CN1812241A - 开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种开关电源电路。通过将绝缘变换器变压器的耦合系数设置为约0.7或者更低，消除了不正常操作，在该不正常操作中，在中等负载处开关器件的关断时段结束之前电流流过了开关器件。初级侧并联谐振频率和次级侧串联谐振频率被设置为获得良好的电源变换效率特性。

Description

开关电源电路
技术领域
本发明涉及包括电压谐振变换器的开关电源电路。
背景技术
作为谐振型的所谓的软开关电源，电流谐振型和电压谐振型是众所周知的。当前，具有通过半桥耦合***而耦合的两个开关器件的电流谐振变换器被广泛使用，因为这样的电流谐振变换器容易被投入实际应用。
但是，举例来说，高耐压开关器件的特性正在被改善，因此在将电压谐振变换器投入实际应用的过程中的耐压问题正在被解决。另外，与具有一个开关器件的电流谐振正向变换器相比，由具有一个开关器件的单端***(single-ended system)形成的电压谐振变换器在输入反馈噪声、直流输出电压线的噪声分量等方面已知是有利的。
图8示出了含有单端***的电压谐振变换器的开关电源电路的配置示例。
在图8所示的开关电源电路中，由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci形成的整流和平滑电路对交变输入电压VAC进行整流和平滑，从而作为平滑电容器Ci两端的电压，生成了经整流和平滑的电压Ei。
顺便提及，在交流电源AC的线路中提供有噪声滤波器，其由一组共模扼流圈CMC和两个跨电容器CL形成，用于去除共模噪声。
经整流和平滑的电压Ei作为直流输入电压被输入电源谐振变换器。如上所述，电压谐振变换器采用具有一个开关器件Q1的单端***。这种情况中的电压谐振变换器是外激(externally excited)变换器。MOS-FET开关器件Q1被振荡和驱动电路2开关驱动。
MOS-FET体二极管DD与开关器件Q1并联连接。初级侧并联谐振电容器Cr与开关器件Q1的源极和漏极并联连接。
初级侧并联谐振电容器Cr与绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的漏电感L1一起形成了初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)。该初级侧并联谐振电路提供了电压谐振操作，作为开关器件Q1的开关操作。
振荡和驱动电路2向开关器件Q1的栅极施加作为驱动信号的栅极电压，以对开关器件Q1进行开关驱动。从而，开关器件Q1以与驱动信号的周期相对应的开关频率执行开关操作。
绝缘变换器变压器PIT将开关器件Q1的开关输出传递到次级侧。
绝缘变换器变压器PIT例如具有通过将由铁氧体材料的E型磁芯彼此组合而形成的EE型磁芯(core)。缠绕部分被分为初级侧缠绕部分和次级侧缠绕部分。初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在EE型磁芯的中心磁芯柱(central magnetic leg)上。
另外，在绝缘变换器变压器PIT的EE型磁芯的中心磁芯柱中形成有大约1.0mm的间隙。从而在初级侧和次级侧之间得到了耦合系数k＝约0.80到0.85。这种水平的耦合系数k可以被认为代表弱耦合，因此不容易达到饱和状态。耦合系数k的值是在设置漏电感(L1)时的一个因素。
绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端***在开关器件Q1与平滑电容器Ci的正电极端子之间。从而，开关器件Q1的开关输出被传送到初级绕组N1。由初级绕组N1引起的交变电压出现在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中。
在这种情况中，次级侧串联谐振电容器C2与次级绕组N2的一端串联连接。这样，次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容形成了次级侧串联谐振电路(电流谐振电路)。
另外，通过如图所示地将整流二极管Do1和Do2以及平滑电容器Co连接到次级侧串联谐振电路，形成了倍压器半波整流电路。作为平滑电容器Co两端的电压，该倍压器半波整流电路生成了具有与次级绕组N2中所感应的交变电压V2的两倍相对应的电平的次级侧直流输出电压Eo。次级侧直流输出电压Eo被供应给负载，还被输入到控制电路1，作为用于恒压控制的检测电压。
控制电路1向振荡和驱动电路2输入通过检测作为检测电压输入的次级侧直流输出电压Eo的电平而获得的检测输出。
根据由输入到振荡和驱动电路2的检测输出指示了电平的次级侧直流输出电压Eo的电平，振荡和驱动电路2控制开关器件Q1的开关操作，以便使得次级侧直流输出电压Eo恒定在预定电平。即，振荡和驱动电路2生成并输出用于控制开关操作的驱动信号。从而，执行了控制以稳定次级侧直流输出电压Eo。
图9A、9B、9C和图10示出了具有图8所示配置的电源电路的实验结果。在进行实验时，如下设置图8的电源电路的主要部分。
对于绝缘变换器变压器PIT，选择EER-35磁芯，并且中心磁芯柱的间隙的间隙长度被设置为1mm。对于初级绕组N1和次级绕组N2的各自的匝数，N1＝39T，N2＝23T。对于绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k，设置k＝0.81。
选择初级侧并联谐振电容器Cr＝3900pF，次级侧串联谐振电容器C2＝0.1μF。因此，设置了初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1＝230kHz，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2＝82kHz。在该情况中，谐振频率fo1与fo2之间的关系可以被表示为fo1≈2.8×fo2。
次级侧直流输出电压Eo的额定电平是135V。电源电路所处理的负载功率在最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的范围内。
图9A、9B和9C的波形图示出了基于开关器件Q1的开关周期，图8所示的电源电路中的主要部分的操作。图9A示出了在最大负载功率Pomax＝200W处的电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I1、次级绕组电流I2以及次级侧整流电流ID1和ID2。图9B示出了在中等负载功率Po＝120W处的电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I1以及次级绕组电流I2。图9C示出了在最小负载功率Pomin＝0W处的电压V1和开关电流IQ1。
电压V1是在开关器件Q1两端获得的电压。在开关器件Q1导通的时段TON中，电压V1处于零电平，并且在开关器件Q1关断的时段TOFF中，形成具有正弦波形的谐振脉冲。电压V1的谐振脉冲波形指示出初级侧开关变换器的操作是电压谐振型操作。
开关电流IQ1流过开关器件Q1(和体二极管DD)。开关电流IQ1在时段TON中以图中所示的波形流动，并且在时段TOFF中处于零电平。
流过初级绕组N1的初级绕组电流I1是在时段TON中作为开关电流IQ1流动的电流分量与在时段TOFF中流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流的组合。
虽然仅在图9A中进行了图示，但是作为次级侧整流电路的操作，流过整流二极管Do1和Do2的整流电流ID1和ID2每个都具有如图所示的正弦波形。在该情况中，与整流电流ID2的波形相比，次级侧串联谐振电路的谐振操作更主要地出现在整流电路ID1中。
流过次级绕组N2的次级绕组电流I2具有通过将整流电流ID1和ID2彼此组合而得到的波形。
图10示出了在图8所示的电源电路中，相对于负载变化的开关频率fs、开关器件Q1的时段TON和TOFF以及AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)。
AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)示出了在负载功率Po＝50W到200W的宽范围内，获得了90％或更高的高效率。本申请的发明人早先已经通过实验确认：当次级侧串联谐振电路与单端***的电压谐振变换器向结合时，获得了这样的特性。
图10中的开关频率fs、时段TON和时段TOFF将开关操作表示为图8的电源电路中相对于负载变化的恒压控制特性。在该情况中，开关频率fs相对于负载变化基本是恒定的。另一方面，时段TON和TOFF在彼此相反的方向上线性改变，如图10所示。这指示出随着次级侧直流输出电压Eo变化，通过改变导通时段与关断时段之间的占空比，而保持开关频率(开关周期)基本恒定，开关操作被控制。这样的控制可以被认为是改变一个周期内的导通/关断时段的PWM(脉宽调制)控制。图8所示的电源电路通过这种PWM控制，稳定了次级侧直流输出电压Eo。
图11通过开关频率fs(kHz)与次级侧直流输出电压Eo之间的关系，示意性地示出了图8所示的电源电路的恒压控制特性。
图8所示的电源电路具有初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路。图8所示的电源电路因此以复合的方式具有两个谐振阻抗特性，即，与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1相对应的谐振阻抗和与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2相对应的谐振阻抗。此外，由于图8所示的电源电路具有fo1≈2.8×fo2的关系，因此次级侧串联谐振频率fo2低于初级侧并联谐振频率fo1，如图11所示。
