CN1881771A - 开关电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明旨在将能在整个对应的负载区上得到ZVS操作的单端谐振型变换器投入到实际应用中去。这样构造开关电源电路，其中初级侧开关变换器构造成E类谐振型，该E类谐振型变换器的初级侧串联谐振电路的扼流线圈用作绝缘转换变压器的初级绕组。由于具有这种结构，***到直流输入电压的输入线中的扼流线圈绕组***在平滑电容器的正极端部以及初级绕组和初级侧串联谐振电容器之间的节点之间。因此，将扼流线圈绕组中产生的谐振脉冲电压叠加到初级绕组中的交流电压上。同样，使得初级串联谐振电流单独流过该扼流线圈绕组。该开关电源电路以这种方式进行工作。

Description

开关电源电路

相关申请的交叉引用

本发明包含2005年6月8日在日本专利局提交的日本专利申请JP2005-168594的主题，其全部内部结合在本发明中作为参考。

技术领域

本发明涉及一种包括电压谐振型变换器的开关电源电路。

背景技术

电流谐振型开关电源和电压谐振型开关电源作为所谓的采用谐振类型的软开关电源已经是公知的。在现有的环境下，采用具有两个开关元件的半桥耦合***的电流谐振型变换器已经被广泛地使用，这是因为它作为背景(background)的实际应用简单。

然而，目前，例如，已经提高了耐高压开关元件的特性。因此，当将电压谐振型变换器应用于实际中时已经解决了与耐压相关的问题。另外，我们也知道，与包括一个开关元件的电流谐振型正向变换器相比，采用具有一个开关元件的单端***所构成的电压谐振型变换器在输入反馈噪声，DC输出电压线路上的噪声分量等上面是及其有利的。

图21示出了包括采用单端***的电压谐振型变换器的开关电源电路的一个结构实例。该开关电源电路在日本未审专利公开2000-134925中披露。

在图21中所示的开关电源电路中，将来自商用AC电源AC的AC电压通过整流和平滑电路进行整流和平滑，其中该整流和平滑电路包括桥式整流电路Di以及平滑电容器Ci。结果是，经过整流和平滑的电压Ei作为平滑电容器Ci两端的电压而产生。

而且，还为商用AC电源AC的线路提供噪声滤波器。该噪声滤波器包括一组共模扼流圈CMC，以及两个交叉电容器(across capacitor)CL，用于去掉共模噪声。

将经过整流和平滑的电压Ei作为DC输入电压输入到电压谐振型变换器中。如上所述，该电压谐振型变换器采用包括一个开关元件Q1的单端***的结构。此外，此时电压谐振型变换器是采用独立的激励***的一种类型，在该激励***中，用振荡/驱动电路2开关驱动由MOS-FET构成的开关元件Q1。

MOS-FET的体二极管DD与开关元件Q1并联。此外，将初级侧并联谐振电容器Cr并联连接在开关元件Q1的漏极和源极之间。

初级侧并联谐振电容器Cr与绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的漏电感L1一起形成初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)。作为开关元件Q1的开关动作的电压谐振型操作由该初级侧并联谐振电路得到。

振荡/驱动电路2将栅极电压作为驱动信号施加到开关元件Q1的栅极，以开关驱动开关元件Q1。结果是，开关元件Q1以与驱动信号的周期对应的开关频率执行开关操作。

绝缘转换变压器PIT将开关输出从开关元件Q1传输到其次级侧。

例如，该绝缘转换变压器PIT包括EE字状铁心，其中由铁氧体材料形成的两个E字状铁心根据其结构互相组合。在将绕组部分在初级侧和次级侧之间划分后，将初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在EE字状铁心的中心磁腿上。

在这种情况下，气隙长度约为1.0毫米的气隙在绝缘转换变压器PIT的EE字状铁心的中心磁腿中形成。结果是，在初级侧和次级侧之间得到约0.8到约0.85的耦合系数k。饱和状态更加难于得到，这是因为根据耦合度，这种程度的耦合系数k被认为是松弛耦合。此外，耦合系数k的值成为漏电感(L1)的一个设定因素。

绝缘转换变压器PIT初级绕组N1的一端插在开关元件Q1和平滑电容器C1的正极端之间，使得开关元件Q1的开关输出可以被传送。由初级绕组N1感应的交流电压在绝缘转换变压器PIT的次级绕组N2中产生。

在这种情况下，次级侧串联谐振电容器C2与次级绕组N2的一端串联连接，由此，次级绕组N2的漏电感L2与次级侧串联谐振电容器C2的电容形成次级侧串联谐振电路(电流谐振电路)。

此外，整流二极管Do1和Do2，以及平滑电容器Co连接到次级侧串联谐振电路上，如图21所示，因此，构成电压倍增器半波整流电路。该电压倍增器半波整流电路产生次级侧直流输出电压Eo，就平滑电容器Co两端形成的电压而言，其值是次级绕组N2中感应的交流电压的二倍大。将次级侧直流输出电压Eo提供给负载，并且作为恒压控制的检测电压输入到控制电路1。

控制电路1输入作为检测电压的检测输出到振荡/驱动电路2，该检测输出通过检测输入到其的次级侧直流输出电压Eo的值而得到。

振荡/驱动电路2输出驱动信号，其频率可根据由输入到其的检测信号所表示的次级侧直流输出电压Eo的值而变化。因此，振荡/驱动电路2控制开关元件Q1的开关操作，这样使得次级侧直流输出电压Eo在预定值上恒定。结果是，实现了次级侧直流输出电压Eo的稳定控制。

图22A，22B和22C，以及图23示出具有图21所示结构的电源电路的实验结果。然而，当进行实验时，对图21所示的电源电路的主要部分设定如下。

在绝缘转换变压器PIT中，铁心选择EER-35，在中心磁腿中设定气隙长度为1毫米的气隙。此外，初级绕组N1的匝数T，以及次级绕组N2的匝数T分别设定为39T和23T。同样，次级绕组N2每一匝(T)的感应电压值设定为3V/T。绝缘转换变压器PIT的耦合系数k设定为0.81。

此外，初级侧并联谐振电容器Cr的电容选择为3900pF，次级侧串联谐振电容器C2的电容选择为0.1μF。结果是，初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1以及次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2分别设定为230kHz以及82kHz。在这种情况下，谐振频率fo1和fo2之间的相对关系可用fo12.8×fo2表示。

次级侧直流输出电压Eo的额定值为135V。相应的负载功率在最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W之间的范围内。

图22A，22B和22C是示出图21所示的电源电路中的主要部分基于开关元件Q1的开关周期工作的波形图。也就是说，图22A示出电压V1，开关电流IQ1，初级绕组电流I1，次级绕组电流I2以及次级侧整流电流ID1和ID2在最大负载功率Pomax＝200W阶段期间的波形。图22B示出电压V1，开关电流IQ1，初级绕组电流I1以及次级绕组电流I2在中间负载功率Po＝120W阶段期间的波形。同样，图22C示出电压V1以及开关电流IQ1在最小负载功率Pomin＝0W阶段期间的波形。

电压V1是开关元件Q1两端形成的电压。也就是说，电压V1具有这样的波形，其中在开关元件Q1处于导通状态的导通时间周期TON期间，电压V1设定为0电平，并且在开关元件Q1处于截至状态的截至时间周期TOFF期间转为正弦波谐振脉冲。因此，电压V1的谐振脉冲波形示出初级侧开关变换器的操作是电压谐振型的。

开关电流IQ1是流过开关元件Q1(以及体二极管DD)的电流。也就是说，开关电流IQ1在导通时间周期TON期间开始流动，从而示出例如图22A的波形，并且在截至时间周期TOFF期间为0值。

流过初级绕组N1的初级绕组电流I1通过将导通时间周期TON期间的作为上述开关电流IQ1流过的电流分量以及截至时间周期TOFF期间流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流彼此进行合成而得到。

此外，尽管仅在图22A中示出，但是示出次级侧整流电路操作以及流过整流二极管Do1和Do2的整流电流ID1以及ID2分别具有如图所示的正弦波波形。在这种情况下，次级侧串联谐振电路的谐振操作主要出现在整流电流ID1的波形中，而不是在整流电流ID2的波形中。

流过次级绕组N2的次级绕组电流I2通过将整流电流ID1和ID2彼此进行合成而得到。

图23示出图21所示的电源电路中相对于负载波动的开关频率fs，开关元件Q1的导通时间周期TON以及截至时间周期TOFF，以及将交流功率转换成直流功率的效率ηAC→DC。

首先，观察将交流功率转换成直流功率的效率ηAC→DC，我们知道在负载功率Po在50W到200W的宽范围内可得到90％或者更大的高效率。本申请的发明人以前从这些实验中已经确定，当采用单端***的电压谐振型变换器与次级侧串联谐振电路组合时可得到这种特性。

此外，基于图23的开关频率fs，导通时间周期TON，以及截至时间周期TOFF示出了表示相对于图21所示的电源电路中的负载波动的恒压控制特性的开关操作。在这种情况下，开关频率fs相对于负载波动几乎恒定。另一方面，导通时间周期TON和截至时间周期TOFF线性变化，这样示出了彼此之间的趋势图，如图23所示。这种事实示出了在开关频率(开关周期)被设置得相对于次级侧直流输出电压Eo的波动几乎恒定之后，控制了开关操作以便改变导通时间周期和截至时间周期的时间周期比。这种控制可被认为是使导通/截至时间周期在一个周期内可变的脉宽调制(PWM)控制。在图21所示的电源电路中，通过PWM控制使得次级侧直流输出电压Eo稳定。

图24示意性地示出基于开关频率fs(kHz)和次级侧直流输出电压Eo之间的关系的图21所示的电源电路的恒压控制特性。

图21所示的电源电路包括初级侧并联谐振电路以及次级侧串联谐振电路。因此，图21中示出的电源电路复合地具有两种谐振阻抗特性，即，与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1对应的谐振阻抗特性，以及与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2对应的谐振阻抗特性。此外，图21中示出的电源电路具有fo12.8×fo2的关系。因此，同样如图24所示，次级侧串联谐振频率fo2低于初级侧并联谐振频率fo1。

然后，建议在特定交流输入电压VAC的情形下开关频率fs的恒压控制特性。如图所示，在这种情形下，在与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1对应的谐振阻抗下的最大负载功率Pomax阶段以及最小负载功率Pomin阶段期间的恒压控制特性分别由特性曲线A和B表示。同样，在与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2对应的谐振阻抗下的最大负载功率Pomax阶段以及最小负载功率Pomin阶段期间的恒压控制特性分别由特性曲线C和D表示。当将要基于图24中所示的特性下的次级侧直流输出电压Eo的恒定值tg进行恒压控制时，恒压控制所要求的开关频率fs的可变范围(必要控制范围)可用Δfs表示的部分来表示。

图24所示的必要控制范围Δfs在与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2对应的最大负载功率Pomax阶段期间的特性曲线C到与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1对应的最小负载功率Pomin阶段期间的特性曲线B之间的范围内。因此，必要控制范围Δfs跨越与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2对应的最小负载Pomin阶段期间的特性曲线D以及与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1对应的最大负载Pomax阶段期间的特性曲线A。

为此，对于图21所示的电源电路的恒压控制操作，基于PWM控制的状态进行开关驱动控制，在PWM控制中，一个开关周期中的导通时间周期与截至时间周期的时间周期比在开关频率fs几乎固定后变化。然而，其也同样基于其中截至时间周期TOFF和导通时间周期TON的宽度在图22A，22B和22C中示出的最大负载功率Pomax＝200W的阶段，负载功率Po＝100W的阶段以及最小负载功率Pomin＝0W阶段中示出的一个开关周期(TOFF+TON)的时间周期长度分别近乎恒定的情况下变化的情形示出。

我们认为这种操作通过使得第一状态和第二状态之间的变化处于开关频率的窄的可变范围(Δfs)下而得到。在第一状态中，根据与电源电路中的负载波动对应的谐振阻抗特性，具有初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1的谐振阻抗(容性阻抗)成为主要的。同样，在第二状态中，根据这些谐振阻抗特性，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2(感性阻抗)成为主要的。

发明内容

然而，图21中所示的电源电路具有如下所述的问题。

也就是说，前述的图22A中所示的最大负载功率Pomax阶段期间的开关电流IQ1保持在0值，直到当导通时间达到时的截至时间周期TOFF的终点为止。首先，当达到导通时间周期TON时，负极性电流流过体二极管DD，此后极性被反向以流过开关元件Q1的漏极和源极。以这种方式，开关电源电路工作。这种操作示出了其中正确执行零电压开关(ZVS)的状态。

另一方面，对于与中间负载对应的负载功率Po＝120W阶段期间的开关电流IQ1，得到了这样的操作，其中在导通时间到达时的截至时间周期的终点时刻以及这之前，使得开关电流IQ1以噪声形式流动。这种操作是其中不能正确执行ZVS的异常操作。

也就是说，我们发现，如图21所示，包括次级侧串联谐振电路的电压谐振型变换器执行其中在中等负载阶段期间不能正确执行ZVS的异常操作。我们确定，例如，图21所示的电源电路实际上执行如图23中所示的部分A的负载波动范围区域中的这种异常操作。

如前所述，包括次级侧串联谐振电路的电压谐振型变换器基本上具有趋于示出其中相对负载波动可以令人满意地维持高效率的特性。然而，如示处的根据图22B的开关电流IQ1，在开关元件Q1的导通阶段使得足够的峰值电流流过。因此，使得开关损耗增加，这将使电压谐振型变换器承载着减小功率变换效果的因素。

此外，在任何情况下，例如，出现如上所述的异常操作将使得恒压控制电路***的相位增益特性变化，并且因此在异常振荡状态中执行开关操作。为此，可以强烈地认识到现有环境下实际上难于将包括次级侧串联谐振电路的电压谐振型变换器应用到实际应用中。

