JP2005168276A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 力率改善のための構成を備えたスイッチング電源回路において、電力変換効率の向上を図る。
【解決手段】 電流共振形コンバータにおいて、力率改善は、スイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続することにより、交流入力電流の導通角を拡大するようにして行い、パワーチョークコイルの省略を可能として電力変換効率の向上を図る。さらに、絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下に設定することで、負荷や入力電圧変動に関わらず二次側整流電流が連続モードとなるようにし、不連続モードとされる場合に発生する電力損失を低減してさらなる電力変換効率の向上を図る。
【選択図】 図９

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路は、スイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。

ところで、一般に商用電源を整流すると、平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じることが知られている。
また、歪み電流波形となることによって発生する高調波は、負荷側に悪影響を与える可能性があることからこれを抑圧するための対策が必要とされる。

そこで従来では、商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを直列に挿入することで、交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図るように構成したものが知られている（いわゆるチョークインプット方式）。
図３０は、このようなチョークインプット方式による力率改善のための構成を備えた、従来例としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
この図に示す電源回路は、一次側の構成として、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採用している。

先ず、図３０において、この場合のスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対し、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるノイズフィルタが形成されている。
そして、このようなノイズフィルタの後段に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。これらブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉの全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
さらに、この場合、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、図示するように上記ノイズフィルタとブリッジ整流回路Ｄｉの間に、パワーチョークコイルＰＣＨが直列に挿入されている。

また、上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれボディダイオードによるダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。

この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、一次巻線Ｎ1の他端は、一次側アースに接続される。

ここで、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ1によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成するものとなる。
つまり、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。

ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ２（Ｎ2A，Ｎ2B）をＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
また、ＥＥ型コアの中央磁脚に対してはギャップＧを形成している。このギャップＧとしては1.0mm程度を形成し、これによって結合係数ｋとして０．８５程度を得るようにされている。
また、この図３０に示す回路の場合、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルが５Ｖ／Ｔとなるようして、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2B及び一次巻線Ｎ1のターン数が設定されている。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２としては、センタータップが施されたことで２つに分割された二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bが巻装されている。これらの二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bには、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。

この場合、上記二次巻線Ｎ２のセンタータップは二次側アースに対して接続される。そして、この二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bに対して、図示するようにして整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣOから成る全波整流回路を接続する。これにより、平滑コンデンサＣOの両端電圧として二次側直流出力電圧ＥOが得られる。この二次側直流出力電圧ＥOは、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。

制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。

この図３０に示したようなチョークインプット方式による力率改善の構成では、上述のようにして商用交流電源ＡＣのラインに対して直列に挿入したパワーチョークコイルＰＣＨによって、商用交流電源の周波数帯域の電力が平滑され、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善が図られている。

なお、他の関連する従来技術としては、例えば以下の特許文献を挙げることができる。
特開平２００３−１８９６１７号公報

しかしながら、チョークインプット方式を採用する図３０の回路では、パワーチョークコイルＰＣＨにコアの鉄損やコイルの銅損に起因する無効電力が生じるものとなる。そして、このようにパワーチョークコイルＰＣＨに生じる無効電力によって、電源回路におけるＡＣ→ＤＣ電力変換効率が低下してしまう。
そして、充分な力率改善効果を得るために、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンス値を大きく設定した場合には、これに伴って上記のような鉄損や銅損が増大する傾向となり、電力変換効率のさらなる低下を招く。

そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、整流電流を二次側平滑コンデンサに対して充電することで、上記二次側平滑コンデンサの両端電圧として二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段を備える。
また、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段におけるスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段を備える。
そして、上記スイッチング手段によるスイッチング出力に基づく交番電圧を、上記整流平滑手段に形成される整流電流経路に帰還すると共に、このスイッチング出力に基づく交番電圧を利用して上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路を備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を、上記二次側直流出力電圧に接続される負荷条件と上記商用交流電源の変動にかかわらず、上記直流出力電圧生成手段に流れる二次側整流電流が連続モードとなるようにして所定以下に設定したものである。

上記構成による本発明のスイッチング電源回路は、一次側スイッチングコンバータとしては電流共振形コンバータを構成している。また、力率改善は、スイッチング手段によるスイッチング出力を商用交流電源についての整流平滑回路の整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大してこれを実現する。
このような構成とすることで、力率改善のために、例えば従来で用いられていたパワーチョークコイルを備える必要は無いこととなる。
その上で本発明では、上記のようにして絶縁コンバータトランスの磁束密度が所定以下となるようにしていることで、負荷変動や商用交流電源レベルの変動に対しても、二次側整流電流が常に連続モードとなるようにしている。二次側整流電流が連続モードとなれば、不連続モードとされる場合よりも二次側整流電流の導通期間は拡大され、これによって二次側整流電流のピークレベルの抑制が図られる。これによれば、従来の重負荷時には不連続モードとされることで二次側の整流素子の導通損失が増大していたものを、本発明ではこれを抑制することができる。

