JP5934000B2 - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、昇圧動作及び降圧動作を行なう双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

車載用電力変換器として高効率、低ノイズ化を実現できる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。図７は従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。図７において、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖ1の直流電圧を昇圧して直流電源Ｖ2に供給するとともに、直流電源Ｖ2の直流電圧を降圧して直流電源Ｖ1に供給する。即ち、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧チョッパ回路に電力回生機能を付加した回路構成となっており、電力回生時には、降圧チョッパ回路として動作する。

リアクトルＬcは、巻数ｎ3の巻線１cと巻数ｎ1の巻線１aとが図示しないコアに巻回され電磁結合し且つ直列に接続されている。直流電源Ｖ1の両端には、リアクトルＬcの巻線１cとスイッチＴr11とからなる第１直列回路が接続されている。スイッチＴr11のコレクタ−エミッタ間には、リアクトルＬcの巻線１aとリアクトルＬa1とスイッチＴr14とスイッチＴr12と直流電源Ｖ2とからなる第２直列回路が接続されている。なお、リアクトルＬa1は、リアクトルＬcの巻線１aと巻線１cとの間のリーケージインダクタンスであっても良い。

スイッチＴr11のコレクタ−エミッタ間には、スイッチＴr13と直流電源Ｖ2とからなる第３直列回路が接続されている。

スイッチＴr11〜スイッチＴr14の各々のスイッチは、ゲートとエミッタとコレクタとを有する絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）からなる。

スイッチＴr11のコレクタ−エミッタ間には、ダイオードＤ11が並列に接続され、スイッチＴr12のコレクタ−エミッタ間には、ダイオードＤ12が並列に接続され、スイッチＴr13のコレクタ−エミッタ間には、ダイオードＤ13が並列に接続され、スイッチＴr14のコレクタ−エミッタ間には、ダイオードＤ14が並列に接続されている。

制御回路１００は、各スイッチＴr11,Ｔr12,Ｔr13, Ｔr14の制御端子に制御信号を印加して、各スイッチをオン／オフさせることにより直流電圧の昇圧動作及び降圧動作を行なう。

このような構成の従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、各スイッチをオン／オフさせることにより直流電圧の昇圧動作及び降圧動作を行うことができるとともに、昇圧動作時及び降圧動作時に、各スイッチのソフトスイッチング動作を実現でき、しかも各ダイオードのリカバリレスターンオフを実現できる。

特開２００９−２６１１３６号公報

しかしながら、図７に示す従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、ＩＧＢＴからなるアクティブスイッチングデバイスである４個のスイッチＴr11,Ｔr12,Ｔr13，Ｔr14が必要であった。

また、降圧動作時にスイッチＴr12とダイオードＤ14とが直列になるため、導通損失が増加する。また、降圧動作時には、２つのスイッチＴr12,Ｔr13の動作タイミングを制御する必要があるため、制御回路１００が複雑化するという問題があった。

本発明は、簡易な構成の制御回路を実現できる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の発明は、第１直流電源の直流電圧を昇圧して第２直流電源に供給するとともに、前記第２直流電源の直流電圧を降圧して前記第１直流電源に供給する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１巻線と第２巻線とが直列接続され且つ電磁結合する第１リアクトルと、前記第１直流電源の両端に接続され、前記第１リアクトルの前記第１巻線と第２リアクトルと第１スイッチとからなる第１直列回路と、前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチと前記第２直流電源とからなる第２直列回路と、前記第２リアクトルと前記第１スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第１リアクトルの前記第２巻線と第３リアクトルと第１切替スイッチと第１ダイオードとからなる第３直列回路と、前記第１切替スイッチと前記第１ダイオードとの直列回路の両端に接続され、第２切替スイッチと第２ダイオードと前記第２直流電源とからなる第４直列回路と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチ、前記第１切替スイッチ及び前記第２切替スイッチをオン／オフさせることにより前記第１直流電源と前記第２直流電源との間で、昇圧動作及び降圧動作を行なう制御回路とを有し、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの各々のスイッチの両端にはダイオードが接続されていることを特徴とする。

