DE102004006519B4

DE102004006519B4 - Antennenanordnungsverfahren und Radarvorrichtung

Info

Publication number: DE102004006519B4
Application number: DE102004006519.5A
Authority: DE
Inventors: Kazuma Natsume; Hiroshi Hazumi
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-02-10
Filing date: 2004-02-10
Publication date: 2017-05-11
Anticipated expiration: 2024-02-11
Also published as: JP3988653B2; JP2004245602A; US20040183719A1; DE102004006519A1; US7151482B2

Abstract

Verfahren zum Anordnen einer Mehrzahl von Sendeantennen (18) und einer Mehrzahl von Empfangsantennen (20) für eine Radarvorrichtung (2), die mit einer Mehrzahl von Kanälen ausgestattet ist, wobei jeder der Mehrzahl von Kanälen aus einer Kombination von einer der Mehrzahl von Sendeantennen (18) und einer der Mehrzahl von Empfangsantennen (20) besteht und die Radarvorrichtung (2) zum Bestimmen einer Richtung zu einem Ziel durch Senden einer elektrischen Welle zu dem Ziel und Empfangen der von dem Ziel reflektierten elektrischen Welle über jeden der Mehrzahl von Kanälen dient, mit folgenden Schritten: Anordnen eines ersten vorbestimmten Abstands (D) zwischen den Sendeantennen (18) und eines zweiten vorbestimmten Abstands (d) zwischen den Empfangsantennen (20); und Anordnen der Mehrzahl von Kanälen in Kanalgruppen, die Kanäle aufweisen, die eine gleiche Sendeantenne der Mehrzahl von Sendeantennen (18) verwenden, wobei jede Kanalgruppe genau einen Kanal aufweist, der eine Pfadlänge der elektrischen Welle von der jeweiligen Sendeantenne zum Ziel und zurück zur jeweiligen Empfangsantenne aufweist, die gleich zu der Pfadlänge von einem anderen Kanal in einer anderen Kanalgruppe ist, die eine benachbarte Sendeantenne verwendet, und eine Anzahl von Kanälen, deren Pfadlänge um einen festen Abstand über alle der Mehrzahl von Kanälen geändert wird, größer als eine Anzahl der Mehrzahl von Empfangsantennen (20) ist, wobei die Anzahl der Mehrzahl von Sendeantennen (18) gleich einer Ganzzahl m ist, die gleich oder größer als 2 ist; die Anzahl der Mehrzahl von Empfangsantennen (20) gleich einer Ganzzahl n ist, die größer als 2 ist; der erste vorbestimmte Abstand zwischen den Empfangsantennen auf d festgelegt ist und der zweite vorbestimmte Abstand zwischen den Sendeantennen auf D festgelegt ist, wobei D = d × k ist, 2 ≤ k ≤ n – 1 ist und n und k Ganzzahlen darstellen; ...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Radarvorrichtung zum Bestimmen der Richtung zu einem eine elektrische Welle reflektierenden Ziels durch Senden und Empfangen einer elektrischen Welle von einer Mehrzahl von Antennen und ein Verfahren zum Anordnen der Mehrzahl von Antennen.
Radarvorrichtungen werden als Sicherheitsvorrichtungen in Fahrzeugen zum Vermeiden von Kollisionen verwendet. Eine dieser Radarvorrichtungen ist insbesondere die Frequenzmodulationsdauerstrich- bzw. FMCW-Radarvorrichtung. Die FMCW-Radarvorrichtung kann den Abstand und die relative Geschwindigkeit eines Ziels gleichzeitig erfassen und ist auf Grund ihres einfachen Aufbaus zur Miniaturisierung und zum billigen Aufbau geeignet.
Im Betrieb der FMCW-Radarvorrichtung wird ein Sendesignal Ss durch ein Modulationssignal frequenzmoduliert, das eine Dreieckswellenform aufweist, so dass sich seine Frequenz bezüglich der Zeit linear allmählich erhöht und verringert. Das Sendesignal wird als eine Radarwelle gesendet, wie es durch die durchgezogene Linie in 5A gezeigt ist, und die Radarwelle, die von einem Ziel reflektiert wird (hier im weiteren Verlauf als eine ”Reflexionswelle” bezeichnet), wird empfangen. Zu diesem Zeitpunkt wird das Empfangssignal Sr um lediglich die Zeit verzögert, die die Radarwelle benötigt, um zwischen der Radarabgabequelle und dem Ziel hin und her zu gehen, das heißt, um die Zeit Tr, die dem Abstand zu dem Ziel entspricht, wie es durch eine gestrichelte Linie in 5A gezeigt ist, und es wird um lediglich die Höhe einer Doppler-Verschiebung unterzogen, die der Frequenz fd entspricht, die der relativen Geschwindigkeit zu dem Ziel entspricht.
Ein Überlagerungssignal, das der Differentialfrequenzkomponente zwischen beiden der Signale Sr und Ss entspricht, wird durch Mischen des Empfangssignals Sr und des Sendesignals Ss in einem Mixer erzeugt, wie es in 5B gezeigt ist. Aus der Frequenz (hier im weiteren Verlauf als ”Überlagerungsfrequenz unter einer Aufwärtsmodulation” bezeichnet) fb1 des Überlagerungssignals und der Frequenz (hier im weiteren Verlauf als ”Überlagerungsfrequenz unter einer Abwärtsmodulation” bezeichnet) fb2 des Überlagerungssignals, wenn die Frequenz des Sendesignals Ss verringert wird, werden die Frequenz fr auf der Grundlage der Verzögerungszeit Tr und die Doppler-Verschiebungsfrequenz fd durch Gleichungen (1) bzw. (2) dargestellt.
Auf der Grundlage dieser Frequenzen fr, fd werden der Abstand R zu dem Ziel und die relative Geschwindigkeit V zu dem Ziel aus den Gleichungen (3) und (4) bestimmt. fr = (fb1 + fb2)/2 (1) fd = (fb1 – fb2)/2 (2) R = c × fr/4 × fm × ΔF (3) V = c × fd/2 × Fo (4)
Hierbei stellt c die Ausbreitungsgeschwindigkeit einer elektrischen Welle dar, stellt fm die Modulationsfrequenz des Sendesignals dar, stellt ΔF die Frequenzänderungsbreite des Sendesignals dar und stellt Fo die Mittenfrequenz des Sendesignals dar.
Die Überlagerungsfrequenzen fb1, fb2 werden im Allgemeinen unter Verwendung einer Signalverarbeitung bestimmt. Das heißt, ein Überlagerungssignal wird abgetastet und eine Verarbeitung einer schnellen Fouriertransformation bzw. FFT wird bei jedem des Aufwärts/Abwärts-Modulationsvorgangs ausgeführt, um eine Frequenzverteilung des Überlagerungssignals während jedem Modulationsvorgang zu erzielen. Die Frequenzkomponenten, die eine Spitzensignalintensität aufweisen, werden als die Überlagerungsfrequenzen fb1, fb2 festgelegt.
Die Abtastfrequenz fs des Überlagerungssignals sollte mindestens zweimal so groß wie die obere Grenzfrequenz des Überlagerungssignals sein. Demgemäß werden die Frequenzänderungsbreite ΔF und die Modulationsperiode 1/fm usw. derart festgelegt, dass die Frequenzkomponente des Überlagerungssignals, die auf der Grundlage der Reflektionswelle von einem Ziel erzeugt wird, das sich innerhalb eines vorbestimmten Erfassungsbereichs befindet, innerhalb eines Signalbands unter der oberen Grenzfrequenz davon befindet.
