁损小的磁性体，如铁氧体。铁芯30的导磁率为，例如，3000～4000。在铁芯30的中央脚30c和侧脚30a，30b的各脚上，设置同一厚度的间隙33a，33b，33c。在中央脚30c上缠绕升压线圈5a，在一个侧脚30a上缠绕提升线圈5b、另一个侧脚30b用作旁路铁芯。由此，由中央脚30c产生的磁通量被等量地分配给双侧的侧脚30a，30b。因此，在铁芯30中设置了同一厚度的间隙33a，33b，33c，假设中央脚30c的截面积为1，那么双侧的侧脚30a、30b的截面积都为1/2。另外，由于升压线圈5a、提升线圈5b的磁耦合很弱，所以可以得到增大的漏电感，L2可以由这些漏电感构成。在各间隙33a，33b，33c中，可以设置导磁率随流经各线圈5a，5b的电流而变化的磁性体。例如，可以使用在塑料中混入铁氧体等磁性体粉末的塑料磁性体等作为这种磁性体。由此，可以制作小型的难以磁饱和的升压电抗器。

图10所示的其它构成与图3所示的是同样的结构，所以同一部件用同一标号表示，且省略其详细说明。

图3所示的功率因数改善电路等效于图10所示的功率因数改善电路，与图10所示的功率因数改善电路同样动作，简单说明其动作。

首先，在时刻t2，开关Q1一接通，整流过交流电源电压Vi的电压就使电流Q1i以Vac1→B1→5a→Q1→R→B1→Vac1的流向流动。由于开关Q1的电流Q1i从零开始，从而开关Q1进行ZCS动作。

流经二极管D1的电流D1i减少到零，从而二极管D1变为截止状态。在恢复时间期间，虽然因二极管D1恢复而产生的尖峰电流流经开关Q1，但是，ZCS电抗器L2的阻抗限制该尖峰电流。

接下来，在时刻t31，开关Q1一断开，开关Q1接通时由于蓄积在升压电抗器L1中的能量而流经升压电抗器L1的电流不会急剧地流经ZCS电抗器L2。即，流经升压电抗器L1的电流和流经ZCS电抗器L2的电流的差值电流经二极管D2作为电流D2i流经电容器C1，对负载RL供电。电流D2i从时刻t31到t32直线地减少。

由于蓄积在ZCS电抗器L2中的能量而流过ZCS电抗器L2的电流经二极管D1作为电流D1i流经平滑电容器C1，对负载RL供电。电流D1i从时刻t31到t32直线地增加。

当流经ZCS电抗器L2的电流等于流经升压电抗器L1的电流时(时刻t32)，流经二极管D2的电流D2i变为零。

接下来，在时刻t4(也与时刻t2一样)，当使开关Q1接通时，ZCS电抗器L2的电流直线地减少，达到零时二极管D1截止。如图6所示，随着流过ZCS电抗器L2的电流(与电流D1i相同)的减少，流过开关Q1的电流Q1i增加，在与流过升压电抗器L1的电流相等时，ZCS电抗器L2的电流为零。从而，与图6同样地进行ZCS动作。

按照这样的第二实施方式的功率因数改善电路，得到与第一实施方式的功率因数改善电路相同的效果的同时，由于与升压电抗器L1串联连接的ZCS电抗器L2也可以由在升压电抗器L1的升压线圈5a与提升线圈5b之间的漏电感形成，所以升压电抗器L1和ZCS电抗器L2一体化，具有易于制作电抗器的优点。

图12是第二实施方式的功率因数改善电路的其它实施例的电路构成图。该实施例的功率因数改善电路的特征在于，在如图10所示的功率因数改善电路的构造中，还增加有电容器CX1、二极管DX1、二极管DX2，减小二极管恢复(即，在二极管D1恢复时产生的尖峰电流或尖峰电压)。

ZCS电抗器L2与二极管D1的连接点和开关Q1与电流检测电阻R的连接点之间，连接有由电容器CX1与二极管DX1组成的串联电路。在电容器CX1与二极管DX1的连接点和平滑电容器C1之间连接有二极管DX2。

由于其它的构造与图10所示的第二实施方式的功率因数改善电路的构造相同，所以同一部件用同一符号表示，并且省略其说明。

接下来，说明这种构成的第二实施方式的其它功率因数改善电路的动作。

开关Q1一接通，二极管D1的恢复就使电流沿C1→D1→L2→5b→Q1→C1的路径流动，当二极管D1的恢复结束时，该电流中断。这时，在ZCS电抗器L2上产生使二极管D1反偏置的电压。该电压使电流沿L2→5b→Q1→DX1→CX1→L2的路径流动，将电荷蓄积在电容器CX1中。开关Q1一断开，电流就沿Vac1→B1→L1→L2→CX1→DX2→C1→R→B1→Vac1路径流动，使这些电荷回流到负载中。

因此，按照第二实施方式的功率因数改善电路的其它实施例，可以增强第二实施方式的功率因数改善电路的效果，可以进一步降低因二极管恢复而产生的损耗。

(第三实施方式)

图13是第三实施方式的功率因数改善电路的电路构成图。相对于图10所示的第二实施方式的功率因数改善电路，图13所示的第三实施方式的功率因数改善电路在开关Q1接通时进行ZCS，同时回收缓冲电容器C2的电荷，由于在断开开关Q1时进行ZVS(零电压切换)，使因整流二极管的恢复而产生的损耗降低，由于使电流变化变缓，从而能够进行高效率、低噪音的切换动作。即，由于在开关Q1断开时经二极管D5使缓冲电容器C2充电，所以能使开关Q1的电压增加缓慢而减少开关Q1在断开时的损耗，同时，也减少噪音的产生。

在图13所示的功率因数改善电路中，连接有由二极管D3和缓冲电容器C2组成的与开关Q1并联的第三串联电路。还连接有与开关Q1并联的二极管D6，该二极管D6和缓冲电容器C2可以是开关Q1的寄生二极管和寄生电容。

二极管D3与缓冲电容器C2的连接点与二极管D1的阳极之间连接有第四串联电路，该第四串联电路由二极管D4、绕在升压电抗器L1上的再生线圈5c(匝数n3)、限流电抗器L3、再生电容器C3构成。再生电容器C3与限流电抗器L3的连接点和二极管D1的阴极与平滑电容器C1的连接点之间连接有二极管D5。