考虑到上述问题，根据本发明的一个方面，提供一种开关电源电路，包括：整流和平滑电路，该整流和平滑电路包括至少一个整流元件和一个平滑电容器，用于从商用交流电源接收交流电压作为其输入，以整流和平滑因此输入的电压，从而产生经整流和平滑的电压作为平滑电容器两端的电压；开关元件，用于接收上述经整流和平滑的电压作为进行开关的直流输入电压；用于开关驱动该开关元件的开关驱动部；插在将经整流和平滑的电压输入到开关元件的路径中的第一电感器；第一初级侧串联谐振电路，用于对应于开关元件进行的开关来进行谐振操作，该第一初级侧串联谐振电路至少由第二电感器的电感以及与第二电感器的电感串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容构成；第二初级侧串联谐振电路，用于对应于开关元件进行的开关来进行谐振操作，该第二初级侧串联谐振电路至少由第一电感器的电感和与该第一电感器的电感串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容构成；第一初级侧并联谐振电路，用于对应于开关元件进行的开关而进行谐振操作，该第一初级侧并联谐振电路至少由第一电感器的电感、与第一电感器的电感串联连接的第二电感器的电感和与由第一电感器和第二电感器构成的串联电路并联连接的初级侧并联谐振电容器的电容构成；转换变压器，该转换变压器通过缠绕第二电感器作为初级绕组并且缠绕次级绕组而构成，通过在初级绕组中得到的开关输出而将交流电压感应到次级绕组中，该转换变压器用于在初级侧和次级侧之间得到必要的耦合系数，初级侧和次级侧之间的耦合被认为是松弛耦合；以及次级侧直流输出电压产生部，用于接收在转换变压器的次级绕组中感应的交流电压作为其输入，以整流因此输入的交流电压，从而产生次级侧直流输出电压。

而且，在本发明中，“耦合系数”代表电磁耦合的程度。数值1代表最高程度的耦合，数值0代表最低程度的耦合(无耦合)。

在如上所构造的电源电路中，将E类开关变换器的电路形式形成在初级侧。作为基本结构，该E类开关变换器在初级侧上包括，第一电感器，第二电感器，初级侧并联谐振电容器，以及初级侧串联谐振电容器。因此，该E类开关变换器是软开关变换器的一种形式，其被称作复合谐振型一，并且包括并联谐振电路(初级侧并联谐振电路)以及串联谐振电路(初级侧串联谐振电路)。接着，将形成串联谐振电路(初级侧串联谐振电路)的电感器(第二电感器)用作转换变压器的初级绕组，由此构成能执行直流-直流功率变换的电源电路。

以这种方式，基本构成具有应用到其的E类开关变换器的电源电路。结果是，伴随电压谐振型变换器并且造成其中在中等负载的负载状态范围下不能得到零电压开关(ZVS)操作的异常操作的问题的因素被排除在外，由此得到了正确的ZVS操作。

此外，在本发明中，初级侧上的E类开关变换器接收经整流和平滑的电压作为其输入并且进行开关，其中该经整流和平滑的电压作为形成用于整流和平滑来自商用交流电源的交流电压的整流和平滑电路的平滑电容器两端生成的电压。此时，从平滑电容器流进E类开关变换器的电流可通过构成初级侧并联谐振电路的第一电感器流过开关元件侧，从而变为直流电流。

此外，在本发明中，该电源电路至少包括第一初级侧串联谐振电路，第二初级侧串联谐振电路，以及第一初级侧并联谐振电路作为上述的组成元件。由于具有这种结构，首先，当基于第一初级侧并联谐振电路的谐振操作而在第一电感器中产生谐振脉冲电压时，将该谐振脉冲电压叠加到初级绕组中产生的交流电压上。结果是，初级绕组电压的值增加。此外，同样基于第一和第二初级侧并联谐振电路的谐振操作，流过转换变压器初级绕组(第二电感器)的谐振电流可以单独流过第一电感器。结果是，流过初级绕组的电流量减小。

由于初级绕组电压值增加并且初级绕组的电流量以这种方式减小，因此更加减小了流过初级侧开关变换器的电流。电流量的这种减小结果使得电源电路中的功耗减小。

根据本发明的另一实施例，提供一种开关电源电路，包括：用于对直流输入电压进行开关的开关元件；用于开关驱动该开关元件的开关驱动部；串联***在将直流输入电压输入到开关元件的路径中的第一电感器和第二电感器；与第一电感器和第二电感器串联连接的初级侧串联谐振电容器，初级侧串联谐振电容器构成第一初级侧串联谐振电路和第二初级侧串联谐振电路，用于分别对应于开关元件进行的开关而进行谐振操作；与第二电感器或者开关元件并联连接的初级侧并联谐振电容器，该初级侧并联谐振电容器构成初级侧并联谐振电路，用于对应于开关元件进行的开关而进行谐振操作；通过缠绕第二电感器作为初级绕组并且缠绕次级绕组构成的转换变压器，通过在初级绕组中得到的开关输出而将交流电压感应在次级绕组中，该转换变压器用于在初级侧和次级侧之间得到必要的耦合系数，初级侧和次级侧之间的耦合被认为是松弛耦合；以及次级侧直流输出电压产生部，用于接收在转换变压器的次级绕组中感应的交流电压作为其输入，以整流因此输入的交流电压，从而产生次级侧直流输出电压。

在本发明中，以上述方式在初级侧上包括并联谐振电路的开关电源电路中解决了其中在例如中等负载的负载状态范围下不能得到ZVS操作的异常操作。结果是，容易实现包括次级侧串联谐振电路的电压谐振型变换器的实际应用。

此外，从整流和平滑电路的平滑电容器流到开关变换器的用于从商用交流电源产生经整流和平滑的电压(直流输入电压)的电流变为直流电流。结果是，可以为如上所述的平滑电容器的组成元件的电容选择较小的值，并且也可以为上述平滑电容器选择通常应用的产品。因此，例如，可以得到诸如低成本推销以及使开关电容器最小化的效果。

此外，对应于流过电源电路的电流量减小而实现的功耗减小使得整个功率转换效率特性极大地提高。

附图说明

图1是示出根据本发明第一实施例的电源电路的结构实例的电路图；

图2A和2B分别是示出根据本发明第一实施例的电源电路的主要部分基于开关周期的操作的波形图；

图3是示出根据本发明第二实施例的电源电路的结构实例的电路图；

图4是示出根据本发明第二实施例的电源电路的主要部分基于开关周期的操作的波形图；

图5是示出根据本发明第一和第二实施例的每个电源电路所对应的次级侧的改进的结构实例的电路图；

图6是示出根据本发明第一和第二实施例的每个电源电路所对应的次级侧的另一改进的结构实例的电路图；

图7是示出根据本发明第一和第二实施例的每个电源电路所对应的次级侧的又一改进的结构实例的电路图；

图8是示出根据本发明第一和第二实施例的每个电源电路所对应的次级侧的再一改进的结构实例的电路图；

图9是示出根据本发明第二实施例的电源电路所对应的改进的结构实例的电路图；

图10是示出根据本发明第二实施例的电源电路所对应的另一改进的结构实例的电路图；

图11是示出设置在根据本发明第一和第二实施例的每个电源电路中的绝缘转换变压器的构造实例的视图；

图12是示出设置在根据本发明第一和第二实施例的每个电源电路中的复合绝缘转换变压器的构造实例的视图；

图13是示出设置在根据本发明第一和第二实施例的每个电源电路中的复合绝缘转换变压器的另一构造实例的视图；

图14是示出设置在根据本发明第一和第二实施例的每个电源电路中的复合绝缘转换变压器的又一构造实例的视图；

图15是示出设置在根据本发明第一和第二实施例的每个电源电路中的复合绝缘转换变压器的再一构造实例的透视图；

图16是示出设置在根据本发明第一和第二实施例的每个电源电路中的复合绝缘转换变压器的又一构造实例的透视图；

图17是示出设置在根据本发明第一和第二实施例的每个电源电路中的复合绝缘转换变压器的再一构造实例的透视图；

图18是示出E类开关变换器的基本结构实例的电路图；

图19是示出图18所示的E类开关变换器的操作的波形图；

图20是示出其上应用有图18所示的E类开关变换器的开关电源电路的结构实例的电路图；

图21是示出传统电源电路的结构实例的电路图；

图22A，22B和22C分别是示出图21所示的传统电源电路的主要部分的操作的波形图；

图23是示出图21所示的传统电源电路中相对于负载波动交流→直流功率变换效率，开关频率，以及开关元件的导通时间周期的波动特性的示意图；以及

图24是概念性地示出图21所示的传统电源电路的恒压控制特性的示意图。

具体实施方式

在对本发明的优选实施例进行描述之前，现在参考图18和19描述作为优选实施例的背景的用于执行开关操作的E类谐振型开关变换器(下文中也称作“E类开关变换器”)的基本结构。

图18示出了E类开关变换器的基本结构。该图中示出的E类开关变换器采用以E类谐振型工作的直流-交流变换器结构。

该图中所示的E类开关变换器包括一个开关元件Q1。此时该开关元件Q1是MOS-FET。体二极管DD并联连接在作为MOS-FET的开关元件Q1的漏极和源极之间。此时体二极管DD的正方向是指着从MOS-FET的源极向漏极的方向。

此外，初级侧并联谐振电容器Cr同样并联连接在开关元件Q1的漏极和源极之间。

开关元件Q1的漏极通过与开关元件Q1串联连接的扼流线圈L10连接到直流输入电压源Ein的正极端。开关元件Q1的源极连接到直流输入电压Ein的负极。

此外，扼流线圈L11的一端连接到开关元件Q1的漏极，串联谐振电容器C11与扼流线圈L11的另一端串联连接。作为负载的阻抗Z插在串联谐振电容器C11和直流输入电压源Ein的负极端之间。此时，压电变压器，以高频工作的荧光灯等等作为阻抗Z的具体实例。

如上构成的E类开关变换器可被认为是一种形式的复合谐振型变换器，其包括由扼流线圈L10的电感和初级侧并联谐振电容器Cr的电容构成的并联谐振电路，以及由扼流线圈L11的电感和串联谐振电容器C11的电容构成的串联谐振电路。此外，从在开关元件方面仅包括一个开关元件的角度来看，如上构成的E类开关变换器被称作与采用单端***的电压谐振型变换器相同。

图19示出具有图18所示的结构的E类开关变换器的主要部分的操作。

开关电压V1是开关元件Q1两端形成的电压。因此，开关电压V1示出了其中在开关元件Q1处于导通状态的导通时间周期TON期间保持为0值的波形，并且在其中开关元件Q1处于截至状态的截至时间周期TOFF期间变为正弦波状脉冲。该开关脉冲波形基于上述并联谐振电路的谐振操作(电压谐振操作)得到。

开关电流IQ1是流过开关元件Q1(以及体二极管DD)的电流。在截至时间周期TOFF期间，开关电流IQ1保持为0值，并且首先在导通时间周期TON期间，从再次变为负极性开关电流的起始点开始流过体二极管DD给定时间周期。此后，将负极性开关电流极性反向从而变为正极性开关电流，并且从开关元件Q1的漏极流到源极。

此外，作为输出通过上述串联谐振电路从E类开关变换器流出的电流I2通过将流过开关元件Q1(以及体二极管DD)的开关电流IQ1与流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流叠加而得到。因此，电流I2示出了其中其包含正弦波成分的波形。

此外，同样示出了在开关元件Q1的截至时得到的ZVS操作，并且基于开关电流IQ1和开关电压V1之间的关系可在其导通时可得到ZVS和零电流开关(ZCS)操作。

同样，流进E类开关变换器从而从直流输入电压Ein的正极端流到扼流线圈L10的电流I1示出了其中电流I1位于图19所示的预定平均值上的脉动波形，这是因为为扼流线圈L10和L11的电感设定有L10＞L11的关系。这种脉动波形可被认为是接近直流电流的波形。

本申请的发明人通过基于上述基本结构应用E类开关变换器而构成电源电路，并且在因此构成的电源电路上进行实验。图20示出了那种电源电路的结构实例的电路图。

在该图中示出的电源电路中，首先，一组共模扼流线圈CMC和两个交叉电容器CL以该如图所示的方式插在传统交流电源AC的线路中。共模扼流线圈CMC和交叉电容器CL形成噪声滤波器，用于去掉叠加到商用交流电源AC的线路上的交流电压上的共模噪声。

来自商用交流电源AC的交流输入电压VAC由桥式整流电路Di进行整流，并且将所得的整流输出在平滑电容器Ci中充电。也就是说，包括桥式整流电路Di和平滑电容器Ci的整流和平滑电路将来自商用交流电源AC的交流输入电压VAC进行整流和平滑。结果是，得到了经整流和平滑的电压Ei，其在平滑电容器Ci的两端形成。经整流和平滑的电压Ei变为下一级开关变换器的直流输入电压。

在图20中，将用于接收经整流和平滑的电压Ei作为直流输入电压并且执行开关操作的开关变换器形成为基于图18所示的基本结构的E类开关变换器。

此时，将耐高压MOS-FET选为开关元件Q1。此外，这种情况下的E类开关变换器的驱动***是采用振荡/驱动电路2进行开关驱动开关元件的独立的激励***。

开关元件Q1的漏极通过与该开关元件Q1串联连接的扼流线圈L10连接到平滑电容器Ci的正极端。因此，此时，将直流输出电压Ei通过与开关元件Q1串联连接的扼流线圈L10提供给开关元件Q1。开关元件Q1的源极连接到初级侧地上。作为扼流线圈L10的电感器(第一电感器)是对应于图18所示的E类开关变换器中的扼流线圈L10的功能部分。