Jedoch ist eine Reflexionswelle von einem feststehenden Gebäude, das verglichen mit einem Fahrzeug eine größere Abmessung aufweist, wie zum Beispiel einer Fußgängerbrücke, eines Gebäude in der Nachbarschaft einer Straße oder dergleichen, ausreichend groß. Die Reflexionswelle ist auch dann ausreichend groß, wenn sie von einem Objekt kommt, das sich an einem fernen Ort und außerhalb des Erfassungsbereichs befindet (hier im weiteren Verlauf als ein ”entferntes Ziel” bezeichnet). Deshalb enthält das Überlagerungssignal, wenn eine Reflexionswelle von einem derartigen entfernten Ziel empfangen wird, Frequenzkomponenten über der oberen Grenzfrequenz, wie es in 6A gezeigt ist. 6A zeigt einen Graph, der die Frequenzverteilung des Überlagerungssignals darstellt. Wenn dieses Überlagerungssignal einer Abtastung und dann einer Verarbeitung einer FFT unterzogen wird, werden die Frequenzkomponenten über der oberen Grenzfrequenz auf der Grundlage des entfernten Ziels mit der halben Frequenz der Abtastfrequenz als eine Symmetrieachse umgekehrt, wie es durch eine gestrichelte Linie in 6A gezeigt ist, so dass eine Pseudospitze innerhalb des Signalbands auftritt. Deshalb wird es fehlerhaft erfaßt, dass das Ziel innerhalb des Erfassungsbereichs vorhanden ist.
Weiterhin steigt auch dann, wenn kein entferntes Ziel, wie es zuvor beschrieben worden ist, vorhanden ist, wenn die Verarbeitung durch Abtasten des Überlagerungssignals ausgeführt wird, die Rauschuntergrenze des Signalbands an und wird daher das SN-Verhältnis durch die Rauschkomponenten verringert, die in dem Signalband umgekehrt werden, wie es in 6B gezeigt ist, so dass die Erfassungsfähigkeit verringert wird.
Deshalb wird es im Allgemeinen ausgeführt, dass ein Antialiasing-Filter an der Ausgangsseite des Mischers vorgesehen ist, um die Rauschkomponenten aus dem Signalband, insbesondere die Frequenzkomponenten über der halben Frequenz der Abtastfrequenz, aus dem Überlagerungssignal zu entfernen, das in dem Mischer erzeugt wird, um dadurch den Effekt des zurückkehrenden Auftretens durch die Verarbeitung der FFT zu unterdrücken, wie es zuvor beschrieben worden ist und wie es in 6C gezeigt ist.
Weiterhin wird ebenso, um den Zielerfassungsbereich der Radarvorrichtung zu erweitern oder die Richtung zu einer Zielposition mit einer hohen Genauigkeit zu messen, eine Elektronenabtast-Radarvorrichtung vorgesehen, bei welcher eine Reflexionswelle von einem Ziel durch eine Mehrzahl von Empfangsantennen empfangen wird und die Richtung zu dem Ziel auf der Grundlage der Phasendifferenz oder der Amplitudendifferenz des Empfangssignals bestimmt wird, welche in Übereinstimmung mit den Positionen der jeweiligen Empfangsantennen auftritt.
Bei diesem Typ einer Radarvorrichtung ist zum billigen Bilden der Vorrichtung lediglich ein Empfänger bzw. Mischer zum Empfangen des Überlagerungssignals mit mehreren Empfangsantennen ausgestattet. Die Empfangssignale aus den jeweiligen Empfangsantennen werden durch lediglich den einzigen Mischer einer Zeitmultiplexverarbeitung unterzogen. In der folgenden Beschreibung wird jedes Kombinationsmuster von Antennen an den Sende- und Empfangsseiten, welches verwendet wird, um eine Radarwelle zu senden bzw. zu empfangen, als ”Kanal” bezeichnet.
Weiterhin sind nicht nur die Empfangsantennen, sondern ebenso mehrere Sendeantennen derart ausgestattet, dass viele Kanäle durch eine kleine Anzahl von Antennen festgelegt werden können (siehe zum Beispiel die JP 2001-99918 A , Absätze [0026] bis [0029]).
Jedoch kann, wenn ein Antialiasing-Filter verwendet wird, wenn die Empfangssignale aus den mehreren Antennen durch den Mischer der Zeitmultiplexverarbeitung unterzogen werden, kein genaues Erfassungsergebnis erzielt werden.
Das heißt, das zeitgemultiplexte Empfangssignal, das dem Mischer zuzuführen ist, enthält eine höhere harmonische Welle eines ganzzahligen Vielfachen einer Frequenz fx, wenn die Kanalschaltperiode durch 1/fx dargestellt ist, so dass dem Überlagerungssignal, das von dem Mischer erzeugt wird, ebenso Frequenzkomponenten auf der Grundlage der höheren harmonischen Welle hinzugefügt sind, um dadurch das Frequenzband zu verbreitern. Jedoch entfernt das zuvor beschriebene Antialiasing-Filter ebenso eine Information, die erforderlich ist, um die gemultiplexten Signale der jeweiligen Kanäle voneinander zu trennen, so dass die Signale der jeweiligen Kanäle einander überlagert werden und kein genauer Signalpegel abgetastet werden kann.
Weiterhin muss in dem Fall, in dem mehrere Antennen an der Sendeseite ausgestattet sind, um die Anzahl von Kanälen zu erhöhen, zu der Kanalschaltzeit das Abtasten des Überlagerungssignals eines neuen Kanals angefordert werden, bis mindestens eine Zeit, die erforderlich ist, damit die Radarwelle zu dem maximalen Erfassungsbereich geht und von diesem zurückkehrt (hier im weiteren Verlauf als eine ”Sendebereitschaftszeit” bezeichnet) verstrichen ist, um ein Abtasten des Überlagerungssignals auf der Grundlage der Radarwelle des vorhergehenden Kanals zu verhindern.
Deshalb werden der Abtastabstand pro Kanal und die Wobbelzeit T verlängert, wenn die Frequenz des Signals moduliert wird, so dass es wahrscheinlicher ist, dass das Problem, das durch das zuvor beschriebene Aliasing verursacht wird, auftritt und ebenso der erfassbare Bereich der relativen Geschwindigkeit verschmälert wird.
Das heißt, wenn die Richtung zu einem Ziel auf der Grundlage der Phasen- oder Amplitudendifferenz der Empfangssignale von mehreren Kanälen bestimmt wird, ist es erforderlich, alle der Kanäle wiederum in Folge zu schalten, um eine Synchronität der Signale sicherzustellen, die miteinander zu vergleichen sind. Jedoch ist, da eine Sendebereitschaftszeit zu jeder Zeit eingefügt werden muss, zu der die Sendeantenne (in der Figur zwei Sendeantennen A, B) geschaltet wird, wie es in 7A gezeigt ist, eine Zeit, die erforderlich ist, um alle der Kanäle A1 bis An, B1 bis Bn auszuwählen, das heißt ein Abtastzeitabstand pro Kanal, übermäßig um mindestens die Zeit länger, die dem Produkt der Sendebereitschaftszeit und der Anzahl von Sendeantennen entspricht, wenn es mit dem Fall verglichen wird, in dem eine einzige Sendeantenne verwendet wird, und weiterhin wird die Wobbelzeit T stark verlängert.
Die 8A bis 8B zeigen Graphen, die eine Änderung eines erfassbaren Bereichs für den Abstand R und der relativen Geschwindigkeit V darstellen, wenn die Frequenzänderungsbreite ΔF auf einen festgelegten Wert (200 MHz) festgelegt ist und die Wobbelzeit T durch Ändern der Abtastfrequenz fs pro Kanal (Modulation A: 185 kHz, Modulation B: 370 kHz) geändert wird. Wie es in 8B gezeigt ist, ist es ersichtlich, dass dann, wenn die Wobbelzeit T länger ist (Modulation A), der erfassbare Bereich der relativen Geschwindigkeit V verschmälert wird. Jedoch wird der maximale Abstand für fr = fs/2 erzielt und wird die maximale relative Geschwindigkeit für fd = fs/4 erzielt. In diesem Fall wird die Abtastzahl Dpc pro Kanal auf 512 festgelegt.
