SE500589C2 - Boost-konverter med låga förluster genom begränsad backström i huvuddioden - Google Patents

Description

15 20 25 30 35 n-\ f '\- \4 \J v' u... spänningen i ndttpunkten sjunker. Strömmen genom kopplings- elementet är i det första skedet sammansatt av ett bidrag frán ingången, via induktansen, och ett bidrag som utgöres av backström genom dioden, som ännu inte spärrat. Efter en viss fördröjning, diodens återhämtningstid, spärrar dioden och strömmen genom, liksom spänningen över, kopplingselementet avtar snabbt.

Fenomenet med backstömmen genom dioden är ett problem vid denna typ av kretsar av det skälet att den åstadkommer effektförluster i såväl dioden själv som kopplingselementet. Även radiostörningar till följd av kraftiga strömspikar kan uppkomma.

Det är i allmänhet ett önskemål att driva anordningen med en hög switch-frekvens för att begränsa induktansvärdet och den fysiska storleken på induktorn. Om ingen åtgärd vidtages för att begränsa diodens backström kommer emellertid effektför- lusterna att öka med ökande frekvens och kretsens verk- ningsgrad sjunker således.

Högre utgàngsspänningar accentuerar också problemet eftersom dioder för högre spänningar i allmänhet har längre återhämt- ningstid.

För att minska storleken hos den uppkommande backströmmen är det tidigare känt att placera en induktor mellan dioden och nämnda mittpunkt.

I den amerikanska patentskriften US-A-4 591 966 visas t.ex en koppling vid en boost-konverter, vid vilken backströmmen genom dioden och därmed kopplingselementet (transistorn) begränsats med hjälp av en med dioden seriekopplad mättningsbar induktans. Kretsen innefattar också anordningar för att bringa induktansen till mättat tillstànd då 10 15 20 25 30 35 C, TI C. .J i: J CN (I J vä transistorn slår ifrån för att låg impedans skall erhållas för strömmen i diodens framriktning. Genom arrangemanget uppnås en begränsning av backströmmen i dioden och därmed sammanhängande effektförluster i diod och transistor då den senare är ledande.

I den Europeiska patentansökan EP-A-351 144 beskrivas en annan lösning på samma problem vid vilken förutom den mättningsbara induktorn i serie med dioden anordnats ett andra induktorelement genom vilket backströmmen passerar under begränsning av nämnda ström. Energi lagrad i detta induktorelement utnyttjas, då transistorn bryter strömbanan mot jord, för att bringa induktorn i serie med dioden till mättat tillstånd för att leda strömmen i diodens framriktning. Genom detta förfarande är det möjligt att nedbringa effektförlusterna i kretsen.

REnoGöRELsE FÖR UPPFINNINGEN Ett ändamål för att begränsa effektför- lusterna beroende på backströmmen genom huvuddioden uppfinningen är i en boost-konverter och därigenom öka verkningsgraden för konvertern. Konvertern blir genom den speciella designen också billig att tillförlitlig.

Dessutom blir det möjligt att driva konvertern vid högre tillverka, kompakt och frekvenser.

Enligt uppfinningen anordnas en induktor, vilken kan vara linjär, mellan nämnda mittpunkt och kopplingselementet, vilket i det följande förutsättes vara en transistor. Denna induktor måste avmagnetiseras varje period så att den kan spärra backströmmen :L den följande perioden, vilken avmag- netisering enligt uppfinningen utföres på ett enkelt och effektivt sätt. Avmagnetiseringen sker genom energiöverföring 10 15 20 25 30 35 till en kondensator som i sin tur urladdas varje period mot utspänningen. För att komma tillrätta med vissa fenomen som uppträder och som beskrives i det följande ingår även en zenerdiod i kretsen. Induktorn avmagnetiseras delvis mot denna zenerdiod.

FIGURBESKRIVNING Ytterligare kännetecken, fördelar och detaljer hos upp- finningen kommer att närmare redovisas i den följande be- skrivningen av ett speciellt utföringsexempel beskrivet med referens till den bifogade ritningen på vilken Figur l visar ett förenklat kretsschema över anordningen enligt uppfinningen.

Figur 2 visar i ett antal diagram tidsförloppet för strömmar och spänningar i några punkter i kretsen enligt figur l.