将振荡/驱动电路2输出的开关驱动信号(电压)施加到开关元件Q1的栅极。

此时选择MOS-FET作为开关元件Q1。因此，如图20所示，体二极管DD内置于开关元件Q1中，从而并联连接在开关元件Q1的源极和漏极之间。这样形成体二极管DD，以便其阳极连接到开关元件Q1的源极，其阴极连接到开关元件Q1的漏极。体二极管DD形成了基于开关元件Q1的导通/截至操作(开关操作)而产生的反向开关电流流过的路径。

此外，初级侧并联谐振电容器Cr并联连接在开关元件Q1的漏极和源极之间。

初级侧并联谐振电容器Cr形成初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)，用于通过采用其电容和绝缘转换变压器PIT初级绕组N1的漏电感L1而使得开关电流流过开关元件Q1。初级侧并联谐振电路进行谐振操作，由此当开关元件Q1进行开关操作时得到一个电压谐振型操作。对应于此，在开关元件Q1的截至时间周期期间得到正弦波状谐振脉冲波形作为开关元件Q1两端形成的电压(漏源电压)V1的波形。

此外，包括下文中将要描述的绝缘转换变压器PIT的初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C11的串联电路连接在开关元件Q1的源极和漏极之间。此时，初级绕组N1的绕组结束端部分连接到开关元件Q1的漏极，其绕组开始端部分连接到初级侧串联谐振电容器C11。未与初级绕组N1连接的初级侧串联谐振电容器C11的极性端连接到处于地电位的开关元件Q1的源极上。

振荡/驱动电路2包括振荡电路，以便例如通过采用单独的激励***来驱动开关元件Q1。同样，振荡/驱动电路2产生驱动信号作为用于基于从该振荡电路得到的振荡信号开关驱动MOS-FET的栅极电压，并且将由此产生的驱动信号施加到开关元件Q1的栅极。结果是，开关元件Q1响应驱动信号波形连续执行导通/截至操作，即，执行开关操作。

绝缘转换变压器PIT用于从初级侧开关变换器发送开关输出到次级侧，同时初级侧和次级侧以直流形式互相绝缘。为此，初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在绝缘转换变压器PIT中。

作为一个实施例，此时的绝缘转换变压器PIT包括EE字状铁心，其中铁氧体端的两个E字状铁心模式在结构上彼此组合在一起。然后，在初级侧和次级侧之间划分绕组部分之后，初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在EE字状铁心的中心磁腿上。

此外气隙长度约为1.6毫米的气隙形成在绝缘转换变压器PIT的EE字状铁心的中心磁腿中。结果是，在初级侧和次级侧之间得到了约0.75的耦合系数k。由于具有这种程度的耦合系数k的耦合在耦合度上被认为是松弛耦合，因此更加难于得到饱和状态。

绝缘转换变压器PIT的初级绕组N1用于在以下文中将要描述的方式形成在初级侧上的E类开关变换器中形成初级侧串联谐振电路的元件。因此，得到了与开关元件Q1的开关输出对应的交流输出。

在绝缘转换变压器PIT的次级侧，由初级绕组N1感应的交流电压产生在次级绕组N2中。

次级侧串联谐振电容器C2与次级绕组N2串联连接。结果是，次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容形成次级侧串联谐振电路。该次级侧串联谐振电路响应下文中将要描述的次级侧整流电路的整流操作而进行谐振操作。结果是，流过次级绕组N2的次级绕组电流示出正弦波波形。也就是说，在次级侧上得到电流谐振操作。

两个整流二极管Do1，Do2，以及一个平滑电容器Co连接到次级绕组N2上，其中次级侧串联谐振电容器C2以上述方式与次级绕组N2串联连接。结果是，此时的次级侧整流电路构成电压倍增器半波整流电路。关于该电压倍增器半波整流电路的连接形式，首先，整流二极管Do1的阳极，以及整流二极管Do2的阴极通过次级侧串联谐振电容器C2连接到次级绕组N2的绕组结束端部分侧。同样，整流二极管Do1的阴极连接到平滑电容器Co的正极端。次级绕组N2的绕组开始端部分和整流二极管Do2的阳极连接到次级侧地电位的平滑电容器Co的负极端。

由此形成的该电压倍增器半波整流电路的整流操作如下。

首先，在与作为次级绕组N2中感应的交流电压的次级绕组N2两端形成的电压(次级绕组电压)的一个极性对应的半个周期期间，将正向电压施加到整流二极管Do2上。结果是，整流二极管Do2导通，由此得到用所整流的电流对次级侧串联谐振电容器C2充电的操作。结果是，与次级绕组N2中感应的交流电压值等倍数对应的值的跨电压产生在次级侧串联谐振电容器C2上。在与另一极性的次级绕组电压V3对应的下一个半个周期期间，将正向电压施加到整流二极管Do1上，使得整流二极管Do1导通。此时，平滑电容器Co用通过将次级侧串联谐振电容器C2两端生成的电压与次级绕组电压V3的电位叠加而得到的电位的电进行充电。

结果是，得到了其值为次级绕组N2中感应的交流电压的两倍的次级侧直流输出电压Eo作为平滑电容器Co两端的电压。

在该整流操作中，平滑电容器Co仅在次级绕组N2中感应的交流电压的半个周期期间充电。也就是说，得到了电压倍增器半波整流操作。此外，在这种整流操作中，该整流操作被认为是为由次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器C2的串联组合形成的次级侧串联谐振电路的谐振输出而进行的。

将由此产生的次级侧直流输出电压Eo提供给负载。同样，该次级侧直流输出电压Eo分叉(bifurcates)以作为控制电路1的检测电压输出。

输出电路1提供检测输出到振荡/驱动电路2上，其中检测输出对应于输入到其上的次级侧直流输出电压Eo的值的变化。振荡/驱动电路2根据控制电路1被输入的检测输出而使得开关频率可变。同样，伴随着该操作，振荡/驱动电路2驱动开关元件Q1，从而使得一个开关周期的导通时间周期TON与截至时间周期TOFF的时间周期比(导通角)可变。该操作成为了次级侧直流输出电压的恒压控制操作。

开关元件Q1的开关频率和导通角以上述方式进行可变控制。结果是，初级侧和次级侧上的谐振阻抗，以及电源电路中的功率传送有效时间周期改变。这使得从绝缘转换变压器PIT的初级绕组N1传送到次级绕组N2侧的功率量变化，并且从次级侧整流电路提供给负载的功率量变化。结果是，得到了控制次级侧直流输出电压Eo的值的操作，从而取消了次级侧直流输出电压Eo中的电平波动。也就是说，稳定了次级侧直流输出电压Eo。

让我们来比较一下如上述构成的图20的电源电路的初级侧上形成的开关变换器(Q1，Cr，L10，N1，C11)的电路结构和先前图18所示的E类变换器。因此，图20所示的开关变换器被认为是这样一种变换器，其中作为负载的阻抗Z从图18所示的电路省略，并且扼流线圈L11的绕组用绝缘转换变压器PIT的初级绕组N1(漏电感L1)代替。此外，在图20所示的初级侧开关变换器中，扼流线圈L10的电感和初级侧并联谐振电容器Cr的电容形成初级侧并联谐振电路。同样，绝缘转换变压器PIT的初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C11的电容形成初级侧串联谐振电路。

因此，图20所示的初级侧开关变换器被称作形成为执行E类谐振型开关操作的E类开关变换器。将从初级侧开关变换器的开关操作得到的开关输出(交流输出)通过绝缘转换变压器PIT中的磁耦合从对应于扼流线圈L11的初级绕组N1传送到次级绕组。然后将该开关输出在次级侧上进行整流以得到直流输出电压Eo。也就是说，图20所示的电源电路以在初级侧上包括E类开关变换器的直流-直流变换器的形式构成。

此外，由此构成的初级侧E类开关变换器同样被认为构造为复合谐振型变换器或者软开关电源。此时，在该复合谐振型变换器或者软开关电源中，形成初级侧串联谐振电路的初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C11的串联电路与开关元件Q1(以及体二极管DD)并联连接，其与扼流线圈L10和初级侧并联谐振电容器Cr一起形成电压谐振型变换器。

现在，总的来说，认为当其电路结构象它本来那样保持时，在初级侧包括电压谐振型变换器的电源电路不能应用到实际应用中，这是因为它的负载功率控制范围较窄，并且不能保持轻载阶段的ZVS。因此，本申请的发明人在电源电路上进行实验，其中该电源电路被形成为在初级侧电压谐振型变换器中设置次级侧串联谐振电路，并且电压倍增器半波整流电路象传统实施例那样以图21先前所示的方式作为次级侧整流电路形成。结果是，我们确定，得到了到那时为止比包括电压谐振型变换器的电源电路更多的实际应用的特性。

然而，在图21所示的电源电路中，正如参考图22A，22B和22C所述，出现了异常操作，其中，在中等负载阶段期间，在开关元件Q1的截至时间周期(TOFF)完成之前，电流以正极性方向(此种情况下从漏极到源极的方向)流过开关元件，因此不能得到ZVS操作。为此，仍然难于将图21所示的电源电路结构应用到实际应用中。

如上所述，参考图20所述的电源电路称作采用与图21所示的传统电源电路共同的结构，其中在初级侧是具有电压谐振型变换器的电路结构的复合谐振型开关变换器。

然而，作为在图20所示的电源电路上进行实验的结果，我们确定在中等负载阶段期间不能得到ZVS的异常操作被解决，并且在预定的相应负载功率的全部范围内得到了正常开关操作。

已经确定当在电压谐振型变换器中构造包括次级侧串联谐振电路的复合谐振型变换器时容易出现图21所示的电源电路的中等负载阶段期间的异常操作。也就是说，中等负载阶段期间的异常操作主要是由形成电压谐振型变换器的初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路(整流电路)同时工作所得到的交互引起的。换句话说，我们可以理解在中等负载阶段期间的上述异常操作的第一主要原因是由其中初级侧电压谐振型变换器和次级侧串联谐振电路彼此组合的电路结构导致的。基于这种启示，首先，图20所示的电源电路这样构成以便关于初级侧开关变换器，应用E类开关变换器，而不是电压谐振型变换器。

在图20中所示的电源电路中，由于采用这种结构作为主要因素，在中等负载阶段期间不能得到ZVS的异常操作可被解决，而不管串联谐振电路是否设置在次级侧上。

如上所述，在图20所示的电源电路中，解决了中等负载阶段期间的异常操作，其在图21中的传统实施例所示的电源电路中是个问题。

然而，在图20所示的电源电路中，将在图21中所示的电源电路中未设置的扼流线圈L10***到将直流输入电压施加到开关变换器的线路中。为用于构成扼流线圈L10的铁心选择相对大的元件，例如从在扼流线圈L10中设定约1mH的电感的必要性考虑。这种选择成为防止促进成本降低，电路的最小化等等的主要原因。

然而，在这个实施方式中，本申请的发明人还抓紧处理图20所示的电源电路，并且通过应用E类开关变换器作为电源电路到电源电路上而解决了在中等负载阶段期间的异常操作。此后，本申请的发明人提议用于补偿上述功率变换效率的减小以增强功率变换效率并且最小化对应于扼流线圈L10的元件的电路结构。

图1示出了根据本发明第一实施例的电源电路的结构实例作为该实施方式的电源电路。然而，在图1中，与图20的那些构成元件相同的构成元件分别用相同的附图标记表述，并且在此省略其描述。

首先，在图1所示的电源电路中，扼流线圈绕组N10的绕组结束端部分连接到平滑电容器Ci的正极端。同样，扼流线圈绕组N10的绕组开始端部分连接到初级绕组N1的绕组开始端部分。此外，此时初级侧串联谐振电容器C11的一个极性端部分连接到初级绕组N1的绕组开始端部分和扼流线圈绕组N10之间的节点上。同样，初级侧串联谐振电容器C11的另一极性端部分连接到位于初级侧地电位的初级侧并联谐振电容器Cr的一个极性端和开关元件Q1的漏极之间的节点上。结果是，得到了初级侧串联谐振电容器C11和初级绕组N1的串联组合的关系。

然而，同样在这种情况下，初级侧并联谐振电容器Cr并联连接在开关元件Q1的源极和漏极之间。

在该实施例中，以上述方式***的扼流线圈绕组N10对应于如图18或图20所示的扼流线圈L10的绕组。在该实施例中，扼流线圈绕组N10缠绕在具有预定形状和大小的铁心上，由此构成作为扼流线圈PCC的组成元件。可替换地，还可缠绕扼流线圈N10从而被包括在绝缘转换变压器的构造中。在这种情况下，将绝缘转换变压器PIT构造成复合绝缘转换变压器C-PIT。

在上述电路结构中，初级侧并联谐振电路(第一初级侧并联谐振电路)可被认为由基于扼流线圈绕组N10和初级绕组N1的串联电路的合成电感和初级侧并联谐振电容器Cr的电容，以及与该串联电路并联连接的初级侧并联谐振电容器Cr构成。在这种情况下，通过将扼流线圈绕组N10(扼流线圈PCC)的电感L10和初级绕组N1的漏电感L1彼此叠加而得到合成电感。

此外，该初级侧串联谐振电路包括第一初级侧串联谐振电路，该第一初级侧串联谐振电路由基于初级侧串联谐振电容器C11和初级绕组N1的串联组合的初级侧串联谐振电容器C11的电容和初级绕组N1的漏电感L1而构成。同样，该初级侧串联谐振电路包括第二初级侧串联谐振电路，该第二初级侧串联谐振电路由基于扼流线圈绕组N10和初级侧串联谐振电容器C11的串联组合的扼流线圈绕组N10的电感L10和初级侧串联谐振电容器C11的电容而构成。