Die US 6 292 129 B1 offenbart Verfahren zum Anordnen einer Mehrzahl von Sendeantennen und einer Mehrzahl von Empfangsantennen für eine Radarvorrichtung, die mit einer Mehrzahl von Kanälen ausgestattet ist, wobei jeder der Mehrzahl von Kanälen aus einer Kombination von einer der Mehrzahl von Sendeantennen und einer der Mehrzahl von Empfangsantennen besteht und die Radarvorrichtung zum Bestimmen einer Richtung zu einem Ziel durch Senden einer elektrischen Welle zu dem Ziel und Empfangen der von dem Ziel reflektierten elektrischen Welle über jeden der Mehrzahl von Kanälen dient, mit den Schritten:
Anordnen eines ersten vorbestimmten Abstands zwischen den Sendeantennen und eines zweiten vorbestimmten Abstands zwischen den Empfangsantennen; und Anordnen der Mehrzahl von Kanälen in Kanalgruppen, die Kanäle aufweisen, die eine gleiche Sendeantenne der Mehrzahl von Sendeantennen verwenden, wobei jede Kanalgruppe mindestens einen Kanal aufweist, der eine Pfadlänge aufweist, die gleich zu der Pfadlänge von mindestens einem anderen Kanal in einer anderen Kanalgruppe ist, die eine benachbarte Sendeantenne verwendet, und eine Anzahl von Kanälen, deren Pfadlänge um einen festen Abstand über alle der Mehrzahl von Kanälen geändert wird, größer als eine Anzahl der Mehrzahl von Empfangsantennen ist.
Ferner offenbart die US 6 292 129 B1 eine Radarvorrichtung mit einem Sender/Empfanger, wobei Sende- und Empfangsantennen wie oben beschrieben angeordnet sind, mit einer Schaltsteuervorrichtung und mit einer Signalverarbeitungsvorichtung, die eine Korrekturvorrichtung umfasst.
Aus der JP 2000-180 538 A ist eine Radarvorrichtung bekannt, die eine Mehrzahl von Sende- und Empfangsantennen aufweist, die über Schalter zu- oder weggeschaltet werden können.
Die vorliegende Erfindung ist geschaffen worden, um die vorhergehenden Probleme zu überwinden, und weist als eine Aufgabe auf, eine Radarvorrichtung zum Senden und Empfangen einer elektrischen Welle zu schaffen, während zwischen einer Mehrzahl von Sendeantennen und einer Mehrzahl von Empfangsantennen geschaltet wird, um dadurch ein Aliasing eines Sendesignals von einem entfernten Ziel und ein Empfängerrauschen zu unterdrücken und ein Erfassen eines Ziels zuzulassen, das eine große relative Geschwindigkeit aufweist. Ferner ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zum Anordnen einer Mehrzahl von Sendeantennen und einer Mehrzahl von Empangsantennen für eine Radarvorrichtung bereitzustellen, die mit einer Mehrzahl von Kanälen ausgestattet ist.
Die Lösung der Aufgabe erfolgt durch die Merkmale der Ansprüche 1 oder 2.
Demgemäß wird ein Antennenanordnungsverfahren entsprechend einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung für eine Radarvorrichtung verwendet, die eine Mehrzahl von Kanälen aufweist, von denen jeder eine Kombination von eine einer Mehrzahl von Sendeantennen und eine einer Mehrzahl von Empfangsantennen aufweist und eine elektrische Welle über jeden Kanal sendet und empfängt, um die Richtung zu einem Ziel zu bestimmen.
Ein erster Abstand zwischen den Sendeantennen und ein zweiter Abstand zwischen den Empfangsantennen ist derart festgelegt, dass in Kanalgruppen, von denen jeder Kanäle aufweist, die die gleichen Sendeantennen verwenden, jede der Kanalgruppen, die Sendeantennen verwendet, die zueinander benachbart sind, mindestens einen Kanal enthält, der eine Pfadlänge aufweist, bei welchem eine elektrische Welle zu einem Ziel geht und von diesem zurückkehrt, wobei die Pfadlänge zu irgendeinem der Kanäle der anderen Kanalgruppe ist und ebenso die Anzahl von Kanälen, deren Pfadlänge um jeden festgelegten Abstand über alle der Kanäle geändert wird, größer als die Anzahl der Empfangsantennen ist.
Die Anzahl der Sendeantennen ist auf m (m ≥ 2) festgelegt, die Anzahl der Empfangsantennen ist auf n (n > 2) festgelegt, der Abstand zwischen den Empfangsantennen ist auf d festgelegt und der Abstand zwischen den Sendeantennen ist auf D = d × k (2 ≤ k ≤ n – 1) festgelegt. Hierbei sind alle von m, n, k, Ganzzahlen. In diesem Fall weist jede der Kanalgruppen, die die benachbarten Sendeantennen verwenden, (n – k) Kanäle auf, von denen jede die gleiche Pfadlänge wie irgendeiner der Kanäle der anderen Kanalgruppe aufweist, und sind ebenso {(m – 1) × k + n} Arten von Kanälen, welche um jeden festgelegten Abstand eine unterschiedliche Pfadlänge aufweisen, über alle der Kanäle vorhanden.
Um die Antennen wirksam zu verwenden, gilt, dass k = n – 1 ist, das heißt jede der Kanalgruppen, die die benachbarten Sendeantennen verwendet, enthält lediglich einen Kanal, der die gleiche Pfadlänge aufweist, die irgendeiner der Kanäle der anderen Kanalgruppe verwendet.
Zum Beispiel wird dann, wenn zwei (m = 2) Sendeantennen A, B und vier (n = 4) Empfangsantennen 1 bis 4 verwendet werden, wie es in 4A gezeigt ist, der Abstand zwischen den Sendeantennen auf D = 3 × d (in dem Fall von k = n – 1) festgelegt. Verglichen mit dem Abstand d, D ist der Abstand zu dem Ziel ausreichend groß. Deshalb ist unter der Annahme, dass die Reflexionswelle von dem Ziel mit dem gleichen Winkel θ auf jede Antenne einfällt, der elektrische Wellenpfad, der sich von dem Ziel zu jeder der Empfangsantennen 1 bis 4 ausdehnt, zwischen den benachbarten Empfangsantennen um jedes ΔS (= d × sinθ) unterschiedlich und ist der elektrische Pfad, der sich von jeder Sendeantenne A, B zu dem Ziel ausdehnt, zwischen beiden der Sendeantennen um lediglich ΔR (= D × sinθ) = 3 × ΔS unterschiedlich.
Demgemäß sind die Differenzen der Pfadlänge der abgehenden und zurückkehrenden Pfade zu dem Ziel zwischen den jeweiligen Kanälen A1 bis A4, B1 bis B4, von denen jeder eine Kombination von einer der Sendeantennen und einer der Empfangsantennen aufweist, wie es in 4B gezeigt ist, wobei der Kanal B4, der die kürzeste Pfadlänge aufweist, ein Standard ist.
Das heißt, der Kanal A4, der die kürzeste Pfadlänge aus den Kanälen A1 bis A4 aufweist, die die Kanalgruppe bilden, die die Sendeantenne A verwenden, und der Kanal B, der die längste Pfadlänge aus den Kanälen B1 bis B4 aufweist, die die Kanalgruppe bilden, die die Sendeantenne B verwenden, weisen die gleiche Pfadlänge auf, so dass sieben Arten von Kanälen, welche um jedes ΔS eine unterschiedliche Pfadlänge aufweisen, über alle der Kanäle erzielt werden.