ZCS电抗器L2由升压电抗器L1的升压线圈5a与提升线圈5b之间的漏电感构成。限流电抗器L3由升压电抗器L1的升压线圈5a与再生线圈5c之间的漏电感构成。

如图13所示的其它的构造与图3所示的构造相同，同一部件用同一标号表示，并且省略详细的说明。

图14A、14B是设置在第三实施方式的功率因数改善电路中的升压电抗器的构造图。

图14A所示的升压电抗器L1具有口字形的铁芯20，在铁芯20的A脚20a上形成有间隙21且缠绕升压线圈5a。在铁芯20的B脚20b上缠绕提升线圈5b和再生线圈5c。提升线圈5b和再生线圈5c缠绕在铁芯20上，与升压线圈5a弱耦合。

因此，升压电抗器L1的升压线圈5a与提升线圈5b之间的漏电感变大，所以可以将该漏电感用于ZCS电抗器L2。另外，由于升压电抗器L1的升压线圈5a与再生线圈5c之间的的漏电感大，所以可以将该漏电感用作限流电抗器L3。

在需要大感抗的情况下，也可以在升压电抗器L1的提升线圈5b、升压线圈5a及再生线圈5c之间形成旁路铁芯20c(如图14A中所示的虚线部分)等磁通旁路路径。即，为了仅在提升线圈5b中形成磁通旁路路径，将旁路铁芯20c放置在提升线圈5b附近。由此，旁路铁芯20c使磁通旁路就能够减少穿过提升线圈5b的磁通量，所以能够得到更大的漏电感。

在间隙21，可以设置导磁率随流经各线圈5a、5b的电流而变化的磁性体。可以使用例如在塑料中混入诸如铁氧体之类的磁性粉末的塑料磁性体等作为这种磁性体，这样，就可以制成小型的、难以磁饱和的升压电抗器。

如图14B所示的升压电抗器L1具有中央脚30c及侧脚30a、30b，且具有由形成磁回路的日字形的磁性材料构成的铁芯30，铁芯30使用诸如铁氧体之类的高导磁率的、铁损小的磁性体。铁芯30的导磁率是例如3000～4000。在铁芯30的中央脚30c及侧脚30a、30b上设置有相同厚度的间隙33a、33b、33c。在中央脚上缠绕升压线圈5a，在一个侧脚30a上缠绕提升线圈5b，在另一个侧脚30b上缠绕再生线圈5c。由此，由中央脚30c所形成的磁通量被等量地分配在双侧的侧脚30a、30b中，这样，在铁芯30上设置相同厚度的间隙33a、33b、33c，假设中央脚30c的截面积为1，那么双侧的侧脚30a、30b的截面积都为1/2。由于升压线圈5a、提升线圈5b及升压线圈5a、再生线圈5c的磁耦合很弱，所以能够得到大的漏电感，可以用这些漏电感构成L2、L3。

在各间隙33a、33b、33c中，可以设置导磁率随流过线圈5a、5b、5c的电流而变化的磁性体。可以使用例如在塑料中混入诸如铁氧体之类的磁性粉末的塑料磁性体作为这样的磁性体，由此，可以制成小型的、难以磁饱和的升压电抗器。

接下来，参照图15-17所示的时序图说明这样构成的第三实施方式的功率因数改善电路的动作。图15是第三实施方式的功率因数改善电路的各部分中信号的时序图；图16是第三实施方式的功率因数改善电路的开关Q1接通时的各部分中信号的时序图；图17是第三实施方式的功率因数改善电路的开关Q1断开时的各部分中信号的时序图。

图15至图17中，示出开关Q1两端的电压Q1v、流经开关Q1的电流Q1i、流过二极管D1的电流D1i、流经二极管D2的电流D2i、流经二极管D3的电流D3i、流经二极管D4的电流D4i、流经二极管D5的电流D5i、缓冲电容器C2两端的电压Vc2。Q1控制信号Q1g表示施加在开关Q1的栅极上的信号。

首先，在时刻t2(t21)，使开关Q1一接通，将交流电源电压Vi整流后的电压使电流Q1i以Vac1→B1→5a→Q1→R→B1→Vac1的流向流动。由于开关Q1的电流Q1i从零开始，所以开关Q1进行ZCS动作。

这时，以C2→D4→5c→L3→C3→L2→5b→Q1→C2路径释放出缓冲电容器C2的电荷，同时有电流D4i流动。由此，能量经升压电抗器L1的再生线圈5c及提升线圈5b蓄积在升压电抗器L1和再生电容器C3中。即，将缓冲电容器C2的电荷回收到升压电抗器L1和再生电容器C3中。

由于升压电抗器L1的再生线圈5c的电压加到了缓冲电容器C2的电压上，所以再生电容器C3的容量能够以基本同一容量将缓冲电容器C2的两端电压Vc2放电到零。由此，两端电压Vc2在时刻t23减少到零。

接下来，在时刻t3(t31)，一旦使开关Q1断开，升压电抗器L1的能量就在时刻t32使电流D2i经二极管D2流经平滑电容器C1，对负载RL供。在时刻t33，升压电抗器L1的能量使电流D1i经二极管D1流经平滑电容器C1并对负载RL供电。

从时刻t31到时刻t33，再生电容器C3的能量使电流D5i以5a→5b→L2→C3→D5→C1→R→B1→Vac1→B1→5a的流向流动，并对负载RL供电。

从时刻t31到时刻t32，升压电抗器L1的能量经二极管D3使缓冲电容器C2充电，所以缓冲电容器C2的电压Vc2从零开始上升。由此，开关Q1的电压Q1v也从零开始缓慢上升，所以开关Q1断开时进行ZVS动作。因此，在减少开关Q1断开时的损耗的同时也能减少噪音的产生。从图17可知，在开关Q1断开时能够实现ZVS动作。

这样，按照第三实施方式的功率因数改善电路，在开关Q1接通时进行ZCS，同时回收缓冲电容器C2的电荷。在断开开关Q1时进行ZVS，就可降低因整流二极管恢复而产生的损耗，使电流的变化缓慢，就可以进行高效率、低噪音的切换动作。

在接通了开关Q1时，由于用ZCS电抗器L2及限流电抗器L3可以限制电流，所以电流的峰值小。

即，可以减少尖峰电压RC，减少二极管的损耗。通过使限流电抗器L3比ZCS电抗器更大，可以进一步减小接通开关Q1时的二极管D1的反向偏置电压(尖峰电压RC)。

虽然如图13所示的第三实施方式是在第二实施方式的构成中还附加有再生线圈5c、限流电抗器L3、再生电容器C3、二极管D3～D6、缓冲电容器C2的新的构造，但是，作为第三实施方式的变形例，在第一实施方式的构造中再附加再生线圈5c、限流电抗器L3、再生电容器C3、二极管D3～D6、缓冲电容器C2的新的构造，也可以得到同样的效果。