本発明によれば、簡易な構成の制御回路を実現できる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。

実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。 実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の回路図である。 実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の動作波形を示す図である。 実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作時の回路図である。 実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作時の動作波形を示す図である。 実施例２の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。 従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。

以下、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、リカバリレス昇圧チョッパ回路とリカバリレス降圧チョッパ回路とを合体させ、切替スイッチを用いて昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路とを切り替えることにより、簡易な構成の制御回路を実現したことを特徴とする。

（実施例１）
図１は実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１に示す双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖ1（第１直流電源）の直流電圧を昇圧して直流電源Ｖ2（第２直流電源）に供給するとともに、直流電源Ｖ2の直流電圧を降圧して直流電源Ｖ1に供給する。即ち、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、昇圧チョッパ回路に電力回生機能を付加した回路構成となっており、電力回生時には、降圧チョッパ回路として動作する。

リアクトルＬは、巻数ｎ1の巻線１a（第１巻線）と巻数ｎ2の巻線１b（第２巻線）とが図示しないコアに巻回され電磁結合し且つ直列に接続されている。直流電源Ｖ1の両端には、リアクトルＬ（第１リアクトル）の巻線１ａと可飽和リアクトルＬsat1（第２リアクトル）とスイッチＴr1（第１スイッチ）とからなる直列回路が接続されている。スイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間には、スイッチＴr2（第２スイッチ）と直流電源Ｖ2とからなる直列回路が接続されている。

スイッチＴr1と可飽和リアクトルＬsat1との直列回路の両端には、リアクトルＬの巻線１ｂと可飽和リアクトルＬsat2（第３リアクトル）と切替スイッチＳＷ1（第１切替スイッチ）とダイオードＤ3（第１ダイオード）とからなる直列回路が接続されている。切替スイッチＳＷ1とダイオードＤ3との直列回路の両端には、切替スイッチＳＷ2（第２切替スイッチ）とダイオードＤ4（第２ダイオード）と直流電源Ｖ2とからなる直列回路が接続されている。

なお、可飽和リアクトルＬsat1、可飽和リアクトルＬsat2に代えて、通常のリアクトルを用いても良い。

スイッチＴr1、スイッチＴr2の各々のスイッチは、ＩＧＢＴからなる。切替スイッチＳＷ1、切替スイッチＳＷ2の各々は、例えば、サイリスタ、電磁リレー等からなる。

スイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間には、ダイオードＤ1が並列に接続され、スイッチＴr2のコレクタ−エミッタ間には、ダイオードＤ2が並列に接続されている。

制御回路１０は、スイッチＴr1,Ｔr2及び切替スイッチＳＷ1, ＳＷ2の制御端子に制御信号を印加して、各スイッチをオン／オフさせることにより直流電圧の昇圧動作及び降圧動作を行なう。制御回路１０は、昇圧動作時には切替スイッチＳＷ1をオフ状態、切替スイッチＳＷ2をオン状態にし、降圧動作時には切替スイッチＳＷ1をオン状態、切替スイッチＳＷ2をオフ状態にする。

次に、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作を図２及び図３に示す昇圧動作時の各部のタイミングチャートを参照しながら説明する。図２は実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作時の回路図である。図２において、昇圧動作時には、直流電源Ｖ1が入力電源Ｖｉで直流電源Ｖ2が負荷Ｖoとして機能する。

図２において、切替スイッチＳＷ1はオフ状態、切替スイッチＳＷ2がオン状態である。スイッチＴr2はオフ状態であるため、図２では、Ｔr2の文字は図示していない。

図３において、Ｔr1vはスイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｔr1iはスイッチＴr1のコレクタ電流、Ｄ2iはダイオードＤ2の電流、Ｄ4iはダイオードＤ4の電流を示す。

まず、時刻ｔ４〜ｔ５ではスイッチＴr1がオンしているため、Ｖｉ→１ａ→Ｌsat1→Ｔr1の経路で電流Ｔr1ｉが流れる。このとき、ダイオードＤ2，Ｄ4には電流は流れない。