对于在恒定交变输入电压VAC的条件下相对于开关频率fs的恒压控制特性，如图11所示，特性曲线A和B分别代表在与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1相对应的谐振阻抗下，在最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin处的恒压控制特性，特性曲线C和D分别代表在与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2相对应的谐振阻抗下，在最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin处的恒压控制特性。开关频率fs的可变范围(必要控制范围)可以被表示为由Δfs指示的部分，该范围是在图11所示的特性下，将次级侧直流输出电压Eo恒压控制在额定电平tg处所必需的。
图11所示的必要控制范围Δfs是从与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2相对应的最大负载功率Pomax处的特性曲线C到与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1相对应的最小负载功率Pomin处的特性曲线B。与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2相对应的最小负载功率Pomin处的特性曲线D和与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1相对应的最大负载功率Pomax处的特性曲线A在特性曲线C与特性曲线B之间穿过。此外，图8所示的实际电源电路中的范围Δfs很窄。
这样，作为图8所示电源电路中的恒压控制操作，开关驱动控制通过PWM控制而执行，其中PWM控制改变一个开关周期中的时段TON与TOFF之间的占空比，而保持开关频率fs基本固定。顺便提及，这由如下事实指示出：如图9A、9B和9C所示，在最大负载功率Pomax＝200W、负载功率Po＝125W和最小负载功率Pomin＝0W处，时段TOFF和TON的宽度改变，而一个开关周期(TOFF+TON)的时段长度基本恒定。
通过在开关频率的窄的可变范围(Δfs)内，从其中在初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1处的谐振阻抗(电容阻抗)占主导的状态转变到其中在次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2处的谐振阻抗(电感阻抗)占主导的状态，作为根据电源电路中的负载变化的谐振阻抗特性，获得这样的操作。
发明内容
图8所示的电源电路具有如下问题。
上述图9A到9C的波形图中的图9A所示的最大负载功率Pomax处的开关电流IQ在达到时段TOFF的时间终点之前是零电平，所述终点是导通时刻。当达到时段TON时，开关电流IQ1首先作为负极性的电流，流过体二极管DD。开关电流IQ1然后反相从开关器件Q1的漏极流到源极。该操作指示出适当地执行了ZVS(零电压切换)。
另一方面，在时段TOFF的时间终点之前，在如图9B所示的对应于中等负载的Po＝120W处的开关电流IQ1作为噪声而流动，所述终点是导通时刻。该操作是其中没有适当地执行ZVS的不正常操作。
也就是说，已知如图8所示的具有次级侧串联谐振电路的电压谐振变换器在中等负载处执行了其中没有适当执行ZVS的不正常操作。可以确认，图8所示的实际电源电路例如在如图10中的部分A所指示的负载变化范围中执行这样的不正常操作。
如上所述，具有次级侧串联谐振电路的电压谐振变换器具有作为固有趋势的这样特性：能够有利地相对于负载变化而维持高效率。但是，如图9B所示，在导通开关器件Q的时刻，流动了相应的峰值电流作为开关电流IQ1。这增大了开关损耗，造成了降低电源变换效率的因素。
无论如何，上述不正常操作例如引起了恒压控制电路***的相位-增益特性的移动，从而导致在不正常振荡状态中的开关操作。因此，当前很强地感觉到将图8的电源电路投入实际应用事实上是很困难的。
因此，鉴于上述问题，根据本发明一个实施例的开关电源电路如下形成。
开关电源电路包括：整流和平滑装置，用于通过对交变输入电压进行整流和平滑，获得直流输入电压；开关装置，所述开关装置利用被提供了直流输入电压的开关器件形成，并执行开关操作；开关驱动装置，用于对开关器件进行开关驱动；以及通过至少缠绕初级绕组和次级绕组而形成的绝缘变换器变压器，其中所述初级绕组被提供了由开关装置的开关操作获得的开关输出，在所述次级绕组中，由在初级绕组中获得的开关输出感应出交变电压。
开关电源电路还包括：至少由绝缘变换器变压器的初级绕组的漏电感分量和初级侧并联谐振电容器的电容形成的初级侧并联谐振电路，该初级侧并联谐振电路将开关装置的操作转换为电压谐振型操作；以及至少由绝缘变换器变压器的次级绕组的漏电感分量和与次级绕组串联连接的次级侧串联谐振电容器的电容形成的次级侧串联谐振电路。
开关电源电路还包括：次级侧直流输出电压生成装置，用于通过对在绝缘变换器变压器的次级绕组中所感应的并被输入到次级侧直流输出电压生成装置的交变电压执行整流操作，并通过次级侧平滑电容器使得自整流操作的整流输出平滑，来生成次级侧直流输出电压；以及恒压控制装置，用于通过根据次级侧直流输出电压的电平控制开关驱动装置以改变开关装置的开关频率，来对次级侧直流输出电压执行恒压控制；
在该开关电源电路中，绝缘变换器变压器的初级侧与次级侧之间的耦合系数被设置为使得至少在中等负载的预定负载条件范围内获得适当的零电压切换。初级侧并联谐振电路的谐振频率和所述次级侧串联谐振电路的谐振频率可以被设置为使得至少在预定负载条件下获得一定的电源变换效率或者更高的电源变换效率。
从而，本发明消除了在具有次级侧串联谐振电路的电压谐振变换器中的上述不正常操作。因此，具有次级侧串联谐振电路的电压谐振变换器容易被投入实际应用。另外，通过消除该不正常操作，电源变换效率被改善。
此外，根据本发明，初级侧并联谐振电路的谐振频率和次级侧串联谐振电路的谐振频率被设置为使得在预定负载功率的负载条件下，获得一定或更高的电源变换效率。电压谐振变换器固有地具有高电源变换效率的特性。本发明可以提供具有较好电源变换效率特性的电源电路，作为包括电压谐振变换器的电源电路。
附图说明
图1是示出了根据本发明第一实施例的电源电路的配置示例的电路图；
图2是示出了根据该实施例的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器的结构示例的示图；
图3A、3B和3C是基于开关周期，示出了根据第一实施例的电源电路的主要部分的操作的波形图；
图4是示出了在根据第一实施例的电源电路中，AC到DC电源变换效率的变化、开关频率以及开关器件的导通时段相对于负载变化的特性的示图；
图5是概念性地示出了根据该实施例的电源电路的恒压控制特性的示图；
图6是示出了根据本发明第二实施例的电源电路的配置示例的电路图；
图7是示出了根据本发明第三实施例的电源电路的配置示例的电路图；
图8是示出了作为传统例子的电源电路的配置示例的电路图；
图9A、9B和9C是示出了图8所示的电源电路的主要部分的操作的波形图；
图10是示出了在图8所示的电源电路中，AC到DC电源变换效率、开关频率以及开关器件的导通时段相对于负载变化的特性的示图；以及
图11是概念性地示出了传统电源电路的恒压控制特性的示图。
具体实施方式
图1的电路图示出了根据作为实施本发明的最佳方式(实施例)的第一实施例的电源电路的配置示例。该图中所示的电源电路采用利用单端***的电压谐振开关变换器的基础配置。
在该图中所示的开关电源电路中，一组共模扼流圈CMC和两个跨电容器CL***在商用交流电源AC的线路中，如图所示。共模扼流圈CMC和跨电容器CL与CL形成了噪声滤波器，用于消除叠加在商用交流电源AC的线路上的共模噪声。
交变输入电压VAC被桥式整流电路Di整流。平滑电容器Ci被桥式整流电路Di的整流输出充电。从而，作为平滑电容器Ci两端的电压，获得了经整流和平滑的电压Ei。经整流和平滑的电压Ei是对于后级中的开关变换器的直流输入电压。
在图1中，被提供了作为直流输入电压的经整流和平滑的电压Ei并执行开关操作的开关变换器例如被形成为具有一个开关器件Q1的单端***的电压谐振变换器。在该情况中，选择高耐压的MOS-FET作为开关器件Q1。在该情况中，用于驱动电压谐振变换器的***是外激***，其中开关器件被振荡和驱动电路2开关驱动。
从振荡和驱动电路2输出的开关驱动信号(电压)被施加到开关器件Q1的栅极。
开关器件Q1的漏极连接到后面将描述的绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的缠绕起始端部分。初级绕组N1的缠绕终止端部分连接到平滑电容器Ci的正电极端子。从而，在该情况中，直流输入电压(Ei)经由初级绕组N1的串联连接，被提供给开关器件Q1。开关器件Q1的源极连接到初级侧地。
由于在该情况中，MOS-FET被选择作为开关器件Q1，因此在开关器件Q1包含有体二极管DD，其与开关器件Q1的漏极和源极并联连接，如图1所示。体二极管DD的阳极连接到开关器件Q1的源极，阴极连接到开关器件Q1的漏极。体二极管DD形成了用于使相反方向的电流通过的路径，该电流是通过开关器件Q1的导通/关断操作(开关操作)而生成的。
初级侧并联谐振电容器Cr与开关器件Q1的漏极和源极并联连接。
初级侧并联谐振电容器Cr的电容与绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的漏电感L1形成了用于开关流过开关器件Q1的开关电流的初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)。该初级侧并联谐振电路执行谐振操作，从而获得了电压谐振型操作作为开关器件Q1的开关操作。因此，在开关器件Q1的关断时段期间，获得了正弦谐振脉冲波形作为开关器件Q1两端的电压(漏极到源极电压)V1。