根据开关元件Q1进行的开关操作，充电放电电流基于上述初级侧并联谐振电路的电压谐振操作而在开关元件Q1的截至时间周期期间流过初级侧并联谐振电容器Cr。由充电/放电电流产生几乎半正弦波状的谐振脉冲电压作为初级侧并联谐振电容器Cr两端的电压。在图1所示的电路中，将初级绕组N1***到初级侧并联谐振电路中。因此，将谐振脉冲电压叠加到根据开关电流所产生的交流电压的操作发生在初级绕组N1中。

此外，第一初级侧串联谐振电路进行谐振操作，使得谐振电流在开关元件Q1的导通时间周期期间流过具有初级侧串联谐振电容器C11，初级绕组N1以及开关元件Q1的路径。

同样，第二初级侧串联谐振电路进行谐振操作，使得谐振电流根据开关元件Q1的开关操作而流过具有初级侧串联谐振电容器C11，扼流线圈绕组N10以及平滑电容器Ci的路径。

第一初级侧串联谐振电路以及第二初级侧串联谐振电路以上述方式复合工作，因此例如，流过初级绕组N1的串联谐振电流同样单独流过扼流线圈绕组N10。

让我们来考虑一下这样的情况，其中根据开关周期上的交流形式可以看到具有初级侧串联谐振电容器C11，初级绕组N1以及开关元件Q1并且对应于第一初级侧串联谐振电路的电流路径，以及具有初级侧串联谐振电容器C11，扼流线圈N10以及平滑电容器Ci并且对应于第二初级侧串联谐振电路的电流路径。在这种情况下，两条电流路径均可被认为是示出并联关系，其中初级侧串联谐振电容器C11作为共同的组成元件。

然而，图1所示的次级侧电路结构，类似于图20所示的那样，具有包括次级侧串联谐振电路的电压倍增器半波整流电路。然而，参考图1，次级绕组N2的绕组开始端部分侧连接到次级侧串联谐振电容器C2，并且其绕组结束端部分连接到处于次级侧地电位的平滑电容器Co的负极端。

首先，图11示出了绝缘转换变压器PIT的结构实例，根据具有图1所示的结构的电源电路中包括的绝缘转换变压器的结构，其不包括扼流线圈绕组N10，并且其是与扼流线圈PCC隔开的元件。

如该图所示，绝缘转换变压器PIT包括EE型铁心(EE字状铁心)，其中由铁氧体材料形成的两个E字状铁心CR1和CR2彼此进行组合，从而使得它们的磁腿彼此相对。

绝缘转换变压器PIT设有绕线筒B，其由例如树脂构成，其具有在初级侧和次级侧绕组部分之间分割的形状，这样使得它们彼此独立地提供。初级绕组N1缠绕在绕线筒B的一个铁心绕组部分。同样，次级绕组N2缠绕在绕线筒B的另一绕组部分。

以这种方式分别将初级侧绕组和次级侧绕组缠绕其的绕线筒B安装到EE字状铁心(CR1，CR2)上。结果是，设置成这样的状态，其中，初级侧绕组和次级侧绕组分别缠绕在EE字状铁心的中心磁腿周围的不同绕组区内。以这种方式得到了整个绝缘转换变压器PIT的结构。

此外，气隙长度例如约为1.6毫米或者更多的气隙G以该图所示的方式形成在EE字状铁心的中心磁腿中。结果是，得到了具有例如耦合系数k约为0.75的松弛耦合状态。也就是说，该绝缘转换变压器PIT的耦合状态比图21中的传统实施例所示出的绝缘转换变压器PIT的耦合状态更加松弛。应该注意到，通过使E字状铁心CR1和CR2的每个中心磁腿比相应的两个外磁腿短而形成气隙G。

此外，当以这种方式采用不包括扼流线圈绕组N10的绝缘转换变压器PIT的这种结构时，包括扼流线圈N10的扼流线圈PCC作为单独形成并且与绝缘转换变压器PIT独立的元件构成。这种情况下的扼流线圈PCC采用这样的结构，其中例如，扼流线圈绕组N10缠绕ER型铁心等从而得到必要的电感值。

此外，图12示出了其中包括在具有图1所示的结构的电源电路中的绝缘转换变压器PIT以复合绝缘转换变压器C-PIT的形式构成的结构实例，该复合绝缘转换变压器C-PIT中包括扼流线圈绕组N10(扼流线圈PCC)。

首先，图12所示的复合绝缘转换变压器C-PIT包括EE字状铁心，其中由例如铁氧体材料形成的两个E字状铁心CR1和CR2彼此进行组合，从而使得它们的磁腿彼此相对。

此外，该复合绝缘转换变压器C-PIT还包括绕线筒Bb1，该绕线筒Bb1由例如树脂形成，具有在初级和次级侧绕组部分之间进行分割的形状，从而使得它们彼此独立设置。初级绕组N1缠绕在绕线筒Bb1的一个绕组部分。此外，次级绕组N2缠绕在另一个绕组部分。

以这种方式在其上缠绕初级侧绕组和次级侧绕组的绕线筒Bb1被这样安装使得具有E字状铁心CR1和CR2的EE字状铁心的中心磁腿完全延伸通过该绕线筒Bb1，其中。结果是，设置成这样的状态，其中初级侧绕组和次级侧绕组分别缠绕在EE字状铁心部分的中心磁腿周围的不同绕组区内。

此外，还将该EE字状铁心(CR1，CR2)与E字状铁心CR3以该图所示的方式进行组合。在这种情况下，形成这种组合，使得E字状铁心CR3的腿部端面与EE字状铁心(CR1，CR2)中的E字状铁心CR1的侧面相对。

将具有一个绕组区的绕线筒Bb2安装到E字状铁心CR3上，并且将扼流线圈绕组N10缠绕在一个绕组区。结果是，设有这样的状态，其中扼流线圈绕组N10缠绕E字状铁心CR3的中心磁腿。

此外，具有预定长度的气隙G1以该图所示的方式形成在EE字状铁心(CR1，CR2)的中心磁腿中。结果是，在复合绝缘转换变压器C-PIT中的初级侧和次级侧之间的耦合系数k本身的值约为0.75。因此，得到了松弛耦合状态，其中耦合系数k等于或者小于0.8。也就是说，这种复合绝缘转换变压器C-PIT的耦合状态比图21的传统实施例示出的电源电路的复合绝缘转换变压器C-PIT的耦合状态松弛。应该注意到，可通过使E字状铁心CR1和CR2的每个中心磁腿比相应的两个中心磁腿短而形成气隙G。

此外，例如，将E字状铁心CR3的中心磁腿形成为比其每个外部磁腿短，由此在E字状铁心CR3的中心磁腿端部和EE字状铁心CR1的侧面部分之间形成气隙G2。这种情况下气隙G2的气隙长度设定约为上述气隙G1的一半。

如上所述，图12所示的绝缘转换变压器采用了与复合变压器相同的结构。也就是说，这种结构是这样的，作为以直流形式而彼此绝缘的状态的基本结构而缠绕初级绕组N1和次级绕组N2，此外，还缠绕包括在初级侧的扼流线圈绕组N10。由于具有图12所示的结构，首先，电流分别流过初级绕组N1和次级绕组N2，因此在包括E字状铁心CR1和CR2的EE字状铁心中形成主磁路径(磁电路)。然而，电流流过扼流线圈绕组N10，由此仅在E字状铁心CR3侧中形成主磁路径。以这种方式形成磁路，借此，由初级绕组N1和次级绕组N2形成的磁路的磁通量与由扼流线圈绕组N10形成的磁路的磁通量相互关联的程度变得非常小。结果是，例如，扼流线圈绕组N10具有与绕组数量，气隙G2的气隙长度等对应的预定电感。同样，扼流线圈绕组N10和每个初级绕组N1和次级绕组N2之间的磁耦合度(耦合系数)减小到等于或者小于这种预定值的值上，以便被认为是零。也就是说，出现其中在扼流线圈绕组N10和每个初级绕组N1和次级绕组N2之间被认为不存在变压器耦合的状态。结果是，将初级绕组N1和次级绕组N2彼此耦合的转换变压器功能，以及扼流线圈绕组N10作为扼流线圈的功能彼此相互无影响的独立操作。因此，尽管初级绕组N1，次级绕组N2以及扼流线圈绕组N10包括在一个变压器结构中，在初级侧上得到了E类开关变换器的正确操作。

然而，在本发明中，同样如前所述，具有其中缠绕初级绕组N1和次级绕组N2的结构的绝缘转换变压器PIT，和其中缠绕扼流线圈绕组N10的扼流线圈PCC可以被分别构造为独立的元件。例如，在这种情况下，将绝缘转换变压器PIT形成具有这样的结构，初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在具有预定形状和大小的EE字状铁心，并且将扼流线圈PCC同样形成为具有这种结构，其中绕组缠绕具有预定形状和大小的EE字状铁心。因此，得到独立的结构。然而，由于具有这种结构，为绝缘转换变压器PIT和扼流线圈PCC要求两个独立的元件。另一方面，当采用该实施例的绝缘转换变压器PIT的结构时，这两个元件可被设置在一个元件中。结果是，例如，在电路板上的元件排列比以前更加有效。因此，例如，电路板变得更容易小型化。

如上所述，在本发明中，可采用与其中绝缘转换变压器包括扼流线圈PCC的绕组的复合变压器相同的结构，或者采用其中初级绕组N1和次级绕组N2与扼流线圈PCC独立缠绕的结构。考虑到这种情形，当在下文描述中的结构之间不必特别清楚区分时，在一些情况下变压器的描述与绝缘转换变压器PIT相同。

图13和14示出了复合绝缘转换变压器C-PIT的其他结构实施例。

图13所示的复合绝缘转换变压器C-PIT包括EE字状铁心，其中两个E字状铁心CR11和CR12彼此进行组合，使得它们的磁腿彼此相对。而且，两个外部磁腿中的每个，以及EE字状铁心中的一个中心磁腿形成为横截面大小彼此相同。

此外，初级绕组N1和次级绕组N2分别缠绕在绕线筒Bb11中形成的两个分割缠绕部分。同样，将绕线筒Bb11安装到EE字状铁心的一个外部磁腿上。结果是，将初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在相同外部磁腿周围的不同绕组区中。在以这种方式缠绕初级绕组N1和次级绕组N2之后，在EE字状铁心的中心磁腿中形成具有预定气隙长度的气隙G11。结果是，在初级绕组N1和次级绕组N2之间得到了预定的耦合系数k，这导致得到了由于预定耦合系数k而被认为是松弛耦合的耦合度。

此外，扼流线圈绕组N10缠绕在绕线筒Bb12的绕组部分，然后将绕线筒Bb12安装到EE字状铁心的一个外部磁腿上。结果是，将扼流线圈绕组N10缠绕在与其中缠绕初级绕组N1和次级绕组N2的外部磁腿相对的外部磁腿上。在这种情况下，这两个外部磁腿关于中心磁腿对称。

由于具有这种结构，形成由于初级绕组N1和次级绕组N2的主磁路径从而将缠绕初级绕组N1和次级绕组N2的外部磁腿和中心磁腿彼此连接。形成由于扼流线圈绕组N10的主磁路径，从而将缠绕扼流线圈绕组N10的外部磁腿和中心磁腿彼此进行连接。因此，同样在这种情况下，两种磁路的磁通量彼此相互关联变得非常小。结果是，扼流线圈绕组N10和每个初级绕组N1以及次级绕组N2之间的耦合度(耦合系数)被认为是约为零。因此，得到了与图12所示的情况相似的不存在传送耦合的状态。

此外，例如，在图14的复合绝缘转换变压器C-PIT的情况下，首先，形成UU字状铁心，其中有铁氧体材料形成的两个U字状铁心CR21和CR22彼此进行组合使得它们的磁腿彼此面对。另外，所得的UU字状铁心与U字状铁心CR23进行组合。

如该图所示，每个具有预定气隙长度的气隙G21和G22形成在其中UU字状铁心侧上U字状铁心CR21的两个磁腿和U字状铁心CR22的两个磁腿彼此分别面对的部分中。此外，每个具有预定气隙长度的气隙G23和G24形成在其中U字状铁心CR23的两个磁腿端部面对UU字状铁心(CR21，CR22)中的U字状铁心CR22的侧面的部分上。

此外，初级绕组N1和次级绕组N2分别缠绕在绕线筒Bb21中形成的两个分割绕组部分上。然后将绕线筒Bb21安装到UU字状铁心(CR21，CR22)的一个磁腿上。结果是，将初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在UU字状铁心(CR21，CR22)的一个磁腿周围的不同绕组区内。因此，通过设定气隙G21和G22的气隙长度而对初级绕组N1和次级绕组N2得到了由于初级绕组N1和次级绕组N2之间的预定耦合系数k而被认为是松弛耦合的耦合度。

同样，扼流线圈绕组N10缠绕在绕线筒Bb22上。然后将绕线筒Bb22安装到U字状铁心CR23的一个腿上，由此提供了将扼流线圈N10缠绕在U字状铁心CR23的一个腿上的状态。此时，由于初级绕组N1和次级绕组N2的主磁路径形成在UU状字铁心(CR21，CR22)中。同样，由于扼流线圈绕组N10的主磁路径形成在U字状铁心CR23侧。因此，得到了其中两个磁路的磁通量几乎彼此不相互关联的状态。结果是，扼流线圈绕组N10和每个初级绕组N1和次级绕组N2之间的磁耦合度(耦合系数)被认为是与图12和13类似约等于零。因此，可以得到被认为是甚至不存在变压器耦合的状态。