時刻ｔ５において、スイッチＴr1がターンオフすると、Ｖｉ→１ａ→Ｌsat1→Ｄ2→Ｖoの経路で電流Ｄ2iが流れる。それと同時に、リアクトルＬの巻線１ｂに発生する電圧によって可飽和リアクトルＬsat2に流れる電流、即ちダイオードＤ4に流れる電流Ｄ4iが緩やかに増加する。このため、ダイオードＤ2からダイオードＤ4への電流の転流が発生する。

時刻ｔ６になると可飽和リアクトルＬsat2が飽和状態となり、その転流の遷移が急峻になる。時刻ｔ７になると飽和状態だった可飽和リアクトルＬsat1が飽和状態ではなくなるため、転流の遷移が再び緩やかになり、ダイオードＤ2は緩やかにターンオフする（時刻ｔ８）。

そして、スイッチＴr1がターンオンする（時刻ｔ1）と、電流Ｄ4iが流れているダイオードＤ4には可飽和リアクトルＬsat2が直列に接続されているため、電流減少時の傾きが抑えられ（時刻ｔ３〜ｔ４）、ダイオードＤ4は緩やかにターンオフする（時刻ｔ４）。

さらに、スイッチＴr1のターンオン時の電流Ｔr1iの増加も可飽和リアクトルＬsat1により緩やかになる（時刻ｔ１〜ｔ２）ため、スイッチＴr1のターンオン時の電流Ｔr1iと電圧Ｔr1vとの重なりが小さくなり、スイッチＴr1のゼロ電流スイッチングを実現できる。

これにより、ダイオードＤ2,Ｄ4のリカバリによる電力損失がなくなるため、より高効率化を図ることができる。

次に、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作を図４及び図５に示す降圧動作時の各部のタイミングチャートを参照しながら説明する。

図４は実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作時の回路図である。図４では、電力回生時に使用される回路を図１より抜き出した回路図が示されている。電力回生時には、直流電源Ｖ2が入力電源Ｖｉで直流電源Ｖ1が負荷Ｖoとして機能する。

図４において、切替スイッチＳＷ1はオン状態、切替スイッチＳＷ2がオフ状態である。スイッチＴr1はオフ状態であるため、図４では、Ｔr1の文字は図示していない。

図５において、Ｔr2vはスイッチＴr2のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｔr2iはスイッチＴr2のコレクタ電流、Ｄ1iはダイオードＤ1の電流、Ｄ3iはダイオードＤ3の電流を示す。

まず、時刻ｔ１４〜ｔ１５ではスイッチＴr2がオンしているため、Ｖｉ→Ｔr2→Ｌsat1→１ａ→Ｖｏの経路で電流Ｔr2iが流れる。このとき、ダイオードＤ1,Ｄ3には電流は流れない。

次に、時刻ｔ１５において、スイッチＴr2がターンオフすると、Ｌsat1→１ａ→Ｖｏ→Ｄ1の経路で電流Ｄ1iが流れる。時刻ｔ１５〜ｔ１８において、ダイオードＤ1に流れていた電流がダイオードＤ3へ転流する状態になる。このときは、１ｂ→１ａ→Ｖｏ→Ｄ3→Ｌsat2の経路で電流Ｄ3iが流れ、電流Ｄ3iが増加し、電流Ｄ1iは減少していく。その転流の遷移は時刻ｔ１５〜ｔ１６では可飽和リアクトルＬsat2の作用により緩やかになり，時刻ｔ１７〜ｔ１８では可飽和リアクトルＬsat1の作用により緩やかになる。時刻ｔ１６〜ｔ１７では可飽和リアクトルＬsat1とＬsat2の両方が飽和状態となっているため、急峻な遷移となる。時刻ｔ１７〜ｔ１８では可飽和リアクトルＬsat1の作用により電流Ｄ1iの減少が緩やかになるため、時刻ｔ１８でダイオードＤ1のリカバリレスターンオフを実現できる。