振荡和驱动电路2包括例如通过外激***来驱动开关器件Q1的振荡电路。振荡和驱动电路2基于得自振荡电路的振荡信号，生成驱动信号作为用于对MOS-FET进行开关驱动的栅极电压，并将驱动信号施加到开关器件Q1的栅极。从而，开关器件Q1根据与驱动信号的周期相对应的开关频率，执行连续的导通/关断操作。即，开关器件Q1执行开关操作。
绝缘变换器变压器PIT将初级侧开关变换器的开关输出传递到次级侧，其中初级侧和次级侧相对于直流彼此绝缘。
图2是示出了图1的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器PIT的结构示例的截面图。
如图2所示，绝缘变换器变压器PIT具有EE型磁芯(EE形磁芯)，该EE型磁芯是通过以如下方式将铁氧体材料的E形磁芯CR1和CR2彼此组合而形成的：磁芯CR1的磁芯柱与磁芯CR2的磁芯柱相对。
绝缘变换器变压器PIT还具有线轴B，线轴B例如由树脂形成，并具有彼此分开使得彼此独立的初级侧缠绕部分和次级侧缠绕部分。初级绕组N1缠绕在线轴B的一个缠绕部分上。次级绕组N2缠绕在线轴B的另一个缠绕部分上。这样缠绕了初级侧绕组和次级侧绕组的线轴B被附接到上述EE型磁芯(CR1和CR2)。从而，初级侧绕组和次级侧绕组在各自不同的缠绕区域中围绕EE型磁芯的中心磁芯柱缠绕。这样，获得了绝缘变换器变压器PIT的整体结构。
另外，在如图所示的EE型磁芯的中心磁芯柱中，例如形成有间隙长度约2mm或更大的间隙G。从而，获得了例如耦合系数k≈0.7或者更低的弱耦合状态。即，获得了比图8所示的现有技术电源电路的绝缘变换器变压器PIT更弱耦合的状态。顺便提及，可以通过使得E型磁芯CR1和CR2的中心磁芯柱短于E型磁芯CR1和CR2的两个外磁芯柱，来形成间隙G。
如上所述，绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1一端连接到开关器件Q1的漏极。从而，开关器件Q1的开关输出被传递到初级绕组N1，使得在初级绕组N1中出现交变电压。
由初级绕组N1引起的交变电压出现在绝缘变换器变压器PIT的次级侧上。
次级绕组N2与次级侧串联谐振电容器C2串联连接。从而，次级绕组N2的漏电感L2与次级侧串联谐振电容器C2的电容形成了次级侧串联谐振电路。该次级侧串联谐振电路根据后面将描述的次级侧整流电路的整流操作，执行谐振操作，从而流过次级绕组N2的次级绕组电流是正弦形式的。即，在次级侧获得了电流谐振操作。
该情况中的次级侧整流电路通过如下方式被形成为倍压器半波整流电路：将两个整流二极管Do1和Do2和一个平滑电容器Co连接到如上所述的与次级侧串联谐振电容器C2串联连接的次级绕组N2。对于该倍压器半波整流电路的连接模式，次级绕组N2的缠绕终止端部分一侧经由次级侧串联谐振电容器C2与整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极连接。整流二极管Do1的阴极连接到平滑电容器Co的正电极端子。次级绕组N2的缠绕开始端部分、整流二极管Do2的阳极以及平滑电容器Co的负电极端子连接到次级侧地。
如此形成的倍压器半波整流电路的整流操作如下。
首先，在与次级绕组电压V2的一种极性相对应的半周期中，正向电压被施加到整流二极管Do2。因此，整流二极管Do2导通，以用整流电流对次级侧串联谐振电容器C2充电。从而，在次级侧串联谐振电容器C2两端生成了这样的电压，该电压的电平对应于次级绕组N2中所感应的交变电压的电平乘以1。接着，在与次级绕组电压V2的另一极性相对应的半周期中，正向电压被施加到整流二极管Do2，从而整流二极管Do2导通。此时，平滑电容器Co被这样的电势充电：该电势是通过将次级绕组电压V2的电势叠加在次级侧串联谐振电容器C2两端的电压上而得到的。
从而，作为平滑电容器Co两端的电压，获得了这样的次级侧直流输出电压Eo：其电平对应于次级绕组N2中所感应的交变电压电平的两倍。在该整流操作中，平滑电容器Co仅在次级绕组N2中所感应的交变电压的半周期中被充电。即，获得了倍压器半波整流操作。
次级侧直流输出电压Eo被提供给负载。次级侧直流输出电压Eo还被分路，以输出为到控制电路1的检测电压。
控制电路1根据被输入到控制电路1的次级侧直流输出电压Eo的电平变化，向振荡和驱动电路2提供检测输出。振荡和驱动电路2根据其输出被输入到振荡和驱动电路2的控制电路1的检测输出，驱动开关器件Q1，同时改变开关频率或者一个开关周期中的导通时段TON和关断时段TOFF之间的占空比(传导角)。该操作是对于次级侧直流输出电压的恒压控制操作。
电压谐振变换器的基本恒压控制操作通过固定开关器件Q1的关断时段TOFF，并可变地控制开关器件Q1的导通时段TON，来改变开关频率。但是，当如本实施例中这样提供次级侧串联谐振电路时，如上所述，如PWM(脉宽调制)控制的恒压控制操作被执行，其中一个开关周期内的传导角被控制。即，开关频率控制和PWM控制的复合控制被执行，作为整体的恒压控制操作。
通过如上所述地可变地控制开关频率和开关器件Q1的传导角，电源电路中的初级侧和次级侧的谐振阻抗以及功率传递有效时段被改变，使得从绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1传递到次级绕组N2的功率量以及要从次级侧整流电路提供给负载的功率量被改变。次级侧直流输出电压Eo的电平从而被控制，使得消除了次级侧直流输出电压Eo电平中的变化。即，次级侧直流输出电压Eo被稳定。
通过进行如下设置来形成实际的具有图1所示电路配置的电源电路的主要部分。
对于绝缘变换器变压器PIT，选择EER-35磁芯，并且间隙G被设置为2.2mm的间隙长度。对于初级绕组N1和次级绕组N2的各自的匝数，选择N1＝38T，N2＝27T。从而，k＝0.67被设置为绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k。
选择Cr＝5600pF作为初级侧并联谐振电容器Cr的电容。通过初级侧并联谐振电容器Cr的这种电容设置，以及由绝缘变换器变压器PIT的结构得到的初级绕组N1的漏电感L1，设置了初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1＝219kHz。选择C2＝0.039μF作为次级侧串联谐振电容器C2的电容。通过次级侧串联谐振电容器C2的这种电容设置，以及由绝缘变换器变压器PIT的结构得到的次级绕组N2的漏电感L2，设置了次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2＝113.3kHz。可以相对地说，存在关系fo1≈2×fo2。
对于电源电路所处理的负载功率，最大负载功率Pomax＝300W，最小负载功率Pomin＝0W(无负载)。次级侧直流输出电压Eo的额定电平是175V。
图3A、3B和3C的波形图示出了基于开关器件Q1的开关周期，图1所示的电源电路中的主要部分的操作。图3A示出了在最大负载功率Pomax＝300W处的开关电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I1、次级绕组电流I2、次级侧整流电压VD2以及次级侧整流电流ID1和ID2。图3B示出了在用于中等负载的负载功率Po＝225W处的开关电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I1以及次级绕组电流I2。图3C示出了在最小负载功率Pomin＝0W处的开关电压V1、开关电流IQ1以及次级绕组电压V2。
下面将参考在最大负载功率Pomax＝300W处的图3A的波形图来描述图1的电源电路的基础操作。
开关电压V1是开关器件Q1的漏极到源极电压。开关电流IQ1是从漏极侧流到开关器件Q1(和体二极管DD)的电流。开关电压V1和开关电流IQ1指示开关器件Q1的导通/关断时刻。一个开关周期被分为其中开关器件Q1被导通的时段TON和其中开关器件Q1被关断的时段TOFF。开关电压V1在时段TON中处于零电平，在时段TOFF中形成谐振脉冲。因为初级侧开关变换器的操作是电压谐振形操作，所以开关电压V1的谐振脉冲被获得为正弦谐振波形。
开关电流IQ1在时段TOFF中处于零电平。在到达时段TOFF结束并且时段TON开始时的导通时刻，开关电流IQ1首先通过流过体二极管DD而形成负极性的波形。开关电流IQ1然后被反相，通过从漏极流到源极，形成正极性的波形。开关电流IQ1的这样的波形指示出执行了适当的ZVS。
在时段TON中以正极性流动的开关电流IQ1包括与后面将描述的次级绕组电流I2相对应的正弦形状部分。这指示出在初级侧开关变换器中流动的电流受到次级侧串联谐振电路的影响。
初级绕组电流I1是流过初级绕组N1的电流，并且是流过开关器件Q1的电流分量与流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流的组合。在时段TOFF中，初级绕组电流I1的波形对应于流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流的波形。
次级绕组电流I2、次级侧整流电压VD2以及次级侧整流电流ID1和ID2表示了次级侧整流电路的操作。
根据次级绕组N2中所感应的交变电压(V2)，整流二极管Do1和Do2在交变电压V2的各自的半周期时段中交替地导通，如上所述。作为整流二极管Do2两端电压的次级侧整流电压VD2在整流二极管Do2导通并且次级侧整流电流ID2从而流动的半波时段期间，处于零电平，并且在整流二极管Do1导通并且次级侧整流电流ID1从而流动的半波时段期间，被箝位在次级侧直流输出电压Eo。