FÖREDRAGEN UTFÖRINGFORM Figur 1 visar ett förenklat kretsschema över anordningen enligt uppfinningen. Endast komponenterna väsentliga för beskrivningen av kretsfunktionen enligt uppfinningen har medtagits. Ej visade delar av en verklig krets är t.ex radiostörningsfilter, uppladdningskrets för elektrolytkonden- satorerna samt underspänningsvakt. Hur dessa delar arrangeras är självklart för en fackman och utgör dessutom inte någon del av den föreliggande uppfinningen varför de här utgår.

En induktor L3 har anordnats mellan nämnda mittpunkt och att återhämtningsströmmen, genom dioden Dl då transistorn övergår transistorn med uppgift begränsa backströmmen, dvs 10 15 20 25 30 35 r-fi» Q-:JU _ .w f! »_ -x -u/Lf/ till ledande tillstånd. induktansen L3 överföres till en kondensator C18 och sedan Energin som därvid lagras upp i vidare ut till belastningen. Zenerdioden D19 tar upp en liten del av energin från induktansen L3. följande. I detalj kretsen utgångsläget är transistorn M1 oledande, Mera i fungerar enligt vilket innebär att strömmen genom induktorn L3 och spänningen över kondensatorn C18 noll. flyter induktorn Ll och dioden D1 till lasten ZL. är lika med Lastströmmen genom huvud- För styrning av kopplingselementet är en styrkrets 10 anordnad, vilken I utföringsexemplet utgöres av en mikrokrets med beteckningen UC3854, sedvanliga kringkomponenter och spänningsmatning.

UD, UR och en spänning som är en funktion av strömmen iL enligt från företaget Unitrode försedd med Insignaler till styrkretsen är spänningarna UUT, en referensspänning figur 1. Utspänningen, dvs själva styrspänningen, betecknas med UCTR.

Genom inverkan av styrspänningen UCTR slår transistorn om till ledande tillstànd vid tidpunkten a enligt figur 2. ledande kommer hela vilket Eftersom dioden D1 i detta läge är utspänningen UUT att återfinnas över induktorn L3, medför att strömmen genom induktorn L3 ökar enligt uttrycket: di/dt = UUT/L3.

Strömmen genom Dl i riktning mot lasten minskar i samma takt.

När strömmen minskat till noll kommer den att byta riktning och en backström genom dioden uppstår. Backströmmen. kommer att flyta under en tid lika med diodens återhämtningstid trr, varvid dess toppvärde it kan tecknas: it = * trr 10 15 20 25 30 35 x När så dioden D1 blockerar i backriktningen, vilket sker vid tidpunkten b enligt figur 2, kommer den inducerade spänningen över induktorn L3 att driva en ström genom kretsen bestående vilken av zenerdioden D19, dioden D2 och kondensatorn C18, laddas upp till spänningen Uclg, vars värde kan tecknas: Uclg = J L3/C18 * it I figur 2, diagram F ser man den negativa strömpulsen genom zenerdioden D19 vilken transporterar energin från induktorn L3 till kondensatorn C18. En liten del av energin som lagrats upp i induktorn L3 kommer uppenbarligen. att gå förlorad i II II dioderna D19 och D2 varför tecknet = (ungefär lika med) har använts i uttrycket ovan. Genom att välja zenerspänningen mycket lägre än slutspänningen över kondensatorn C18 kan man begränsa storleken pà energiförlusten. Det skall noteras att toppströmmen genom induktorn L3 är summan av it och strömmen genom induktorn Ll, dvs iL1.

Parallellt med zenerdioden D19 har anslutits en resistans R2 och parallellt med dioden D2 en seriekombination av en resistans R3 och en kapacitans C3. Dessa komponenter har till uppgift att dämpa ut svängningar som uppstår i kretsen, bland annat vid diodens D2 frånslag.

Nu är tillslagsförloppet för transistorn M1 över, tidpunkt c i diagrammet enligt figur 2, och kopplingen befinner sig i ett läge (intervallet c - d) där strömmen genom induktorerna Ll och L3 ökar linjärt enligt uttrycket: di/dt = UD / (Ll + L3) Notera de skilda skalorna i diagrammen B och E. 10 15 20 25 30 35 .d _.-_, í-:qu fl { 7 \.í) När* Ml slår ifrån, tidpunkt d i figur 2, kommer strömmen genom induktorn L3 omedelbart att börja driva upp kollektor- spänningen UM1 på transistorn M1 tills den når värdet UUT, jfr diagram C i figur 2.

