-
Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf Schaltleistungsversorgungsvorrichtungen zu einem Liefern
von Gleichsignalstabilisierungsspannungen. Insbesondere bezieht
sich die Erfindung auf Schaltleistungsversorgungsvorrichtungen,
die während
den EIN-Perioden eines Schaltelements eine Energie in der Primärwicklung
eines Transformators und einem Kondensator speichern und die gespeicherte
Energie während
der AUS-Perioden des Schaltelements von der Sekundärwicklung
des Transformators zu einer Last liefern.
-
In der Japanischen Patentanmeldung
Nr. 9-352696 (und der entsprechenden US-6,061,252) ist ein Schaltleistungsversorgungsgerät bereitgestellt,
bei dem eine erste Schaltschaltung mit einer zweiten Schaltschaltung
an der Primärwicklungsseite eines
Transformators T verbunden ist und Schaltsteuerschaltungen Schaltelemente,
die in der ersten und der zweiten Schaltschaltung enthalten sind,
abwechselnd vor oder nach Perioden ein- und ausschalten, während denen
beide Schaltelemente ausgeschaltet sind, so daß eine selbsterregte Oszillation durchgeführt wird. 1 ist ein Blockdiagramm,
das die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung darstellt.
-
Bei dieser Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
sind eine Eingangsleistungsquelle E, ein Induktor L und eine erste
Schaltschaltung Sl in Reihe zu einer Primärwicklung T1 eines Transformators
T geschaltet. Zusätzlich
ist eine Reihenschaltung, die aus der Primärwicklung T1 und dem Induktor
L gebildet ist, parallel zu einer Reihenschaltung geschaltet, die
aus einem Kondensator C und einer zweiten Schaltschaltung S2 gebildet
ist. Eine erste Treiberwicklung T3 erzeugt eine Spannung, die im
wesentlichen proportional zu einer Spannung der Primärwicklung
T1 ist. Die Spannung der ersten Treiberwicklung T3 wird zu einer
Steuerschaltung 11 eingegeben. Auf eine ähnliche
Weise erzeugt eine zweite Treiberwicklung T4 eine Spannung, die
im wesentlichen proportional zu einer Spannung der Primärwicklung
T1 ist. Die Spannung der zweiten Treiberwicklung T4 wird zu einer
Steuerschaltung 12 eingegeben. Die Spannung der Steuerschaltung 11 wird
zu einem Steueranschluß eines
ersten Schaltelements Q1 der ersten Schaltschaltung S1 eingegeben.
Die Spannung der zweiten Steuerschaltung 12 wird zu einem
Steueranschluß eines
zweiten Schaltelements Q2 des zweiten Schaltelements S2 eingegeben.
Die erste Schaltschaltung S1 ist durch eine Parallelverbindungsschaltung
gebildet, die aus dem ersten Schaltelement Q1, einer ersten Diode
D1 und einem ersten Kondensator C1 gebildet ist. Die zweite Schaltschaltung
S2 ist durch eine Parallelverbindungsschaltung gebildet, die aus
dem zweiten Schaltelement Q2, einer zweiten Diode D2 und einem zweiten
Kondensator C2 gebildet ist.
-
Ein Gleichrichtungselement Ds ist
mit der Sekundärwicklung
T2 des Transformators T in Reihe geschaltet. Eine Gleichrichtungs-
und Glättungsschaltung
ist aus dem Gleichrichtungselement Ds und einem Kondensator Co gebildet,
der mit einem Ausgang des Gleichrichtungselements Ds verbunden ist.
Das Gleichrichtungselement Ds ist mit einem Kondensator (kapazitive
Impedanz) Cs parallel geschaltet. Eine Erfassungsschaltung 14,
die die Spannung einer Last erfaßt, ist zwischen einen Ausgang der
Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung
und die Last geschaltet. Eine Ausgangsrückkopplung der Erfassungsschaltung 14 wird
zu der ersten Steuerschaltung 11 gesendet.
-
Zusätzlich stellt das US-Patent
Nr. 3,596,165 eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung bereit, bei
der zwei Schaltschaltungen an der Primärwicklungsseite eines Transformators
miteinander verbunden sind, um eine getrennt erregte Oszillation
durchzuführen,
und ein Vollwellengleichrichter ist mit der Sekundärwicklung
verbunden.
-
Ferner sind in der ungeprüften Japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 5-328719 und der ungeprüften
Japanischen Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 11-136940 Schaltleistungsversorgungsvorrichtungen bereitgestellt.
Bei jeder dieser Vorrichtungen sind zwei Schaltschaltungen an der Primärwicklung
eines Transformators miteinander verbunden und eine Sekundärseitenwicklung
ist durch eine Schaltungsstruktur gebildet, wie dieselbe in 1 gezeigt ist. In diesem
Fall sind ein Induktor und ein Kondensator in Reihe mit der Primärwicklung geschaltet.
Ein zweites Schaltelement ist mit der Reihenschaltung parallel geschaltet.
-
Bei jeder der obigen Schaltleistungsversorgungsvorrichtungen
gibt es jedoch die folgenden Probleme.
-
(1) US-Patent Nr. 3,596,165
-
Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung ist
eine Schaltung, die als eine Halbbrückenschaltung vom Resonanztyp
(EIN-EIN-Typ) bezeichnet wird. Bei diesem Schaltungstyp wird, wenn
jedes Schaltelement eingeschaltet ist, eine Energie von der Primärwicklung
zu der Sekundärwicklung übertragen.
Die EIN-Zeit jedes der Schaltelemente ist im wesentlichen fest und
die Schaltfrequenz wird verändert,
um die Impedanz einer LC-Resonanzschaltung zu verändern, die
mit der Primärwicklung
in Reihe geschaltet ist, um eine Ausgangsleistung zu steuern. In anderen
Worten, wenn die LC-Resonanzfrequenz und die Schaltfrequenz nahe
beieinander liegen, wird die Impedanz der LC-Resonanzschaltung kleiner, wodurch
ein großer
Strom durch den Transformator fließt, so daß eine große Ausgangsleistung erhalten werden
kann. Wenn die LC-Resonanzfrequenz weit von der Schaltfrequenz entfernt
ist, kann im Gegensatz eine kleine Ausgangsleistung erhalten werden. Gemäß der Ausgangsleistung
verändert
sich bei einer derartigen Anordnung die Schaltfrequenz erheblich.
Wenn sich die Frequenz stark verändert,
erhöhen
sich auch die Dimensionen einer Ausgangsglättungsschaltung und einer Filterschaltung.
Folglich gibt es Probleme, wie beispielsweise eine gegenseitige
Beeinflussung mit elektronischen Komponenten und eine Erhöhung eines
Verlusts bei den Steuerschaltungen.
-
Da die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
eine Vorrichtung vom getrennt erregten Oszillationstyp ist, erhöht sich
zusätzlich
die Anzahl von Komponenten, was eine Miniaturisierung der Vorrichtung
und eine Kostenreduzierung behindert. Um eine Vollwellengleichrichtung
durchzuführen,
sind ferner zumindest zwei Dioden an der Sekundärseite des Transformators erforderlich.
-
(2) Ungeprüfte Japanische
Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 5-328719 und ungeprüfte
Japanische Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 11-136940
-
Jede der Schaltleistungsversorgungsvorrichtungen,
die in den Anmeldungen bereitgestellt sind, ist eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
vom EIN-AUS-Typ, bei der eine Energie während der EIN-Zeiten von Schaltelementen
in der Primärwicklung
gespeichert wird und die gespeicherte Energie während der AUS-Zeiten der Schaltelemente
von der Sekundärwicklung
entladen wird. Jedoch ist jede dieser Vorrichtungen kein Selbsterregte-Oszillation-Typ sondern
ein Getrennt-Erregte-Oszillation-Typ oder ein Synchron-Oszillationstyp.
Da die Vorrichtung einen Oszillator, eine Treiberschaltung und dergleichen erfordert,
erhöht
sich somit die Anzahl an Komponenten, wodurch eine Miniaturisierung
der Vorrichtung und eine Kostenreduzierung behindert wird. Bei der ungeprüften Japanischen
Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 5-328719 ist ein Oszillator nicht erforderlich, da eine Synchron-Oszillationsschaltung
verwendet wird. Dennoch benötigt
die Leistungsversorgungsvorrichtung eine IC (IC = integrated circuit
= integrierte Schaltung), die einen MOS-FET umfaßt, der Hochspannungsdurchbrucheigenschaften
aufweist, um ein Hochseitenschaltelement zu treiben, einen Pulstransformator
zur Trennung und Treibung, usw. Selbst bei der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
erhöhen
sich folglich die Größe der Schaltsteuerschaltung
und die Produktionskosten.
-
(3) Japanische Patentanmeldung
Nr. 9-352696
-
Die in dieser Anmeldung bereitgestellte Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
ist ein Selbsterregte-Oszillation-Typ, was eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
vom EIN-AUS-Typ
ist, die eine Energie während
der EIN-Zeit einer ersten Schaltschaltung in der Primärwicklung
speichert und die gespeicherte Energie während der AUS-Periode der ersten
Schaltschaltung von der Sekundärwicklung entlädt. Wie
es in 1 gezeigt ist,
muß das
Schaltelement, da eine Spannung, die äquivalent zu der Summe einer
Eingangsspannung Vin und einer Kondensatorspannung Vc ist, an ein
Schaltelement angelegt wird, ein Element sein, das Hochspannungsdurchbrucheigenschaften
aufweist. Da die Leistungsversorgungsvorrichtung eine Struktur aufweist,
bei der die Eingangsspannung Vin direkt an die Primärwicklung
T1 eines Transformators T angelegt wird, wird zusätzlich die
Spannung, die an die Primärwicklung
T1 angelegt wird, höher,
was eine Miniaturisierung der Vorrichtung behindert.