次级侧整流电流ID1和ID2流到平滑电容器Co，使得以半波正弦形式彼此交替，如图所示。流过次级绕组N2的次级绕组电流I2是通过将次级侧整流电流ID1和ID2彼此组合而获得的，并且是正弦形式，如图所示。次级绕组电流I2的正弦形式是通过次级侧串联谐振电路的谐振操作而得到的。即，获得了次级绕组电流I2的正弦形式作为电流谐振(串联谐振)波形。
在该情况中，次级侧整流电流ID1和ID2以基本相同的传导角和相同的峰值水平流动。
考虑如图3A所示的各个部分的操作，参考如图3B所示的在中等负载功率Po＝225W处的波形，以及图3C所示的在最小负载功率Pomin＝0W处的波形，示出了随着从小负载向无负载转变，初级侧开关变换器的操作缩短了一个开关周期(TON+TOFF)的时段长度。这指示出作为根据在最大负载功率Pomax到最小负载功率Pomin的范围内的负载变化的恒压控制操作，开关频率作出了相应的改变，如后面将描述的。另外，注意时段TOFF和时段TON之间的占空比，随着从小负载向无负载的转变，时段TOFF被增大，而时段TON被减小。这指示出作为根据在最大负载功率Pomax到最小负载功率Pomin的范围内的负载变化的恒压控制操作，时段TOFF和时段TON之间的占空比也被PWM控制改变。
如图3B所示的在中等负载功率Po＝225W处的开关电流IQ1的波形示出了开关电流IQ1在时段TON开始的时刻，以负极性流过体二极管DD，与图3A中的情况一样。即，获得了适当的ZVS。对于如图3C所示的在最小负载功率Pomin＝0W处的开关电流IQ1，也是这样。这指示出图1所示的电源电路在电源电路所处理的负载功率的全部范围内都保证了ZVS操作。
作为对图1所示的电源电路的实验结果，图4示出了AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)、开关频率fs以及时段TON的时间长度相对于负载变化的变化特性。
如图4所示，随着负载在最小负载功率Pomin到最大负载功率Pomax的范围内变大，时段TON的时间长度增大。随着负载在从最大负载功率Pomax＝300W到中等负载功率Po＝约225W的大负载条件的范围内变小，开关频率fs被改变以使得增大。在从负载功率Po＝约225W到负载功率Po＝约125W的中等负载条件的范围内，开关频率fs几乎不变，可以被认为是恒定的。在从负载功率Po＝约125W到最小负载功率Pomin＝0W的小负载条件的范围内，开关频率随着负载变小而再次增大。
这样的开关频率fs的特性指示出在图1的电源电路中用于恒压控制的操作模式作出了这样的转变：其使得在大负载(Po：300W到225W)和小负载(Po：125W到0W)的范围内，恒压控制主要通过开关频率控制(PFM)来执行，而在中等负载(Po：125W到225W)的范围内，恒压控制主要通过PWM控制来执行。但是，实践中，如图所示，随着从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，时段TON改变，并且虽然未在图中示出，时段TOFF也随着负载变化而改变。因此，从电源电路所处理的负载的整个范围的角度，执行了复合恒压控制操作，其中开关频率控制和PWM控制同时起作用。这样的复合控制具有高的控制灵敏度。
与恒压控制相关的实际测量结果如下。
开关频率fs的可变范围是122.0kHz到142.8kHz，其频率差(Δfs)是20.8kHz，该可变范围是相对于从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，将次级侧直流输出电压Eo稳定在175V所需的范围。随着从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，时段TON在5.4μs到2.4μs的范围内改变，时段TOFF在2.8μs到4.6μs的范围内改变。
AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)在最大负载功率Pomax＝300W处是ηAC→DC＝91.8％。随着负载在从最大负载功率Pomax＝300W到Po＝约75W的范围内变小，AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)增大。测量到的最大值是ηAC→DC＝93.9％。虽然在Po＝75W和更小的小负载条件下，AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)降低，但是在负载功率Po＝25W处，ηAC→DC＝90.2％。即，几乎在电源电路所处理的负载功率的全部范围内，AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)的值都是90％或者更高。例如，在100％最大负载功率的负载功率、75％最大负载功率的负载功率、50％最大负载功率的负载功率以及25％最大负载功率的负载功率处的负载功率条件下测量的ηAC→DC的平均值是92.9％。因此，根据本实施例的电源电路具有很好的AC到DC电源变换效率。
对于至此所描述的图1的电源电路，可以作出以下结论。
与图1的电源电路相比，如参考图9B所描述的，图8的电源电路在中等负载处引起不正常操作，在该不正常操作中，在开关器件Q1的关断时段(TOFF)结束之前，电流以正电极方向(在该情况中是从漏极到源极)流过开关器件Q1，从而没有获得ZVS操作。因此，图8的电源电路被认为难以投入实际应用。
另一方面，如参考图3A到3C的波形图所描述的，根据图1所示的本实施例的电源电路在电源电路所处理的负载功率的整个范围内都执行了ZVS操作。即，消除了在中等负载处的不正常操作。因此，具有次级侧串联谐振电路的单端***的电压谐振变换器可以被容易地投入实际应用。
主要是通过在绝缘变换器变压器PIT中例如设置耦合系数k≈0.7或者更低处的弱耦合状态，来消除中等负载处的不正常操作。
可以确认，传统操作描述的在中等负载处的不正常操作发生在当电压谐振变换器配备有次级侧串联谐振电路的时候。即，该不正常操作是由当形成电压谐振变换器的初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路同时操作时的互相作用而引起的。因此，当绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k如根据本实施例的电源电路中这样被设置为比传统值低的所需值时，初级侧并联谐振电路与次级侧串联谐振电路之间的相互作用被减弱，从而消除了在中等负载处的不正常操作。具体地说，没有观察到例如图9B所示的其中在时段TOFF结束时刻之前和之后流动了正极性的开关电流IQ1的现象，并且获得了与正常ZVS相对应的开关电流IQ1的波形。
举例来说，图5示意性地示出了如本实施例中的电源电路的恒压控制特性，在该电源电路中，对于具有次级侧串联谐振电路的电压谐振变换器，设置了绝缘变换器变压器PIT的上述耦合系数。
图5示出了特性曲线A、B、C和D。特性曲线A和B分别表示在最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin处的恒压控制特性，这些特性对应于初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1。特性曲线C和D分别表示在最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin处的恒压控制特性，这些特性对应于次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2。
通常，并联谐振电路具有随着接近谐振频率而增大谐振阻抗的特性。因此，与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1和开关频率fs相关，次级侧直流输出电压Eo形成二次曲线，其中次级侧直流输出电压Eo的电平随着开关频率fs接近谐振频率而降低，如图5中的特性曲线A和B所示。特性曲线A和B还示出了作为与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1相对应的恒压控制特性，在最大负载功率Pomax处的次级侧直流输出电压Eo的电平被移动，使得在相同开关频率处，比在最小负载功率Pomin处的次级侧直流输出电压Eo的电平低了预定的量。即，假设开关频率fs是固定的，次级侧直流输出电压Eo的电平随着负载变大而降低。
串联谐振电路具有随着接近谐振频率而降低谐振阻抗的特性。因此，与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2相应地，次级侧直流输出电压Eo形成二次曲线，其中次级侧直流输出电压Eo的电平随着开关频率fs接近谐振频率而升高，如特性曲线C和D所示。同样作为和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2相对应的恒压控制特性，在最大负载功率Pomax处的次级侧直流输出电压Eo的电平被移动，使得在相同开关频率处，比在最小负载功率Pomin处的次级侧直流输出电压Eo的电平低了预定的量。
由于在本实施例中设置了fo1≈2×fo2的关系，所以在表示开关频率的横坐标上，谐振频率fo1的值被示出为高于谐振频率fo2。
当根据本实施例的提供了这样的特性曲线A、B、C和D的电源电路将次级侧直流输出电压Eo实际稳定在预定额定电平tg(175V)处时，开关频率的可变范围(必要控制范围)由图5中的Δfs指示。这样的特性意味着通过在必要控制范围Δfs内改变开关频率，作出了从取决于初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1处的谐振阻抗(电容阻抗)的控制到取决于次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2处的谐振阻抗(电感阻抗)的控制的转变。