Gemäß einer Radarvorrichtung gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung sendet und empfängt eine Sende/Empfangsvorrichtung (ein Sender/Empfänger) eine elektrische Welle unter Verwendung von irgendeiner Mehrzahl von Kanälen. Jeder der mehreren Kanäle weist eine der Sendeantennen und eine der Empfangsantennen auf, welche gemäß dem Antennenanordnungsverfahren angeordnet sind, das zuvor beschrieben worden ist, und liefert ein Überlagerungssignal, das durch Mischen des Sendesignals und des Empfangssignals erzielt wird.
Zu diesem Zeitpunkt schaltet eine Schaltsteuervorrichtung aufeinanderfolgend die Sendeantenne, die zu verwenden ist, um eine elektrische Welle zu senden, zu jedem vorbestimmten Messzyklus, und schaltet ebenso während des Messzyklus aufeinanderfolgend die Empfangsantenne, die zu verwenden ist, um die elektrische Welle zu jedem vorbestimmten Kanalschaltintervall zu empfangen. Demgemäß wird das gemultiplexte Signal, das zum Zeitmultiplexen der Überlagerungssignale der Kanäle der Kanalgruppe erzielt wird, die die gleiche Sendeantenne verwenden, von dem Sender/Empfänger in dem gleichen Messzyklus zugeführt. Die Signalverarbeitungsvorrichtung bestimmt die Richtung zu mindestens einem Ziel, das eine elektrische Welle reflektiert, auf der Grundlage der Daten, die durch Abtasten des gemultiplexten Signals erzielt werden. Jedoch erfaßt in der Signalverarbeitungsvorrichtung eine Korrektureinrichtung einen Fehler, der zwischen den Kanalgruppen auftritt, die einen unterschiedlichen Messzyklus aufweisen, auf der Grundlage der Daten von Kanälen, welche eine zueinander gleiche Pfadlänge aufweisen, korrigiert die Daten der jeweiligen Kanäle derart, dass der Fehler ausgeglichen werden, und bestimmt die Richtung zu dem Ziel auf der Grundlage der korrigierten Daten.
Das heißt, die Kanäle, welche derart festgelegt sind, dass sie die gleiche Pfadlänge aufweisen, werden in unterschiedlichen Messzyklen verwendet, und daher tritt der Fehler, der der Zeitdifferenz der Messzyklen entspricht, zwischen den Daten auf, die aus beiden Kanälen gesammelt werden. Die Daten werden derart korrigiert, dass der Fehler ausgeglichen wird, wodurch eine Synchronität zwischen den Daten, die in den unterschiedlichen Messzyklen gesammelt werden, kompensiert werden kann, und es kann die Signalverarbeitung unter der Annahme durchgeführt werden, dass die Signale in den jeweiligen Messzyklen als zu der gleichen Zeit erfasst erachtet werden.
Wie es zuvor beschrieben worden ist, wird gemäß der vorliegenden Erfindung der Schaltvorgang der Sendeantenne nicht zu jedem Zeitpunkt ausgeführt, zu dem der Schaltvorgang der Empfangsantenne beendet ist, sondern eine Sendeantenne wird in dem gleichen Messzyklus festgelegt und der Kanalschaltvorgang wird zwischen lediglich den Kanälen der Kanalgruppe, die die betroffene Sendeantenne verwenden, wiederholt ausgeführt. Deshalb wird keine Sendebereitschaftszeit in dem Verlauf des Messzyklus eingefügt und es kann daher das Abtastintervall pro Kanal stark verkürzt werden.
Es ist bevorzugt, dass der Fehler, der von der Korrektureinrichtung zu korrigieren ist, mindestens eine Phase enthält. Weiterhin kann an Stelle der Phase eine Amplitude korrigiert werden. Zum Beispiel wird dann, wenn die Daten, die zu jedem Messzyklus gesammelt werden, einer Verarbeitung einer schnellen Fouriertransformation unterzogen werden, ein Wert eines komplexen Vektors, der eine Amplitude und Phase anzeigt, als ein Verarbeitungsergebnis erzielt. Deshalb wird das Vektorverhältnis zwischen den Kanälen, die die gleiche Pfadlänge aufweisen, als eine Korrekturgröße festgelegt und werden die Daten, die in einem Messzyklus erzielt werden, mit der Korrekturgröße multipliziert, wodurch die Amplitude und die Phase gleichzeitig korrigiert werden können.
Weiterhin wird, wenn die skalare Differenz (das heißt die Amplitudendifferenz) der Vektoren klein ist, die Phasendifferenz aus dem komplexen Vektor berechnet, die derart berechnete Phasendifferenz als eine Korrekturgröße festgelegt und dann die Phase der Daten, die in einem Messzyklus erzielt werden, um die Korrekturgröße korrigiert.
Wenn die Radarvorrichtung als eine FMCW-Radarvorrichtung aufgebaut ist, in welcher ein Sender/Empfänger eine elektrische Welle sendet bzw. empfängt, deren Frequenz moduliert ist, um sich ähnlich einer Dreieckswellenform bezüglich der Zeit zu ändern, die Schaltsteuervorrichtung vorzugsweise mit einer Grundmodulationsneigungs-Änderungseinrichtung zum Ändern der Neigung der Frequenzmodulation durch mindestens eine der Anzahl von Empfangsantennen unter einem Schaltsteuern oder der Länge des Kanalschaltintervalls ausgestattet.
Genauer gesagt kann gemäß der vorliegenden Erfindung, wie sie zuvor beschrieben worden ist, der Abtastabstand pro Kanal verkürzt werden und kann dann die Modulationsneigung verglichen mit der herkömmlichen Vorrichtung genau festgelegt werden, so dass der Freiheitsgrad der Modulationsneigung erhöht wird. Deshalb werden gemäß der vorliegenden Erfindung zum Beispiel dann, wenn das Überlagerungssignal, das auf der Reflexionswelle, die zu erfassen ist, beruht, und das Überlagerungssignal, das auf der Reflexionswelle, von der es nicht erforderlich ist, dass sie erfaßt wird, beruht, in der Frequenz einander überlappen, die Frequenzen von beiden der Überlagerungssignale durch Ändern der Modulationsneigung gesteuert, wodurch beide der Überlagerungssignale getrennt werden können. Deshalb kann das Überlagerungssignal, das auf der Reflexionswelle, die zu erfassen ist, beruht, sicher extrahiert werden.
Die vorliegende Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert.
Es zeigt:
1 ein Blockschaltbild des Aufbaus einer in ein Fahrzeug eingebauten Radarvorrichtung;
2 ein Flussdiagramm eines Antennenschaltverfahrens;
3 ein Flussdiagramm der Inhalte einer von einem Signalprozessor ausgeführten Verarbeitung;
4A bis 4B Diagramme der Beziehung zwischen einem Antennenanordnungsabstand und der Pfadlänge zu einem Ziel;
5A bis 5B ein Diagramm von Funktionsprinzipien eines FMCW;
6A bis 6C Diagramme des Effekts eines Antialiasing-Filters im Stand der Technik;
7A bis 7B Diagramme eines Antennenschaltverfahrens im Stand der Technik; und
8A bis 8B Graphen der Beziehung zwischen einer Modulationsperiode (Wobbelperiode) und einem Erfassungsbereich.