图18是第三实施方式的功率因数改善电路的其他实施例的电路构成图。该实施方式的功率因数改善电路的特征在于，在图13所示的第三实施方式的功率因数改善电路的构成中还附加有电容器CX1、二极管DX1、二极管DX2，减少因二极管恢复产生的损耗(即，在二极管D1恢复时产生的尖峰电流或尖峰电压)。

由于其他的构造与图13所示的第三实施方式的功率因数改善电路的构造相同，所以同一部件用同一标号表示，且省略其说明。

接下来，说明这样构成的第三实施方式的其它实施例的功率因数改善电路的动作。

一接通使开关Q1，二极管D1的恢复就使电流沿C1→D1→L2→5b→Q1→C1的路径流动，当二极管D1的恢复结束时，该电流被中断。这时，在ZCS电抗器L2上在使二极管D1反向偏置的方向上产生电压。该电压使电流以L2→5b→Q1→DX1→CX1→L2的路径流动，将电荷蓄积在电容器CX1中。而且，当开关Q1断开时，电流沿Vac1→B1→L1→L2→CX1→DX2→C1→R→B1→Vac1的路径流动，使该电荷回流到负载中。

由此，按照第三实施方式的功率因数改善电路的其它实施例，可以提高第三实施方式的功率因数改善电路的效果，此外还可以进一步降低因二极管恢复而产生的损耗。

(第四实施方式)

图19是第四实施方式的功率因数改善电路的电路构成图。图19所示的第四实施方式的功率因数改善电路与图13所示的第三实施方式的功率因数改善电路的不同之处在于用电容器C4代替图13中的再生线圈5c、限流电抗器L3。即，在二极管D3与缓冲电容器C2的连接点与二极管D1的阳极之间，连接有由二极管D4与电容器C4和再生电容器C3组成的第四串联电路。

图19所示的其它构造与图13所示的构造相同，同一部件用同一标记表示，且省略其详细说明。

这样构成的第四实施方式的功率因数改善电路的动作以与图15至图17所示的说明第三实施方式的功率因数改善电路的动作的时序图同样的时序图动作。从而，能够得到与第三实施方式的功率因数改善电路相同的效果。

但是，由于电容器C2的放电电流仅用ZCS电抗器L2进行限流，所以，在开关Q1接通时峰值电流变大。

虽然在图19所示的第四实施方式中，是在第二实施方式的构造中另附加有电容器C4、再生电容器C3、二极管D3～D6、缓冲电容器C2的新的构造，但是作为第四实施方式的变形例，在第一实施方式的构造中附加电容器C4、再生电容器C3、二极管D3～D6、缓冲电容器C2的新的构造也能够得到同样的效果。

图20是第四实施方式的功率因数改善电路的其他实施例的电路构成图。图20所示的该实施例的功率因数改善电路的特征在于，在图19所示的第四实施方式的功率因数改善电路的构造中，再附加电容器CX1、二极管DX1、二极管DX2，降低因二极管恢复引起的损耗(即，在二极管D1恢复时产生的尖峰电流或尖峰电压)。

由于其它的构造与图19中所示的关于第四实施方式的功率因数改善电路的构造相同，所以同一部件用同一标记表示，且省略其说明。

接下来，说明这样构成的第四实施方式的其它实施例的功率因数改善电路的动作。

当开关Q1接通时，二极管D1的恢复使电流以C1→D1→L2→5b→Q1→C1的路径流动，当二极管D1的恢复结束时，该电流被中断。这时，在ZCS电抗器L2上在使D1反向偏置的方向产生电压。该电压使电流以L2→5b→Q1→DX1→CX1→L2的路径流动，将电荷蓄积在电容器CX1中。而且，当开关Q1断开时，电流以Vac1→B1→L1→L2→CX1→DX2→C1→R→B1→Vac1的路径流动，使该电荷回流到负载中。

由此，按照第四实施方式的功率因数改善电路的其它实施例，可以提高第四实施方式的功率因数改善电路的效果，可以使因二极管恢复产生的损耗降得更低。

(第五实施方式)

第五实施方式的功率因数改善电路相对于第二实施方式的功率因数改善电路，仅仅控制电路10a的构成不同，其特征在于，使主开关的切换频率随着交流电源电压值而变化，使得在交流电源电压处于较低部分时切换频率降低或切换动作停止，从而在交流电源电压处于较低部分时降低电耗，实现小型化、高效率、低噪音化。

(第1实施例)

在第1实施例中，在交流电源电压低于下限设定电压的的情况下，设定主开关的切换频率为下限频率(例如20KHz)；在交流电源电压高于上限设定电压的情况下，设定主开关的切换频率为上限频率(例如100KHz)；在交流电源电压处于下限设定电压至上限设定电压的范围内的情况下，使主开关的切换频率从下限频率慢慢地变化到上限频率。

图21是第五实施方式的功率因数改善电路的第一实施例的电路构成图。图22是第五实施方式的功率因数改善电路的第一实施例的交流电源电压波形和切换频率的时序图。图22示出在交流电源电压Vi从零变化到最大值时，开关Q1的切换频率f从零变化到例如100KHz。

在图23中，示出在图22中所示的时序图的A部(交流电源电压Vi在最大值附近)中的100KHz的切换波形。图23所示的时序图是切换频率f为100KHz、且与图5所示的时序图一样。图24示出在图22中所示的时序图的B部(交流电源电压Vi处于较低部分)中的20KHz的切换波形。

由于图21所示的其它的构造与图10中所示的构造相同，所以同一部件用同一标号表示，且省略其详细说明。

控制电路10a由差分放大器111、乘法器112、差分放大器113、压控振荡器(VCO)115和PWM比较器116构成。差分放大器111、乘法器112、差分放大器113及PWM比较器116与图10所示的相同，所以省略它们的说明。

VCO115(对应本发明的频率控制单元)用于生成使开关Q1的切换频率f随着来自全波整流电路B1的全波整流电压的电压值而变化的三角波信号(对应本发明的频率控制信号)，具有电压频率变换特性，即开关Q1的切换频率f随着来自全波整流电路B1的全波整流电压的增加而增加。