这样的控制转变可以被认为对应于如参考图4所描述的恒压控制操作模式根据负载变化的转变。这样的操作可以被认为是在中等负载处获得适当的ZVS的一个因素。
因为低的耦合系数k由于从初级侧传递到次级侧的功率损耗的增大，引起电源变换效率的降低，所以传统电压谐振变换器的耦合系数k并没有做得如本实施例中的绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k那样低到提供了弱耦合状态。
但是，如图4中的实验结果所示，本实施例在电源电路所处理的负载功率的基本整个范围上，都具有很好的电源变换效率特性。
基于如下构造，在本实施例中获得了高的电源变换效率。
已知其中对电压谐振变换器提供了次级侧串联谐振电路的电源电路的构造在电源变换效率方面实质上是有利的。具体地说，这种构造具有这样的特性：随着从最大负载功率到小负载的转变，电源变换效率增大，因此可以说，相比于随着负载变小而降低电源变换效率的电流谐振变换器，具有很好的相对于负载变化的电源变换效率特性。另外，通过将单端***用于电压谐振变换器，并使用一个开关器件的最小需求，相比于具有多个开关器件的构造，例如半桥耦合***、全桥耦合***以及推挽***，开关损耗被降低。这是改善电源变换效率的另一个因素。
另外，如上所述，本实施例通过消除在中等负载处的不正常操作，提供了适当的ZVS。在这种不正常操作现象中，在导通时刻(时段TON的起始)之前，开关器件Q1就被导通，并且正极性的开关电流IQ1在开关器件Q1的源极和漏极之间流动，如图9B所示。开关电流IQ1的这样的操作增加了开关损耗。在本实施例中，没有发生与不正常操作相对应的开关电流IQ1的操作，因此避免了开关损耗的增加。这是改善电源变换效率的一个因素。
此外，在图1所示的电源电路中，初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路的各自的谐振频率fo1和fo2的设置是改善电源变换效率的主要因素。如上所述，在本实施例中，在100％最大负载功率的负载功率、75％最大负载功率的负载功率、50％最大负载功率的负载功率以及25％最大负载功率的负载功率处的负载条件下测量的AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)的平均值是92.9％。通过调整谐振频率fo1和fo2，最终获得了在这样的负载条件下的电源变换效率特性。即，在利用对谐振频率fo1和fo2作出的各种设置而进行实验之后，最终获得了电源变换效率特性，并且如上所述地利用fo1＝219kHz和fo2＝113.3kHz，设置了fo1≈2×fo2的关系。
通过如上所述地设置谐振频率fo1和fo2而改善了电源变换效率的一个原因如下。如从图3A中的开关电流IQ1与图9A中的开关电流IQ1的比较可以理解的，与本实施例相对应的图3A中的开关电流IQ1的波形在时段TON结束之前具有峰值。
如上面参考图3A所描述的，该开关电流IQ1的波形对应于次级绕组电流I2的正弦波形。即，开关电流IQ1的波形具有与通过次级侧串联谐振电路的谐振操作获得的电流谐振波形相对应的波形分量。通过与谐振频率fo1相关地设置谐振频率fo2，确定了次级绕组电流I2的波形。
因此，通过初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路的各自的谐振频率fo1和fo2的适当设置，获得了图1所示的电源电路中的开关电流IQ1的波形。
图3A、3B和3C所示的开关电流IQ1的波形指示出在关断时间期间，开关电流IQ1的水平被抑制。当开关电流IQ1的水平在关断时间期间被抑制时，关断时间期间的开关损耗被相应地减少，从而改善了电源变换效率。
此外，图1所示的电源电路中的绝缘变换器变压器PIT具有耦合系数k为一定的值或更低的弱耦合状态，从而消除了次级绕组N2的磁力线的同侧性(one-sidedness)。因此，如图3A所示，在次级侧整流电路中流动的次级侧整流电流ID1和ID2的峰值水平之间的不平衡被消除，并且次级侧整流电流ID1和ID2的峰值水平彼此相等，例如为5Ap。
作为传统示例的图8所示的电源电路引起了磁力线的同侧性，因为该电源电路具有一定值或者更高的耦合系数k。因此，在图9A中，次级侧整流电流ID1和ID2之间的峰值水平之间存在不平衡。整流电流之间的这种不平衡也增大了由于整流二极管中的传导损耗而造成的功率损耗。
另一方面，如本实施例中那样，当次级侧整流电流ID1和ID2的峰值水平之间的不平衡被消除时，由于不平衡而造成的功率损耗也被消除了。因此，获得了改善电源变换效率的另一个因素。
另外，图8所示的传统电源电路能够处理的最大负载功率Pomax例如是200W，而根据本实施例的电源电路能够处理的最大负载功率Pomax被提高到300W，是200W的150％。这之所以可能，是因为根据本实施例的电源电路在宽的负载变换范围上具有良好的电源变换效率。
如从至此的描述所理解到的，主要通过将绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k设置为一定的值或者更低，并且适当地设置初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和fo2，获得了本实施例中消除在中等负载处的不正常操作从而提高电源变换效率的效果。通过将间隙G的间隙长度增大到预定长度，绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k可以被设置为一定的值或者更低。为了设置谐振频率fo1和fo2，例如可以考虑绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1和次级绕组N2的各自的漏电感，来设置初级侧并联谐振电容器Cr和次级侧串联谐振电容器C2的各自的电容。即，为了获得上述效果，本实施例并不要求添加特定的部分或者部件。可以说在这点上，根据本实施例的电源电路使得电路板的尺寸和重量缩小。
图6示出了根据第二实施例的电源电路的配置示例。顺便提及，在图6中，与图1相同部分用相同的参考标号标注，并且将省略对其的描述。
图6所示的电源电路具有倍压器全波整流电路作为次级侧整流电路。
该倍压器全波整流电路中的次级绕组N2具有中心抽头，来以中心抽头为边界，将次级绕组N2分为两个次级绕组部分N2A和N2B。对于次级绕组部分N2A和N2B，设置了相同的预定匝数。
次级侧串联谐振电容器C2A与次级绕组N2的次级绕组部分N2A侧上的端部串联连接。次级侧串联谐振电容器C2B与次级绕组N2的次级绕组部分N2B侧上的端部串联连接。从而，由次级绕组部分N2A的漏电感分量和次级侧串联谐振电容器C2A的电容形成了第一次级侧串联谐振电路，由次级绕组部分N2B的漏电感分量和次级侧串联谐振电容器C2B的电容形成了第二次级侧串联谐振电路。
次级绕组N2的次级绕组部分N2A侧上的端部经由次级侧串联谐振电容器C2A的串联连接，被连接到整流二极管Do1的阳极与整流二极管Do2的阴极之间的连接点。次级绕组N2的次级绕组部分N2B侧上的端部经由次级侧串联谐振电容器C2B的串联连接，被连接到整流二极管Do3的阳极与整流二极管Do4的阴极之间的连接点。
整流二极管Do1和Do3的各自的阴极被连接到平滑电容器Co的正电极端子。平滑电容器Co的负电极端子连接到次级侧地。
整流二极管Do2和Do4的各自的阳极与次级绕组N2的中心抽头之间的连接点也被连接到次级侧地。
在上述连接形式中，由次级绕组部分N2A、次级侧串联谐振电容器C2A、整流二极管Do1和Do2以及平滑电容器Co形成了包括第一次级侧串联谐振电路的第一倍压器半波整流电路，由次级绕组部分N2B、次级侧串联谐振电容器C2B、整流二极管Do3和Do4以及平滑电容器Co形成了包括第一次级侧串联谐振电路的第二倍压器半波整流电路。
在次级绕组N2中所感应的交变电压的一种极性的半周期时段中，第一倍压器半波整流电路通过由次级绕组部分N2A、整流二极管Do2、次级侧串联谐振电容器C2A、次级绕组部分N2A以该顺序形成的整流电流路径，执行整流操作，并用次级绕组部分N2A的交变电压(V2)的电势，对次级侧串联谐振电容器C2A充电。在次级绕组N2中所感应的交变电压的另一极性的半周期时段中，第一倍压器半波整流电路通过由次级绕组部分N2A、次级侧串联谐振电容器C2A、整流二极管Do1、平滑电容器Co、次级绕组部分N2A以该顺序形成的整流电流路径，执行整流操作，并用通过将次级侧串联谐振电容器C2A两端的电压叠加在次级绕组部分N2A的交变电压上而得到的电势，对平滑电容器Co充电。
在次级绕组N2中所感应的交变电压的所述另一极性的半周期时段中，第二倍压器半波整流电路通过由次级绕组部分N2B、整流二极管Do4、次级侧串联谐振电容器C2B、次级绕组部分N2B以该顺序形成的整流电流路径，执行整流操作，并用次级绕组部分N2B的交变电压(与处于V2的次级绕组部分N2A的交变电压相等)的电势，对次级侧串联谐振电容器C2B充电。在次级绕组N2中所感应的交变电压的所述一种极性的半周期时段中，第二倍压器半波整流电路通过由次级绕组部分N2B、次级侧串联谐振电容器C2B、整流二极管Do3、平滑电容器Co、次级绕组部分N2B以该顺序形成的整流电流路径，执行整流操作，并用通过将次级侧串联谐振电容器C2B两端的电压叠加在次级绕组部分N2B的交变电压上而得到的电势，对平滑电容器Co充电。
根据上述整流操作，在次级绕组N2中所感应的交变电压的所述一种极性的半周期中，用通过将次级侧串联谐振电容器C2B两端的电压叠加在次级绕组部分N2B的感应电压上而得到的电势，利用整流电流对平滑电容器Co充电，并且，在次级绕组N2中所感应的交变电压的所述另一极性的半周期中，用通过将次级侧串联谐振电容器C2A两端的电压叠加在次级绕组部分N2A的感应电压上而得到的电势，利用整流电流对平滑电容器Co充电。从而，作为平滑电容器Co两端电压的次级侧直流输出电压Eo的电平对应于次级绕组部分N2A和N2B的感应电压的电平(V2)的两倍。即，获得了倍压器全波整流电路。