-
Ferner wird lediglich eine Erregungsenergie, die
in der Primärwicklung
des Transformators gespeichert ist, zu der Sekundärseite des
Transformators ausgegeben. Die Energie des Kondensators C wird nicht
zu der Sekundärseite
ausgegeben. Folglich wird ein Spitzenstromwert der Primärwicklung
größer, wodurch
ein Leitungsverlust erhöht
ist.
-
Die
US
5,946,206 beschreibt eine Resonanzschaltleistungsversorgung,
die eine Mehrzahl von Wandlerschaltungen, von denen jede zwei Schaltelemente
und einen Resonanzkondensator aufweist, einen Resonanzinduktor und
eine Primärwicklung
aufweist, die in Reihe angeordnet sind und an einem Ende mit einer
Leistungsquelle und an dem anderen Ende mit einem Verbindungspunkt
zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltelement verbunden sind.
Die Schaltfrequenz der Schaltelemente ist durch einen spannungsgesteuerten
Oszillator bestimmt.
-
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden
Erfindung, eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung zu schaffen,
die eine hohe Effizienz aufweist, die zu einem Reduzieren eines
Verlusts in der Lage ist.
-
Diese Aufgabe wird durch eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß Anspruch
1 gelöst.
-
Es ist ein Vorteil der vorliegenden
Erfindung, daß eine
Belastung an den Schaltelementen ebenfalls gesenkt werden kann und
die Größe und das Gewicht
des Transformators reduziert werden können.
-
Um die oben beschriebenen Probleme
zu lösen,
ist gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung bereitgestellt,
die eine erste Schaltschaltung, die durch eine Parallelverbindungsschaltung
eines ersten Schaltelements Q1, einer ersten Diode D1 und eines
ersten Kondensators C1 gebildet ist, eine zweite Schaltschaltung,
die durch eine Parallelverbindungsschaltung eines zweiten Schaltelement
Q2, einer zweiten Diode D2 und eines zweiten Kondensators C2 gebildet
ist, wobei die erste und die zweite Schaltschaltung eine Reihenschaltung
bilden, eine Eingangsleistungsquelle, die mit der Reihenschaltung verbunden
ist, einen Transformator T, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung
umfaßt, wobei
die Primärwicklung,
ein Leckinduktor L und ein Kondensator C eine Reihenschaltung bilden,
wobei ein Ende der Reihenschaltung mit einem Übergang der ersten Schaltschaltung
und der zweiten Schaltschaltung verbunden ist, und das andere Ende
derselben mit der Eingangsleistungsquelle verbunden ist, eine Gleichrichtungs-
und Glättungsschaltung, die
ein Gleichrichtungselement Ds umfaßt, wobei die Gleichrichtungs-
und Glättungsschaltung
mit der Sekundärwicklung
des Transformators T verbunden ist, wobei in der Primärwicklung
und dem Kondensator C während
einer EIN-Periode des ersten Schaltelements Energie akkumuliert
wird, und ein Ausgangssignal von der Sekundärwicklung während einer AUS-Periode des
ersten Schaltelements erhalten wird, wobei eine EIN-Zeit des ersten Schaltelements Q1
gesteuert wird, so daß eine
Ausgangsleistung gesteuert wird, eine erste Treiberwicklung, die
in dem Transformator T enthalten ist, um eine Spannung zu erzeugen,
die im wesentlichen proportional zu einer Spannung der Primärwicklung
ist, die das erste Schaltelement Q1 einschaltet, eine zweite Treiberwicklung,
die in dem Transformator enthalten ist, um eine Spannung zu erzeugen,
die im wesentlichen proportional zu einer Spannung der Primärwicklung ist,
die das zweite Schaltelement Q2 einschaltet, und Schaltsteuerschaltungen
umfaßt,
die das erste und das zweite Schaltelement Q1 und Q2 abwechselnd vor
und nach Perioden ein- und ausschalten, während denen die Schaltelemente
Q1 und Q2 beide ausgeschaltet sind, wobei das erste Schaltelement Q1
eingeschaltet wird, nachdem das zweite Schaltelement Q2 und das
Gleichrichtungselement Ds beide ausgeschaltet sind, so daß eine selbsterregte
Oszillation durchgeführt
wird.
-
Bei der obigen Anordnung können folgende Vorteile
erhalten werden:
-
(1) Da die Spannung, die an jedes
des ersten und des zweiten Schaltelements Q1 und Q2 angelegt wird,
eine Eingangsspannung ist, können
Halbleiterelemente, die geringe Spannungsnennwerte aufweisen, als
die Schaltelemente Q1 und Q2 verwendet werden. Zum Beispiel erhöht sich
der Ein-Widerstand eines
typischen MOS-FET proportional zu näherungsweise dem Quadrat der
Durchbruchswiderstehspannung. Wenn jedoch ein Schaltelement, das
einen niedrigen Spannungsnennwert aufweist, verwendet wird, wird
der Ein-Widerstand
klein, wodurch ein Leitungsverlust reduziert werden kann. Zusätzlich ist
gewöhnlich
ein Element, das einen geringen Spannungsnennwert aufweist, weniger
teuer.
-
Durch ein Reduzieren der Wärmeerzeugung von
Schaltelementen kann somit die gesamte Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
eine hohe Effizienz aufweisen und die Vorrichtung kann zu geringen
Kosten produziert werden, wobei das Gewicht und die Größe reduziert
sind.
-
(2) Die Spannung, die an die Primärwicklung des
Transformators T angelegt wird, beträgt näherungsweise die Hälfte der
Spannung bei der in 1 gezeigten
herkömmlichen
Schaltleistungsversorgungsvorrichtung. Folglich kann die Anzahl
von Windungen der Primärwicklung
reduziert werden und der Kernzwischenraum kann dadurch klein gemacht
werden. Ferner kann ein Transformator T, der die erwünschten
Spannungsdurchbrucheigenschaften aufweist, ohne weiteres entworfen
werden, wodurch der Transformator miniaturisiert werden kann.
-
(3) Da die Schaltelemente Q1 und
Q2 der ersten und der zweiten Schaltschaltung mit den Dioden und
den Kondensatoren parallel geschaltet sind, werden die Schaltelemente
Q1 und Q2 bei einer Spannung von Null eingeschaltet und das Schaltelement
Q2 wird bei einem Strom von Null ausgeschaltet. Folglich ist ein
Schaltverlust stark reduziert und eine Wärmeerzeugung kann verhindert
werden.
-
(4) Das Sekundärseitengleichrichtungselement
Ds wird bei einem Strom von Null eingeschaltet und der Stromsignalverlauf
steigt bei einem Pegel von Null relativ steil an und erreicht einen
Spitzenpunkt, an dem ein Verhältnis
von Stromänderungen Null
beträgt.
Danach fällt
der Stromsignalverlauf wieder auf einen Pegel von Null, bei dem
das Gleichrichtungselement Ds ausschaltet. Wenn derselbe mit einem
herkömmlichen
invertierten Dreiecksignalverlauf verglichen wird, ist der Signalverlauf
wie eine rechteckige Form, wodurch ein Spitzenstromwert gesenkt
werden kann. Folglich kann ein effektiver Stromwert gering sein
und ein Leitungsverlust kann dadurch reduziert sein.
-
(5) Es besteht kein Bedarf nach einer
Trennung bei der Verwendung eines Pulstransformators oder eines
Photokopplers. Bei dieser Erfindung können die zwei Schaltelemente
Q1 und Q2 getrieben werden, die unterschiedliche Massepegel aufweisen. Da
die Schaltelemente Q1 und Q2 außerdem
an die Selbsterregte-Oszillation-Struktur angepaßt sind, ist es unnötig, eine
Schaltsteuer-IC mit einem anderen Oszillator zu verwenden. Da die
Schaltsteuerschaltungen keine komplizierten Strukturen aufweisen, kann
die gesamte Vorrichtung folglich zu geringen Kosten kompakt hergestellt
werden.
-
Bei der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß der Erfindung
kann jede der Schaltsteuerschaltungen einen Widerstand oder eine
Verzögerungsschaltung
umfassen, die durch eine Reihenschaltung gebildet ist, die durch
einen Widerstand und einen Kondensator gebildet ist, wobei der Widerstand
oder die Verzögerungsschaltung
zwischen der ersten Treiberwicklung und einem Steueranschluß des ersten
Schaltelements bzw. zwischen der zweiten Treiberwicklung und einem
Steueranschluß des zweiten
Schaltelements angeordnet sind. Bei dieser Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
wird jedes des ersten und des zweiten Schaltelements mit einer Verzögerung eingeschaltet,
nachdem die Spannung, die im wesentlichen proportional zu der Spannung der
Primärwicklung
ist, die jedes des ersten und des zweiten Schaltelements einschaltet,
in jeder der ersten und der zweiten Treiberwicklung erzeugt ist.
-
Daher können die Schaltelemente Q1
und Q2 vor und nach den Perioden, in denen die zwei Schaltelemente
Q1 und Q2 beide ausgeschaltet sind, abwechselnd ohne weiteres ein-
und ausgeschaltet werden. Bei dieser Anordnung kann eine Erhöhung eines
Verlusts und einer Zerstörung
aufgrund der simultanen Einschaltung der zwei Schaltelemente Q1 und
Q2 verhindert werden.