图25是设置在第五实施方式的功率因数改善电路的第一实施例中的VCO的详细电路构成图。在VCO 115中，电阻R1连接在全波整流电路B1的正极输出端P1，电阻R2与电阻R1串联连接。齐纳二极管ZD的阴极连接在电阻R1与电阻R2的连接点上，齐纳二极管ZD的阳极连接在控制电源EB的正极及磁滞比较器115a的电源端b。电阻R1与电阻R2的连接点连接在磁滞比较器115a的输入端a，磁滞比较器115a的接地端c连接在控制电源EB的负极及电阻R2的另一端。磁滞比较器115a的输出端d连接在PWM比较器116的一端。如图27所示，磁滞比较器115a产生三角波信号，该三角波信号具有开关Q1的切换频率f随着施加在输入端a上的电压Ea的增加而增加的电压频率变换特性CV。

在图25所示的VCO115中，图23所示的交流电源电压Vi在达到最大值附近(A部)时，由于齐纳二极管ZD击穿，所以施加在输入端a上的电压Ea被设定为齐纳二极管ZD的击穿电压VZ与控制电源电压EB的总电压(VZ+EB)，即上限设定电压。在达到交流电源电压Vi的较低部分(B部)时，由于电流从控制电源EB经齐纳二极管ZD流到电阻R2，所以施加在输入端a上的电压Ea被设定为控制电源电压EB，即下限设定电压。而且，交流电源电压Vi处在最大值附近到较低部分的范围时，施加在输入端a上的电压Ea在总电压(VZ+EB)与控制电源电压EB的范围内慢慢变化。

因此，如图27所示，在交流电源电压Vi低于下限设定电压EB的情况下，将开关Q1的切换频率f设定为下限频率f12(例如20KHz)，在交流电源电压Vi高于上限设定电压(VZ+EB)的情况下，将开关Q1的切换频率f设定为上限频率f11(例如100KHz)，在交流电源电压Vi在从下限设定电压EB到上限设定电压(VZ+EB)的范围内时，使开关Q1的切换频率f从下限频率f12慢慢变化到上限频率f11。

将来自VCO115的三角波信号输入到PWM比较器116(对应本发明的脉冲宽度控制单元)的一端，将来自差分放大器113的反馈信号FB输入到PWM比较器116的+端，如图28所示，PWM比较器116生成脉冲信号，该脉冲信号在反馈信号FB的值高于三角波信号的值时为导通，而在反馈信号FB的值低于三角波信号的值时为断开，将该脉冲信号施加在开关Q1上并将平滑电容器C1的输出电压控制为预定的电压。

在平滑电容器C1的输出电压达到基准电压E1，反馈信号FB下降时，PWM比较器116缩短反馈信号FB的值超过三角波信号的值的脉冲导通宽度，从而将输出电压控制为预定的电压。即，控制脉冲宽度。

来自VCO115的三角波信号的电压的最大值、最小值不随频率变化。因此，差分放大器113的反馈信号FB确定脉冲信号的通/断的占空比，而与频率无关。即使切换频率f变化使脉冲信号的导通宽度变化，脉冲信号的通/断的占空比也不变。

接下来，参照图22至图28说明这样构造的第五实施方式的功率因数改善电路的第1实施例的动作。这里，仅说明控制电路10a的动作。

首先，差分放大器111放大平滑电容器C1的电压与基准电压E1的差值，生成电压差信号，并将其输出到乘法器112。乘法器112将来自差分放大器111的电压差信号与来自全波整流电路B1的正极输出端P1的全波整流电压相乘，并将乘法输出电压输出到差分放大器113的+端。

接下来，差分放大器113放大电流检测电阻R(对应本发明的电流检测单元)上的电压与乘法输出电压的差值，生成电压差信号并将该电压差信号作为反馈信号FB输出到PWM比较器116。

另一方面，VCO115生成开关Q1的切换频率f随来自全波整流电路B1的全波整流电压的电压值而变化的三角波信号。

这里，用图26的时序图进行说明，在交流电源电压Vi达到最大值附近(例如时刻t2～t3，时刻t6～t7)时，由于图25所示的齐纳二极管ZD击穿，所以施加在输入端a上的电压Ea被设定为齐纳二极管ZD的击穿电压VZ与控制电源电压EB的总电压(VZ+EB)，即上限设定电压。由此，交流电源电压Vi在高于上限设定电压(VZ+EB)的情况下，VCO115把开关Q1的切换频率f设定为上限频率f11(例如100KHz)。

接下来，在交流电源电压Vi达到较低的部分(例如时刻t0～t1，时刻t4～t5)时，由于电流从图25所示的控制电源EB经齐纳二极管ZD流到电阻R1，所以施加在输入端a上的电压Ea被设定为控制电源电压EB，即下限设定电压。因此，交流电源电压Vi低于下限设定电压EB的情况下，VCO115将开关Q1的切换频率f设定为下限频率f12(例如20KHz)。

另外，交流电源电压Vi处在最大值附近到较低部分的范围内(例如时刻t1～t2，时刻t3～t4、时刻t5～t6)时，施加在输入端a上的电压Ea在总电压(VZ+EB)与控制电源电压EB的范围内慢慢地变化。因此，交流电源电压Vi在从下限设定电压EB到上限设定电压(VZ+EB)的范围内时，开关Q1的切换频率f从下限频率f12慢慢变化到上限频率f11。

接下来，交流电源电压Vi在最大值附近(例如时刻t2～t3，时刻t6～t7)的情况下，如图28所示，PWM比较器116生成具有上限频率f11的脉冲信号，并将该脉冲信号施加在开关Q1上。在反馈信号FB的值高于具有上限频率f11的三角波信号的值时该脉冲信号为导通，在反馈信号FB的值低于具有上限频率f11的三角波信号的值时该脉冲信号为断开。

另一方面，在交流电源电压Vi为较低部分(例如时刻t0～t1，时刻t4～t5)时，如图28所示，PWM比较器116生成具有下限频率f12的脉冲信号，并将该脉冲信号施加在开关Q1上。在反馈信号FB的值高于具有下限频率f12的三角波信号的值时该脉冲信号为导通，在反馈信号FB的值低于具有下限频率f12的三角波信号的值时该脉冲信号为断开。

在交流电源电压Vi处在最大值附近到较低部分的范围(例如时刻t1-t2，时刻t3t4、时刻t5t6)内的情况下，PWM比较器116生成具有从下限频率f12到上限频率f11的范围内慢慢变化的频率的脉冲信号，并将该脉冲信号施加在开关Q1上。

这样，按照第一实施例，在得到第二实施方式的功率因数改善电路的效果的同时，根据交流电源电压Vi来改变开关Q1的切换频率，并使交流电源电压Vi的较低部分的切换频率f下降，如图24所示，这样既能延长开关Q1的导通时间，也能增大电流来对负载RL供电。由于切换次数减少，所以可以降低切换损耗。