同样，除采用上述的E字状铁心或者U字状铁心的结构以外，例如，图15，16或17所示的结构同样可用作与本实施例中的复合变压器相同的绝缘转换变压器的结构。

图15所示的复合绝缘转换变压器C-PIT包括每个具有四个磁腿的双U字状铁心CR51，CR52。然后，形成固态铁心使得这些双U字状铁心CR51和CR52的磁腿端部彼此连接。然而，在这种情况下，尺寸和形状彼此相同的铁心分别用作双U字状铁心CR51和CR52。

当以上述方式形成固态铁心时，根据四组磁腿而出现双U字状铁心CR51和CR52的四个连接部。在这种情况下，为这四个连接部形成每个具有预定气隙长度的气隙G50。应该注意到，以多个气隙G50设定的气隙长度彼此相同，或者可以彼此不同，如果必要的话。这同样应用于图16和17所示的复合绝缘转换变压器C-PIT的每个结构，其将在下文中描述。

例如，在以这种方式形成的固态铁心中，首先，将扼流线圈N10缠绕在双U字状铁心CR51上的相邻两个磁腿上预定匝数。

另一方面，如该图所示，将初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在双U字状铁心CR52侧的相邻两个磁腿上预定匝数，这样使得它的绕组方向与扼流线圈绕组N10的绕组方向正好垂直相交。

由于具有上述结构，扼流线圈绕组N10的绕组方向与初级绕组N1和次级绕组N2的绕组方向垂直相交。也就是说，关于作为复合变压器的绝缘转换变压器PIT，得到了与所谓的正交变压器相同的结构。

以这种方式缠绕初级绕组N1，次级绕组N2和扼流线圈绕组N10，借此，首先，提供了这样的状态，在该状态中，基于根据铁心尺寸，气隙长度等设定的预定耦合系数，将初级绕组N1和次级绕组N2彼此磁耦合。此外，基于例如铁心尺寸和匝数的常数而使扼流线圈N10具有预定电感。同样，使扼流线圈绕组N10的绕组方向与初级绕组N1和次级绕组N2的绕组方向垂直相交，借此，将由于初级绕组N1和次级绕组N2侧的磁路形成为与缠绕扼流线圈绕组N10的两个磁腿中的磁路相对。结果是，这些相对的磁路的磁通量彼此抵消。因此，扼流线圈N10和每个初级绕组N1以及次级绕组N2之间的磁耦合度可形成为被认为是约为零的磁耦合度。

在图16所示的复合绝缘转换变压器C-PIT中，具有四个磁腿的双U字状铁心CR51仍然用作固态铁心中的一个铁心。然而，在任何横截面具有U字状结构的单个U字状铁心CR60可用作代替与一个铁心组合的双U字状铁心CR52的另一个铁心。而且，由于同样具有这种铁心结构，气隙G60分别形成在其中双U字状铁心CR51的四个磁腿的端面与单个U字状铁心CR60彼此面对的部分中。

在该铁心结构中，基于双U字状铁心CR51的位置关系以及绕组方向的关系缠绕扼流线圈绕组N10，以及初级绕组N1和次级绕组N2。在这种情况下，位置关系和绕组方向的关系与图15类似。即使当采用这种结构时，为正交变压器得到这种结构，其中扼流线圈绕组N10，以及一组初级绕组N1和次级绕组N2的绕组方向彼此垂直相交。因此，类似于图15所示的情况，可以得到这种状态，其中扼流线圈绕组N10具有预定电感，并且初级绕组N1和次级绕组N2之间的磁耦合度可被认为是零。

此外，在图17所示的复合绝缘转换变压器C-PIT中，制备了两个半梯形铁心CR71和CR72，并且然后将它们彼此进行组合，使得它们的磁腿彼此相对，由此形成一个扁平型梯形铁心。同样，在梯形铁心中，外部的两个磁腿和内部的两个磁腿，即，总体来说的四个磁腿分别面对对应的一个。在这种情况下，每个具有预定气隙长度的气隙G70分别形成在这四个磁腿面对对应的一个的部分中。

初级绕组N1和次级绕组N2分别缠绕在一个半梯形铁心CR71的内部两个磁腿上，使得跨过(straddle)它们预定匝数。

另一方面，将扼流线圈绕组N10缠绕在另一个半梯形铁心CR72中的外部一个磁腿和与该外部一个磁腿相邻的内部一个磁腿上，从而使得跨过它们预定的匝数。

在这种复合绝缘转换变压器C-PIT的结构中，缠绕扼流线圈绕组N10的磁腿位置，以及分别缠绕有初级绕组N1和次级绕组N2的磁腿位置彼此不同。然而，这种位置关系等于其中图15和图16所示的绕组方向彼此垂直相交的位置关系。因此，即使具有图17所示的结构，绝缘转换变压器PIT提供了这样的状态，其中扼流线圈绕组N10和每个初级绕组N1和次级绕组N2之间的耦合度被认为是零，并且扼流线圈绕组N10具有必要的电感。

针对具有图1所示的电路结构的电源电路得到当下文将要描述的实验结果时，主要部分选择如下。

首先，单独的元件分别用作绝缘转换变压器PIT和扼流线圈PCC。图11所示的EE字状结构用于绝缘转换变压器PIT。同样，为EE字状铁心(CR1，CR2)选择EER-35，并且在气隙G中设定气隙长度为1.6毫米。将初级绕组N1的匝数T和次级绕组N2的匝数T分别选择为N1＝60T，N2＝31T。

此外，选择ER-28用于扼流线圈PCC，在中心磁腿部分形成气隙长度为1.2毫米的气隙。这样缠绕扼流线圈绕组N10使得它的电感L10为360μH。扼流将线圈绕组N10缠绕成50T的匝数。

由于具有上述的绝缘转换变压器PIT，在绝缘转换变压器PIT本身中的初级侧和次级侧之间的耦合系数k设定为等于或者小于0.8例如约0.75的值。

然而，如我们所公知，添加到铁心上的EER或者ER是作为产品的铁心的一种类型和标准。我们知道这种类型具有EE。当对本说明书中的铁心规定为E字状结构，EE字状结构等时，即使根据其横截面具有E字状结构或EE字状结构而在即使任何类型的EER，ER或者EE的情况下将铁心当作是具有E字状结构或者EE字状结构的铁心。

此外，初级侧并联谐振电容器Cr，初级侧串联谐振电容器C11以及次级侧串联谐振电容器C2的电容选择如下：

Cr＝3,900pF

C11＝0.039μF

C2＝0.068μF

对于相应的负载功率，设定最大负载功率Pomax＝300W，最小负载功率Pomin＝0W(无负载)，并且次级侧直流输出电压Eo的额定值被设定为175V。

图2A所示的波形图作为图1所示的电源电路的实验结果给出。图2A示出了在其中最大负载功率Pomax＝300W，交流输入电压VAC＝100V的情况下开关电压V1，开关电流IQ1，电容器电流Icr，输入电流I1，初级绕组电压V2，初级绕组电流I2，以及次级侧交流电压V3的波形。此外，为了与图2A相比，图2B示出了在具有与图20所示的电路结构的电源电路相同的组成元件中得到的波形。

下文中将参考图2A所示的波形图描述图1所示的电源电路的基本操作。

输入电流I1是将要从平滑电容器Ci流进初级侧开关变换器的电流。在本实施例中，扼流线圈绕组N10和绝缘转换变压器PIT的初级绕组N1的串联组合被认为是插在平滑电容器Ci的正极端和开关元件Q1的漏极侧之间的线路上，如同输入电流流进开关元件Q1侧的路径。也就是说，输入电流I1流过扼流线圈绕组N10的电感L10以及初级绕组N1的漏电感L1的合成电感。为此，输入电流I1变为脉动电流。示出这种波形的输入电流I1被认为是直流电流。也就是说，从平滑电容器Ci流进开关变换器的电流变为直流电流。

开关元件Q1通过接收平滑电容器Ci两端的电压Ei作为直流输入电压而进行开关操作。开关电压V1是开关元件Q1的漏源电压。

开关电流IQ1是从漏极侧流进开关元件Q1(以及体二极管DD)的电流。基于开关电压V1和开关电流IQ1示出开关元件Q1的导通/截至时间。将一个开关周期分成开关元件Q1的导通时间周期TON和截至时间周期TOFF。开关电压V1示出了其中在导通时间周期TON期间保持为0值并在截至状态周期TOFF期间变为谐振脉冲的波形。开关电压V1的电压谐振脉冲被获得为基于初级侧并联谐振电路的谐振操作示出正弦波谐振波形。

开关电流IQ1在截至时间周期TOFF期间保持为0值。首先，在完成截至时间周期TOFF之后到达导通时间以开始导通时间周期TON时，开关电流IQ1流过体二极管DD以示出负极性波形，并且然后变成从漏极流进源极以示出正极性波形。

初级绕组电流I2是根据开关元件Q1的开关操作流过初级绕组N1的电流。此时，初级绕组电流I2示出了通过将开关电流IQ1和电容器电流Icr彼此实际合成所得到的波形。开关元件Q1执行导通/截至操作，由此，在截至时间周期TOFF期间作为开关电压V1的谐振脉冲电压施加到形成第一初级侧串联谐振电路的初级绕组N1以及初级侧串联谐振电容器C11的串联电路上。结果是，初级侧串联谐振电路执行谐振操作，初级绕组电流I2示出了基于正弦波成分对应于开关周期的交流波形。此外。初级绕组电压V2是初级绕组N1两端形成的电压。初级绕组电压V2还示出了基于该图示出的正弦波而对应于开关周期的交流波形。

在导通时间周期完成之后截至开关元件Q1以达到截至时间周期TOFF的时刻，初级绕组电流I2作为正极性的电容器电流Icr流过初级侧并联谐振电容器Cr。结果是，对初级侧并联谐振电容器Cr充电的操作开始。响应该操作，开关电压V1开始从0值增加，从而示出正弦波，并且因此电压谐振脉冲增加。当电容器电流Icr的正极性反向为负极性时，初级侧并联谐振电容器Cr继续其中放电随着充电的状态。因此，电压谐振脉冲从其峰值下降从而随着该正弦波。

当作为开关电压V1的电压谐振脉冲下降为0值时，开始导通时间周期TON，其中开关元件Q1(以及体二极管DD)处于导通状态。首先，当达到导通时间周期TON时，体二极管DD导通，使得负极性绕组电流I2流过体二极管DD。此时，开关电压V1处于0电平。当初级绕组电流I2流过体二极管DD给定时间周期时，在开关元件Q1的漏极和源极之间开始导通，使得正极性初级绕组电流I2流过开关元件Q1。初级绕组电流I2在导通时间周期以这种方式流过开关元件Q1(以及体二极管DD)，从而得到开关电流IQ1的波形。这种操作代表在开关元件Q1的导通阶段和截至阶段期间，可由初级侧并联谐振电路得到ZVS操作，并由初级侧串联谐振电路得到ZCS操作。

此外，基于次级侧交流电压V3示出次级侧整流电路的操作。

次级侧交流电压V3是次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器C2的串联电路两端形成的电压，并且被输入到次级侧整流电路中。每隔次级侧交流电压V3的半周期的时间周期将次级侧交流电压V3的正向电压施加到整流二极管Do1和Do2，因此响应其交替导通整流二极管Do1和Do2。结果是，观察到这样的交流波形，其中基于根据整流二极管Do1的导通时间周期与次级侧直流输出电压Eo对应的绝对值而将次级侧交流电压V3进行箝位，并且根据整流二极管Do2的导通时间周期变为0电平(地电位)。

此外，得到这样的实验结果，其中在根据交流输入电压VAC＝100V的输入条件下的恒压控制特性，相对从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载波动的开关频率的可变范围Δfs变为16.2kHz。

同样，得到这样的实验结果，其中在最大负载功率Pomax＝300W的阶段期间交流→直流功率变换效率ηAC→DC为91.9％，在负载功率Po＝75W的阶段期间为94.0％。

将图2A所示的波形图与图19中先前示出的进行比较，从对这些情况共有的组成元件示出几乎相同的操作波形的事实可以看出，图1所示的电源电路的基本操作也是E类谐振型。

因此，同样在该实施例的电源电路中，与图20所示的电源电路类似，将E类开关变换器应用到初级侧开关变换器，由此，解决了在中等负载阶段期间不能得到ZVS操作的异常操作，在相应的负载功率(Po＝300W到0W)的整个范围上得到了ZVS操作。该E类开关变换器在其基本结构上包括一个开关元件和并联谐振电路。因此，就具有采用单端***的电压谐振型变换器的电路结构的开关变换器来说，我们称作该实施例的电源电路的实际应用容易被进行实际应用。

然而，如上所述，在图1或图20所示的电源电路中，其中将E类开关变换器应用到初级侧开关变换器上，解决了在中等负载阶段期间的异常操作，而不管是否存在次级侧串联谐振电路。然而，当电压倍增型半波整流设置成图1或图20所示的电源电路中的次级侧整流电路时，电流在感应电压是正极性/负极性的每个时间周期期间流过次级绕组N2。在整流电路进行这种整流操作时，次级侧串联谐振电容器连接成构成次级侧串联谐振电路。结果是，得到了由于次级侧串联谐振电路的谐振操作而导致的功率增加的操作，使得功率变换效率增加。

此外，在作为图21中的传统实施例在前示出的电源电路中，从平滑电容器Ci流进开关变换器的电流通过绝缘转换变压器PIT的初级绕组N1流过开关元件Q1和初级侧并联谐振电容器Cr。此时，从平滑电容器Ci流进开关变换器的电流变成初级绕组电流I1，并且由于开关周期而具有相对高的频率。也就是说，充电/放电电流以商用交流电源周期的高频流过平滑电容器Ci。