-
Ferner kann bei der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
eine der Schaltsteuerschaltungen eine Schalteinheit zu einem Ausschalten
des ersten Schaltelements und eine Zeitkonstantenschaltung umfassen,
die auf eine derartige Weise steuert, daß das erste Schaltelement durch
die Schalteinheit ausgeschaltet wird, nachdem eine vorbestimmte
Zeitperiode seit der Erzeugung der Spannung vergangen ist, die im
wesentlichen proportional zu der Spannung der Primärwicklung
ist, die das erste Schaltelement in der ersten Treiberwicklung einschaltet.
-
Mit der Schalteinheit zu einem Ausschalten des
ersten Schaltelements Q1 kann die Geschwindigkeit eines Schaltens
des Schaltelements Q1 erhöht
werden, wodurch ein Schaltungsverlust reduziert werden kann, der
durch das Schaltelement Q1 bewirkt wird. Zusätzlich kann mit der Zeitkonstantenschaltung,
die die EIN-Zeit des Schaltelements Q1 einstellt, die EIN-Zeit des
Schaltelements Q1 beliebig eingestellt oder gesteuert werden, um
eine Ausgangsspannung zu stabilisieren.
-
Ferner kann bei der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
die verbleibende Schaltsteuerschaltung eine Schalteinheit zu einem
Ausschalten des zweiten Schaltelements und eine Zeitkonstantenschaltung
umfassen, die auf eine derartige Weise steuert, daß das zweite
Schaltelement durch die Schalteinheit ausgeschaltet wird, nachdem
die vorbestimmte Zeitperiode seit der Erzeugung der Spannung vergangen
ist, die im wesentlichen proportional zu der Spannung der Primärwicklung
ist, die das zweite Schaltelement in der zweiten Treiberwicklung einschaltet.
-
Ähnlich
dem vorhergehenden Fall kann die Schaltgeschwindigkeit des Schaltelements
Q2 erhöht
werden, wodurch der Schaltverlust des Schaltelements Q2 reduziert
werden kann. Zusätzlich
kann mit der Zeitkonstantenschaltung, die die EIN-Zeit des Schaltelements
Q2 einstellt, die EIN-Zeit des Schaltelements Q2 beliebig eingestellt
und gesteuert werden, um eine Ausgangsspannung zu stabilisieren.
-
Ferner kann bei der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
der Erfindung die Schalteinheit durch einen Transistor gebildet
sein, der mit einem Steueranschluß des ersten oder des zweiten
Schaltelements verbunden ist, und der Steueranschluß des Transistors
kann mit der Zeitkonstantenschaltung verbunden sein, die aus einer
ersten Impedanzschaltung und einem Lade/Entlade-Kondensator gebildet ist.
-
Daher ist es unnötig, einen MOS-FET oder eine
IC zu verwenden, die einen hohen Spannungsnennwert aufweist, um
das Hochseitenschaltelement Q2 zu treiben. Mit der vereinfachten
Struktur, die den Transistor und die Zeitkonstantenschaltung umfaßt, kann
das Schaltelement Q2 getrieben werden. Somit können die Größe und das Gewicht der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
der Erfindung reduziert werden und die Vorrichtung kann zu geringen
Kosten produziert werden. Da es zusätzlich unnötig ist, einen Oszillator zu
verwenden, der jedes der Schaltelemente Q1 und Q2 treibt, kann eine
weitere Reduzierung bei der Größe, dem
Gewicht und den Kosten erreicht werden.
-
Ferner kann sich bei der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
der Erfindung die Impedanz der ersten Impedanzschaltung, die die
Zeitkonstantenschaltung bildet, gemäß der Ausgangsleistung oder ansprechend
auf ein externes Signal ändern.
-
Gemäß der Ausgangsleistung oder
ansprechend auf Signale von außen
ist der Impedanzwert der Impedanzschaltung, die die Zeitkonstantenschaltung
bildet, geändert.
Mit dieser Anordnung ist die Zeit zu einem Laden und Entladen der
Kondensatoren, die in den Zeitkonstantenschaltungen enthalten sind,
geändert.
Folglich kann die EIN-Zeit jedes der Schaltelemente Q1 und Q2 gesteuert
werden, um es zu ermöglichen,
daß die
Schaltelemente Q1 und Q2 Schaltoperationen am geeignetsten in der
EIN-Zeit gemäß der Ausgangsspannung
durchführen.
-
Ferner kann die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
ferner eine zweite Impedanzschaltung umfassen, die einen Widerstand
umfaßt,
wobei die zweite Impedanzschaltung mit beiden Enden des Kondensators
C oder beiden Enden der Reihenschaltung verbunden ist, die aus dem
Kondensator C und der Primärwicklung
des Transformators T gebildet ist, um eine Eingangsspannung über die
zweite Impedanzschaltung an die erste Schaltschaltung anzulegen.
-
Durch ein Verbinden der Impedanzschaltung,
die den Widerstand umfaßt,
mit beiden Enden des Kondensators C oder beiden Enden der Reihenschaltung,
die aus dem Kondensator C und der Primärwicklung des Transformators
T gebildet ist, über die
Impedanzschaltung kann eine Startspannung an die erste Schaltschaltung
angelegt werden. Ohne die Impedanzschaltung startet eine Oszillation
kaum, da die Eingangsspannung an den Kondensator C angelegt ist,
selbst wenn eine Spannung an den Steueranschluß des Schaltelements Q1 angelegt
ist. Die Impedanzschaltung kann mit beiden Enden der Reihenschaltung
verbunden sein, die aus dem Kondensator C und der Primärwicklung
des Transformators T gebildet ist. Es ist jedoch bevorzugt, daß die Impedanzschaltung
mit beiden Enden des Kondensators C verbunden ist, da diese Anordnung
es ermöglicht,
daß die
Spannung, die an die Impedanzschaltung angelegt ist, niedriger wird,
wodurch der Verlust weiter reduziert werden kann.
-
Ferner kann die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
ferner eine dritte Impedanzschaltung umfassen, die einen Widerstand
umfaßt,
um die Eingangsspannung zu teilen, die über die zweite Impedanzschaltung
an die Schaltschaltung angelegt wird, und dieselbe an den Steueranschluß des ersten Schaltelements
anzulegen, um eine selbsterregte Oszillation zu starten.
-
In diesem Fall wird die Spannung,
die an die erste Schaltschaltung angelegt ist, durch die dritte Impedanzschaltung
geteilt, die den Widerstand umfaßt, um dieselbe an den Steueranschluß des Schaltelements
Q1 anzulegen, um eine selbsterregte Oszillation zu starten. In dieser
Situation sind die spannungsteilenden Widerstände nicht mit der Eingangsleistungsquelle
verbunden, sondern mit der ersten Schaltschaltung verbunden. Folglich
kann nur wenn eine Spannung an die erste Schaltschaltung angelegt
ist, eine Oszillation gestartet werden. Dies führt zu der Verhinderung eines
Startversagens.
-
Da es zusätzlich unnötig ist, eine Monofloppulserzeugungsschaltung
zu einem Starten einer Oszillation anzuordnen, können die Schaltsteuerschaltungen
vereinfacht werden. Somit kann die gesamte Vorrichtung miniaturisiert
und zu geringen Kosten produziert werden.
-
Ferner kann die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
ferner einen Kondensator Cs umfassen, der mit dem Gleichrichtungselement
Ds parallel geschaltet ist, wobei ein kapazitiver Impedanzwert des Kondensators
Cs auf eine derartige Weise eingestellt ist, daß sich, wenn das zweite Schaltelement
Q2 und das Gleichrichtungselement Ds beide ausgeschaltet sind, der
Kondensator Cs mit dem Induktor des Transformators T in Resonanz
befindet, und ein Spannungssignalverlauf über den Kondensator Cs dadurch
einen Signalverlauf wie ein Teil eines sinusförmigen Signalverlaufs darstellt,
der bei einer Spannung von Null steigt oder bei einer Spannung von Null
fällt.
-
Bei der EIN-Zeit des Schaltelements
Q1 kann eine Ladung, die in dem Kondensator (oder dem kapazitiven
Impedanzelement) Cs akkumuliert ist, ohne ein Fließen durch
das Gleichrichtungselement Ds ausgegeben werden, wenn die Leitung
des Gleichrichtungselements Ds beginnt. Somit kann der Leitungsverlust
des Gleichrichtungselements Ds reduziert werden. Wenn der Umkehr-Wiederherstellung-Verlust
des Gleichrichtungselements Ds reduziert ist, und eine steile Spannungsänderung
gesteuert ist, kann zusätzlich
ein Rauschen verringert werden. Da der Signalverlauf des Stroms, der
durch das Gleichrichtungselement Ds fließt, steil ansteigt und der
Stromsignalverlauf einem rechteckigen Signalverlauf ähnlich ist,
kann außerdem
ein Wirkstrom reduziert werden.
-
Bei dieser Erfindung kann das Gleichrichtungselement
Ds ferner ein Schaltelement sein, das ein Schalten mit einem Steuersignal
durchführt.
-
In diesem Fall ist das Gleichrichtungselement
Ds z. B. nicht durch eine typische Diode gebildet, sondern durch
ein Schaltelement gebildet, wie beispielsweise ein MOS-FET, der
einen geringen EIN-Widerstand aufweist. Wenn ein derartiges Schaltelement
ein Schalten mit einem Steuersignal durchführt, ist ein Leitungsverlust
bei der EIN-Zeit des Schaltelements reduziert, wodurch ein Leitungsverlust
reduziert werden kann, der in der Sekundärseitengleichrichtungsschaltung
bewirkt wird.