Nachstehend erfolgt die Beschreibung eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
1 zeigt ein Blockschaltbild des Gesamtaufbaus einer in ein Fahrzeug eingebauten Radarvorrichtung gemäß diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Wie es in 1 gezeigt ist, weist eine Radarvorrichtung 2 gemäß diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung einen Sender/Empfänger auf. Der Sender/Empfänger 4 weist einen D/A-Wandler 10 zum Erzeugen eines Modulationssignals, das eine Dreieckswellenform aufweist, als Reaktion auf eine Modulationsanweisung, einen spannungsgesteuerten Oszillator bzw. VCO 14, an welchen das in dem D/A-Wandler 10 erzeugte Modulationssignal über einen Puffer 12 angelegt wird, so dass seine Oszillationsfrequenz in Übereinstimmung mit dem Modulationssignal geändert wird, einen Teiler 16 zum Teilen der Ausgangsleistung des VCO 14 in ein Sendesignal Ss und ein lokales Signal L, einen Antennenabschnitt 18, der Sendeantennen von m (in diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist m = 2) zum Abgeben von Radarwellen, die dem Sendesignal Ss entsprechen, und einen Sendeschalter 17 zum abwechselnden Auswählen von irgendeiner der m Sendeantennen in Übereinstimmung mit einem Sendeauswahlsignal Xs und zum Zuführen des Sendesignals Ss zu der Sendeantenne, die derart ausgewählt ist, auf.
Der Sender/Empfänger 4 der Radarvorrichtung 2 weist ebenso einen empfangsseitigen Antennenabschnitt 20 auf, der eine Mehrzahl von Empfangsantennen (in diesem Ausführungsbeispiel n = 9) zum Empfangen von Radarwellen und einen Empfangsschalter 22 zum abwechselnden Auswählen von irgendeiner der n Empfangsantennen in Übereinstimmung mit einem Empfangsauswahlsignal Xr und zum Zuführen eines Empfangssignals Sr aus der Empfangsantenne, das derart ausgewählt ist, zu der hinteren Stufe auf. Der Sender/Empfänger 4 weist ebenso einen Mischer 24 zum Mischen des Empfangssignals Sr, das von dem Empfangsschalter 22 zugeführt wird, mit dem lokalen Signal L, um ein Überlagerungssignal zu erzeugen, und einen Verstärker 26 zum Verstärken des in dem Mischer 24 erzeugten Überlagerungssignals auf. Ein A/D-Wandler 28 ist zum Abtasten des Überlagerungssignals, das von dem Verstärker 26 verstärkt wird, in Übereinstimmung mit einem Taktsignal P und dann zum Wandeln des derart abgetasteten Signals zu digitalen Daten enthalten.
Die Radarvorrichtung 2 beinhaltet ebenso eine Taktsteuervorrichtung 30 zum Erzeugen des Sendeauswahlsignals Xs, des Empfangsauswahlsignals Xr und des Taktsignals P. Schließlich weist die Radarvorrichtung 2 ebenso einen Signalprozessor 32 zum Ausgeben der Modulationsanweisung zu dem D/A-Wandler 10 und zum Ausführen der Signalverarbeitung bezüglich den abgetasteten Daten des Überlagerungssignals, das von dem A/D-Wandler 28 aufgenommen wird, auf, um den Abstand und die relative Geschwindigkeit zu einem Ziel, das die Radarwellen reflektiert, und die Richtung zu der Position zu bestimmen, in welcher das Ziel vorhanden ist.
In der folgenden Beschreibung werden die Sendeantennen hier im weiteren Verlauf als ”Kanal A, Kanal B” bezeichnet und werden die Empfangsantennen j (j = 1 bis 9) hier im weiteren Verlauf als ”Kanal j” bezeichnet und wird jeder Kanal, der die Kombination von einer der Sendeantennen und einer der Empfangsantennen aufweist, hier im weiteren Verlauf als ”Kanäle A1 bis A9, B1 bis B9” bezeichnet.
Hierbei erzeugt der VCO ein Hochfrequenzsignal im Milimeterwellenband (ein Band einer äußerst hohen Frequenz), welches durch ein Dreieckswellenform-Modulationssignal derart moduliert wird, dass sich die Frequenz davon bezüglich der Zeit linear allmählich erhöht oder verringert. Die Mittenfrequenz Fo des Signals ist vorzugsweise auf 76,5 GHz festgelegt, während die Frequenzänderungsbreite ΔF auf 100 MHz festgelegt ist.
Die Empfangsantennen, die den empfangsseitigen Antennenabschnitt 20 bilden, sind in einer Reihe in einem festgelegten Abstand d = 7,2 mm angeordnet, und die Sendeantennen, die den sendeseitigen Antennenabschnitt 18 bilden, sind in einem Abstand d' = d × (n – 1) = 57,6 mm angeordnet.
Demgemäß ist die Pfadlänge, bei welcher die Radarwelle zwischen der Radarvorrichtung und dem Ziel abgeht und zurückkehrt zwischen dem Kanal A9 und dem Kanal B1 identisch und werden siebzehn Arten von Kanälen (A1 bis A8, A9 oder B1, B2 bis B9), welche eine um jeden festgelegten Abstand unterschiedliche Pfadlänge aufweisen, erzielt.
Als nächstes erzeugt die Taktsteuervorrichtung 30 das Taktsignal P, das eine Pulsgruppe einer festen Periode 1/fx aufweist und erzeugt sie ebenso das Empfangsauswahlsignal Xr zum Ansteuern des Empfangsschalters 22, so dass jede der Sendeantennen wiederum und wiederholt synchronisiert zu dem Taktsignal P ausgewählt wird, wie es in 2 gezeigt ist. Die Periode 1/fx des Taktsignals P wird auf einen Wert festgelegt, der größer als die längere der Schaltperiode des Empfangsschalters 22 und der Wandlungsperiode des A/D-Wandlers 28 ist.
Weiterhin erzeugt die Taktsteuervorrichtung 30 das Sendeauswahlsignal Xs zum Ansteuern des Sendeschalters 17, so dass die Sendeantennen abwechselnd jede Periode (hier im weiteren Verlauf als ”Messzyklus” bezeichnet) ausgewählt werden, die der Summe der Sendebereitschaftszeit und der Zeit entspricht, die erforderlich ist, um einen Zug von Pulsen von n × Dpc des Taktsignals P auszugeben, wenn Dpc die Abtastzahl pro Kanal (in diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung 512) darstellt.
Noch weiterhin ist die Taktsteuervorrichtung 30 derart aufgebaut, dass der Start- und Stoppvorgang von ihr auf der Grundlage eines Vorgangs-Freigabesignals EN gesteuert wird und die Periode 1/fx des Taktsignals und weiterhin das Erhöhen/Verringern des Messzyklus auf der Grundlage eines Betriebsartensignals M gesteuert werden kann. Jedoch wird in diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung die Modulationsperiode (die Periode der Dreieckswelle) des Sendesignals, das von dem VCO 14 erzeugt wird, derart gesteuert, dass es zu allen Zeiten mit dem Messzyklus übereinstimmt. Im Allgemeinen wird die Modulationsneigung des Sendesignals durch das Betriebsartensignal M gesteuert.
In diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird die Periode 1/fx (das heißt der Messzyklus) des Taktsignals auf der Grundlage des Betriebsartensignals M geändert, jedoch kann die Anzahl von Empfangsantennen, die von dem Empfangsschalter 22 auszuwählen sind, geändert werden. In diesem Fall ist es jedoch erforderlich, aufeinanderfolgend Empfangsantennen als nicht auszuwählende Ziele von der Seite der Empfangsantenne, die in dem Fall des Kanals A der Antenne 1 entspricht, oder von der Seite der Empfangsantenne auszunehmen, die in dem Fall des Kanals B dem Kanal 9 entspricht. Das heißt, der Kanal A und der Kanal B9 werden aus den Kandidaten als nicht auszuwählende Ziele ausgenommen, wenn lediglich eine Empfangsantenne, die auszuwählen ist, beseitigt wird, und die verbleibenden 15 Kanäle werden verwendet.