このように本発明によれば、力率改善のためのパワーチョークコイルを省略することができるので、このようなパワーチョークコイルによる無効電力を生じさせずに電力変換効率の向上を図ることができる。

また、絶縁コンバータトランスの磁束密度が所定以下となるように設定したことで、二次側整流電流の不連続期間で生じていた整流素子の導通損失を抑制することができ、これに依る無効電力の低減を図ることができる。つまり、これによって力率改善のための構成を備えたスイッチング電源回路における、更なる電力変換効率の向上が図られるものである。

以下、発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態とする）について説明していく。
先ず、図１には、実施の形態のスイッチング電源回路を構成する上で、その基となるスイッチング電源回路の構成について示す。
この図１に示すスイッチング電源回路としては、先の図３０に示したスイッチング電源回路の構成を踏襲した上で、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率向上のために、二次側に同期整流回路を構成するようにしたものである。

ここで、このような同期整流回路とＡＣ→ＤＣ電力変換効率との関係について簡略的に説明しておく。
まず、図３０に示した電源回路のように、一次側のスイッチング素子のスイッチング周波数の可変制御により、二次側直流出力電圧の安定化を図る構成とされる場合において、例えば負荷が重くなる傾向となった際の安定化制御によって、一次側のスイッチング周波数が低くなっている状態では、一次側の直列共振回路を流れる直列共振電流と、二次側の整流回路に流れる二次側整流電流とが、連続して流れない現象が発生することが知られている（いわゆる電流不連続モード）。
このような不連続モードの状態では、二次側整流電流が、一次側直列共振電流の流れる期間よりも短い期間で流れるような電流不連続の状態となる。そして、このように整流電流が短期間で流れるようにされることで、このときの整流電流のピークレベルは比較的高いものとなり、これに伴って二次側の各整流ダイオードの導通損が比較的大きなものとなってしまう。
先の図３０に示した回路では、このような不連続モードとされることによる整流ダイオードの導通損により、二次側においても相応の電力損失が生じていたものである。

なお、ここで確認のために述べておくと、二次側直流出力電圧のレベルとしては、上記のような負荷変動以外にも商用交流電源ＡＣのレベル変動によっても変動するものであるから、スイッチング周波数可変制御による安定化制御はこのような商用交流電源ＡＣの変動に対しても等しく作用するものである。従って、上記のような不連続モードは、商用交流電源ＡＣのレベル変動もその一因となり得るものである。

そこで従来より、上記のような整流ダイオードの導通損による二次側の電力損失を低減するための技術として、低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴにより整流を行うようにした同期整流回路を構成するものが知られている。
このような同期整流回路としては、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２（二次巻線Ｎ2A、Ｎ2B）に得られる交番電圧を検出する抵抗素子を設け、その検出電圧によりＭＯＳ−ＦＥＴを整流素子として駆動するようにされる。そして、低オン抵抗とされるＭＯＳ−ＦＥＴを整流素子として利用したことで、整流素子における導通損を低減し、二次側の電力損失の低減を図ることができる。
なお、以下では、このように絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧を抵抗素子により検出した結果に基づいて、整流素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴを駆動する同期整流回路の構成については、巻線電圧検出方式と呼ぶこととする。

しかしながら、このような巻線電圧検出方式による同期整流回路において、先に説明した電流不連続モードの状態では、平滑コンデンサに対する充電電流が０レベルとなった以降も、その不連続期間で一次巻線Ｎ１に同極性による一次側直列共振電流が流れていることから、二次巻線Ｎ2の誘起電圧としてもその極性が反転することはなく、この期間ではＭＯＳ−ＦＥＴは完全にオフにならずにオン状態を維持する。
そして、このように平滑コンデンサに対する充電電流が０レベルとなった以降もＭＯＳ−ＦＥＴがオン状態とされることにより、この期間では整流電流として逆方向の電流が流れて、この逆方向電流による無効電力が生じてしまう。
このことから、従来の巻線電圧検出方式による同期整流回路の場合、低オン抵抗の整流素子自体の導通損は低減されるものの、このような逆方向電流による無効電力の発生によって、全体としては電力変換効率の有効な向上は図られないものとなる。