-
Ferner kann bei der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
der Erfindung das Schaltelement ein Feldeffekttransistor sein.
-
Wenn das erste oder das zweite Schaltelement
ein Feldeffekttransistor, wie beispielsweise ein MOS-FET ist, können die
Parasitärdiode
und der Parasitärkondensator
benutzt werden. Wenn somit die Parasitärdiode als die erste oder die
zweite Diode D1 oder D2 verwendet wird und der Parasitärkondensator
als der erste oder der zweite Kondensator C1 oder C2 verwendet wird,
sind die Diode D1 oder D2 und der Kondensator C1 oder C2 nicht erforderlich.
Folglich kann die Anzahl von Komponenten reduziert werden.
-
Ferner kann die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
einen eines Leckinduktors L und eines externen Induktors L des Transformators
T umfassen, der mit der Primärwicklung
in Reihe geschaltet ist, wobei sich der Induktor L mit dem Kondensator
C während
der AUS-Periode des ersten Schaltele ments Q1 in Resonanz befindet,
um zu ermöglichen, daß der Signalverlauf
eines Stroms, der durch die Primärwicklung
fließt,
ein Teil eines sinusförmigen
Signalverlaufs ist.
-
Der Induktor L befindet sich mit
dem Kondensator C bei der AUS-Periode des ersten Schaltelements
Q1 in Resonanz, wodurch der Signalverlauf des Stroms, der durch
die Primärwicklung
fließt,
ein Teil des sinusförmigen
Signalverlaufs wird. Folglich werden ein Spitzenstromwert des Schaltelements
Q2 und ein Spitzenstromwert des Stroms, der durch das Gleichrichtungselement
Ds fließt,
kleiner, wodurch die Null-Strom-Ausschalten-Operation des Schaltelements
Q2 erreicht werden kann. Wenn zusätzlich der Leckinduktor L des
Transformators T als der Induktor L verwendet wird, ist der externe
Induktor L nicht erforderlich. Somit kann die Anzahl von Komponenten reduziert
werden und außerdem
kann ein Energieverlust aufgrund der Leckinduktivität des Transformators
verringert werden.
-
Ferner kann bei der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
die Schaltsteuerschaltung das erste oder das zweite Schaltelement
einschalten, nachdem eine Spannung über den ersten oder den zweiten
Kondensator auf Null oder nahe Null fällt.
-
Die Null-Spannung-Schaltoperation
wird durch ein Einstellen einer Verzögerungszeit auf eine derartige
Weise durchgeführt,
daß, nachdem
eine Spannung über
den ersten oder den zweiten Kondensator auf Null oder nahe Null
fällt,
die Schaltsteuerschaltung das Schaltelement Q1 oder Q2 einschaltet.
Bei dieser Anordnung kann der Einschaltverlust reduziert werden
und ein Schaltrauschen kann dadurch verhindert werden.
-
Ferner können die Schaltsteuerschaltungen das
zweite Schaltelement Q2 ausschalten, wenn der Strom, der durch das
zweite Schaltelement Q2 fließt, Null
oder nahe Null ist.
-
Bei dieser Anordnung führt das
Schaltelement Q2 die Null-Strom-Ausschalten-Operation durch,
wodurch der Schaltverlust und ein Schaltstoß reduziert werden können, der
auftritt, wenn das Schaltelement ausgeschaltet wird.
-
Ferner können bei dieser Erfindung Werte des
Kondensators C und des Induktors L auf eine derartige Weise eingestellt
sein, daß,
nachdem der Signalverlauf eines Stroms, der durch das Gleichrichtungselement
Ds fließt,
von Null ansteigt und einen Spitzenpunkt erreicht, bei dem ein Verhältnis einer Stromänderung
Null beträgt,
der Signalverlauf wieder zu dem Punkt eines Stroms von Null fällt, bei
dem das Gleichrichtungselement Ds ausgeschaltet wird.
-
Da ein Spitzenstromwert des Stroms,
der durch das Gleichrichtungselement Ds fließt, sinkt und der Signalverlauf
einem rechteckigen Signalverlauf ähnlich ist, verringert sich
der Wirkstrom und der Leitungsverlust des Gleichrichtungselements
Ds ist dadurch reduziert. Da der Strom, der durch das Gleichrichtungselement
Ds fließt,
sich nicht deutlich verändert,
ist zusätzlich
das Auftreten eines Schaltrauschens unterdrückt und das Gleichrichtungselement Ds
wird bei einem Strom von Null ausgeschaltet, wodurch der Umkehr-Wiederherstellung-Verlust
reduziert ist.
-
Ferner kann die Schaltsteuerschaltung
auf eine derartige Weise steuern, daß ein Verhältnis einer Erregungsgröße in einer
Richtung des Transformators zu einer Erregungsgröße in einer Vorwärtsrichtung
desselben sich gemäß dem Betrag
einer Last verändert,
die mit einem Ausgangsanschluß der Gleichrichtungs-
und Glättungsschaltung
verbunden ist.
-
Die Spannung des Ausgangs der Gleichrichtungs-
und Glättungsschaltung
wird durch ein Verändern
der EIN-Zeit des Schaltelements Q1 gesteuert, um eine stabilisierte
Ausgangsspannung zu der Last zu liefern. Während die EIN-Zeit des Schaltelements Q2
im wesentlichen fest gemacht wird, ist gemäß dem Betrag der Last, die
mit dem Ausgang der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung verbunden ist,
zusätzlich
das Verhältnis
der Erregungsgröße in der
Rückwärtsrichtung
und der Erregungsgröße in der
Vorwärtsrichtung
verändert.
Bei dieser Anordnung können
Veränderungen
bei der Schaltfrequenz unterdrückt
werden, wodurch eine gegenseitige Beeinflussung mit einer elektronischen
Vorrichtung verhindert werden kann und ein Verlust bei der Steuerschaltung
reduziert werden kann.
-
Ferner kann die Schaltsteuerschaltung
auf eine derartige Weise steuern, daß die Erregungsgröße in der
Rückwärtsrichtung
des Transformators Null oder im wesentlichen einen vorbestimmten
festen Wert beträgt,
ungeachtet des Betrags der Last, die mit dem Ausgangsanschluß der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung
verbunden ist.
-
Bei dieser Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
kann durch ein Verändern
der EIN-Zeit des Schaltelements Q1, um die Ausgangsspannung der Gleichrichtungs-
und Glättungsschaltung
zu steuern, eine stabilisierte Ausgangsspannung zu der Last geliefert
werden. Zusätzlich
ist die EIN-Zeit des Schaltelements Q2 gesteuert, derart, daß die Erregungsgröße in der
Rückwärtsrichtung
des Transformators Null oder im wesentlichen einen vorbestimmten
festen Wert beträgt,
ungeachtet des Betrags der Last, die mit dem Ausgangsanschluß der Gleichrichtungs- und
Glättungsschaltung
verbunden ist. Bei dieser Anordnung kann ein Leitungsverlust bei
dem Transformator und der Schaltschaltung aufgrund der Regeneration
eines Stroms reduziert werden.
-
Ferner kann eine der Schaltsteuerschaltungen
die EIN-Zeit des Schaltelements einstellen, um bei einem minimalen
Wert oder größer zu liegen,
um ein Schalten selbst in einem Zustand durchzuführen, in dem die Last kurzgeschlossen
ist, die mit dem Ausgangsanschluß der Gleichrichtungs- und
Glättungsschaltung
verbunden ist.
-
Durch ein Einstellen der EIN-Zeit
des Schaltelements, um ein minimaler Wert oder größer zu sein,
um ein Schalten selbst in dem Zustand durchzuführen, in dem die Last kurzgeschlossen
ist, kann in diesem Fall die Schaltoperation selbst in dem kurzgeschlossenen
Zustand fortgeführt
werden. Wenn der kurzgeschlossene Zustand beseitigt ist, wird daher
der Ausgang automatisch wieder an die Last angelegt. Somit kann
eine Überstromschutzschaltung eines
Selbsterholungstyps gebildet sein, die zu einem Wiederherstellen
einer Ausgabe in der Lage ist. Wenn eine EIN-Zeit eingestellt ist,
die äquivalent
zu einem Wert ist, der gleich oder geringer als der minimale Wert
ist, wird unter einer kurzgeschlossenen Last eine Eingangsspannung
an den Kondensator C angelegt und die Oszillation stoppt dadurch,
wodurch eine Überstromschutzschaltung
vom Latch-Typ gebildet ist.
-
Kurze Beschreibung der
Zeichnung(en)
-
1 stellt
schematisch die Struktur einer herkömmlichen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
dar;
-
2 ist
ein Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
-
3 stellt
Signalverläufe
der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung dar;
-
4A bis 4B stellen Primärseitenstromsignalverläufe dar,
die durch unterschiedliche Steuerverfahren erhalten werden;
-
5 stellt
eine Schaltungsstruktur eines Hauptteils der obigen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
dar;
-
6 stellt
eine Schaltungsstruktur eines Hauptteils einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
dar;
-
7 stellt
eine Schaltungsstruktur eines Hauptteils einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
dar;
-
8 ist
ein Schaltungsdiagramm, das eine erste Steuerschaltung einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
darstellt;
-
9 ist
ein Schaltungsdiagramm, das eine zweite Steuerschaltung einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
darstellt;
-
10 ist
ein Schaltungsdiagramm, das eine zweite Steuerschaltung einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
darstellt; und
-
11 ist
ein Schaltungsdiagramm, das eine Startschaltung einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel darstellt.