如下选择图6所示的配备有倍压器全波整流电路作为次级侧整流电路的电源电路的主要部分。
对于绝缘变换器变压器PIT，选择EER-35磁芯，并且间隙G被设置为2.2mm的间隙长度。对于初级绕组N1的匝数T，N1＝37T。对于次级绕组N2的匝数T，N2＝N2A+N2B＝27T+27T。从而，设置k＝0.67作为绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k。
选择Cr＝5600pF作为初级侧并联谐振电容器Cr的电容。通过初级侧并联谐振电容器Cr的这种电容设置，以及由绝缘变换器变压器PIT的结构得到的初级绕组N1的漏电感L1，初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1＝217kHz。选择C2＝0.022μF作为次级侧串联谐振电容器C2的电容。通过次级侧串联谐振电容器C2的这种电容设置，以及由绝缘变换器变压器PIT的结构得到的次级绕组N2的漏电感L2，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为fo2＝104.8kHz。同样在第二实施例中，相对地说，得到了fo1≈2×fo2的关系。
同样在该情况中，对于电源电路所处理的负载功率，最大负载功率Pomax＝300W，最小负载功率Pomin＝0W(无负载)。次级侧直流输出电压Eo的额定电平是175V。
对于根据第二实施例形成的电源电路进行的实验提供了与代表根据第一实施例的电源电路操作的图3A到3C的波形图中的操作波形相同的结果。例如，实验表明在中等负载处的不正常操作被消除。但是，由于次级侧整流电路是倍压器全波整流电路，所以在次级绕组N2的交变电压的一个周期中，在各自的半波时段中，次级侧整流电路中流动的整流电流ID1和ID2都是2.5Ap。由于次级侧串联谐振电路(N2A-C2A和N2B-C2B)的谐振操作，该情况中的整流电流ID1和ID2具有半波正弦波形。同样在该情况中，由于消除了磁力线的同侧性，整流电流ID1和ID2的峰值水平彼此相等。
对于AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)和开关频率fs(和时段TON)相对于负载变化的变化特性，获得了与示出了根据第一实施例的电源电路的实验结果的图4基本相同的结果。
具体地说，开关频率fs的可变范围是117.6kHz到147.1kHz，Δfs＝29.5kHz，该可变范围是相对于从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，将次级侧直流输出电压Eo稳定在175V所需的范围。随着从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，时段TON在5.7μs到2.2μs的范围内改变，时段TOFF在2.8μs到4.6μs的范围内改变。
AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)在最大负载功率Pomax＝300W处是ηAC→DC＝91.8％。随着负载在从最大负载功率Pomax＝300W到Po＝约75W的范围内变小，AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)增大。测量到的最大值是ηAC→DC＝93.8％。在负载功率Po＝25W处，ηAC→DC＝90.0％。因此，同样在根据第二实施例的电源电路中，几乎在电源电路所处理的负载功率的全部范围内，AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)的值都是90％或者更高。在100％最大负载功率的负载功率、75％最大负载功率的负载功率、50％最大负载功率的负载功率以及25％最大负载功率的负载功率处的负载功率条件下测量的ηAC→DC的平均值是92.8％。
图7是示出了根据第三实施例的电源电路的配置示例的电路图。顺便提及，在图7中，与图1和图6相同的部分用相同的参考标号标注，并将省略对其的描述。
图7所示的电源电路具有桥式全波整流电路作为绝缘变换器变压器PIT的次级侧整流电路，该桥式全波整流电路包括由四个整流二极管Do1、Do2、Do3和Do4形成的桥式整流电路。该桥式整流电路被形成为使得整流二极管Do1的阳极与整流二极管Do2的阴极之间的连接点是正电极输入端子，整流二极管Do1的阴极与整流二极管Do3的阴极之间的连接点是负电极输出端子，整流二极管Do3的阳极与整流二极管Do4的阴极之间的连接点是负电极输入端子，整流二极管Do2的阳极与整流二极管Do4的阳极之间的连接点是负电极输出端子。
桥式整流电路的正电极输入端子经由次级侧串联谐振电容器C2被连接到次级绕组N2的缠绕终止端部分。正电极输出端子连接到平滑电容器Co的正电极端子。负电极输入端子连接到次级绕组N2的缠绕起始端部分。负电极输出端子连接到次级侧地。平滑电容器Co的负电极端子也连接到次级侧地。
在与次级绕组N2的交变电压V2的一种极性相对应的半周期中，如此形成的次级侧整流电路中的整流二极管Do1和整流二极管Do4导通，以执行整流，并用整流电流ID1对平滑电容器Co充电。在次级侧绕组电压V2的另一半周期(其中次级绕组N2的缠绕起始侧处于正电势)中，整流二极管Do2和整流二极管Do3导通，以执行整流，并用整流电流ID2对平滑电容器Co充电。从而，作为平滑电容器Co两端的电压，生成了次级侧直流输出电压Eo，其电平对应于次级绕组N2中所感应的电压(V2)的电平的一倍。
次级绕组N2与次级侧串联谐振电容器C2的串联电路被***在根据次级绕组N2的交变电压V2的正极性和负极性中的每个而形成的整流电路中。即，同样在该情况中，由次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容，在次级侧上形成了次级侧串联谐振电路。次级侧串联谐振电路根据次级侧整流电路的整流操作，执行谐振操作。
如下选择采用这种电路配置的图7的电源电路的主要部分。
对于绝缘变换器变压器PIT，选择EER-35磁芯，并且间隙G被设置为2.2mm的间隙长度。对于初级绕组N1的匝数T，N1＝37T。对于次级绕组N2的匝数T，N2＝54T。从而，设置k＝0.67作为绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k。
选择Cr＝7500pF作为初级侧并联谐振电容器Cr的电容。通过初级侧并联谐振电容器Cr的这种电容设置，以及由绝缘变换器变压器PIT的结构得到的初级绕组N1的漏电感L1，初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1＝217kHz。选择C2＝0.012μF作为次级侧串联谐振电容器C2的电容。通过次级侧串联谐振电容器C2的这种电容设置，以及由绝缘变换器变压器PIT的结构得到的次级绕组N2的漏电感L2，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为fo2＝100.3kHz。同样在第三实施例中，相对地说，得到了fo1≈2×fo2的关系。
对于电源电路所处理的负载功率，最大负载功率Pomax＝300W，最小负载功率Pomin＝0W(无负载)。次级侧直流输出电压Eo具有175V的额定电平。
对根据第三实施例的电源电路的实验结果同样与图3A到3C的波形图基本相同。即，可以确认，在中等负载出的不正常操作被消除。同样在该情况中，由于次级侧串联谐振电路的谐振操作，次级侧整流电路中所流动的整流电流ID1和ID2具有半波正弦波形。在该情况中，整流电流ID1和ID2的峰值水平都是2.6Ap，从而彼此相等，指示出磁力线的同侧性被消除。
对于AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)和开关频率fs(和时段TON)相对于负载变化的变化特性，获得了与示出了根据第一实施例的电源电路的实验结果的图4基本相同的结果。
具体地说，开关频率fs的可变范围是114.9kHz到137kHz，Δfs＝22.1kHz，该可变范围是相对于从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，将次级侧直流输出电压Eo稳定在175V所需的范围。随着从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，时段TON在5.6μs到2.2μs的范围内改变，时段TOFF在3.1μs到5.1μs的范围内改变。
AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)在最大负载功率Pomax＝300W处是ηAC→DC＝91.8％。随着负载在从最大负载功率Pomax＝300W到Po＝约75W的范围内变小，AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)增大。测量到的最大值是ηAC→DC＝93.5％。在负载功率Po＝25W处，ηAC→DC＝90.0％。因此，同样在根据第三实施例的电源电路中，几乎在电源电路所处理的负载功率的全部范围内，AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)的值都是90％或者更高。在100％最大负载功率的负载功率、75％最大负载功率的负载功率、50％最大负载功率的负载功率以及25％最大负载功率的负载功率处的负载功率条件下测量的ηAC→DC的平均值是92.5％。