为了满足作为平滑电容器Ci的组成元件的耐高压要求，经常采用铝电解电容器作为平滑电容器Ci。铝电解电容器具有这样的特性，其中当其以高频工作时，与其他种类的电容器相比，其电容值容易减小，并且损耗角的正切容易增加。为此，其中等效串联电阻(ESR)很小，并且允许的纹波电流大的特定元件必须被选为用作平滑电容器Ci的铝电解电容器。此外，必须将足够大的值选为作为开关电容器Ci的元件的电容。例如，为了使图21所示的电源电路的结构与等于本实施例中的最大负载功率Pomax＝300W一致，选择电容约为1000μF。这种铝电解电容器比通用的任何铝电解电容器更昂贵，其在成本方面是不利的，包括与电容增加对应的元件价格的增加。

另一方面，在图1所示的该实施例的电源电路中，从平滑电容器Ci流进开关变换器的电流通过扼流线圈绕组N10和初级绕组N1的串联组合流过开关元件Q1。为此，从平滑电容器Ci流进开关变换器的电流变为直流电流，同样如图2A的输入电流I1所示。从平滑电容器Ci流进开关变换器的电流变为直流电流，由此，该实施例的电源电路免于减小了电容并且增加了损耗角的正切值的问题。此外，与此同时，还减小了商用交流电源周期的直流电压Ei的纹波。例如图21所示的电源电路结构中纹波是7.5Vp-p，而在图1所示的电源电路结构中其是5Vp-p。对此，在本实施例中，通用的铝电解电容器被选为平滑电容器Ci。此外，比图21所示的电路更小的值被选为平滑电容器Ci的组成的电容。在图1所示的电源电路中，可实际选择680μF的电容。在该实施例中，对平滑电容器Ci实现了成本降低。

此外，在本实施例中，也得到了这样的实验结果，其中功率变换效率特性在几乎相应的负载功率的整个范围上被认为是令人满意的。

基于下面的结构在该实施例中得到了高功率变换效率。

首先，我们已经知道，包括用于电压谐振型变换器的次级侧串联谐振电路的电源电路结构在功率变换效率方面是实质有利的。特别是，该结构具有其中当负载从最大负载功率减小到轻载功率时功率变换效率增加的特性。因此，将电压谐振型变换器与在负载减小时具有减小功率变换效率趋势的电流谐振型变换器进行比较时，相对负载波动的功率变换效率特性被称作是非常令人满意的。此外，为电压谐振型变换器采用单端***要求必要的最小的一个开关元件。结果是，与包括例如半桥耦合***，全桥耦合***，推挽***等的多个开关元件的结构相比，减小了开关损耗。这变成了增加功率变换效率的因素。

由于本实施例的E类开关变换器包括初级侧并联谐振电路和一个开关元件的组合的结构，其同样被称作包括采用单端***的电压谐振型变换器结构。因此，其交接了上述的电压谐振型变换器的令人满意的功率变换效率。

因此，同样在该实施例中，如上所述，解决了中等负载阶段期间的异常操作，从而得到了正确的ZVS操作。如图22B所示，就异常操作现象来说，得到了这样的操作，其中在导通之前(导通时间周期TON开始)的时刻开关元件Q1导通，并且因此正极性开关电流IQ1流过开关元件Q1的源极和漏极。然而，基于开关电流IQ1的这种操作可增加开关损耗。在该实施例中，不发生基于对应于异常操作的开关电流IQ1的操作防止了开关损耗增加。这变成了增加功率变换效率的一个因素。

此外，将图2A所示的开关电流IQ1与图22A比较所看出，图2A中示出的对应于该实施例的开关电流IQ1的波形是其中在导通时间周期TON完成时以及之前得到峰值的一种。图2A所示的开关电流IQ1的波形表示截至阶段期间开关电流IQ1的电平被抑制。当截至阶段期间开关电流IQ1的电平被抑制时，截至阶段期间的开关损耗减小，并且功率变换效率更加增加。

开关电流IQ1的这种波形从初级侧开关变换器的E类开关操作中得到。

此外，随后的事实极大地有助于增加本实施例的电源电路的功率变换效率特性。

在此，为了与该实施例相比，参考示出图20所示的电源电路操作的图2B。在图2B所示的波形中，设定了与获得图2A所示的实验结果的情况中的那些条件相同的负载功率状况，交流输入电压状况，以及次级侧直流输出电压Eo，在图20所示的电源电路中选择和设定主要部分的元件常数，从而得到与图1所示的电源电路几乎相同的操作条件。

由于具有图20所示的电源电路的初级侧开关变换器的电路结构，由初级侧并联谐振电容器Cr的电容和扼流线圈L10的电感构成的初级侧并联谐振电路在截至时间周期TOFF期间进行谐振操作(电压谐振操作)。因此，如该图所示，电容器电流Icr流过初级侧并联谐振电容器Cr。结果是，对于开关电压V1，在截至时间周期TOFF阶段期间产生了谐振脉冲电压。

在此，在图20所示的电源电路的电路结构中，不象本实施例，初级侧并联谐振电路不包括初级绕组N1的电感L1。

另一方面，在图1所示的本实施例的电源电路中，***初级绕组N1使得其与初级侧并联谐振电路中的扼流线圈绕组N10串联连接。为此，将扼流线圈绕组N10中产生的谐振脉冲电压叠加到初级绕组N1中产生的交流电压上，以增加初级绕组电压V2的值。对于实际测量结果，图20所示的电源电路的初级绕组电压V2的值是700Vp，如图2B所示，而图1所示的电源电路的初级绕组电压V2的值是820Vp，如图2A所示。注意，尽管当其为正极性时得到这些电平值，但是即使其是负极性时，同样，与初级绕组电压V2相比，图1所示的电源电路中的初级绕组电压V2的电平也进一步增加。

此外，尽管本实施例中的第一初级侧串联谐振电路(N10(L10)，C11)基于图20所示的电源电路中的初级侧连接形式构成，但不必基于其构成第二初级侧串联谐振电路。此时，流过初级侧的串联谐振电流实际上以初级绕组电流I2的形式流过。

另一方面，在本实施例中，一组第一初级侧串联谐振电路和第二初级侧串联谐振电路被设置成初级侧串联谐振电路。结果是，如上所述，流过初级侧的串联谐振电流分支以独立地流过初级绕组N1和扼流线圈绕组N10。这种操作首先以输入电流I1的波形的形式示出。例如，图2B示出的图20的电源电路的输入电流I1是具有电平波动宽度为1A的脉动电流。此外，该脉动电流的波形示出了直线附近增加或者减小的变化。另一方面，图2A示出的图1的电源电路的输入电流I1的电平波动宽度为1.5A，与图2B所示相比有所增加。此外，图2A所示的输入电流I1的脉动电流波形示出为正弦波。也就是说，串联谐振电流流过扼流线圈绕组N10，由此，输入电流I1的幅值宽度增加，其波形以正弦波的形式出现，这是因为输入电流I1包含了串联谐振电流成分。并且，我们判定图2A所示的输入电流I1的平均值近乎等于图2B所示的，或者小于图2B所示的。

在该实施例中，如上所述，初级绕组电压V2的值(幅值)增加，初级侧串联谐振电流分支以单独流过，由此极大地减小了初级绕组电流I2。关于这点，对应于图1所示的电源电路的图2A与对应于图20所示的电源电路的图2B进行的实际比较示出了初级绕组电流I2在图2B中是4.2Ap，而在图2A中初级绕组电流I2是3.5Ap。因此，初级绕组电流I2减小了0.7A。

此外，与此同时，开关电流IQ1的量也因此减小。图2A和2B示出的开关电流IQ1的最大峰值取了相同的值5.2Ap。然而，在图2B中示出的截至阶段期间的开关电流IQ1的峰值是4.8Ap，而在图2A所示的截至阶段期间的开关电流IQ1的峰值是4.0Ap。因此，开关电流IQ1减小了0.8A。此外，在图1所示的电源电路中在截至时间周期TOFF期间流过初级侧并联谐振电容器Cr的电容器电流Icr小于图20所示的电源电路。从这些事实，与例如图20所示的电源电路相比较，在给定负载状况下流过初级侧的电流称作作为整体在本实施例中的电源电路中减小。

图1所示的电源电路还包括对应于扼流线圈L10的扼流线圈绕组N10，由此，存在了由于扼流线圈绕组N10而出现的功耗。然而，对应于开关周期流过初级侧开关变换器的电流减小，如上所述，由此减小了开关元件Q1中的开关损耗，绝缘转换变压器PIT中的铁耗或者铜耗，初级侧并联谐振电容器中的损耗，等等。由此减小的功耗总和比由于扼流线圈绕组N10引起的功耗大得多。结果是，对于图20所示的电源电路极大地并且综合地增强了功率变换效率。其可以从本申请的发明人所进行的实验中证实，图1中所示的电源电路的功率变换效率特性比作为传统实施例的图21所示的电源电路更令人满意。

如前所述，当最大负载功率Pomax＝100W时，图1所示的本实施例的电源电路的交流→直流功率变换效率ηAC→DC是91.9％，当负载功率Po＝75W时，为94.0％。另一方面，当最大负载功率Pomax＝300W时，图21所示的电源电路的交流→直流功率变换效率ηAC→DC是91.7％，在负载功率Po＝75W时是93.8％。当以相应的负载功率范围(从Pomax＝300W到Pomin＝0W)来看示出这种特性时，我们知道，与图21所示的电源电路相比，图1所示的电源电路具有足够令人满意的功率变换效率特性。

而且，对于图21所示的电源电路的恒压控制特性，可在交流输入电压VAC＝100V的输入状态下得到相对于从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载波动的Δfs＝20.8kHz。因此，与图21所示的电源电路相比，在图1所示的电源电路中进一步减小了控制范围(Δfs＝16.2kHz)。

此外，例如，如上所述的流过初级侧的电流(主要是，初级绕组电流I2)的减小使得同样扼流线圈PCC中产生的磁通量减小，在扼流线圈PCC中缠绕有扼流绕组N10。此外，在本实施例中的连接形式上，扼流线圈绕组N10和初级绕组N1的串联连接电路还形成在输入电流I1流进开关变换器侧的路径中。结果是，将输入电流I1变为直流电流的电感可通过将扼流线圈绕组N10的电感L10和初级绕组N1的漏电感L1彼此叠加而得到。为此，本实施例中扼流线圈绕组N10本身所要求的电感可被设定为小于例如图20所示的扼流线圈绕组所要求的电感。

将L10＝1mH的电感设定为例如图20所示的电源电路中的扼流线圈绕组N10的电感L10的具体值，而将L10＝0.36mH(360μH)的电感设定为图1所示的电源电路中的扼流线圈绕组N10的电感L10的具体值。电感L10的值可被认为是等于在初级绕组N1的漏电感L1中设定的值。

比直到现在为止更小的值可以上述方式设定到扼流线圈绕组N10的电感L10，因此当例如扼流线圈PCC设置为与绝缘转换变压器PIT独立设置的单个元件时，可使扼流线圈PCC小型化并且轻型化。更具体的来说，在图20所示的电源电路中，为了得到L10＝1mH的电感，将扼流线圈绕组N10缠绕在EER-28铁氧体铁心80T的匝数，由此构成扼流线圈PCC。另一方面，在图1所示的电源电路中，采用扼流线圈PCC，其中扼流线圈PCC通过将扼流线圈绕组N10缠绕在ER-28铁氧体铁心50T的匝数而构成。

此外，即使当构成在其结构中包括扼流线圈绕组N10的复合绝缘转换变压器C-PIT时，扼流线圈绕组N10的电感L10的值减小变得非常有利。该复合绝缘转换变压器C-PIT的结构实例示于图12到17中。

例如，当扼流线圈绕组N10具有等于图20所示的适当的大的电感L10时而将要构造复合绝缘转换变压器C-PIT的情况下，会出现如下的问题。也就是说，依据初级绕组N1和次级绕组N2的每个电感(L1，L2)以及扼流线圈绕组N10的电感L10之间的平衡，扼流线圈绕组N10所要求的电感L10难于基于必要的绝缘转换变压器所要求的电感所对应的铁心尺寸(横截面)而得到，其中该必要的绝缘转换变压器包括第一绕组N1和第二绕组N2。结果是，根据电感L10的尺寸选择大尺寸的铁心。或者，存在复合绝缘转换变压器C-PIT变得难于设计的可能性。

另一方面，如果扼流线圈绕组N10的电感L10小到其中本实施例所要求的电感L10的程度，可解决上述问题。因此，例如，可以必要的最小铁心尺寸容易设计和制造复合绝缘转换变压器C-PIT。

如上所述，在本实施例中，可以容易地实现其中缠绕扼流线圈绕组N10的扼流线圈PCC或者复合绝缘转换变压器C-PIT的小型化和重量轻型化。此外，还有望实现随着这种小型化和重量轻型化而带来的成本降低。

此外，在本实施例中，输入电流I1的波形是正弦波波形。因此，也可得到由于这种波形可减小高频噪声的效果。

图3示出了根据本发明第二实施例的电源电路的结构实例。而且，在该图中，与图20和1所示相同的组成元件分别用相同的附图标记表示，并且在此省略其描述。

同样在图3所示的电源电路中，将扼流线圈绕组N10缠绕在扼流线圈PCC中。

此外，绝缘转换变压器PIT采用与第一实施例所述相同的结构。也就是说，，绝缘转换变压器PIT可以独立于扼流线圈PCC提供的变压器元件的形式构成，或者可以包括扼流线圈PCC结构的集成复合变压器(复合绝缘转换变压器C-PIT)的形式构成。此外，同样在第二实施例中，将等于或者小于0.8的例如约为0.75的值设定为绝缘转换变压器PIT本身初级侧和次级侧之间的耦合系数k。