そして、スイッチＴr2がターンオンする（時刻ｔ１１）と、電流Ｄ3iが流れているダイオードＤ3には可飽和リアクトルＬsat2が直列に接続されているため、電流減少時の傾きが抑えられ（時刻ｔ１３〜ｔ１４）、ダイオードＤ3は緩やかにターンオフする（時刻ｔ１４）。

さらに、スイッチＴr2のターンオン時の電流Ｔr2iの増加も可飽和リアクトルＬsat1により緩やかになる（時刻ｔ１１〜ｔ１２）ため、スイッチＴr2のターンオン時の電流Ｔr2iと電圧Ｔr2vとの重なりが小さくなり、スイッチＴr2のゼロ電流スイッチングを実現できる。

このように実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、リカバリレス昇圧チョッパ回路とリカバリレス降圧チョッパ回路とを合体させ、切替スイッチＳＷ1及び切替スイッチＳＷ2を用いて昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路とを切り替えることにより、アクティブスイッチングデバイスが２つのスイッチＴr1,Ｔr2で済み、昇圧動作と降圧動作とで切替スイッチＳＷ1及び切替スイッチＳＷ2のオン／オフ動作を切替える制御のみで済む。従って、簡易な構成の制御回路を実現できる。

（実施例２）
図６は、実施例２の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図６に示す双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、マルチフェーズ方式トランスリンク型昇降圧チョッパ回路からなる。実施例２の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに、さらに実施例１の構成と同一構成の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続したことを特徴とする。ここでは、実施例１の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成に対して、追加された部分の構成のみを説明する。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスＴ1（第１トランス）、トランスＴ2（第２トランス）、可飽和リアクトルＬsat3,Ｌsat4（第４，第５リアクトル）、リアクトルＬａ（第３リアクトル）、スイッチＴr3,Ｔr4（第３，第４スイッチ）、ダイオードＤ5〜Ｄ8、制御回路１０ａを有する。なお、可飽和リアクトルＬsat1,Ｌsat2は、第１，第２リアクトルに対応する。

トランスＴ1は、巻線１ａ（一次巻線、巻数ｎ1）と、巻線１ａに直列に接続された巻線１ｂ（巻き上げ巻線、巻数ｎ2）と、巻線１ａに電磁結合する巻線１ｃ（二次巻線、巻数ｎ3）とを有する。トランスＴ2は、トランスＴ1と同一に構成され、巻線２ａ（一次巻線、巻数ｎ4）と、巻線２ａに直列に接続された巻線２ｂ（巻き上げ巻線、巻数ｎ5）と、巻線２ａに電磁結合する巻線２ｃ（二次巻線、巻数ｎ6）とを有する。

直流電源Ｖ1の両端には、トランスＴ2の巻線２ａと可飽和リアクトルＬsat3とを介してスイッチＴr3が接続されている。スイッチＴr3のコレクタ−エミッタ間には、スイッチＴr4と直流電源Ｖ2とからなる直列回路が接続されている。

スイッチＴr3と可飽和リアクトルＬsat3との直列回路の両端には、トランスＴ2の巻線２ｂと可飽和リアクトルＬsat4と切替スイッチＳＷ3とダイオードＤ7（第３ダイオード）とからなる直列回路が接続されている。

切替スイッチＳＷ3とダイオードＤ7との直列回路の両端には、切替スイッチＳＷ4とダイオードＤ8（第４ダイオード）と直流電源Ｖ2とからなる直列回路が接続されている。

なお、可飽和リアクトルＬsat3、可飽和リアクトルＬsat4に代えて、通常のリアクトルを用いても良い。

スイッチＴr3、スイッチＴr4の各々のスイッチは、ＩＧＢＴからなる。切替スイッチＳＷ3、切替スイッチＳＷ4の各々は、例えば、サイリスタ、電磁リレー等からなる。

スイッチＴr3のコレクタ−エミッタ間には、ダイオードＤ5が並列に接続され、スイッチＴr4のコレクタ−エミッタ間には、ダイオードＤ6が並列に接続されている。また、トランスＴ1の巻線１ｃとトランスＴ2の巻線２ｃとが直列に接続された直列回路の両端には、リアクトルＬａが接続されている。