特别是，作为开关Q1的切换频率f，把例如100kHz设为上限频率，将人类听不见的频率如20kHz设为下限频率，并且使其它部分的切换频率f与交流电源电压Vi成比例，所以可以降低切换损耗，另外，低于可听频率，也不会产生令人心烦的噪音。

由于磁通量与电流成比例，在交流电源电压Vi的最大值时(电流也最大)为最大频率，即使与交流电源电压Vi成比例地改变其它部分的频率，升压电抗器L1的磁通量也不会超过最大值，可以降低切换损耗而不使升压电抗器L1大型化。

由于开关Q1的切换频率f通过从下限频率到上限频率的整个范围，产生的噪声相对于频率也是分散的，所以可以降低噪音。从而可以提供小型化的、高效率的、低噪音的功率因数改善电路。

(第二实施例)

图29是第五实施方式的功率因数改善电路的第二实施例中的随交流电源电压波形与VCO而变化的切换频率的时序图。

在图26所示的第一实施例中，虽然在交流电源电压Vi达到低部分时，VCO 115将开关Q1的切换频率f设定为下限频率f12(例如20KHz)，但是在如图29所示的第二实施例中，在交流电源电压Vi处于低部分的情况下，由于低于下限频率f12，所以VCO 115使主开关Q1的动作停止。在该停止部分，由于输入电流也很少，所以也能将交流电源电流波形的畸变抑制在最低限度之内。

(第三实施例)

在第三实施例中，交流电源电压低于设定电压的情况下，将主开关的切换频率设定为下限频率(例如20KHz)，在交流电源电压超过设定电压的情况下，将主开关的切换频率设定为上限频率(例如100KHz)。

图30是第五实施方式的功率因数改善电路的第三实施例的VCO的详细的电路构成图。在图30所示的VCO 115A中，把电阻R1连接在全波整流电路B1的正极输出端P1上，电阻R2与电阻R1串联连接。将电阻R1与电阻R2的连接点的电压输入到比较器115b的+端，将基准电压Er1输入到比较器115b的一端，在电阻R1与电阻R2的连接点的电压比基准电压大时，把H电平输出到晶体管TR1的基极。这种情况下，将基准电压Er1设定为所述的设定电压。

使晶体管TR1的发射极接地，晶体管TR1的集电极经电阻R3连接在晶体管TR2的基极、电阻R4的一端、电阻R5的一端。把电阻R4的另一端与电源VB连接，将电阻R5的另一端接地。把晶体管TR2的发射极经电阻R6与电源VB连接，晶体管TR2的集电极经电容器C接地。

为了使比较器115c具有磁滞特性，把电阻R9连接在比较器115c的+端与输出端之间，在将比较器115c的+端经电阻R8接地的同时，经电阻R10与电源VB连接。

将电容器C的电压输入到比较器115c的一端，为了使电容器C放电，将二极管D和电阻R7的串联电路从输出端连接到一端。如图31所示，在交流电源电压Vi低于设定电压的情况下，生成将开关Q1的切换频率f设定为下限频率f12的三角波信号，在交流电源电压Vi超过设定电压的情况下，生成将开关Q1的切换频率f设定为上限频率f11的三角波信号。

接下来，参照图30及图31说明这样构造的第五实施方式的功率因数改善电路的第三实施例的动作。这里，仅说明关于VCO 115A的动作。

首先，VCO 115A生成开关Q1的切换频率f随来自全波整流电路B1的全波整流电压的电压值而变化的三角波信号。

这里，用图31的时序图进行说明，在交流电源电压Vi超过设定电压的情况下(例如时刻t2～t3、时刻t5～t6)，来自比较器115b的H电平使晶体管TR1导通。因此，由于电流从电源VB经电阻R4及晶体管TR2的基极流到电阻R3，所以晶体管TR2的集电极电流增大。这样，流经晶体管TR2的集电极的电流对电容器C短时间充电。即，电容器C的电压Ec上升，由于该电压Ec被输入比较器115c，所以比较器115c生成将开关Q1的切换频率f设定为上限频率f11(例如100KHz)的三角波信号。

另一方面，在交流电源电压Vi低于设定电压的情况下(例如时刻t0～t2、时刻t3～t5)，由于不从比较器115b输出H电平，所以晶体管TR1截止。因此，晶体管TR2的集电极电流减少，从而使电容器C的充电时间变长。即，电容器C的电压Ec缓慢上升，由于该电压Ec被输入到比较器115c，所以比较器115c生成将开关Q1的切换频率f设定为下限频率f12(例如20KHz)的三角波信号。

然后，在交流电源电压Vi超过设定电压的情况下(例如时刻t2～t3、时刻t5～t6)，PWM比较器116生成具有上限频率f11的脉冲信号，并将脉冲信号施加在开关Q1上。在反馈信号FB的值高于具有上限频率f11的三角波信号的值时，该脉冲信号为导通，在反馈信号FB的值低于具有上限频率f11的三角波信号的值时，该脉冲信号为断开。

另一方面，在交流电源电压Vi低于设定电压似的情况下(例如时刻t0～t2、时刻t3～t5)，PWM比较器116生成具有下限频率f12的脉冲信号，并将脉冲信号施加在开关Q1上在反馈信号FB的值高于具有下限频率f12的三角波信号的值时，该脉冲信号为导通，在反馈信号FB的值低于具有下限频率f12的三角波信号的值时，该脉冲信号为断开。

这样，按照第三实施例，在交流电源电压低于设定电压的情况下，将开关Q1的切换频率设定为下限频率，在交流电源电压超过设定电压的情况下，将开关Q1的切换频率设定为上限频率，也可得到与第一实施例的效果基本相同的效果。

虽然在第五实施方式中，是将第二实施方式的控制电路10变更成控制电路10a的功率因数改善电路，但是作为第五实施方式的第一变形例，本发明也可适用于将第一实施方式的控制电路10变更成控制电路10a的功率因数改善电路。作为第五实施方式的第二变形例，本发明也可适用于将第三实施方式的控制电路10变更成控制电路10a的功率因数改善电路。

(其它实施例)

图32是第五实施方式的功率因数改善电路的其他实施例的电路构成图。图32所示的该实施例的功率因数改善电路的特征在于在如图21所示的第五实施方式的功率因数改善电路的构造中，还附加有电容器CX1、二极管DX1、二极管DX2，降低了由二极管恢复产生的损耗(即，在二极管D1恢复时产生的尖峰电流或尖峰电压)。