-
Detaillierte
Beschreibung von Ausführungsbeispielen der
Erfindung
-
2 ist
ein Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
-
Grundsätzlich unterscheidet sich die
Schaltleistungsversorgungsvorrichtung des Ausführungsbeispiels von der herkömm lichen
Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, die in 1 gezeigt ist, durch ein Umfassen einer
Reihenschaltung, die durch ein Verbinden einer Primärwicklung
T1 eines Transformators T, eines Induktors L und eines Kondensators C
gebildet ist, wobei ein Ende der Reihenschaltung mit einem Übergang
einer ersten Schaltschaltung und einer zweiten Schaltschaltung verbunden
ist und das andere Ende derselben mit einer Eingangsleistungsquelle
verbunden ist. Als nächstes
wird die Schaltungsstruktur der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
detailliert erläutert.
-
Die erste Schaltschaltung S1 ist
durch eine Parallelverbindungsschaltung eines ersten Schaltelements
Q1, einer ersten Diode D1 und eines ersten Kondensators Cl gebildet.
Die zweite Schaltschaltung S2 ist durch eine Parallelverbindungsschaltung eines
zweiten Schaltelements Q2, einer zweiten Diode D2 und eines zweiten
Kondensators C2 gebildet. Die erste und die zweite Schaltschaltung
S1 und S2 sind miteinander in Reihe geschaltet und die Reihenschaltung
ist mit einer Eingangsleistungsquelle E parallel geschaltet. Das
erste und das zweite Schaltelement Q1 und Q2, die bei diesem Ausführungsbeispiel verwendet
werden, sind Feldeffekttransistoren (hierin im folgenden als FETs
bezeichnet).
-
Die Primärwicklung T1 des Transformators
T ist mit dem Induktor L und dem Kondensator C in Reihe geschaltet.
Ein Ende dieser Reihenschaltung ist mit dem Übergang der ersten Schaltschaltung
S1 und der zweiten Schaltschaltung S2 verbunden und das andere Ende
derselben ist mit der Eingangsleistungsquelle E verbunden.
-
Eine Treiberwicklung T3 des Transformators T
erzeugt eine Spannung, die im wesentlichen proportional zu einer
Spannung der Primärwicklung
T1 ist. Die Spannung, die in der Treiberwicklung T3 erzeugt wird,
wird zu einer ersten Steuerschaltung 11 eingegeben. Die
erste Steuerschaltung 11 umfaßt eine Verzögerungsschaltung,
die durch ein Schalten eines Widerstands R3 und eines Kondensators
C3 in Reihe und angeordnet zwischen der ersten Treiberwicklung T3
und einem Steueranschluß (Gate)
des ersten Schaltelements Q1 gebildet ist, einen Transistor Tr1
als eine Schalteinheit zu einem Ausschalten des ersten Schaltelements
Q1 und eine Zeitkonstantenschaltung, die aus einem Kondensator C4
und einem Photokoppler PC als eine erste Impedanzschaltung gebildet
ist, die ein Rückkopplungssignal
von einer Erfassungsschaltung 14 empfängt. Die Zeitkonstantenschaltung
ist mit einem Steueranschluß (Basis)
des Transistors Tr1 verbunden. Die Steuerschaltung 11 ermöglicht es,
daß das
erste Schaltelement Q1 mit einer Verzögerung einschaltet, nachdem
die Spannung in der ersten Treiberwicklung T3 erzeugt ist. Dann
ermöglicht
es die Steuerschaltung 11 ferner, daß das erste Schaltelement Q1
durch ein Einschalten des Transistors Tr1 schnell ausschaltet, wenn eine
Zeit, die durch die Zeitkonstantenschaltung eingestellt wird, die
aus der Impedanz des Photokopplers PC und des Kondensators C gebildet
ist, nach der Erzeugung der Spannung in der ersten Treiberwicklung
T3 verstreicht. Auf diese Weise kann die Steuerschaltung 11 die
EIN-Zeit des ersten Schaltelements Q1 beliebig verändern.
-
Der Transformator T umfaßt eine
zweite Treiberwicklung T4. Eine Spannung, die in der zweiten Treiberwicklung
T4 erzeugt wird, wird an eine zweite Steuerschaltung 12 angelegt.
Die zweite Steuerschaltung 12 umfaßt eine Verzögerungsschaltung, die
durch ein Schalten eines Widerstands R5 und eines Kondensators C5
in Reihe gebildet ist und die mit der zweiten Treiberwicklung T4
in Reihe geschaltet ist, einen Transistor Tr2 als eine Schalteinheit
zu einem Ausschalten des zweiten Schaltelements Q2 und eine Zeitkonstantenschaltung,
die aus einem Lade/Entlade-Kondensator C6 und einem Widerstand R6
als eine erste Impedanzschaltung gebildet ist. Die Zeitkonstantenschaltung
ist mit einem Steueranschluß (Basis)
des Transistors Tr2 verbunden. Die Verzögerungsschaltung, die erste
Impedanzschaltung und der Transistor Tr2, die in der zweiten Steuerschaltung
enthal ten sind, weisen ähnliche
Strukturen auf wie dieselben der oben beschriebenen ersten Steuerschaltung.
-
Bei jeder der Steuerschaltungen 11 und 12 ist
eine Verzögerungszeit
auf eine derartige Weise eingestellt, daß jedes der Schaltelemente
Q1 und Q2 eingeschaltet wird, nachdem eine Spannung über jeden
der Kondensatoren C1 und C2 auf Null oder nahe Null fällt. Bei
dieser Anordnung wird eine Null-Spannung-Schaltoperation durchgeführt. Folglich
kann ein Einschaltverlust reduziert werden und das Auftreten eines
Schaltrauschens kann verhindert werden. Ferner steuert die Steuerschaltung 12 das zweite
Schaltelement Q2, derart, daß dasselbe
ausschaltet, wenn ein Strom, der durch das zweite Schaltelement
Q2 fließt,
Null oder nahe Null ist. Bei dieser Steuerung führt das Schaltelement Q2 eine Null-Strom-Ausschalten-Operation
durch, wodurch ein Schaltverlust und ein Schaltstoß reduziert
werden, die auftreten, wenn das Element Q2 ausgeschaltet wird. Wenn
der Signalverlauf eines Stroms, der durch das Gleichrichtungselement
Ds fließt,
einer rechteckigen Form näherkommt,
wird ferner ein Verlust bei dem Gleichrichtungselement Ds kleiner.
Um einen derartigen Signalverlauf zu erhalten, werden somit Werte
des Kondensators C und des Induktors L bestimmt, wobei die EIN-Periode
des zweiten Schaltelements Q2 durch die Schaltsteuerschaltung eingestellt
wird.
-
Die Erfassungsschaltung 14 umfaßt Spannungsteilungswiderstände R9 und
R10, einen Nebenschlußregler
IC1, bei dem ein Übergang
der Widerstände
R9 und R10 mit einem Referenzspannungseingangsanschluß Vr verbunden
ist, und eine Photodiode PC, die mit dem Nebenschlußregler
IC1 in Reihe geschaltet ist. Der Nebenschlußregler IC1 steuert einen Strom,
der zwischen der Kathode und der Anode fließt, um die Spannung des Referenzspannungseingangsanschlusses
Vr konstant beizubehalten. Veränderungen
bei dem Strom werden in die Lichtintensität der Photodiode PC umgewandelt und
zu einem Phototransistor PC eingegeben, der mit der ersten Treiberwicklung
T3 des Transformators T verbunden ist. Gemäß Änderungen bei einem Strom,
der durch die Photodiode PC fließt, wird bei dieser Schaltung
die EINschaltzeit des Transistors Tr1 über den Phototransistor PC
gesteuert, was schließlich
zu einer Steuerung der EIN-Zeit des ersten Schaltelements Q1 führt. Genau
gesagt, wenn die Ausgangsspannung hoch wird und der Strom der Photodiode
PC sich zu erhöhen
beginnt, wird die EIN-Zeit des ersten Schaltelements Q1 kürzer, um die
Ausgangsspannung zu senken. Wenn im Gegensatz dazu die Ausgangsspannung
niedrig wird und der Strom der Photodiode PC sich zu verringern
beginnt, wird die EIN-Zeit des ersten Schaltelements Q1 länger, um
die Ausgangsspannung zu erhöhen. Mit
der Operation kann die Ausgangsspannung stabilisiert werden.
-
Ein Widerstand R1 als eine zweite
Impedanzschaltung ist mit dem Kondensator C parallel geschaltet,
der mit der Primärwicklung
T1 des Transformators T in Reihe geschaltet ist. Durch ein Parallelschalten
des Widerstands R1 mit dem Kondensator C kann, wenn eine Leistung
eingeschaltet ist, eine Startspannung über den Widerstand R1 an die
erste Schaltschaltung S1 angelegt werden. Wenn der Widerstand R1
nicht bereitgestellt ist, wird eine Eingangsspannung Vin an den
Kondensator C angelegt. Selbst wenn eine Spannung an den Steueranschluß (Gate)
des ersten Schaltelements Q1 angelegt ist, kann in diesem Fall ein
Strom nicht durch den Transformator fließen. Somit kann eine Oszillation
nicht gestartet werden. Der Widerstand R1 kann mit beiden Enden
der Reihenschaltung verbunden sein, die aus dem Kondensator C, der
Primärwicklung
T1 des Transformators T und dem Induktor L gebildet ist. Wie es
jedoch in dem Ausführungsbeispiel
gezeigt ist, wird mit dem Widerstand R1, der mit dem Kondensator
C parallel geschaltet ist, die Spannung, die an den Widerstand R1
angelegt wird, geringer, wodurch ein Verlust reduziert wird.