Der Signalprozessor 32 besteht hauptsächlich aus einem bekannten Mikrocomputer, der eine CPU, einen ROM und einen RAM aufweist, und weist eine Betriebsverarbeitungsvorrichtung (zum Beispiel einen DSP) zum Ausführen einer Verarbeitung einer schnellen Fouriertransformation bzw. FFT bezüglich Daten auf, die von dem A/D-Wandler 28 empfangen werden. Er führt die Verarbeitung eines Erzeugens einer derartigen Modulationsanweisung aus, um die Frequenz des Sendesignals (Aufwärtsbereich/Abwärtsbereich) um die Größe zu modulieren, die einer Periode entspricht, während das Sendeauswahlsignal Xs ausgegeben wird, und führt ebenso die Zielinformationerfassungsverarbeitung eines Bestimmens des Abstands und der relativen Geschwindigkeit zu dem Ziel und der Richtung zu der Position des Ziels auf der Grundlage der Abtastdaten des Überlagerungssignals aus, die durch den A/D-Wandler 28 erzielt werden.
In der Radarvorrichtung 2 gemäß diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das derart aufgebaut ist, wird die Leistung des Hochfrequenzsignals, das in Übereinstimmung mit dem Modulationssignal von dem VCO 14 erzeugt wird, wie es zuvor beschrieben worden ist, durch den Teiler 16 geteilt, um das Sendesignal Ss und das lokale Signal L zu erzeugen. Das Sendesignal Ss, das derart erzeugt wird, wird irgendeiner der Sendeantennen zugeführt, die den sendeseitigen Antennenabschnitt 18 bilden, welche von dem Sendeschalter 17 ausgewählt wird, und als eine Radarwelle über die Sendeantenne, die derart ausgewählt ist, gesendet.
Die Radarwelle (Reflexionswelle), welche von der Sendeantenne abgegeben wird und von dem Ziel reflektiert wird und dann zurückkehrt, wird von allen Empfangsantennen, die den empfangsseitigen Antennenabschnitt 20 bilden, empfangen, und lediglich das Empfangssignal Sr aus der Empfangsantenne, das von dem Empfangsschalter 22 ausgewählt wird, wird dem Mischer 24 zugeführt. Zu diesem Zeitpunkt mischt der Mischer 24 das Empfangssignal Sr mit dem lokalen Signal L aus dem Teiler 16, um das Überlagerungssignal zu erzeugen. Das von dem Verstärker 26 verstärkte Überlagerungssignal wird in Übereinstimmung mit dem Taktsignal P in dem A/D-Wandler gewandelt und in den Signalprozessor 32 eingegeben.
Das zeitgemultiplexte Überlagerungssignal der Kanäle A1 bis A9 und das Zeitmultiplexüberlagerungssignal der Kanäle B1 bis B9 werden zu jeder Modulationsperiode des Sendesignals (Messzyklus) von dem Mischer 24 abwechselnd zugeführt.
Hierbei wird die Zielinformationserfassungsverarbeitung, die von dem Signalprozessor 32 ausgeführt wird, unter Bezugnahme auf das Flussdiagramm in 3 beschrieben. Wenn diese Verarbeitung gestartet wird, wird zuerst das Betriebsartensignal M zu der Taktsteuervorrichtung 30 ausgegeben, um eine Betriebsart festzulegen (S110). Bei diesem Festlegen einer Betriebsart wird, wenn es bezüglich einem vergangenen Erfassungsergebnis entschieden wird, dass ein Überlagerungssignal auf der Grundlage einer Reflexionswelle von einem zu erfassenden Ziel in einem Überlagerungssignal auf der Grundlage einer Reflexionswelle von einem anderen Ziel eingebettet ist, oder es erwartet wird, dass es eingebettet wird, eine Modulationsneigung des Sendesignals festgelegt, um diese Ausführungsform des Überlagerungssignals zu verhindern.
Das Senden der Radarwelle wird durch Zuführen des Modulationssignals über den D/A-Wandler zu dem VCO 14 begonnen (S120) und das Überlagerungssignal wird von dem A/D-Wandler 28 abgetastet, um Daten zu sammeln (S130). In diesem Fall werden die Daten, die den zwei Messzyklen entsprechen, derart gesammelt, dass die Daten bezüglich allen n Kanälen A1 bis A9 und B1 bis B9 gesammelt werden. Wenn die erforderlichen Daten gesammelt worden sind, wird die Zufuhr des Modulationssignals zu dem VCO 14 gestoppt, so dass das Senden der Radarwelle gestoppt wird (S140).
Nachfolgend werden die Daten in einem Schritt S150 abgetastet. Genauer gesagt werden die gesammelten Daten für jeden Kanal A1 bis A9, B1 bis B9 in dem Schritt S150 getrennt. Auf der Grundlage der derart getrennten Daten wird die Frequenzanalyseverarbeitung (in diesem Fall die Verarbeitung einer FFT) für jeden Kanal A1 bis A9, B1 bis B9 und Aufwärts/Abwärtsbereich ausgeführt, um dadurch ein Leistungsspektrum des Überlagerungssignals zu bestimmen (S160).
Nachfolgend wird eine Spitzensuchverarbeitung eines Bestimmens der Frequenz einer Komponente, die die Spitzensignalintensität aufweist, aus der Frequenzverteilung des Überlagerungssignals ausgeführt, das über die vorhergehende Frequenzanalyseverarbeitung jeden Bereich erzielt (S170). Die Frequenzverteilung, die für die Spitzensuchverarbeitung verwendet wird, kann die Frequenzverteilung von irgendeinem von mehreren Kanälen oder eine mittlere Frequenzverteilung sein, die durch Mitteln der Frequenzverteilungen der Kanäle A1 bis A9 oder der Kanäle B1 bis B9 erzielt wird.
Wenn es als ein Ergebnis der Spitzensuchverarbeitung festgestellt wird, dass mehrere Spitzen vorhanden sind, wird eine Vergleichsübereinstimmungsverarbeitung eines Bestimmens der Frequenzkomponenten, welche zwischen beiden der Modulationen gepaart sind, durch Vergleichen der Signalintensität oder Phase der Frequenzkomponenten ausgeführt (S180). Die Frequenzen der Signalkomponenten, die durch die Paarübereinstimmungsverarbeitung gepaart sind, werden als Überlagerungsfrequenzen fb1, fb2 festgelegt und der Abstand R und die relative Geschwindigkeit V zu dem Ziel werden unter Verwendung der Gleichungen (3), (4) für jedes Paar berechnet (S190).
Nachfolgend werden die Daten, die dem Ziel zugehörig sind, das in dem vorhergehenden Schritt S180 extrahiert wird (die Frequenzkomponente, die durch den komplexen Vektor dargestellt ist), auf der Grundlage des Frequenzanalyseergebnisses von jedem Kanal A1 bis A9, B1 bis B9 extrahiert (S200). Das Verhältnis der Daten der Kanäle A9 und B9 aus diesen extrahierten Daten ([A9]/[B1], wobei [i] die Daten des Kanals i darstellt) wird berechnet und die Daten der Kanäle B1 bis B9 werden mit dem vorhergehenden Datenverhältnis, das als eine Korrekturgröße dient, multipliziert, um dadurch den Fehler der Phase oder Amplitude auf der Grundlage der Zeitdifferenz zwischen den Messzyklen zu korrigieren (S210).