制御回路１０ａは、スイッチＴr1〜Ｔr4及び切替スイッチＳＷ1〜ＳＷ4の制御端子に制御信号を印加して、各スイッチをオン／オフさせることにより直流電圧の昇圧動作及び降圧動作を行なう。

制御回路１０ａは、昇圧動作時には切替スイッチＳＷ1,ＳＷ3をオフ状態、切替スイッチＳＷ2,ＳＷ4をオン状態にし、降圧動作時には切替スイッチＳＷ1,ＳＷ3をオン状態、切替スイッチＳＷ2,ＳＷ4をオフ状態にする。

さらに、制御回路１０ａは、スイッチＴr1がターンオンした後にスイッチＴr1がターンオフする前にスイッチＴr3がターンオンし、スイッチＴr3がターンオフする前にスイッチＴr1がターンオンするように制御する。即ち、１／２周期毎にスイッチＴr1とスイッチＴr3とが同時にオンしている重複期間が存在する。

トランスＴ1、スイッチＴr1, Ｔr2、可飽和リアクトルＬsat1,Ｌsat2、切替スイッチＳＷ1,ＳＷ2、ダイオードＤ1〜Ｄ4は、第１コンバータを構成し、トランスＴ2、スイッチＴr3, Ｔr4、可飽和リアクトルＬsat3,Ｌsat4、切替スイッチＳＷ3,ＳＷ4、ダイオードＤ5〜Ｄ8は、第２コンバータを構成している。

次に、このように構成された実施例２の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。まず、昇圧動作について説明する。昇圧動作時には切替スイッチＳＷ1,ＳＷ3はオフ状態、切替スイッチＳＷ2,ＳＷ4はオン状態である。スイッチＴr2,スイッチＴｒr4はオフ状態である。

まず、スイッチＴr3がオンでスイッチＴr1がオンする。このとき、電流は、Ｖ1→１ａ→Ｌsat1→Ｔr1の経路で流れる。このため、トランスＴ1の巻線１ａに流れる電流は増加する。同時に、トランスＴ１の巻線１ｃにも電圧が発生し、１ｃ→２ｃ→Ｌａの経路でリアクトルＬａに電流Ｌａiが流れる。

この電流Ｌａiは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬａにエネルギーが蓄積されると共にトランスＴ2の巻線２ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ2の巻線２ａと巻線２ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ2の巻き上げ比がＡ＝（ｎ4＋ｎ5）／ｎ4である場合に、ダイオードＤ8には、スイッチＴr1の電流の１／Ａの電流が、Ｖ1→２ａ→２ｂ→Ｌsat4→ＳＷ4→Ｄ8→Ｖ2の経路で流れる。出力電圧Ｖ2は、直流電源Ｖ1の電圧（入力電圧）とトランスＴ2の巻線２ａに発生する電圧とトランスＴ2の巻線２ｂに発生する電圧との和となる。

トランスＴ2に発生する電圧は、スイッチＴr1のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）がＤである場合に、Ａ・Ｖ1・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＴr1のオン時間である。ＴはスイッチＴr1をスイッチングさせる周期である。出力電圧Ｖ2は、Ｖ2＝Ｖ1（１＋Ａ・Ｄ）となる。このため、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖ2を制御することができる。

次に、スイッチＴr3がオフしスイッチＴr3のコレクタ−エミッタ間電圧Ｔr3vが上昇する。すると、Ｖ1→２ａ→Ｌsat3→Ｄ6→Ｖ2の経路で電流が流れる。このため、ダイオードＤ6に電流Ｄ6iが流れる。

しかし、トランスＴ2の巻線２ｂにかかる電圧により可飽和リアクトルＬsat3の電流がダイオードＤ8に転流してくる。このため、ダイオードＤ8に流れる電流Ｄ8iが増加する。これに伴い、ダイオードＤ6の電流Ｄ6iは緩やかに減少する。トランスＴ2の巻線２ａと巻線２ｂとの電流がダイオードＤ8に転流し終わると、ダイオードＤ6はターンオフする。電流が緩やかに減少してダイオードＤ6がターンオフするため、ダイオードＤ6でのリカバリ損失の発生は抑制される。