Då kollektorspänningen nått UUT vid tidpunkten e, börjar dioderna D19, D2 och D3 att leda. genom zenerdioden D19 ses i diagram F i figur 2.

En andra negativ strömpuls Induktorn L3 avmagnetiserar nu återigen mot kondensatorn C18. Som ses i diagram I) i figur 2, ökar emellertid inte spänningen UC13 över kondensatorn C18 utan minskar istället. Detta beror på att strömmen genom induktansen Ll laddar ur kondensatorn C18 med en större ström än vad induktorn L3 försöker ladda upp den med. Energin från induktorn L3 transporteras således via dioden D3 vidare till lasten på konverterns utgång enligt uppfinningens idé. finns När kondensatorn C18 laddats ur, tidpunkt f i figur 2, fortfarande en liten mängd energi kvar, lagrad :L induktorn L3. går nu relativt långsamt, Avmagnetiseringen kan fullföljas mot zenerspänningen och jfr tidsintervallet f-g i figur 2, diagrammen E och F.

Vid och L3 kommer startvärdet för strömmen genom L3 att vara så litet att L3 låga värden på strömmen genom L1 hinner att helt avmagnetiseras innan spänningen Uclg har minskat 'till noll varför strömmen iL3 i_ intervallet f-g i figur 2 blir noll.

Startvärdet för spänningen Uc1g vid tidpunkten d i. figur 2, dvs då transistorn Ml slår ifrån, beror inte på strömmen genom Ll, utan på utspänningen UUT, vilken är konstant samt diodens Dl återhämtningstid och storleksförhållandet mellan L3 och C18. Detta densamma då M1 slår ifrån. innebär att spänningen UC13 alltid är 10 Under vissa förutsättningar skulle transistorn M1 kunna slå till innan induktorn L3 har hunnit avmagnetiseras. Dioderna D2 och D3 kommer då att vara ledande vid tillslaget. Detta medför att en àterhämtningsström kommer att flyta :L back- riktningen genom dessa dioder, vilket kan skada desamma.

Detta kan åtgärdas genom att anordna en underspänningsvakt, Med den vilken via ett filter övervakar inspänningen UD. exempifierade styrkretsen låter_ sig detta göras via en spänningsdelare till ben 10 (enable) på kretsen.

Kondensatorn C18 och induktorn L3 är nu tömda på energi och transistorn M1 är frånslagen. En switch-period är färdig och kretsen är redo för nästa.

Claims (3)

10 20 25 30 35 PATENTKRAV

1. En boost-konverter med låga förluster innefattande en seriekoppling av en energilagrande huvudinduktor (Ll) och en huvuddiod (Dl) (P) för en första spänning och en första utgångsklämma (Q) för en ansluten mellan en första ingångsklämma andra, högre likspänning, varvid mittpunkten (R) mellan de seriekopplade elementen via ett styrbart kopplingselement (M1) är ansluten till en gemensam andra in- och utgångsklämma (S). att avkänna spänningen på nämnda första utgångsklämma från till- kopplingselementet (M1) kännetecknad därav att den dessutom för kopplingselementet anordnad (Q) för och en styrkrets (10) konvertern och styra och frànslag innefattar en hjälpinduktor (L3) ansluten mellan nämnda mitt- punkt (R) och en anslutningsklämma (T) på kopplingselementet (M1) lingselementet (M1) övergår till ledande tillstånd en serie- koppling av en zenerdiod (D19) och två dioder (D2) och (D3) (T) (Q) för överföring av energi lagrad i hjälpinduktor (L3) mot ut- (C18) ansluten mellan nämnda mittpunkt för att begränsa backströmmen i huvuddioden då kopp- mellan. nämnda anslutningsklämma och utgångsklämman gångsklämman (Q) en kondensator för mellanlagring av energi från induktorn (L3), (R) och förbindningspunkten (N) mellan nämnda två dioder (D2) och (D3).

2. En boost-konverter enligt patentkrav l, kännetecknad där- av att nämnda hjälpinduktor (L3) är linjär.

3. En boost-konverter enligt något av de föregående patent- kraven, kännetecknad därav att parallellt med zenerdioden (D19) är ansluten en resistans (R2) och parallellt med dioden 10 (D2) en seriekombination av en resistans (R3) och en kapa- citans (C3), vilka komponenter dämpar ut svängningar, uppstår i kretsen vid diodens (D2) frånslag. SOITI