-
Die Spannung, die über den
Widerstand R1 an die erste Schaltschaltung S1 angelegt wird, wird durch
eine Reihenschaltung geteilt, die aus Widerständen R2 und R7 als eine dritte
Impedanzschaltung gebildet ist, die mit beiden Enden des ersten Schaltelements
Q1 verbunden ist, und wird an den Steueranschluß (Gate) des ersten Schaltelements Q1
angelegt. Wenn die Eingangsspannung Vin angelegt ist, kann bei dieser
Anordnung eine selbsterregte Oszillation gestartet werden. Bei diesem
Ausführungsbeispiel
ist der Widerstand R2 nicht mit der Eingangsleistungsquelle verbunden,
sondern mit der ersten Schaltschaltung S1 verbunden. Nur wenn eine Spannung
an die erste Schaltschaltung S1 angelegt ist, kann bei dieser Verbindung
die Spannung zu dem Steueranschluß des Schaltelements Q1 eingegeben werden,
um eine Oszillation zu starten. Folglich kann ein Startversagen
verhindert werden.
-
Als nächstes wird eine Beschreibung
der Operation der obigen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung abgegeben.
-
3 stellt
Signalverläufe
der in 2 gezeigten Schaltung
dar. Die Schaltungsoperation wird unten mit Bezug auf 2 und 3 erläutert.
-
In 3 bezeichnen
Q1 und Q2 Signale, die die EIN- und AUS-Zeiten der Schaltelemente
Q1 und Q2 zeigen, bezeichnen Vds1, Vds2 und Vds die Signalverlaufssignale
von Spannungen über
die Kondensatoren C1, C2 und Cs und bezeichnen id1, id2 und ids
Stromsignalverlaufssignale der Schaltschaltung S1, S2 und des Gleichrichtungselements
Ds.
-
Ein Schalten, das durchgeführt wird,
nachdem die Schaltung startet, kann hauptsächlich in vier Operationszustände von
Zeiten t1 bis t5 in einer Schaltperiode Ts geteilt werden. Zuerst
wird ein Zustand zu einer Startzeit (wenn eine Oszillation startet) erläutert und
dann folgen Erläuterungen
zu den verbleibenden Zuständen.
-
Start
-
Wenn die Eingangsspannung Vin angelegt ist,
wird die Spannung durch die Schaltung, die den Widerstand R1, den
Induktor L und die Primärwicklung
T1 aufweist, an das Drain des ersten Schaltelements (FET) Q1 angelegt.
Die Eingangsspannung wird durch die Widerstände R2 und R7 geteilt, um dieselbe
an das Gate des FET Q1 anzulegen. Wenn die Spannung höher als
die Schwellenspannung des FET Q1 wird, schaltet der FET Q1 ein und
die Eingangsspannung wird an den Kondensator C und den Transformator
T1 angelegt. Dann wird eine Spannung in der ersten Treiberwicklung
T1 erzeugt und die erzeugte Spannung wird über den Widerstand R3 und den
Kondensator C3 an das Gate des FET Q1 angelegt. Folglich ist der
FET Q1 ein.
-
Als nächstes wird eine Beschreibung
der vier Operationszustände
von der Zeit t1 bis t5 in einer Schaltperiode Ts unter optimalen
Nennwertbedingungen von dem EIN-Zustand des FET Q1 an abgegeben.
-
ZUSTAND 1 – t1 bis
t2
-
Der FET Q1 befindet sich in einem
EIN-Zustand. Eine Spannung, die durch ein Subtrahieren der Spannung
des Kondensators C von der Eingangsspannung Vin erhalten wird, wird
an die Primärwicklung
T1 des Transformators T angelegt. Dann erhöht sich ein Strom, der durch
die Primärwicklung
fließt,
linear und eine Erregungsenergie wird dadurch in dem Transformator
T gespeichert. Da der Kondensator C geladen ist, wird zusätzlich bei dem
Strom eine elektrostatische Energie in dem Kondensator C gespeichert.
-
In dieser Situation wird der Kondensator
C4 über
den Phototransistor PC geladen. Wenn die Spannung des Kondensators
C4 eine Schwellenspannung (näherungsweise
0,6 V) des Transistors Tr1 erreicht, schaltet der Transistor Tr1
ein und der FET Q1 schaltet zu der Zeit t2 aus. Dann folgt der Zustand
2.
-
ZUSTAND 2 – t2 bis
t3
-
Wenn der FET Q1 ausschaltet, befinden
sich die Primärwicklung
T1 und der Induktor L in Resonanz mit den Kondensatoren C1 und C2,
wodurch der Kondensator C1 geladen wird und der Kondensator C2 entladen
wird. An der Sekundärseite
befindet sich die Sekundärwicklung
T2 in Resonanz mit dem Kondensator Cs, wodurch der Kondensator Cs
entladen wird. Kurven bei dem Ansteigen der Vds1 und bei dem Abfallen
der Vds2 sind Teile einer sinusförmigen
Welle, die durch die Resonanz aufgrund des Induktors L, der Primärwicklung
T1 und der Kondensatoren C1 und C2 erzeugt wird.
-
Wenn eine Spannung Vds2 über den
Kondensator C2 auf Null fällt,
leitet die Diode D2. Eine Spannung, die in der Treiberwicklung T4
erzeugt wird, wird mit einer geringen Verzögerung nach dem Ausschalten
des FET Q1 über
einen Kondensator C5 und einen Widerstand R5 an den Gate-Anschluß des Schaltelements
Q2 angelegt und das Schaltelement Q2 wird eingeschaltet. Folglich
wird ein Null-Spannung-Schalten
durchgeführt
und ist durch den Zustand 3 gefolgt.
-
In diesem Fall fällt an der Sekundärseite eine Spannung
Vs über
den Kondensator Cs auf Null und das Gleichrichtungselement Ds leitet,
wodurch eine Null-Spannung-Einschalten-Operation durchgeführt wird. Eine Kurve bei dem
Ansteigen der Vs ist ein Teil einer sinusförmigen Welle, die durch die
Resonanz zwischen dem Kondensator Cs und der Sekundärwicklung
T2 erzeugt wird.
-
ZUSTAND 3 – t3 bis
t4
-
In Zustand 3 leiten an der Primärseite die
Diode D2 oder das Schaltelement Q2 und der Induktor L und der Kondensator
C beginnen dann miteinander in Resonanz zu sein. In dieser Periode
wird der Kondensator C entladen. In dieser Situation leitet an der Sekundärseite das
Gleichrichtungselement Ds, um die Erregungsenergie, die in dem Transformator
T gespeichert ist, und die elektrostatische Energie, die in dem
Kondensator C gespeichert ist, von der Sekundärwicklung T2 zu entladen und über die
Gleichrichtungs-/Glättungsschaltung
auszugeben. In dieser Situation ist der Signalverlauf eines Stroms
Ais@, der durch das Gleichrichtungselement Ds fließt, einem
Signalverlauf ähnlich,
der einen Wert darstellt, der durch ein Subtrahieren des Werts eines
sich linear verringernden Erregungsstroms Aim@ von dem Wert eines
Resonanzstroms id2 erhalten wird, der durch den Induktor L und den
Kondensator C an der Primärseite
erzeugt wird. Somit steigt der Signalverlauf bei einem Strom von
Null relativ steil an, um ein Signalverlauf zu werden, der eine
sinusförmige
Kurve aufweist. Nachdem derselbe einen Spitzenpunkt erreicht, bei
dem ein Stromveränderungsverhältnis Null
beträgt,
fällt der
Signalverlauf dann zu einem Strom von Null. Wenn der Erregungsstrom
im des Transformators T Null wird, führt das Gleichrichtungselement
Ds eine Null-Strom-Ausschalten-Operation durch, wodurch der Sekundärseitenstrom
Null wird.
-
An der Primärseite wird durch ein Entladen des
Kondensators C die Richtung des Erregungsstroms Aim@ umgekehrt und
der Transformator T wird dadurch in eine Richtung erregt, die entgegengesetzt
der Richtung in dem Zustand 1 ist. Der Kondensator C6 wird über den
Widerstand R6 mit einer Spannung geladen, die in der zweiten Treiberwicklung
T4 erzeugt wird. Wenn die Spannung die Schwellenspannung (näherungsweise
0,6 V) erreicht, schaltet der Transistor Tr2 ein und der FET Q2 schaltet
nahe einem Strom von Null bei der Zeit t4 aus, so daß eine Null-Strom-Ausschalten-Operation durch geführt wird.
Wenn der FET Q2 ausschaltet, wird eine invertierte Spannung an die
Sekundärseitengleichrichtungsdiode
angelegt und dadurch beginnt der Kondensator Cs in Resonanz zu sein.
Folglich beginnt sich die Wicklungsspannung des Transformators zu
invertieren.