因此，在图3所示的电源电路中，将初级侧开关变换器构成如下。

也就是说，初级侧并联谐振电容器Cr的一端连接到开关元件Q1的漏极和初级绕组N1的绕组结束端部分之间的节点上。同样，初级侧并联谐振电容器Cr的另一端连接到初级绕组N1的绕组开始端部分和初级侧串联谐振电容器C11的一端之间的节点上。初级侧串联谐振电容器C11的另一端连接到处于初级侧地电位的开关元件Q1的源极上。

以这种连接方式，初级侧并联谐振电容器Cr与初级绕组N1并联连接。同样，初级侧串联谐振电容器C11与初级侧并联谐振电容器Cr和初级绕组N1的并联电路串联连接。

由于具有这种结构，首先，在初级侧并联谐振电路中，第一初级侧并联谐振电路由从扼流线圈绕组N10(扼流线圈PCC)的电感L10和初级绕组N1的漏电感L1的串联组合得到的合成电感，以及从初级侧并联谐振电容器Cr和初级侧串联谐振电容器C11的串联电路得到的电容构成。此外，第二并联谐振电路也由初级绕组N1的漏电感L1和初级侧并联谐振电容器Cr的电容构成。

此外，初级侧串联谐振电路包括由扼流线圈绕组N10的电感L10和初级侧串联谐振电容器C11的电容构成第一初级串联谐振电路，和由初级侧串联谐振电容器C11的电容以及初级绕组N1的漏电感L1构成的第二初级侧串联谐振电路。

当在图3所示的第二实施例的电源电路上进行实验时，将主要部分选择如下。

首先，同样在这种情况下，采用单个元件分别作为绝缘转换变压器和扼流线圈PCC。采用EE字状结构作为绝缘转换变压器PIT。选择EER-35作为EE字状铁心(CR1，CR2)，在气隙G中设定1.6mm的气隙长度。同样，选择N1＝55T和N2＝31T分别作为初级绕组N1的匝数T和次级绕组N2的匝数T。

此外，为扼流线圈PCC选择ER-28，并且在中心磁部中形成气隙长度为1.2mm的气隙。缠绕扼流线圈绕组N10，从而得到电感L10＝360μH。接着，将扼流线圈绕组N10缠绕50T。

由于具有绝缘转换变压器PIT的上述结构，同样在这种情况下，例如，小于0.8的约为0.75的值设定为绝缘转换变压器PIT本身的初级侧和次级侧之间的耦合系数k。

此外，初级侧并联谐振电容器Cr，初级侧串联谐振电容器C11，以及次级侧串联谐振电容器C2的电容选择如下：

Cr＝3900pF

C11＝0.033μF

C2＝0.068μF

相对对应的负载功率，设定最大负载功率Pomax＝300W和最小负载功率Pomin＝0W(无负载)。次级侧直流输出电压Eo的额定电平为175V。

给定图4所示的波形图作为图3所示的电源电路上的实验结果。图4示出了最大负载功率Pomax＝300W和交流输入电压VAC＝100V的情况下的开关电压V1，开关电流IQ1，电容器电流Icr，输入电流I1，初级绕组电压V2，初级绕组电流I2，以及次级侧交流电压V3。

由于图4所示的基本操作与图2的波形图形式在前示出的第一实施例的电源电路的操作相同，因此在此省略其描述。此外，图4所示的第二实施例的电源电路中的操作波形与第一实施例的电源电路的操作波形基本相同的事实表示在第二实施例中，根据初级侧并联谐振电路的谐振操作产生的谐振脉冲电压叠加到初级绕组N1中的交流电压上，从而增加了初级绕组电压V2的值。同样，该事实表明初级侧串联谐振电流还根据第二初级侧串联谐振电路的谐振操作单独流过扼流线圈绕组N10侧。结果是，同样在第二实施例中，可以得到由于流过初级侧开关变换器的电流量减小而减小功耗的效果。此外，由于例如约360μH的小电感值可被设定为扼流线圈绕组N10的电感L10，因此可实现扼流线圈PCC和复合绝缘转换变压器C-PIT的小型化，重量轻型化以及设计容易度。

此外，如前所述，第二实施例的电源电路包括由初级绕组N1的漏电感L1和初级侧并联谐振电容器Cr的电容构成的第二初级侧并联谐振电路。在开关元件Q1的导通时间周期期间第二初级侧并联谐振电路的谐振操作有效。第二初级侧并联谐振电路执行谐振操作，由此，同样在导通时间周期TON期间，示出图4的其正极性正弦波成分的波形的电容器电流Icr流过初级侧并联谐振电容器Cr。该事实表示在导通时间周期TON期间，来源于输入电路的电流I1不仅单独流过初级绕组N1和开关元件Q1，而且流过初级侧并联谐振电容器Cr。据此，在导通时间周期TON期间，初级绕组电压V2示出了其中将正极性反向成负极性的波形。

因此，同样在第二实施例的电源电路中，可得到这样的效果，其中根据流过初级侧开关变换器的电流还单独流过初级侧并联谐振电容器Cr，流过初级侧的合成电流进一步减小。

对于图4所示的测量结果，在导通时间周期TON期间的电容器电流Icr的峰值是1Ap，与电容器电流Icr对应的绝缘电流IQ1的峰值是5.0Ap，其比图20所示的电源电路的绝缘电流(图2B)小0.2A。此外，在正极性和负极性中的每个极性中初级绕组电流I2是3.8Ap。因此，与图20所示的电源电路相比，初级绕组电流I2减小4.2A。在这种情况下，流过初级侧的电流减小可被认为是以开关电流IQ1的峰值减小的形式明显出现。

因此，在第二实施例的电源电路中，首先，与第一实施例的电源电路类似，初级绕组电压V2的幅值基于将谐振脉冲电压叠加到初级绕组N1中的交流电压上而增加，流过初级侧开关变换器的电流随着该增加而减小，由此减小了功耗。

此外，即使在开关元件Q1处于导通状态时，得到了使得流过初级侧开关变换器的电流的一部分单独流过初级侧并联谐振电容器Cr的操作。结果是，流过初级侧开关变换器的电流(开关电流IQ1)进一步减小，由此进一步减小了功耗。

因此，从该实验中我们可以确定，与第一实施例的电源电路相比，在第二实施例的电源电路中可得到更令人满意的功率校正效率特性。更具体地是，当最大负载功率Pomax＝300W时交流→直流功率变换效率ηAC→DC是92.4％，当负载功率Po＝75W时是94.5％。此外，对于第二实施例的电源电路的恒压控制特性，在交流输入电压VAC＝100V的输入条件下，相对于从最大负载功率Pomax＝300W到最小负载功率Pomin＝0W的负载波动可得到Δfs＝12.9kHz。

此外，对于所确定的事实，同样在图3所示的第二实施例的电源电路的情况下，从图4所示的波形图与先前图19所示的波形图相比可以看出，第二实施例的电源电路的基本操作是E类谐振型。从这个事实，解决了在中等负载阶段期间不能得到ZVS的异常操作，因此在对应负载功率的整个范围内(Po＝300W到0W)得到了ZVS操作。此外，例如，将等于或者小于给定值的值设定为绝缘转换变压器PIT初级侧和次级侧之间的耦合度(耦合系数k)，由此提供了减小初级侧和次级侧之间的相互影响的操作。这种操作还可作为通过解决上述异常操作而得到更稳定的开关操作的一个因素给定。

此外，第二实施例的电源电路执行E类操作，其使得从平滑电容器Ci流进开关变换器的输入电流I1变为直流电流。结果是，将通用产品选择为平滑电容器Ci，并且对于开关电容器Ci也可以选择更小的电容值。

随后，当本发明的第一和第二实施例变化时在图5到8中示出了次级侧整流电路的变化。

应该注意到，尽管仅在图5到8中选取并且示出了次级绕组N2和次级侧整流电路的结构，但是未在该图中示出的其他组成元件可采用与包括绝缘转换变压器PIT的结构的前述第一和第二实施例相同的结构。也就是说，扼流线圈PCC和绝缘转换变压器PIT可以是彼此独立设置的元件，或者可由复合绝缘转换变压器C-PIT构成，在该复合绝缘转换变压器C-PIT中，将缠绕在扼流线圈PCC中的扼流线圈绕组N10包括在绝缘转换变压器的结构中。

首先，图5所示的电源电路包括桥式全波整流电路，其由具有四个整流二极管Do1，Do2，Do3和Do4以及一个平滑电容器Co的桥式整流电路构成。该桥式全波整流电路作为连接到次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器C2的串联电路(次级侧串联谐振电路)的次级侧整流电路设置。

在这种情况下，次级绕组N2的绕组结束端部分通过次级侧串联谐振电容器C2连接到整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极之间的节点上。此外，次级绕组N2的绕组开始端部分连接到整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极之间的节点上。整流二极管Do1的阴极和整流二极管Do3的阴极连接到平滑电容器Co的正极端上。平滑电容器Co的负极端连接到位于次级侧地电位的整流二极管Do2的阳极和整流二极管Do4的阳极之间的节点上。

在以上述方式构成的全波整流电路中，桥式整流电路的一组整流二极管Do1和Do4在次级绕组N2中感应(激励)的交流电压的半个周期期间导通。因此，得到了用经整流的电流充电平滑电容器Co的操作。此外，一组整流二极管Do2和Do3在在次级绕组N2中感应的交流电压的另一个半周期期间导通。因此，得到了用经整流的电流充电平滑电容器Co的操作。

结果是，其值与感应在次级绕组N2中的交流电压的值等倍数的次级侧直流输出电压Eo作为平滑电容器Co两端生成的电压产生。

图6所示的电源电路包括电压倍增型全波整流电路作为次级侧整流电路。

在这种情况下的电压倍增型全波整流电路中，首先，在次级绕组N2中设置中心抽头，由此将次级绕组N2用中心抽头作为边界分成次级绕组部分N2A和N2B。次级绕组部分N2A和N2B具有设置其上的相同预定匝数。次级绕组N2的中心抽头连接到次级侧地上。

此外，次级侧串联谐振电容器C2A与次级绕组N2的端部在次级绕组部分N2A侧串联连接，次级侧串联谐振电容器C2B与次级绕组N2的端部在次级绕组部分N2B侧串联连接。结果是，形成了由次级绕组部分N2A的漏电感分量和次级侧串联谐振电容器C2A的电容构成的第一次级侧串联谐振电路。同样，形成了由次级绕组部分N2B的漏电感分量和次级侧串联谐振电容器C2B的电容构成的第二次级侧串联谐振电路。

次级绕组部分N2A侧上的次级绕组N2的端部通过与次级绕组部分N2A串联连接的次级侧串联谐振电容器C2A连接到整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极之间的节点上。同样，次级绕组部分N2B侧上的次级绕组N2的端部通过与次级绕组部分N2B串联的次级侧串联谐振电容器C2B连接到整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极之间的节点上。

整流二极管Do1和Do3的阴极连接到平滑电容器Co的正极端上。平滑电容器Co的负极端连接到次级侧地上。同样，整流二极管Do2和Do4的阳极连接到次级侧地上。

以上述的连接方式，构成第一电压倍增器半波平滑电路，其包括第一次级侧串联谐振电路，并且由次级绕组部分N2A，次级侧串联谐振电容器C2A，整流二极管Do1和Do2以及平滑电容器Co构成。同样，形成第二电压倍增器半波整流电路，其包括第二次级侧串联谐振电路，并且由次级绕组部分N2B，第二次级侧串联谐振电容器C2B，整流二极管Do1和Do2，以及平滑电容器Co构成。

第一电压倍增器半波整流电路通过在次级绕组N2中感应的交流电压的一个极性半周期的时间周期期间采用整流电流路径执行整流操作，由此，基于次级绕组部分N2A的交流电压的电位来用经整流的电流对次级侧串联谐振电容器C2A进行充电。此时，整流电流路径如下：“次级绕组部分N2A→整流二极管Do2→次级侧串联谐振电容器C2A→次级绕组部分N2A”。另一方面，第一电压倍增器半波整流电路通过在其中感应的交流电压的另一极性的半个周期的时间周期期间采用整流电流路径而进行整流操作，由此，基于将次级侧串联谐振电容器C2A两端的电压叠加到次级绕组N2A中的交流电压所得到的电位而用经整流的电流对平滑电容器Co进行充电。此时，整流电流路径如下：“次级绕组部分N2A→次级侧串联谐振电容器C2A→整流二极管Do1→平滑电容器Co→次级绕组部分N2A”。

此外，第二电压倍增器半波整流电路在另一极性的半周期的时间周期期间采用整流电流路径而进行整流操作，由此基于次级绕组部分N2A中的交流电压的电位而用经整流的电流对次级侧串联谐振电容器C2B进行充电。此时，整流电流路径如下：“次级绕组部分N2B→整流二极管Do4→次级侧串联谐振电容器C2B→次级绕组部分N2B”。另一方面，第二电压倍增器半波整流电路在一个极性的半周期的时间周期期间中采用整流电流路径而进行整流操作，由此基于将次级侧串联谐振电容器C2B两端的电压叠加到次级绕组N2B中的交流电压而得到的电位而用经整流的电流对平滑电容器Co进行充电。此时，整流电流路径如下：“次级绕组部分N2B→次级侧串联谐振电容器C2B→整流二极管Do3→平滑电容器Co→次级绕组部分N2B”。

根据次级绕组N2的交流电压的一个极性的半周期期间的上述整流操作，基于将次级侧串联谐振电容器C2B两端的电压叠加到次级绕组部分N2B中感应的电压而得到的电位，用经整流的电流对平滑电容器Co进行充电。另一方面，在次级绕组N2的交流电压的另一极性的半周期期间，基于将次级侧串联谐振电容器C2A两端的电压叠加到次级绕组部分N2A中感应的电压而得到的电位，用经整流的电流对平滑电容器Co进行充电。结果是，得到对应于在次级绕组部分N2A或者N2B的感应的电压的两倍的值作为平滑电容器Co两端的电压的次级侧直流输出电压Eo。也就是说，得到了电压倍增型全波整流电路。