由于其它的构造与图21所示的第五的实施方式的功率因数改善电路的构造相同，所以同一部件用同一标记表示，且省略其说明。

接下来，说明这样构成的第五实施方式的其它的实施例的功率因数改善电路的动作。

开关Q1一接通，二极管D1的恢复就使电流沿C1→D1→L2→5b→Q1→C1的路径流动，当二极管D1恢复结束时，电流被中断。这时，在ZCS电抗器L2上在使D1反向偏置的方向产生电压。该电压使电流以L2→5b→Q1→DX1→CX1→L2的路径流动，将电荷蓄积在电容器CX1中。而且，一旦开关Q1断开，电流就沿Vac1→B1→L1→L2→CX1→DX2→C1→R→B1→Vac1的路径流动，使电荷回流到负载中。

由此，按照第五实施方式的功率因数改善电路的其它实施例，除第五实施方式的功率因数改善电路的效果之外，还可以进一步降低因二极管恢复所产生的损耗。

(第六实施方式)

接下来说明第六实施方式的功率因数改善电路。在第一至第五实施方式的功率因数改善电路中，使用了正常关闭型的MOS FET等作为主开关。该正常断开型的开关是在电源断开时变为断开状态的开关。

另一方面，SIT(static induction transistor静电感应晶体管)等的正常接通型的开关是在电源断开时变为接通的状态的开关。该正常接通型的开关用于切换速度快、接通电阻也很低的开关电源等的变电装置的情况下，是理想的元件，可以减少切换损耗，实现高效率。

然而，在正常接通型的转换元件中，当接通电源时，由于开关是接通状态，所以开关短路。因此，如果不能起动正常接通型的开关，就只能用于特殊用途。

因此，第六实施方式的功率因数改善电路具有第二实施方式的功率因数改善电路构造的同时，其特征在于为了将正常接通型的开关用作开关Q1，在交流电源接通时，将为了减轻电容器的冲击电流而***的冲击电流限流电阻的电压降所产生的电压用作正常接通型的开关的反向偏置电压，以消除电源接通时的问题。

图33是第六实施方式的功率因数改善电路的电路构成图。如图33所示的功率因数改善电路在具有如图10所示的第二实施方式的功率因数改善电路的构造的同时，用全波整流电路B1对从交流电源Vac1输入的交流电源电压进行整流，将所得到的电压变换成另外的直流电压并输出，在全波整流电路B1的负极输入端P2与电流检测电阻R之间，连接有冲击电流限流电阻R1。

SIT等的正常接通型的开关Q1n经升压电抗器L1的升压线圈5a连接在全波整流电路B1的正极输出端P1上，控制电路11的PWM控制使开关Q1n接通/断开。

在冲击电流限流电阻R1的两端连接有开关S1。该开关S1是例如正常断开型的MOSFET、BJT(双极结晶体管)等的半导体开关，由来自控制电路11的短路信号控制接通。

在冲击电流限流电阻R1的两端，连接有由电容器C6、电阻R2和二极管D5构成的起动电源部12。该起动电源部12用于提取在冲击电流限流电阻R1两端产生的电压，并将电容器C6两端电压输出到控制电路11以用作开关Q1n的栅极的反向偏置电压。另外，将对平滑电容器C1充电的充电电压供给控制电路11。

在交流电源Vac1接通时，控制电路11用电容器C6供给的电压起动，将反向偏置电压作为控制信号从端子b输出到开关Q1n的栅极，使开关Q1n断开。该控制信号例如由-15V和0V的脉冲信号构成，用-15V电压断开开关Q1n，用0V电压接通开关Q1n。

在平滑电容器C1充电结束后，控制电路11将0V和-15V的脉冲信号作为控制信号从端子b输出到开关Q1n的栅极，使开关Q1n进行切换动作。在使开关Q1n进行切换动作之后，经过预定时间后，控制电路11将短路信号输出给开关S1的栅极，使开关S1接通。

设置在升压电抗器L1上的辅助线圈5d的一端连接在开关Q1n的一端、电容器C7的一端及控制电路11上，辅助线圈5d的另一端与二极管D7的阴极连接，二极管D7的阳极与电容器C7的另一端及控制电路11的端子c连接。辅助线圈5d、二极管D7、电容器C7构成通常动作电源部13，该通常动作电源部13将在辅助线圈5d上产生的电压经二极管D7及电容器C7提供给控制电路11。

控制电路11也具有第二实施方式的控制电路10的功能。这里，为了避免图面的复杂化，省略了构成控制电路10的差分放大器111、乘法器112、差分放大器113、OSC 114、PWM比较器116。

接下来参照图33至图35说明这样构成的第六实施方式的功率因数改善电路的动作。

在图35中，Vac1表示交流电源Vac1的交流电源电压，输入电流表示流经交流电源Vac1的电流，R1电压表示在冲击电流限流电阻R1上产生的电压，C1电压表示平滑电容器C1的电压，C6电压表示电容器C6的电压，控制信号表示从控制电路11的端子b输出到开关Q1n的栅极的信号。

首先，在时刻t0，当施加交流电源Vac1(接通)时，全波整流电路B1对交流电源Vac1的交流电源电压进行全波整流。这时，正常接通型的开关Q1n是接通状态，开关S1是断开状态。由此，来自全波整流电路B1的电压经平滑电容器C1施加到冲击电流限流电阻R1(图34中的①)。

在该冲击电流限流电阻R1上产生的电压经二极管D5、电阻R2蓄积在电容器C6中(图34中的②)。这里，电容器C6的端子f侧为例如零电位，电容器C6的端子g侧为例如负电位。由此，如图34所示，电容器C6的电压成为负电压(反向偏置电压)。电容器C6的负电压经端子a提供给控制电路11。

而且，电容器C6的电压达到开关Q1n的阈值电压THL时(图35的时刻t1)，控制电路11将-15V的控制信号从端子b输出到开关Q1n的栅极(图34中的③)。由此，开关Q1n变为断开状态。

于是，来自全波整流电路B1的电压使平滑电容器C1充电(图34中的④)，平滑电容器C1的电压上升，平滑电容器C1充电结束。

接下来，在时刻t2，控制电路11开始切换动作。

首先，将0V的控制信号从端子b输出到开关Q1n的栅极(图34中的⑤)。由此，开关Q1n变为接通状态，所以电流从全波整流电路B1的正极输出端P1经升压电抗器L1的升压线圈5a流到开关Q1n(图34中的⑥)，将能量蓄积在升压电抗器L1中。