-
Gemäß dem Betrag einer Last, die
mit einem Ausgangsanschluß verbunden
ist, gibt es in dieser Situation eine Veränderung bei der Sequenz der
Zeit, bei der der Erregungsstrom Aim@ Null wird, und der Zeit, bei
der der FET Q2 ausschaltet. In anderen Worten, wenn die Last leicht
ist, schaltet, nachdem der Erregungsstrom Aim@ Null wird, der FET
Q2 aus und dann wird eine invertierte Spannung an das Gleichrichtungselement
Ds angelegt. Im Gegensatz dazu wird unter einer schweren Last, nachdem
der FET Q2 ausschaltet, der Erregungsstrom Aim@ Null und eine invertierte
Spannung wird an das Gleichrichtungselement Ds angelegt. Bei beiden
Lastbedingungen wird zu der Zeit t4, bei der sowohl der FET Q2 als
auch das Gleichrichtungselement Ds ausgeschaltet sind, eint invertierte
Spannung an das Gleichrichtungselement Ds angelegt, was durch den Zustand
4 gefolgt ist.
-
ZUSTAND 4 – t4 bis
t5
-
In Zustand 4 befindet sich die Sekundärwicklung
T2 des Transformators T in Resonanz mit dem Kondensator Cs, wodurch
der Kondensator Cs geladen wird. An der Primärseite befinden sich die Primärwicklung
T1 und der Induktor L in Resonanz mit den Kondensatoren C1 und C2,
wodurch der Kondensator C1 entladen wird und der Kondensator C2 geladen
wird.
-
Wenn eine Spannung Vds1 über den
Kondensator C1 auf Null fällt,
leitet die Diode D1. In dieser Situation wird eine Spannung, die
in der Primärtreiberwicklung
T3 erzeugt wird, über
den Widerstand R3 und den Kondensator C3 mit einer geringen Verzögerung an
das Gate des Schaltelements Q1 angelegt. Dann wird der FET Q1 zu
der Zeit t5 eingeschaltet und die Null-Spannung-Schaltoperation
wird durchgeführt,
um den Zustand 5 zu beenden. An der Sekundärseite steigt eine Spannung
Vs über
den Kondensator Cs von Null an und wird bei einer Spannung geklemmt,
die gleich der Summe der Sekundärwicklungsspannung
und der Ausgangsspannung ist.
-
Die obige Operation wird während jeder Schaltperiode
durchgeführt,
um sich in einer Reihe von Schaltperioden zu wiederholen.
-
In der Zeitperiode, während der
sich das erste Schaltelement Q1 in dem EIN-Zustand befindet, wird
bei der obigen Operation eine Erregungsenergie in der Primärwicklung
T1 des Transformators T gespeichert und eine elektrostatische Energie
in dem Kondensator C gespeichert. Wenn das Schaltelement Q1 ausschaltet,
werden die Erregungsenergie und die elektrostatische Energie entladen.
Wenn derselbe mit der herkömmlichen
Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, wie dieselbe in 1 gezeigt ist, verglichen
wird, d. h. einer Vorrichtung, die lediglich eine Erregungsenergie
während
der EIN-Periode des Schaltelements Q1 speichert und die Erregungsenergie
während
der AUS-Periode desselben entlädt, kann
folglich der Stromspitzenwert kleiner sein, wodurch eine Reduzierung
bei einem Leitungsverlust ermöglicht
wird.
-
Bei der in 2 gezeigten Schaltleistungsversorgungsvorrichtung,
wie in dem Fall der herkömmlichen
Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, werden die Schaltelemente
Q1 und Q2 bei der Spannung von Null eingeschaltet und das Schaltelement Q2
wird nahe dem Strom von Null ausgeschaltet. Folglich können ein
Schaltverlust und ein Schaltstoß erheblich
reduziert werden. Zusätzlich
schaltet das Sekundärseitengleichrichtungselement
Ds bei dem Strom von Null ein und der Stromsignalverlauf steigt von
dem Strom von Null relativ steil an. Nachdem der Signalverlauf den
Spitzenpunkt erreicht, bei dem das Stromveränderungsverhältnis Null
beträgt,
fällt der Signalverlauf
wieder auf den Strom von Null, so daß das Gleichrichtungselement
Ds ausgeschaltet wird. Daher wird der Signalverlauf des Stroms,
der durch das Gleichrichtungselement fließt, rechteckig, wodurch der
Spitzenstromwert klein gemacht wird. Folglich ist der Wirkstromwert
gesenkt, wodurch ein Leitungsverlust reduziert werden kann.
-
Da der Leckinduktor L des Transformators angeordnet
ist, um nicht aufzutreten, wird ferner ein Schaltstoß geklemmt.
Somit kann ein Halbleiterelement verwendet werden, das einen niedrigen
Spannungsnennwert aufweist. Da steile Veränderungen bei dem Strom, der
durch das Schaltelement fließt, und
der Spannung reduziert sind, kann außerdem ein Schaltrauschen reduziert
werden.
-
Hinsichtlich der Steuerung der EIN/AUS-Zeit der
Schaltelemente Q1 und Q2, die durch die Steuerschaltungen durchgeführt wird,
können
nun die folgenden drei Verfahren übernommen werden.
-
4A bis 4C zeigen die Signalverläufe von Aid1", die durch die drei
Steuerverfahren erhalten werden.
-
Bei einem durch 4A gezeigten Verfahren steuern die Schaltsteuerschaltungen
die EIN-Zeit der Schaltelemente Q1 und Q2 und stabilisieren eine Ausgangsspannung
durch ein Einstellen einer Erregungsgröße in einer Rückwärtsrichtung
des Transformators T, um Null oder ein minimaler Wert zu sein, der
notwendig ist, um die Null-Spannung-Schaltoperation zu realisieren. Gemäß der Größe der Last
ist bei diesem Verfahren das Verhältnis zwischen der EIN-Zeit (Ton) und der
AUS-Zeit (Toff) des Schaltelements Q1 fest, wodurch die Schaltfrequenz
verändert wird.
Je leichter somit die Last ist, desto höher ist die Schaltfrequenz,
da die Größe der Last
im wesentlichen umgekehrt proportional zu der Schaltfrequenz ist.
Zum Beispiel kann die Steuerung einer Ausgangsspannung Vo bei der
EIN-Zeit des Schalt elements Q1 durchgeführt werden. Neben der Ausgangsspannung
Vo kann auch ein Ausgangsstrom Io erfaßt werden, um die Leitungszeit
der Schaltschaltung S2 einzustellen, um gleich der Summe einer Zeit zu
einem Rücksetzen
des Transformators T und einer vorbestimmten Umgekehrte-Erregung-Zeit
zu sein.
-
Bei einem durch 4B gezeigten Verfahren wird unter einer
leichten Last ein regenerativer Strom in der Primärwicklung
des Transformators T erzeugt. Das Symbol Ton2 gibt eine Zeitperiode
an, in der der regenerative Strom erzeugt wird. Bei diesem Verfahren
steuern die Schaltsteuerschaltungen, derart, daß die EIN-Zeit des Schaltelements
Q2 konstant beibehalten wird und die EIN-Zeit des Schaltelements
Q1 eingestellt ist, um das Verhältnis
zwischen der Erregungsgröße in der
Vorwärtsrichtung
des Transformators T und der Erregungsgröße in der Rückwärtsrichtung desselben zu verändern, so
daß eine
Ausgangsspannung stabilisiert ist. Bei diesem Verfahren wird ungeachtet
der Größe der Last
die Schaltfrequenz im wesentlichen fest. Zum Beispiel kann bei diesem
Steuerungstyp die Leitungszeit der Schaltschaltung S2 eingestellt
sein, um gleich der Summe einer maximalen Transformatorrücksetzzeit und
einer vorbestimmten Umgekehrte-Erregung-Zeit zu sein.
-
Obwohl jedoch dieses Verfahren den
Vorteil liefern kann, daß die
Schaltfrequenz im wesentlichen fest ist, ist selbst unter einer
leichten Last ein Spitzenwert des Stroms, der durch die Schaltelemente
und den Transformator fließt,
groß,
wodurch sich ein Schaltungsverlust und ein Leitungsverlust erhöhen und
die größte Wahrscheinlichkeit
eines Magnetflusses des Transformators T besteht. Folglich existiert ein
erheblicher Transformatorverlust.
-
Ein durch 4C gezeigtes Verfahren ist äquivalent
zu einer Kombination der Verfahren von 4A und 4B.
Unter einer leichten Last wird eine Ausgangsspannung durch ein Ändern des
Verhältnisses
zwischen einer Erregungsgröße in der
Vorwärtsrichtung
des Transformators T und einer Erregungsgröße in der Rückwärtsrichtung desselben stabilisiert,
wodurch die Schaltfrequenz gesenkt werden kann. Unter einer schweren
Last, wenn die Last schwerer wird, ist die EIN-Zeit des Schaltelements Q1
eingestellt, um länger
zu sein, um eine Ausgangsspannung zu stabilisieren. Zum Beispiel
kann die Leitungszeit der Schaltschaltung S2 eingestellt sein, um gleich
der Summe einer Transformatorrücksetzzeit unter
einer Nennlast und einer vorbestimmten Umgekehrte-Erregung-Zeit
zu sein.
-
Während
bei diesem Verfahren Veränderungen
bei der Schaltfrequenz gesteuert werden, kann eine hocheffiziente
Steuerung zwischen einer leichten Last und einer schweren Last durchgeführt werden.
-
Bei dem obigen Ausführungsbeispiel
weisen das erste und das zweite Schaltelement Q1 und Q2 Feldeffekttransistoren
(FET) auf. Alternativ können andere
Arten von Halbleiterelementen, wie beispielsweise Transistoren,
als das erste und das zweite Schaltelement verwendet werden.