应当注意，本发明并不限于上述实施例所示的配置。例如，对于初级侧电压谐振变换器的电路配置和包括次级侧串联谐振电路的次级侧整流电路的配置的细节，可以设想不同的配置。
另外，除MOS-FET之外的器件也可以被选择作为开关器件。此外，虽然上述实施例包括外激开关变换器，本发明也可应用于开关变换器被形成为自激开关变换器的情况。
本领域的技术人员应当理解，依赖于设计需要和其他因素，可以想到各种修改、组合、子组合以及替换，它们落入权利要求及其等同物的范围内。
本发明包含与于2005年1月25日向日本专利局递交的日本专利申请JP 2005-016758有关的主题，该申请的全部内容通过引用结合于此。

Claims (4)

1.一种开关电源电路，包括：
整流和平滑装置，用于通过对交变输入电压进行整流和平滑，获得直流输入电压；
开关装置，所述开关装置利用被提供了所述直流输入电压的开关器件形成，并执行开关操作；
开关驱动装置，用于对所述开关器件进行开关驱动；
通过至少缠绕初级绕组和次级绕组而形成的绝缘变换器变压器，其中所述初级绕组被提供了通过所述开关装置的开关操作而得到的开关输出，在所述次级绕组中，由在所述初级绕组中获得的开关输出感应出交变电压；
至少由所述绝缘变换器变压器的所述初级绕组的漏电感分量和初级侧并联谐振电容器的电容形成的初级侧并联谐振电路，所述初级侧并联谐振电路将所述开关装置的操作转换为电压谐振型操作；
至少由所述绝缘变换器变压器的所述次级绕组的漏电感分量和与所述次级绕组串联连接的次级侧串联谐振电容器的电容形成的次级侧串联谐振电路；
次级侧直流输出电压生成装置，用于通过对在所述绝缘变换器变压器的所述次级绕组中所感应的并被输入到所述次级侧直流输出电压生成装置的交变电压执行整流操作，并通过次级侧平滑电容器使得自所述整流操作的整流输出平滑，来生成次级侧直流输出电压；以及
恒压控制装置，用于通过根据所述次级侧直流输出电压的电平控制所述开关驱动装置以改变所述开关装置的开关频率，来对所述次级侧直流输出电压执行恒压控制；
其中，所述绝缘变换器变压器的初级侧与次级侧之间的耦合系数被设置为使得至少在中等负载的预定负载条件范围内获得适当的零电压切换，并且
所述初级侧并联谐振电路的谐振频率和所述次级侧串联谐振电路的谐振频率被设置为使得至少在预定负载条件下获得一定的电源变换效率或者更高的电源变换效率。
2.如权利要求1所述的开关电源电路，
其中，所述次级侧直流输出电压生成装置包括倍压器半波整流电路，用于在所述次级绕组中所感应的交变电压的每种半周期中对所述次级侧串联谐振电容器和所述次级侧平滑电容器中的一个充电，并生成具有与所述交变电压的两倍电平相对应的电平的所述次级侧直流输出电压。
3.如权利要求1所述的开关电源电路，
其中，所述次级绕组通过抽头被划分；
次级侧串联谐振电容器与所述被划分的次级绕组的端部中的每一个串联连接；并且
所述次级侧直流输出电压生成装置包括倍压器全波整流电路，用于在所述次级绕组中所感应的交变电压的每种半周期中对所述次级侧串联谐振电容器和所述次级侧平滑电容器中的一个充电，并生成具有与所述交变电压的两倍电平相对应的电平的所述次级侧直流输出电压。
4.如权利要求1所述的开关电源电路，
其中，所述次级侧直流输出电压生成装置包括桥式整流电路，并执行全波整流操作。
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TW (1) TWI311004B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101651424A (zh) * 2008-07-25 2010-02-17 美国思睿逻辑有限公司 具有触发模式过渡成形的谐振开关式功率转换器
CN106972742A (zh) * 2017-05-27 2017-07-21 孙宏宇 一种高压输出极低纹波噪声的开关电源电路

Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW200746604A (en) * 2006-02-15 2007-12-16 Sony Corp Switching power supply circuit
CN101636702B (zh) 2006-09-25 2014-03-05 弗莱克斯电子有限责任公司 双向调节器
US9197132B2 (en) 2006-12-01 2015-11-24 Flextronics International Usa, Inc. Power converter with an adaptive controller and method of operating the same
US7675759B2 (en) 2006-12-01 2010-03-09 Flextronics International Usa, Inc. Power system with power converters having an adaptive controller
US7468649B2 (en) 2007-03-14 2008-12-23 Flextronics International Usa, Inc. Isolated power converter
US8102678B2 (en) * 2008-05-21 2012-01-24 Flextronics Ap, Llc High power factor isolated buck-type power factor correction converter
US8031042B2 (en) 2008-05-28 2011-10-04 Flextronics Ap, Llc Power converter magnetic devices
US8488355B2 (en) 2008-11-14 2013-07-16 Power Systems Technologies, Ltd. Driver for a synchronous rectifier and power converter employing the same
CN102342007B (zh) 2009-01-19 2015-01-07 伟创力国际美国公司 用于功率转换器的控制器
CN102342008B (zh) 2009-01-19 2016-08-03 伟创力国际美国公司 用于功率转换器的控制器
CN102356438B (zh) 2009-03-31 2014-08-27 伟创力国际美国公司 使用u形芯件形成的磁器件以及运用该器件的功率转换器
US8643222B2 (en) * 2009-06-17 2014-02-04 Power Systems Technologies Ltd Power adapter employing a power reducer
US9077248B2 (en) 2009-06-17 2015-07-07 Power Systems Technologies Ltd Start-up circuit for a power adapter
US8514593B2 (en) * 2009-06-17 2013-08-20 Power Systems Technologies, Ltd. Power converter employing a variable switching frequency and a magnetic device with a non-uniform gap
US8638578B2 (en) 2009-08-14 2014-01-28 Power System Technologies, Ltd. Power converter including a charge pump employable in a power adapter
US8976549B2 (en) 2009-12-03 2015-03-10 Power Systems Technologies, Ltd. Startup circuit including first and second Schmitt triggers and power converter employing the same
US8520420B2 (en) 2009-12-18 2013-08-27 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for modifying dead time between switches in a power converter
US9246391B2 (en) 2010-01-22 2016-01-26 Power Systems Technologies Ltd. Controller for providing a corrected signal to a sensed peak current through a circuit element of a power converter
US8787043B2 (en) 2010-01-22 2014-07-22 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for a power converter and method of operating the same
US8586873B2 (en) * 2010-02-23 2013-11-19 Flextronics Ap, Llc Test point design for a high speed bus
WO2011116225A1 (en) 2010-03-17 2011-09-22 Power Systems Technologies, Ltd. Control system for a power converter and method of operating the same