次に、スイッチＴr3がオンすると、トランスＴ2の巻線２ａと巻線２ｂとの電流は、ダイオードＤ8からスイッチＴr3へと転流を始める。

このとき、可飽和リアクトルＬsat3によって、スイッチＴr3の電流の増加は緩やかになり、ゼロ電流ターンオン動作を実現できる。これに伴ってダイオードＤ8の電流の減少も緩やかになり、ターンオフ時のリカバリ損失の発生が抑制される。

電流は、Ｖ1→２ａ→Ｌsat3→Ｔr3の経路で流れる。このため、トランスＴ2の巻線２ａに流れる電流は増加する。同時に、トランスＴ2の巻線２ｃにも電圧が発生し、２ｃ→Ｌａ→１ｃの経路でリアクトルＬａに電流Ｌａiが流れる。

この電流Ｌａiは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬａにエネルギーが蓄積されると共にトランスＴ1の巻線１ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ1の巻線１ａと巻線１ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ1の巻き上げ比がＡ＝（ｎ1＋ｎ2）／ｎ1である場合に、ダイオードＤ4には、スイッチＴr3の電流の１／Ａの電流が、Ｖ1→１ａ→１ｂ→Ｌsat2→ＳＷ2→Ｄ4→Ｖ2の経路で流れる。出力電圧Ｖ2は、直流電源Ｖ1の電圧（入力電圧）とトランスＴ1の巻線１ａに発生する電圧とトランスＴ1の巻線１ｂに発生する電圧との和となる。

トランスＴ1に発生する電圧は、スイッチＴr3のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）がＤである場合に、Ａ・Ｖ1・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＴr3のオン時間である。ＴはスイッチＴr3をスイッチングさせる周期である。出力電圧Ｖ2は、Ｖ2＝Ｖ1（１＋Ａ・Ｄ）となる。このため、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖ2を制御することができる。

次に、スイッチＴr1がオフしスイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間電圧Ｔr1vが上昇する。すると、Ｖ1→１ａ→Ｌsat1→Ｄ2→Ｖ2の経路で電流が流れる。このため、ダイオードＤ2に電流Ｄ2iが流れる。

しかし、トランスＴ1の巻線１ｂにかかる電圧により可飽和リアクトルＬsat1の電流がダイオードＤ4に転流してくる。このため、ダイオードＤ4に流れる電流Ｄ4iが増加する。これに伴い、ダイオードＤ2の電流Ｄ2iは緩やかに減少する。トランスＴ1の巻線１ａと巻線１ｂとの電流がダイオードＤ4に転流し終わると、ダイオードＤ2はターンオフする。電流が緩やかに減少してダイオードＤ2がターンオフするため、ダイオードＤ2でのリカバリ損失の発生は抑制される。

次に、スイッチＴr1がオンすると、トランスＴ1の巻線１ａと巻線１ｂとの電流は、ダイオードＤ4からスイッチＴr1へと転流を始める。

このとき、可飽和リアクトルＬsat1によって、スイッチＴr1の電流の増加は緩やかになり、ゼロ電流ターンオン動作を実現できる。これに伴ってダイオードＤ4の電流の減少も緩やかになり、ターンオフ時のリカバリ損失の発生が抑制される。

なお、降圧動作についても、昇圧動作と同様に動作するので、ここでは、その説明は省略する。降圧動作時には切替スイッチＳＷ1,ＳＷ3はオン状態、切替スイッチＳＷ2,ＳＷ4はオフ状態である。スイッチＴr1,スイッチＴｒr3はオフ状態である。

１ａ 第１巻線
１ｂ 第２巻線
１０，１０ａ 制御回路
Ｖ1 第１直流電源
Ｖ2 第２直流電源
Ｔr1〜Ｔr4 スイッチ
Ｌａ リアクトル
Ｌsat1〜Ｌsat4 可飽和リアクトル
Ｄ1〜Ｄ8 ダイオード
ＳＷ1〜ＳＷ4 切替スイッチ

Claims (4)