-
5 stellt
den Hauptteil der in 2 gezeigten
Schaltleistungsversorgungsvorrichtung dar. Bei dieser Figur ist
ein Ende einer Reihenschaltung, die aus dem Kondensator C, dem Induktor
L und der Primärwicklung
T1 des Transformators T gebildet ist, mit dem Übergang der Schaltelemente
Q1 und Q2 verbunden und das andere Ende der Reihenschaltung ist
mit dem positiven Anschluß einer
Eingangsleistungsquelle verbunden.
-
6 stellt
den Hauptteil einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
dar. Bei diesem Ausführungsbeispiel
sind die Kondensatorverbindungsposition und die Polarität der Eingangsspannung
Vin verändert,
obwohl keine Veränderung
bei der Reihenschaltung vorgenommen ist, die aus dem Kondensator
C1, dem Induktor L und der Primärwicklung
T1 gebildet ist. Zusätzlich
ist auf ähnliche
Weise ein Ende der Reihenschaltung mit dem Übergang der Schaltelemente
Q1 und Q2 verbunden und das andere Ende derselben ist mit der Eingangsleistungsquelle
verbunden. Die Schaltoperation des Hauptteils ist ferner ähnlich der
Operation der in 5 gezeigten
Schaltung.
-
7 stellt
den Hauptteil einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
dar. Bei dieser Struktur umfaßt der
Kondensator C Kondensatoren C1 und C2. Somit ist die in 7 gezeigte Schaltung ein
Beispiel, bei dem der Kondensator C in die Kondensatoren C1 und
C2 geteilt ist. Da die synthetisierte Kapazität der Kondensatoren C1 und
C2 gleich dem Kondensator C ist, ist die Schaltoperation ähnlich derselben,
die in beiden der 2 und 3 gezeigt ist.
-
Bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen
ist die Eingangsleistungsquelle eine Gleichsignalleistungsquelle.
Die Eingangsleistungsquelle der Erfindung kann jedoch eine Leistungsquelle
sein, bei der eine kommerzielle Wechselsignalleistung gleichgerichtet
und geglättet
wird. Zusätzlich kann
ein Kondensator oder eine andere Komponente zwischen die Primärwicklung
und die Sekundärwicklung
des Transformators T geschaltet sein. Anstelle eines Transformators
kann ein Induktivitätselement bei
der Schaltung verwendet werden. Selbst in diesem Fall ist die grundlegende
Operation der Schaltung gleich der oben beschriebenen Schaltungsoperation.
-
8 ist
ein Schaltungsdiagramm einer ersten Steuerschaltung 11,
die in einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
enthalten ist.
-
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein Widerstand
Ra mit der Source des ersten Schaltelements Q1 in Reihe geschaltet
und ein Kondensator C4 ist mit einem Übergang der Source und des
Widerstands Ra verbunden. Ein Ende einer Zeitkonstantenschaltung,
die aus einem Widerstand R4, der Impedanz eines Phototransistors
PC und dem Kondensator C4 gebildet ist, ist mit der Basis eines
Transistors Tr1 verbunden. Bei der Zeitkonstantenschaltung ist ein
Widerstand mit dem Kondensator C4 parallel geschaltet. Bei dieser
Steuerschaltung erhöht sich
ein Strom Aid1",
nachdem das Schaltelement Q1 eingeschaltet ist. Bei der Erhöhung bei
dem Strom Aid1" erhöht sich
auch eine Spannung über den
Widerstand Ra. In dieser Situation geht ein Laden des Kondensators
C4 der Zeitkonstantenschaltung weiter. Wenn eine Spannung, die gleich
der Summe einer Ladespannung des Kondensators C4 und der Spannung über den
Widerstand Ra ist, eine Schwellenspannung (näherungsweise 0,6 V) des Transistors
Tr1 erreicht, schaltet das Schaltelement Q1 aus. Bei der Schaltung
des Ausführungsbeispiels wird
daher ein Strom, der durch das Schaltelement Q1 fließt, durch
den Widerstand Ra erfaßt,
um die EIN-Zeit des Schaltelements Q1 zu steuern.
-
9 stellt
das Schaltungsdiagramm einer zweiten Steuerschaltung dar, die ein
Schaltelement Q2 steuert, das in einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
enthalten ist.
-
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein Transistor
Tr2 als eine Schalteinheit ein Transistor vom pnp-Typ.
-
Ferner stellt 10 das Schaltungsdiagramm einer zweiten
Steuerschaltung dar, die in einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
enthalten ist.
-
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein Phototransistor
PC2 mit der Basis eines Transistors Tr2 verbunden. Die Impedanz
des Phototransistors PC2 wird durch Ausgangssignale oder Signale,
die von außen
eingegeben werden, verändert,
wodurch die EIN-Zeit des Schaltelements Q2 verändert wird. Bei dieser Anordnung
kann durch ein Steuern der EIN-Zeit des Schaltelements Q2 ein Schalten
des Schaltelements Q2 in der geeignetsten EIN-Zeit gemäß einer
Ausgangsleistung durchgeführt
werden.
-
11 stellt
das Schaltungsdiagramm einer Startschaltung dar, die in einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
enthalten ist.
-
In diesem Fall ist ein Widerstand
R1 mit einer Reihenschaltung parallel geschaltet, die aus dem Kondensator
C, dem Induktor L und der Primärwicklung
T1 des Transformators T gebildet ist. Ein Ende eines Startwiderstands
R2, der ein Schaltelement Q1 startet, ist über eine Zenerdiode DZ mit
einer Eingangsleistungsquelle verbunden.
-
Bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen
wird als ein Gleichrichtungselement Ds eine Diode bei der Gleichrichtungs-/Glättungs-Schaltung
verwendet. Anstatt jedoch z. B. eine Diode als das Gleichrichtungselement
Ds zu verwenden, kann ein Schaltelement, wie beispielsweise ein
MOS-FET, der einen kleinen EIN-Widerstand aufweist, als das Element
Ds verwendet werden. Wenn ein derartiges Schaltelement ein Schalten
durch ein Steuersignal durchführt,
das erzeugt wird, wenn eine Spannung der Sekundärwicklung ansteigt, ist ein
Leitungsverlust bei der EIN-Zeit reduziert. Folglich kann ein Leitungsverlust
bei der Sekundärseitengleichrichtungsschaltung
reduziert werden.
-
Wenn das erste und das zweite Schaltelement
Q1 und Q2 durch FETs gebildet sind, können die Parasitärdioden
der FETs anstelle der ersten und der zweiten Diode D1 und D2 verwendet
werden und die Parasitärkondensatoren
der FETs können
anstelle des ersten und des zweiten Kondensators C1 und C2 verwendet
werden. Bei dieser Anordnung kann die Anzahl von Komponenten reduziert
werden, da die erste und die zweite Diode und der erste und der zweite
Kondensator, die in 2 gezeigt
sind, nicht erforderlich sind.
-
Auf eine ähnliche Weise kann der Induktor
L durch lediglich die Leckinduktivität des Transformators T gebildet
sein. In diesem Fall ist kein externer Induktor L erforderlich.
Folglich kann die Anzahl von Komponenten reduziert werden.
-
Daher können die Vorteile der vorliegenden Erfindung
wie folgt zusammengefaßt
werden.
-
Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung der
Erfindung umfaßt
die Treiberwicklungen, die das erste und das zweite Schaltelement
in dem Transformator treiben, die Schaltsteuerschaltungen, die die Schaltelemente
vor und nach den Perioden abwechselnd ein- und ausschalten, in denen
beide Schaltelemente ausgeschaltet sind, so daß eine selbsterregte Oszillation
durchgeführt
wird. Mit dieser Struktur kann die Anzahl von Komponenten und die
Größe und das
Gewicht der Vorrichtung reduziert werden. Indem es den Schaltelementen
ermöglicht
ist, Null-Spannung-Schaltoperationen durchzuführen, kann zusätzlich ein
Schaltverlust erheblich reduziert werden. Da außerdem Spannungen, die an die Schaltelemente
Q1 und Q2 angelegt sind, Eingangsspannungen Vin sind, können die
Schaltelemente Q1 und Q2 durch Halbleiterelemente gebildet sein,
die niedrige Spannungsnennwerte aufweisen. Somit kann die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
der Erfindung eine hohe Effizienz aufweisen und als eine kompakte
und leichte Vorrichtung hergestellt werden.
-
Da ferner der Kondensator C mit der
Primärwicklung
des Transformators in Reihe geschaltet ist, kann eine Energie sowohl
in der Primärwicklung
als auch dem Kondensator C gespeichert werden. Folglich kann durch
ein Reduzieren des Spitzenstroms ferner ein Leitungsverlust reduziert
werden. Außerdem
beträgt
die Spannung, die an die Primärwicklung angelegt
wird, näherungsweise
die Hälfte
der Spannung eines Klingeldrosselwandlers (RCC = Ringing Choke Converter),
wie es in 1 gezeigt
ist. Somit kann die Anzahl von Windungen der Primärwicklung reduziert
werden und ein Nieder durchbruchsspannungstransformator, der einen
niedrigen Spannungsnennwert aufweist, kann dadurch eine Miniaturisierung
des Transformators ermöglichen.
-
Während
die bevorzugten Ausführungsbeispiele
der Erfindung oben beschrieben wurden, ist es Fachleuten auf dem
Gebiet klar, daß verschiedene Modifikationen
und Änderungen
vorgenommen werden können,
ohne von dem Schutzbereich der Erfindung abzuweichen, wie derselbe
durch die abhängigen
Ansprüche
definiert ist.