Nachfolgend wird eine digitale Strahlbildungs- bzw. DBF-Verarbeitung auf der Grundlage der Daten der Kanäle A1 bis A9 und den korrigierten Daten der Kanäle B2 bis B9 ausgeführt (S220). Die Richtung zu der Position des Ziels wird auf der Grundlage des vorhergehenden Verarbeitungsergebnisses bestimmt (S230) und dann ist diese Verarbeitung beendet.
In diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird [A9]/[B1] als die Korrekturgröße festgelegt. Jedoch können die Daten der Kanäle A1 bis A8 mit [B1]/[A9] als eine Korrekturgröße multipliziert werden, um die Daten der Kanäle A1 bis A8 zu korrigieren, und kann dann die DBF-Verarbeitung auf der Grundlage der korrigierten Daten der Kanäle A1 bis A8 und der Daten der Kanäle B1 bis B9 ausgeführt werden. An Stelle einer DBF können andere Richtungsbestimmungsalgorithmen, wie zum Beispiel ESPRIT usw. verwendet werden.
Bei dem in 1 gezeigten Vorrichtungsaufbau gemäß diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung entspricht die Taktsteuervorrichtung 30 der Schaltsteuervorrichtung und entspricht der Signalprozessor 32 der Signalverarbeitungsvorrichtung. Der Signalprozessor 32 führt das Verfahren des Schrittes S210, das der Korrektureinrichtung entspricht, und das Verfahren des Schritts S110 aus, das der Änderungseinrichtung entspricht.
Wie es zuvor beschrieben worden ist, werden in der Radarvorrichtung 2 dieses Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung die Daten, die in unterschiedlichen Messzyklen gesammelt werden (die Daten der Kanäle A1 bis A9/die Daten der Kanäle B1 bis B9) unter Verwendung der Korrekturgröße korrigiert, die aus den Daten der Kanäle A9, B1 erzielt wird, welche derart festgelegt sind, dass sie die gleiche Pfadlänge aufweisen, so dass sie als in dem gleichen Messzyklus erfaßt erachtet werden können und zusammen der Signalverarbeitung unterzogen werden können.
Deshalb ist es gemäß der Radarvorrichtung 2 dieses Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung nicht erforderlich, die Daten von allen der Kanäle in einem Messzyklus zu sammeln und es ist ausreichend, lediglich die Daten der Kanäle zu verwenden die die gleiche Sendeantenne verwenden. Deshalb wird keine Sendebereitschaftszeit in den Verlauf des Messzyklus eingefügt und daher kann der Abtastabstand pro Kanal stark verkürzt werden.
Das heißt, die Hälfte der Abtastfrequenz fs kann auf der Grundlage des entfernten Ziels auf einen ausreichend höheren Wert als die Frequenzkomponente festgelegt werden und es wird verhindert, dass die Frequenzkomponente auf der Grundlage des entfernten Ziels durch die FFT-Verarbeitung in das Signalband zurückkehrt, so dass verhindert werden kann, dass das entfernte Ziel fehlerhaft als ein Ziel innerhalb des Erfassungsbereichs erfaßt wird.
Weiterhin können die Rauschkomponenten, die durch die FFT-Verarbeitung in das Signalband des Überlagerungssignals zurückkehren, verringert werden und kann das Ansteigen der Rauschuntergrenze innerhalb des Signalbands unterdrückt werden, so dass die Erfassungsfähigkeit der Überlagerungsfrequenzen fb1, fb2 erhöht werden kann.
Noch weiterhin kann, da der Abtastabstand pro Kanal verkürzt wird, die Fortsetzungszeit des Messzyklus (Wobbelzeit) verkürzt werden und kann dann die Modulationsneigung der Frequenz des Sendesignals auf einen großen Wert festgelegt werden. Das heißt, der erfassbare Bereich der relativen Geschwindigkeit wird vergrößert und daher kann ein Ziel, das eine höhere relative Geschwindigkeit aufweist, erfaßt werden.
Noch weiterhin wird gemäß diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, da der Abtastabstand pro Kanal verkürzt ist, der Freiheitsgrad, wenn die Modulationsneigung der Frequenz des Sendesignals geändert wird, um sich auf der Grundlage der Erhöhung des Betriebsartensignals M zu erhöhen, und zum Beispiel, wenn die Spitzenfrequenzen auf der Grundlage von verschiedenen Zielen überlappen, erhöht, wobei diese sicher voneinander getrennt werden. Deshalb kann das Erfassungsvermögen des Ziels verbessert werden.
Deshalb betrifft die vorliegende Offenbarung ein neues Verfahren zum Anordnen einer Mehrzahl von Sendeantennen 18 und einer Mehrzahl von Empfangsantennen 20 für eine Radarvorrichtung 2, die mit einer Mehrzahl von Antennen ausgestattet ist, wobei jede der Mehrzahl von Antennen eine Kombination von einer der Mehrzahl von Sendeantennen 18 und einer der Mehrzahl von Empfangsantennen 20 aufweist, die Radarvorrichtung 2 zum Bestimmen einer Richtung zu einem Ziel durch Senden einer elektrischen Welle zu dem Ziel und Empfangen der elektrischen Welle, die von dem Ziel reflektiert worden ist, durch jede der Mehrzahl von Kanälen dient. Ein erster vorbestimmter Abstand D ist zwischen den Sendeantennen 18 angeordnet und ein zweiter vorbestimmter Abstand d ist zwischen den Empfangsantennen 20 angeordnet. Die Mehrzahl von Kanälen sind in Kanalgruppen angeordnet, die Kanäle aufweisen, die eine gleiche Sendeantenne der Mehrzahl von Sendeantennen 18 verwenden, wobei jede Kanalgruppe mindestens einen Kanal aufweist, der eine Pfadlänge aufweist, die gleich zu der Pfadlänge von mindestens einem anderen Kanal in einer anderen Kanalgruppe ist, die eine benachbarte Sendeantenne verwendet, eine Anzahl von Kanälen, deren Pfadlänge sich um einen festgelegten Abstand über alle der Mehrzahl von Kanälen ändert, ist größer als eine Anzahl der Mehrzahl von Empfangsantennen 20. Die Anzahl der Mehrzahl von Sendeantennen 18 ist gleich einer Ganzzahl m, die größer als oder gleich 2 ist. Die Anzahl der Mehrzahl von Empfangsantennen 20 ist gleich einer Ganzzahl n, die größer als 2 ist. Der erste vorbestimmte Abstand zwischen den Empfangsantennen wird auf d festgelegt und der zweite vorbestimmte Abstand zwischen den Sendeantennen wird auf D festgelegt, wobei D gleich d × k ist, 2 ≤ k ≤ n – 1 ist und m und k Ganzzahlen darstellen. Jede der Mehrzahl von Antennengruppen, die benachbarte Sendeantennen verwenden, weist (n – k) Kanäle auf, von denen jeder die gleiche Pfadlänge die irgendeiner der Kanäle der anderen Kanalgruppe aufweist. Die Anzahl der Kanäle, deren Pfadlänge um einen festgelegten Abstand über alle der Mehrzahl von Kanälen geändert wird, ist gleich [(m – 1) × k + n].