1. 第１直流電源の直流電圧を昇圧して第２直流電源に供給するとともに、前記第２直流電源の直流電圧を降圧して前記第１直流電源に供給する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   第１巻線と第２巻線とが直列接続され且つ電磁結合する第１リアクトルと、
   前記第１直流電源の両端に接続され、前記第１リアクトルの前記第１巻線と第２リアクトルと第１スイッチとからなる第１直列回路と、
   前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチと前記第２直流電源とからなる第２直列回路と、
   前記第２リアクトルと前記第１スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第１リアクトルの前記第２巻線と第３リアクトルと第１切替スイッチと第１ダイオードとからなる第３直列回路と、
   前記第１切替スイッチと前記第１ダイオードとの直列回路の両端に接続され、第２切替スイッチと第２ダイオードと前記第２直流電源とからなる第４直列回路と、
   前記第１スイッチ及び前記第２スイッチ、前記第１切替スイッチ及び前記第２切替スイッチをオン／オフさせることにより前記第１直流電源と前記第２直流電源との間で、昇圧動作及び降圧動作を行なう制御回路と、
   を有し、
   前記第１スイッチ及び前記第２スイッチの各々のスイッチの両端にはダイオードが接続されていることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記制御回路は、昇圧動作時には前記第１切替スイッチ及び前記第２スイッチをオフ状態、前記第２切替スイッチをオン状態にし、降圧動作時には前記第１切替スイッチをオン状態、前記第２切替スイッチ及び前記第１スイッチをオフ状態にすることを特徴とする請求項１記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 第１直流電源の直流電圧を昇圧して第２直流電源に供給するとともに、前記第２直流電源の直流電圧を降圧して前記第１直流電源に供給する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   一次巻線と一次巻線に直列に接続された巻き上げ巻線と前記一次巻線に電磁結合する二次巻線とを有する第１トランス及び第２トランスと、
   前記第１直流電源の両端に接続され、前記第１トランスの前記一次巻線と第１リアクトルと第１スイッチとからなる第１直列回路と、
   前記第１スイッチの両端に接続され、第２スイッチと前記第２直流電源とからなる第２直列回路と、
   前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第１トランスの前記巻き上げ巻線と第２リアクトルと第１切替スイッチと第１ダイオードとからなる第３直列回路と、
   前記第１切替スイッチと前記第１ダイオードとの直列回路の両端に接続され、第２切替スイッチと第２ダイオードと前記第２直流電源とからなる第４直列回路と、
   前記第１トランスの二次巻線と前記第２トランスの二次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３リアクトルと、
   前記第１直流電源の両端に接続され、前記第２トランスの前記一次巻線と第４リアクトルと第３スイッチとからなる第５直列回路と、
   前記第３スイッチの両端に接続され、第４スイッチと前記第２直流電源とからなる第６直列回路と、
   前記第４リアクトルと前記第３スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第２トランスの前記巻き上げ巻線と第５リアクトルと第３切替スイッチと第３ダイオードとからなる第７直列回路と、
   前記第３切替スイッチと前記第３ダイオードとの直列回路の両端に接続され、第４切替スイッチと第４ダイオードと前記第２直流電源とからなる第８直列回路と、
   前記第１スイッチ乃至前記第４スイッチ、前記第１切替スイッチ乃至前記第４切替スイッチをオン／オフさせることにより前記第１直流電源と前記第２直流電源との間で、昇圧動作及び降圧動作を行なう制御回路と、
   を有し、
   前記第１スイッチ乃至前記第４スイッチの各々のスイッチの両端にはダイオードが接続されていることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記制御回路は、昇圧動作時には前記第１切替スイッチ、前記第３切替スイッチ、前記第２スイッチ及び前記第４スイッチをオフ状態、前記第２切替スイッチ及び前記第４切替スイッチをオン状態にし、降圧動作時には前記第１切替スイッチ及び前記第３切替スイッチをオン状態、前記第２切替スイッチ、前記第４切替スイッチ、前記第１スイッチ及び前記第３スイッチをオフ状態にすることを特徴とする請求項３記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。

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