图7所示的电路包括倍波整流电路作为次级侧整流电路。此时的倍波整流电路构成如下。

首先，在次级绕组N2中设置中心抽头，由此将次级绕组N2用中心抽头作为边界分成次级绕组部分N2A和N2B。中心抽头连接到次级侧地上。

此外，此时，该电路包括两个整流二极管Do1和Do2，以及一个平滑电容器Co作为形成倍波整流电路的组成元件。整流二极管Do1的阳极在次级绕组部分N2A侧上连接到次级绕组N2的端部。整流二极管Do2的阳极在次级绕组部分N2B侧上连接到次级绕组N2的端部上。整流二极管Do1和Do2的阴极连接到平滑电容器Co的正极端。平滑电容器Co的负极端连接到处于次级侧地电位的次级绕组N2的中心抽头上。

在如此构成的次级侧倍波整流电路中，在次级绕组N2中感应的次级绕组电压V3的一个极性的半周期期间，经整流的电流流过这样的路径：次级绕组部分N2A→整流二极管Do1→平滑电容器Co，由此用经整流的电流对平滑电容器Co进行充电。另一方面，在次级绕组电压V3另一极性的半周期期间，经整流的电流流过这样的路径：次级绕组部分N2B→整流二极管Do2→平滑电容器Co，由此用经整流的电流对平滑电容器Co进行充电。以这种方式，根据次级绕组电压的正负半周期执行用经整流的电流对平滑电容器Co进行充电的倍波整流操作。结果是，得到其值对应于次级绕组部分N2A或者N2B中感应的电压的等倍值的次级侧直流输出电压Eo作为平滑电容器Co两端的电压。

图7的变化示出根据倍波整流电路构成次级侧整流电路而没有设置次级侧串联谐振电容器的结构。然而，为确保起见，从直到现在的描述可以导出，即使当构成的电源电路不包括次级侧串联谐振电路，如图7和8所示，也解决了中等负载阶段期间不能得到ZVS的异常操作，根据该实施例在对应的负载功率的整个范围上得到了正常开关操作。

就该次级侧整流电路来说，将次级侧串联谐振电容器C2在图8所示的电路中省略，图8所示的电路包括桥式全波整流电路。由于桥式全波整流电路的电路结构本身与图5所示的相同，因此在此省略了其描述。

随后，图9和10分别示出了第二实施例的电源电路中的初级和次级侧功率传输部分的变化。注意，尽管在这些附图中省略示出了商用交流电源AC的噪声滤波器(CMC，CL，CL)，对来自商用交流电源AC的交流电压进行整流和平滑的整流和平滑电路(Di，Ei)，开关元件Q1，控制电路1，以及振荡/驱动电路2，但是根据图3所示的电路结构，这些组成元件被连接到图9和10中所示的预定电路组成元件上。

图9所示的电路设置有绝缘转换变压器PIT和绝缘转换变压器PIT-1，在绝缘转换变压器PIT中，分别缠绕有初级绕组N1和次级绕组N2。在绝缘转换变压器PIT中以直流形式彼此绝缘的状态缠绕初级绕组N1和次级绕组N2。在绝缘转换变压器PIT-1中，将扼流线圈绕组N10以预定匝数缠绕在初级侧，并且将次级侧叠加绕组N13以预定匝数缠绕在次级侧。此外，将扼流线圈绕组N10和次级侧叠加绕组N13以直流形式彼此绝缘的状态缠绕。

扼流线圈绕组N10的绕组结束端部分连接到平滑电容器Ci的正极端(未示出)。扼流线圈绕组N10的绕组开始端部分连接到初级绕组N1的绕组开始端部分、初级侧并联谐振电容器Cr的一个极性端部分，以及初级侧串联谐振电容器C11的一个极性端部分之间的节点上。

次级侧叠加绕组N13的绕组开始端部分连接到次级绕组N2的绕组开始端部分，其绕组结束端部分连接到次级侧串联谐振电容器C2的一个极性端部分。也就是说，在此时的电源电路的次级侧上，该次级侧串联谐振电容器C2还与次级侧叠加绕组N13和次级绕组N2的串联组合串联连接。然后，次级侧串联谐振电路由次级侧叠加绕组N13和次级绕组N2的电感的合成电感以及次级侧串联谐振电容器C2的电容构成。此外，设置电压倍增器半波整流电路使得其包括次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振电容器C2。

由于具有这种结构，在扼流线圈绕组N10中产生的谐振脉冲电压同样通过绝缘转换变压器PIT-1中的磁耦合感应在次级侧叠加绕组N13中。所得的感应电压叠加到次级绕组N2中的交流电压上，其中次级绕组N2与次级叠加绕组N13串联连接。结果是，在次级绕组N2中产生的交流电压值增加，以根据次级侧整流操作提供减小流过的电流的操作。结果是，减小了次级侧上的整流二极管和其他元件中的开关损耗，导通损耗等，其有助于提高功率变换效率。

接着，在图10所示的电路结构中，还为图9所示的电路结构提供初级侧叠加绕组N3。设置初级侧叠加绕组N3从而可以另外缠绕扼流线圈绕组N10的绕组开始端部分侧。此时，连接到初级叠加绕组N3上的一侧上扼流线圈绕组N10的端部连接到初级侧并联谐振电容器Cr的一个极性端部分以及初级侧串联谐振电容器C11的一个极性端部之间的节点上。初级侧叠加绕组N3中未连接到扼流线圈绕组N10的一侧上的端部连接到初级绕组N1的绕组开始端部分上。例如，扼流线圈N10和初级侧叠加绕组N3之间的耦合度由约0.99的耦合系数k表示。因此，得到了密磁耦合的状态。

由于具有这种结构，在绝缘转换变压器PIT-1中，在扼流线圈绕组N10中产生的谐振脉冲电压感应到初级侧叠加绕组N3中。同样，在初级侧叠加绕组N3中感应的谐振脉冲电压叠加到初级绕组电压V2上。结果是，首先，从初级绕组电压V2的值增加得到的初级侧减小功耗的效果产生在初级绕组电压V2中，与参考图1描述的情况类似。此时，产生了由于提供次级侧叠加绕组N13从次级绕组电压电平增加得到的次级侧上功耗减小的效果。这个效果同样参考图9进行描述。因此，在与图10所示的电路相同的情况下，增加了功率变换效率。

此外，当采用图10所示的电路结构时，第一初级侧并联谐振电路被认为是基于扼流线圈绕组N10，初级侧叠加绕组N3以及初级绕组N1的串联电路以及初级侧并联谐振电容器Cr和初级侧串联谐振电容器C11的串联电路的并联组合而构成。为此，初级侧叠加绕组N3被认为是扼流线圈绕组N10的延伸，并且被看作本发明的第一电感器。

此外，基于初级绕组N1和初级侧叠加绕组N3的串联电路以及初级侧并联谐振电容器Cr的并联组合而构成第二初级侧并联谐振电路。

此外，基于初级绕组N1，初级侧叠加绕组N3以及初级侧串联谐振电容器C11的串联组合构成第一串联谐振电路。基于扼流线圈绕组N10和初级侧串联谐振电容器C11的串联组合构成第二串联谐振电路。

然而，尽管在此省略了基于演示的描述，但是该电源电路包括部分电压谐振电容器，从而根据本实施例在次级侧上至少构成部分电压谐振电路。此时，至少由次级绕组N2的漏电感L2和部分电压谐振电容器的电容构成次级侧部分电压谐振电路。同样，在次级侧整流二极管的导通/截至时次级侧部分电压谐振电路进行部分电压谐振操作。基于部分电压谐振操作，将要流过次级侧整流二极管的电流流过次级侧部分电压谐振电容器。结果是，减小了整流二极管中的导通损耗和开关损耗。

此外，本发明并不局限于以第一和第二实施例形式示出的结构。例如，初级侧开关变换器的具体电路结构，次级侧整流电路的结构等可以其他结构形式设计。

此外，除MOS-FET以外的例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)或者双极晶体管的器件可被选为主开关元件(以及辅助开关元件)。同样，尽管在第一和第二实施例中给出了单独的激励型开关变换器，但是在构成自激型开关变换器时可应用本发明。

Claims (10)

1.一种开关电源电路，包括：

整流和平滑电路，该整流和平滑电路至少包括整流元件和平滑电容器，用于从商用交流电源接收交流电压作为其输入以将这样输入的交流电压整流和平滑，从而产生经整流和平滑的电压作为所述平滑电容器两端的电压；

开关元件，用于接收经整流和平滑的电压作为实现开关的直流输入电压；

开关驱动装置，用于开关驱动所述开关元件；

第一电感器，***到通过其将经整流和平滑的电压输入到所述开关元件的路径中；

第一初级侧串联谐振电路，用于对应于所述开关元件进行的开关而执行谐振操作，所述第一初级侧串联谐振电路至少由第二电感器的电感和与所述第二电感器的电感串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容构成；

第二初级侧串联谐振电路，用于对应于所述开关元件进行的开关而执行谐振操作，所述第二初级侧串联谐振电路至少由所述第一电感器的电感和与所述第一电感器的电感串联连接的所述初级侧串联谐振电容器的电容构成；

第一初级侧并联谐振电路，用于对应于所述开关元件进行的开关而执行谐振操作，所述第一初级侧并联谐振电路至少由所述第一电感器的电感，与第一电感器的电感串联连接的第二电感器的电感，以及与由第一电感器和第二电感器构成的串联电路并联连接的初级侧并联谐振电容器的电容构成；

转换变压器，该转换变压器通过缠绕所述第二电感器作为初级绕组并且缠绕次级绕组而构成，通过在所述初级绕组中得到的开关输出而使得在所述次级绕组中感应交流电压，所述转换变压器用于在初级侧和次级侧之间得到必要的耦合系数，在初级侧和次级侧之间的耦合被认为是松弛耦合；以及

次级侧直流输出电压产生装置，用于接收在所述转换变压器的所述次级绕组中感应的交流电压作为其输入，以整流这样输入的交流电压，从而产生次级侧直流输出电压。

2.根据权利要求1的开关电源电路，还包括恒压控制装置，用于对应于次级侧直流输出电压的值来控制所述开关驱动装置，使得所述开关装置的开关频率可变，从而执行次级侧直流输出电压的恒压控制。

3.根据权利要求1的开关电源电路，还包括与所述转换变压器的所述次级绕组串联连接的次级侧串联谐振电容器，所述次级侧串联谐振电容器构成对应于整流操作而执行谐振的次级侧串联谐振电路。

4.根据权利要求1的开关电源电路，其中具有在其中复合所述第一电感器的复合变压器用作所述转换变压器。

5.根据权利要求4的开关电源电路，其中所述复合变压器还包括：

EE型铁芯，其中两个E字状铁芯彼此进行组合使得它们的磁腿彼此相对，所述EE型铁芯形成所述转换变压器，所述初级侧绕组和所述次级侧绕组分别缠绕所述两个E字状铁芯；以及

另一个E字状铁芯，构成所述第一电感器，具有面向所述EE字状铁芯的磁腿端面，一个绕组缠绕所述另一个E字状铁芯。

6、一种开关电源电路，包括：

开关元件，用于对直流输入电压进行开关；

开关驱动装置，用于开关驱动所述开关元件；

串联***在通过其将直流输入电压输入到所述开关元件的路径的第一电感器和第二电感器；

与所述第一电感器和所述第二电感器串联连接的初级侧串联谐振电容器，所述初级侧串联谐振电容器构成第一初级侧串联谐振电路以及第二初级侧串联谐振电路，用于分别对应于所述开关元件进行的开关而执行谐振操作；

与所述第二电感器或者所述开关元件并联连接的初级侧并联谐振电容器，所述初级侧并联谐振电容器构成初级侧并联谐振电路，用于对应于所述开关元件进行的开关而执行谐振操作；

通过缠绕所述第二电感器作为初级绕组并缠绕次级绕组而构成的转换变压器，通过在所述初级绕组中得到的开关输出而在所述次级绕组中感应出交流电压，所述转换变压器用于在初级侧和次级侧之间得到必要的耦合系数，在初级侧和次级侧之间的耦合被认为是松弛耦合；以及

次级侧直流输出电压产生装置，用于接收在所述转换变压器的所述次级绕组中感应的交流电压作为其输入，用以整流这样输入的交流电压，从而产生次级侧直流输出电压。

7.根据权利要求6的开关电源电路，还包括恒压控制装置，用于对应于次级侧直流输出电压的值来控制所述开关驱动装置，使得所述开关装置的开关频率可变，从而执行次级侧直流输出电压的恒压控制。

8.根据权利要求6的开关电源电路，还包括与所述转换变压器的所述次级绕组串联连接的次级侧串联谐振电容器，所述次级侧串联谐振电容器构成对应于整流操作而执行谐振的次级侧串联谐振电路。

9.根据权利要求6的开关电源电路，其中具有复合到其中的所述第一电感器的复合变压器用作所述转换变压器。

10.根据权利要求9的开关电源电路，其中所述复合变压器还包括：

EE型铁芯，其中两个E字状铁芯彼此进行组合使得它们的磁腿彼此相对，所述EE型铁芯形成所述转换变压器，所述初级侧绕组和所述次级侧绕组分别缠绕所述两个E字状铁芯；以及

另一个E字状铁芯，构成所述第一电感器，具有面向所述EE字状铁芯的磁腿端面，一个绕组缠绕所述另一个E字状铁芯。

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