在与升压电抗器L1电磁耦合的辅助线圈5d中也产生电压，所产生的电压经二极管D7及电容器C7提供给控制电路11(图34中的⑦)。因此，控制电路11能够继续动作，所以能够继续进行开关Q1n的切换动作。

接下来，在时刻t3，将-15V的控制信号从端子b输出到开关Q1n的栅极。由此，在时刻t3开关Q1n断开，电流D2i经二极管D2流经平滑电容器C1，对负载RL供电。另外，蓄积在ZCS电抗器L2中的能量使电流D1i经二极管D1流经平滑电容器C1，对负载RL供电。

当在时刻t3从控制电路11把短路信号输出到开关S1时，开关S1接通(图34中的⑧)，使冲击电流限流电阻R1的两端短路。因此，可以减少冲击电流限流电阻R1的损耗。

时刻t3被设定为从接通交流电源Vac1时(时刻t0)开始的经过时间，例如设定为平滑电容器C1与冲击电流限流电阻R1的时间常数(τ＝C1·R1)的大约5倍以上的时间。之后，开关Q1n重复进行接通/断开的切换动作。在Q1n开关开始切换动作之后，开关Q1n进行与图3所示的第一实施方式的功率因数改善电路的开关Q1的动作即按照图5至图7所示的时序图的动作同样的动作。

这样，按照第六实施方式的功率因数改善电路，得到第二实施方式的效果的同时，控制电路11用在交流电源Vac1接通时在冲击电流限流电阻R1上产生的电压使开关Q1n断开，在使平滑电容器C1充电之后，开始使开关Q1n接通/断开的切换动作，所以也就不存在电源接通时的问题。因此，可以使用正常接通型的半导体开关，可以提供损耗小即效率高的功率因数改善电路。

第六实施方式是将图33所示的正常接通电路附加到第二实施方式的构成中，但是例如本发明也可以将图31所示的正常接通电路附加在第一实施方式的构成中，另外，还可以将图33所示的正常接通电路附加在第三实施方式或第四实施方式或第五实施方式的构成中。

图36是第六实施方式的功率因数改善电路的其他实施例的电路构成图。图36的该实施例的功率因数改善电路的特征在于，在图33所示的第六实施方式的功率因数改善电路的构成中，还附加有电容器CX1、二极管DX1、二极管DX2，降低因二极管恢复而引起的损耗(即，在二极管D1恢复时产生的尖峰电流或尖峰电压)。

由于其它的构成与图33所示的第六实施方式的功率因数改善电路的构成相同，所以同一部件用同一标记表示，并省略其说明。

接下来，说明这样构成的第六实施方式的其它实施例的功率因数改善电路的动作。

开关Q1n一接通，二极管D1的恢复就使电流沿C1→D1→L2→5b→Q1n→C1的路径流动，二极管D1的恢复一结束，该电流被中断。这时，在ZCS电抗器L2上在使D1反向偏置的方向上产生电压。该电压使电流沿L2→5b→Q1n→DX1→CX1→L2的路径流动，将电荷蓄积在电容器CX1中。而且，开关Q1n一断开，电流就沿Vac1→B1→L1→L2→CX1→DX2→C1→R→B1→Vac1的路径流动，并将电荷回流到负载中。

这样，按照第六实施方式的功率因数改善电路的其它实施例，除第六实施方式的功率因数改善电路的效果之外，可以进一步降低因二极管恢复而引起的损耗。

如上所述，按照本发明，在开关接通时进行ZCS动作，降低切换损耗，提高效率。在开关接通时进行ZCS动作，在开关断开时进行ZVS动作，进一步降低切换损耗，提高效率。也可以降低切换噪音，使滤波器小型化，从而可以提供小型、低噪音、高效率的升压型的功率因数改善电路。

Claims (18)

1.一种功率因数改善电路，经升压电抗器输入整流电压；通过主开关接通/断开来改善输入功率因数；同时变换成直流的输出电压；其中整流电压是用整流电路对交流电源的交流电源电压进行整流后的电压；其特征在于，该功率因数改善电路具有：

第一串联电路，连接在所述整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由绕在所述升压电抗器上的升压线圈及提升线圈、零电流转换电抗器、第一二极管和平滑电容器构成；

第二串联电路，连接在所述整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由所述升压电抗器的升压线圈和所述主开关构成；

第二二极管，所述第二二极管的一个端子连接在所述升压电抗器的升压线圈与提升线圈的连接点和所述主开关，并且所述第二二极管的另一个端子连接在所述平滑电容器；

第三串联电路，与所述主开关并联连接，由第三二极管和缓冲电容器构成；

第四串联电路，连接在所述第三二极管与所述缓冲电容器的连接点和所述第一二极管的一端之间，由第四二极管、绕在所述升压电抗器上的再生线圈、限流电抗器、再生电容构成；

第五二极管，连接在所述再生电容与所述限流电抗器的连接点和所述第一二极管的另一端与所述平滑电容器的连接点之间；以及

控制单元，控制所述主开关接通/断开来把所述平滑电容器的输出电压控制为规定电压。

2.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于所述零电流转换电抗器及所述限流电抗器由所述升压电抗器的线圈之间的漏感电感构成。

3.根据权利要求2所述的功率因数改善电路，其特征在于所述升压电抗器绕在铁芯上，所述提升线圈和所述再生线圈对所述升压线圈构成弱耦合。

4.根据权利要求2所述的功率因数改善电路，其特征在于所述升压电抗器具有口字形的铁芯，在所述铁芯上缠绕有所述提升线圈、所述升压线圈及所述再生线圈，所述升压电抗器在所述提升线圈、所述升压线圈及所述再生线圈之间，设置磁通量的旁路路径。

5.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于所述升压电抗器具有由形成磁回路的第一脚、第二脚、以及第三脚构成的铁芯，所述升压线圈被绕在所述第一脚上，所述提升线圈被绕在所述第二脚上，所述再生线圈被绕在所述第三脚上。

6.根据权利要求5所述的功率因数改善电路，其特征在于所述铁芯的各个脚具有同一厚度的间隙。

7.根据权利要求6所述的功率因数改善电路，其特征在于在形成在所述铁芯中的各间隙中，设置导磁率随流经各线圈的电流而变化的磁性体。

8.根据权利要求6所述的功率因数改善电路，其特征在于在形成在所述铁芯中的各间隙中，设置磁性体和空气隙，其中所述磁性体的导磁率随流经各线圈的电流而变化。

9.根据权利要求1～4的任一项所述的功率因数改善电路，其特征在于所述控制单元在所述主开关接通时进行零电流切换，在所述主开关断开时进行零电压切换。

10.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于所述控制单元根据所述交流电源的交流电源电压值控制所述主开关的切换频率。