Eine neue Radarvorrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung weist einen Sender/Empfänger 4 zum Senden und Empfangen einer elektrischen Welle über einen einer Mehrzahl von Kanälen auf, wobei jeder der Mehrzahl von Kanälen eine der Mehrzahl von Sendeantennen 18 und eine der Mehrzahl von Empfangsantennen 209 aufweist, die gemäß der vorhergehenden Methode angeordnet sind, und zum Erzeugen eines Überlagerungssignals durch Mischen des Sendesignals und des Empfangssignals. Die Radarvorrichtung weist ebenso eine Schaltsteuervorrichtung zum aufeinanderfolgenden Schalten einer Sendeantenne, die zu verwenden ist, um die elektrische Welle zu senden, zu jedem vorbestimmten Messzyklus und zum aufeinanderfolgenden Schalten der Empfangsantenne, die zu verwenden ist, um die elektrische Welle zu jedem vorbestimmten Kanalschaltintervall zu empfangen, auf, wodurch ein gemultiplextes Signal, das durch Zeitmultiplexen der Überlagerungssignale der Kanäle der Kanalgruppe, die die gleiche Sendeantenne verwendet, von dem Sender/Empfänger 4 in dem gleichen Messzyklus zugeführt wird. Die Radarvorrichtung 2 weist ebenso eine Signalverarbeitungsvorrichtung 32 zum Bestimmen der Richtung zu einem Ziel auf der Grundlage von Daten, die durch ein Abtasten des gemultiplexten Signals erzielt werden, das von dem Sender/Empfänger 4 zugeführt wird, auf, wobei die Signalverarbeitungsvorrichtung eine Korrektureinrichtung zum Erfassen eines Fehlers, der zwischen den Kanalgruppen, die einen unterschiedlichen Messzyklus aufweisen, auftritt, auf der Grundlage von Daten auf Kanälen, die eine zueinander gleiche Pfadlänge aufweisen, und zum Korrigieren der Daten der jeweiligen Kanäle, so dass der Fehler aufgehoben wird, aufweist.
Eine zuvor beschriebene erfindungsgemäße Radarvorrichtung weist mehrere Sendeantennen und mehrere Empfangsantennen auf. Die Empfangsantennen bilden einen empfangsseitigen Antennenabschnitt und sind in einem Abstand von d angeordnet. Die Sendeantennen bilden einen sendeseitigen Antennenabschnitt und sind in einem Intervall von d' = d × (n – 1) angeordnet. Die Pfadlänge, bei welcher die elektrische Welle von einem Ziel reflektiert wird, ist zwischen Kanälen A9 und B1 identisch und siebzehn Arten von Kanälen werden erzielt, welche um jeden festgelegten Abstand eine unterschiedliche Pfadlänge aufweisen. Die Daten der Kanäle, die unterschiedliche Sendeantennen verwenden, werden jeweils in unterschiedlichen Messzyklen gesammelt und ein Fehler auf der Grundlage der Zeitdifferenz zwischen den Messzyklen wird auf der Grundlage eines Korrekturwerts korrigiert, der aus den Daten der Kanäle A9 und B1 berechnet wird.

Claims

Verfahren zum Anordnen einer Mehrzahl von Sendeantennen (18) und einer Mehrzahl von Empfangsantennen (20) für eine Radarvorrichtung (2), die mit einer Mehrzahl von Kanälen ausgestattet ist, wobei jeder der Mehrzahl von Kanälen aus einer Kombination von einer der Mehrzahl von Sendeantennen (18) und einer der Mehrzahl von Empfangsantennen (20) besteht und die Radarvorrichtung (2) zum Bestimmen einer Richtung zu einem Ziel durch Senden einer elektrischen Welle zu dem Ziel und Empfangen der von dem Ziel reflektierten elektrischen Welle über jeden der Mehrzahl von Kanälen dient, mit folgenden Schritten: Anordnen eines ersten vorbestimmten Abstands (D) zwischen den Sendeantennen (18) und eines zweiten vorbestimmten Abstands (d) zwischen den Empfangsantennen (20); und Anordnen der Mehrzahl von Kanälen in Kanalgruppen, die Kanäle aufweisen, die eine gleiche Sendeantenne der Mehrzahl von Sendeantennen (18) verwenden, wobei jede Kanalgruppe genau einen Kanal aufweist, der eine Pfadlänge der elektrischen Welle von der jeweiligen Sendeantenne zum Ziel und zurück zur jeweiligen Empfangsantenne aufweist, die gleich zu der Pfadlänge von einem anderen Kanal in einer anderen Kanalgruppe ist, die eine benachbarte Sendeantenne verwendet, und eine Anzahl von Kanälen, deren Pfadlänge um einen festen Abstand über alle der Mehrzahl von Kanälen geändert wird, größer als eine Anzahl der Mehrzahl von Empfangsantennen (20) ist, wobei die Anzahl der Mehrzahl von Sendeantennen (18) gleich einer Ganzzahl m ist, die gleich oder größer als 2 ist; die Anzahl der Mehrzahl von Empfangsantennen (20) gleich einer Ganzzahl n ist, die größer als 2 ist; der erste vorbestimmte Abstand zwischen den Empfangsantennen auf d festgelegt ist und der zweite vorbestimmte Abstand zwischen den Sendeantennen auf D festgelegt ist, wobei D = d × k ist, 2 ≤ k ≤ n – 1 ist und n und k Ganzzahlen darstellen; jede der Mehrzahl von Kanalgruppen, die eine benachbarte Sendeantenne verwenden, (n – k) Kanäle aufweisen, von denen jeder die gleiche Pfadlänge wie irgendeiner der Kanäle der anderen Kanalgruppe aufweist; und die Anzahl von Kanälen, deren Pfadlänge sich um einen festgelegten Abstand über alle der Mehrzahl von Kanälen ändert, gleich [(m – 1) × k + n] ist.
Radarvorrichtung (2), die aufweist: einen Sender/Empfänger (4) zum Senden und Empfangen einer elektrischen Welle über einen einer Mehrzahl von Kanälen, wobei jeder der Mehrzahl von Kanälen eine der Mehrzahl von Sendeantennen (18) und eine der Mehrzahl von Empfangsantennen (20) aufweist, die gemäß dem Verfahren des Anspruchs 1 angeordnet sind, und zum Erzeugen eines Überlagerungssignals durch Mischen des Sendesignals und des Empfangssignals; eine Schaltsteuervorrichtung (30) zum aufeinanderfolgenden Schalten einer Sendeantenne, die zu verwenden ist, um die elektrische Welle zu jedem vorbestimmten Messzyklus zu senden, und zum aufeinanderfolgenden Schalten der Empfangsantenne, die zu verwenden ist, um die elektrische Welle zu jedem vorbestimmten Kanalschaltintervall zu empfangen, um dadurch ein gemultiplextes Signal, das durch ein Zeitmultiplexen der Überlagerungssignale der Kanäle der Kanalgruppe erzielt wird, die die gleiche Sendeantenne verwendet, in dem gleichen Messzyklus dem Sender/Empfänger (4) zuzuführen; und eine Signalverarbeitungsvorrichtung (32) zum Bestimmen der Richtung zu einem Ziel auf der Grundlage von Daten, die durch Abtasten des gemultiplexten Signals erzielt werden, das von dem Sender/Empfänger (4) zugeführt wird, wobei die Signalverarbeitungsvorrichtung (32) eine Korrektureinrichtung zum Erfassen eines Fehlers, der zwischen den Kanalgruppen auftritt, die einen unterschiedlichen Messzyklus aufweisen, auf der Grundlage von Daten aus den Kanälen, deren Pfadlänge zueinander gleich ist, und zum Korrigieren der Daten der jeweiligen Kanäle aufweist, so dass der Fehler ausgeglichen wird.
Radarvorrichtung nach Anspruch 2, wobei ein von der Korrektureinrichtung zu korrigierender Fehler mindestens eine Phase aufweist.
Radarvorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, wobei der Sender/Empfänger (4) eine elektrische Welle sendet und empfängt, deren Frequenz derart moduliert ist, dass sie sich ähnlich einer Dreieckswellenform bezüglich der Zeit ändert, und die Schaltsteuervorrichtung (30) eine Modulationsneigungs-Änderungseinrichtung zum Ändern der Neigung der Frequenzmodulation durch Ändern von mindestens einem der Anzahl von Empfangsantennen (20) unter einem Schaltsteuern und des Kanalschaltintervalls aufweist.