US20120002377A1 (en) * 2010-06-30 2012-01-05 William French Galvanic isolation transformer
US8792257B2 (en) 2011-03-25 2014-07-29 Power Systems Technologies, Ltd. Power converter with reduced power dissipation
CN102386779B (zh) * 2011-12-06 2013-11-27 上海新进半导体制造有限公司 一种开关电源
US8792256B2 (en) 2012-01-27 2014-07-29 Power Systems Technologies Ltd. Controller for a switch and method of operating the same
US9190898B2 (en) 2012-07-06 2015-11-17 Power Systems Technologies, Ltd Controller for a power converter and method of operating the same
US9106130B2 (en) 2012-07-16 2015-08-11 Power Systems Technologies, Inc. Magnetic device and power converter employing the same
US9379629B2 (en) 2012-07-16 2016-06-28 Power Systems Technologies, Ltd. Magnetic device and power converter employing the same
US9099232B2 (en) 2012-07-16 2015-08-04 Power Systems Technologies Ltd. Magnetic device and power converter employing the same
US9214264B2 (en) 2012-07-16 2015-12-15 Power Systems Technologies, Ltd. Magnetic device and power converter employing the same
US9240712B2 (en) 2012-12-13 2016-01-19 Power Systems Technologies Ltd. Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter
CN104795986B (zh) * 2014-01-16 2017-05-17 台达电子企业管理（上海）有限公司 具有抑制共模噪音功能的功率变换装置
US9300206B2 (en) 2013-11-15 2016-03-29 Power Systems Technologies Ltd. Method for estimating power of a power converter
KR101459336B1 (ko) * 2014-03-04 2014-11-07 (주)테라에너지시스템 단위 변류기 유닛 및 이를 이용한 출력 전력을 선형적으로 조절하기 위한 전자기 유도 방식 전원 공급 장치
CN110112928B (zh) * 2019-05-23 2020-12-18 北京闿明创新科技有限公司 一种电能传输设备

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2085193B1 (zh) * 1970-01-16 1974-09-20 Automatisme Cie Gle
US4128868A (en) * 1977-03-30 1978-12-05 Rca Corporation D-C converter using pulsed resonant circuit
US4393441A (en) * 1981-07-17 1983-07-12 Enge Harald A High voltage power supply
KR920003586Y1 (ko) * 1990-04-14 1992-05-30 주식회사 금성사 마그네트론 구동 전원회로
US5274543A (en) * 1992-04-20 1993-12-28 At&T Bell Laboratories Zero-voltage switching power converter with lossless synchronous rectifier gate drive
JPH06327246A (ja) 1993-05-14 1994-11-25 Sony Corp スイッチング電源回路
JP4218089B2 (ja) 1998-10-22 2009-02-04 ソニー株式会社 スイッチング電源回路
JP2000152617A (ja) 1998-11-10 2000-05-30 Sony Corp スイッチング電源回路
TW507414B (en) * 1999-10-29 2002-10-21 Sony Corp Switching power circuit with secondary side parallel and series resonance
US6310792B1 (en) * 1999-12-29 2001-10-30 Intel Corporation Shared package for VRM and processor unit
DE60109504T2 (de) * 2000-01-28 2006-03-16 Densei-Lambda K.K. Resonanter Leistungsumwandler
EP1290778A1 (en) * 2000-05-10 2003-03-12 Sony Corporation Resonant switching power supply circuit with voltage doubler output
TW521481B (en) * 2000-05-17 2003-02-21 Sony Corp Switching power supply apparatus with active clamp circuit
US6285567B1 (en) * 2000-09-14 2001-09-04 Honeywell International Inc. Methods and apparatus for utilizing the transformer leakage energy in a power supply
JP2002159178A (ja) * 2000-11-15 2002-05-31 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2002199718A (ja) * 2000-12-22 2002-07-12 Sony Corp 共振型スイッチング電源装置
US6831846B2 (en) * 2001-03-05 2004-12-14 Sony Corporation Switching power source circuit with drive frequency variably controlled by switching element
JP3575465B2 (ja) 2002-02-12 2004-10-13 ソニー株式会社 スイッチング電源回路
US6583999B1 (en) * 2002-01-25 2003-06-24 Appletec Ltd. Low output voltage, high current, half-bridge, series-resonant, multiphase, DC-DC power supply
US6930893B2 (en) * 2002-01-31 2005-08-16 Vlt, Inc. Factorized power architecture with point of load sine amplitude converters
JP4121844B2 (ja) 2002-12-12 2008-07-23 新日本無線株式会社 利得可変型増幅器
US6934167B2 (en) * 2003-05-01 2005-08-23 Delta Electronics, Inc. Contactless electrical energy transmission system having a primary side current feedback control and soft-switched secondary side rectifier
JP2005168276A (ja) * 2003-11-12 2005-06-23 Sony Corp スイッチング電源回路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101651424A (zh) * 2008-07-25 2010-02-17 美国思睿逻辑有限公司 具有触发模式过渡成形的谐振开关式功率转换器
CN101651424B (zh) * 2008-07-25 2014-03-12 美国思睿逻辑有限公司 具有触发模式过渡成形的谐振开关式功率转换器
CN106972742A (zh) * 2017-05-27 2017-07-21 孙宏宇 一种高压输出极低纹波噪声的开关电源电路

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