11.根据权利要求10所述的功率因数改善电路，其特征在于所述控制单元具有：

第一差分电压生成单元，放大所述输出电压与基准电压之间的差，生成第一差分电压信号；

乘法输出电压生成单元，将该第一差分电压生成单元的第一差分电压信号与所述整流电路的整流电压相乘，生成乘法输出电压；

电流检测单元，用于检测流经所述整流电路的输入电流；

第二差分电压生成单元，放大对应于该电流检测单元所检测到的输入电流的电压与所述乘法输出电压生成单元的乘法输出电压之间的差值，生成第二差分电压信号；

频率控制单元，生成使所述主开关的切换频率随所述整流电路的整流电压值而变化的频率控制信号；

脉冲宽度控制单元，基于所述第二差分电压生成单元的第二差分电压信号控制脉冲宽度，且生成使所述主开关的切换频率随所述频率控制单元所生成的所述频率控制信号而变化的脉冲信号，并将该脉冲信号施加到所述主开关上，把所述输出电压控制为规定电压。

12.根据权利要求10所述的功率因数改善电路，其特征在于所述控制单元在所述交流电源电压低于下限设定电压的情况下将所述切换频率设定为下限频率，在所述交流电源电压高于上限设定电压的情况下将所述切换频率设定为上限频率，在所述交流电源电压处于从所述下限设定电压到所述上限设定电压的范围内的情况下使所述切换频率从所述下限频率慢慢地变化到所述上限频率。

13.根据权利要求12所述的功率因数改善电路，其特征在于所述控制单元在所述交流电源电压未达到下限设定电压的情况下，使主开关的切换动作停止。

14.一种功率因数改善电路，经升压电抗器输入整流电压；通过主开关接通/断开来改善输入功率因数；同时变换成直流的输出电压；其中整流电压是用整流电路对交流电源的交流电源电压进行整流后的电压；其特征在于，该功率因数改善电路具有：

第一串联电路，连接在所述整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由绕在所述升压电抗器上的升压线圈及提升线圈、第一二极管和平滑电容器构成；

第二串联电路，连接在所述整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由所述升压电抗器的升压线圈、零电流转换电抗器和所述主开关构成；

第二二极管，所述第二二极管的一个端子连接在所述主开关与所述零电流转换电抗器的连接点，并且所述第二二极管的另一个端子连接在所述平滑电容器；

控制单元，控制所述主开关接通/断开来把所述平滑电容器的输出电压控制为规定电压；以及

冲击电流限流电阻，连接在所述整流电路与所述平滑电容器之间，在所述交流电源接通时，减小所述平滑电容器的冲击电流，

所述主开关由常开型开关构成；

所述控制单元在所述交流电源接通时，用在所述冲击电流限流电阻上产生的电压使所述主开关断开，将所述平滑电容器充电后，开始使所述主开关接通/断开的切换动作。

15.一种功率因数改善电路，经升压电抗器输入整流电压；通过主开关接通/断开来改善输入功率因数；同时变换成直流的输出电压；其中整流电压是用整流电路对交流电源的交流电源电压进行整流后的电压；其特征在于，该功率因数改善电路具有：

第一串联电路，连接在所述整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由绕在所述升压电抗器上的升压线圈及提升线圈、零电流转换电抗器、第一二极管和平滑电容器构成；

第二串联电路，连接在所述整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由所述升压电抗器的升压线圈和所述主开关构成；

第二二极管，所述第二二极管的一个端子连接在所述升压电抗器的升压线圈与提升线圈的连接点和所述主开关，并且所述第二二极管的另一个端子连接在所述平滑电容器；

控制单元，控制所述主开关接通/断开来把所述平滑电容器的输出电压控制为规定电压；以及

冲击电流限流电阻，连接在所述整流电路与所述平滑电容器之间，在所述交流电源接通时，减小所述平滑电容器的冲击电流，

所述主开关由常开型开关构成；

所述控制单元在所述交流电源接通时，用在所述冲击电流限流电阻上产生的电压使所述主开关断开，将所述平滑电容器充电后，开始使所述主开关接通/断开的切换动作。

16.一种功率因数改善电路，经升压电抗器输入整流电压；通过主开关接通/断开来改善输入功率因数；同时变换成直流的输出电压；其中整流电压是用整流电路对交流电源的交流电源电压进行整流后的电压；其特征在于，该功率因数改善电路具有：

第一串联电路，连接在所述整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由绕在所述升压电抗器上的升压线圈及提升线圈、零电流转换电抗器、第一二极管和平滑电容器构成；

第二串联电路，连接在所述整流电路的一个输出端与另一个输出端之间，由所述升压电抗器的升压线圈和所述主开关构成；

第二二极管，所述第二二极管的一个端子连接在所述升压电抗器的升压线圈与提升线圈的连接点和所述主开关，并且所述第二二极管的另一个端子连接在所述平滑电容器；

第三串联电路，与所述主开关并联连接，由第三二极管和缓冲电容器构成；

第四串联电路，连接在所述第三二极管与所述缓冲电容器的连接点和所述第一二极管的一端之间，由第四二极管、绕在所述升压电抗器上的再生线圈、限流电抗器、再生电容构成；

第五二极管，连接在所述再生电容与所述限流电抗器的连接点和所述第一二极管的另一端与所述平滑电容器的连接点之间；

控制单元，控制所述主开关接通/断开来把所述平滑电容器的输出电压控制为规定电压；以及

冲击电流限流电阻，连接在所述整流电路与所述平滑电容器之间，在所述交流电源接通时，减小所述平滑电容器的冲击电流，

所述主开关由常开型开关构成；

所述控制单元在所述交流电源接通时，用在所述冲击电流限流电阻上产生的电压使所述主开关断开，将所述平滑电容器充电后，开始使所述主开关接通/断开的切换动作。

17.根据权利要求14～16中任一项所述的功率因数改善电路，其特征在于所述升压电抗器还具有辅助线圈，具有将在该辅助线圈上产生的电压供给所述控制单元的通常动作电源部。

18.根据权利要求14～16中任一项所述的功率因数改善电路，其特征在于具有与所述冲击电流限流电阻并联连接的半导体开关，所述控制单元在使所述主开关的切换动作开始之后，使所述半导体开关接通。

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