そこで、図１に示す電源回路では、以下に説明するような構成とすることによって、力率改善のための構成を備えた電源回路におけるさらなる電力変換効率の向上を図るものとしている。
この図１に示される電源回路としても、先の図３０に示した従来例の場合と同様、商用交流電源ＡＣに対してフィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるノイズフィルタが形成されている。
そして、このようなノイズフィルタの後段に対しては、この場合も整流ダイオードＤ1〜Ｄ4によるブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられ、ブリッジ整流回路Ｄｉの全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端に、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を得るようにされている。
さらに、この場合としても、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、上記ノイズフィルタとブリッジ整流回路Ｄｉの間に、図示するようにパワーチョークコイルＰＣＨを直列に挿入している。
つまり、図１に示す回路としても、このようなパワーチョークＰＣＨを備えた、所謂チョークインプット方式により力率の改善を図るように構成したものである。

また、上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしても、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。つまり、この場合も、この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１によっては、並列共振回路（部分電圧共振回路）が形成され、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。

また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するための、図示する発振・ドライブ回路２は、この場合も発振回路、及び駆動回路を有し例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この場合としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、この図に示す回路においても、一次巻線Ｎ1の他方の端部は一次側アースに接続される。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、後述する構造により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に所要のリーケージインダクタンスＬ１を生じさせる。そして、直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、上記リーケージインダクタンスＬ1によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する。

上記説明によれば、この場合も一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、先の部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られるもので、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に他の共振回路が組み合わされた、複合共振形コンバータとしての構成を採っていることになる。

また、この場合も、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２は、センタータップを境に二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとが形成される。
但し、この図１に示される回路では、これら二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bに対して、図示するように整流用素子としてＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ4、Ｑ5、Ｑ6を備える両波整流による同期整流回路が備えられる。
これらＭＯＳ−ＦＥＴＱ3〜Ｑ6は、例えば低耐圧のトレンチ構造のものを選定することで、低オン抵抗を得るようにされる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２のセンタータップ出力は、図示するようにインダクタＬdの直列接続を介して、平滑コンデンサＣ01、平滑コンデンサＣ02、平滑コンデンサＣ03、平滑コンデンサＣ04の各正極端子の接続点と接続される。つまりこの場合、二次側整流電流を充電する平滑コンデンサとして、平滑コンデンサＣ01//Ｃ02//Ｃ03//Ｃ04の並列接続回路を接続するものとしている。なお、このように平滑コンデンサの複数を並列に接続しているのは、図１の回路としては、後述するもするように直流出力電圧Ｅ0＝５Ｖ、負荷電流＝３０Ａの低電圧・大電流の条件に対応する構成としていることによる。

そして、上記二次巻線Ｎ２の一方の端部（二次巻線Ｎ2B側の端部）は、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3のドレインとＭＯＳ−ＦＥＴＱ5のドレインとの接続点に対して接続される。そして、これらＭＯＳ−ＦＥＴＱ3、Ｑ5の各ソースの接続点が、二次側アースに接続される。
同様に、二次巻線Ｎ２の他方の端部（二次巻線Ｎ2A側の端部）は、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4のドレインとＭＯＳ−ＦＥＴＱ6のドレインとの接続点に対して接続され、これらＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、Ｑ6の各ソースの接続点が二次側アースに接続されている。
なお、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3，Ｑ4、Ｑ5、Ｑ6のドレイン−ソースに対しては、それぞれ、ボディダイオードＤD3，ＤD4、DD5、DD6が接続される。

このような接続形態によれば、二次巻線Ｎ2Bを含む整流電流経路においては、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3//ＭＯＳ−ＦＥＴＱ5の並列接続回路が直列に挿入される。また、二次巻線Ｎ2Aを含む整流電流経路においては、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4//ＭＯＳ−ＦＥＴＱ6による並列接続回路が直列に挿入された構成となっている。
また、この際、二次巻線Ｎ２のセンタータップと平滑コンデンサＣ01〜Ｃ04の並列接続回路との間には、インダクタＬdが直列に挿入される。この場合のインダクタＬdとしては、例えば０．６μＨ程度の比較的低いインダクタンス値が設定される。

また、この図に示される同期整流回路において、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3とＭＯＳ−ＦＥＴＱ5を駆動する駆動回路は、二次巻線Ｎ2Aのセンタータップしていない側の端部とＭＯＳ−ＦＥＴＱ3、Ｑ5のゲートとの間に共通に挿入されるようにして、ゲート抵抗Ｒg1を接続して形成される。
同様に、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、Ｑ6を駆動する駆動回路は、二次巻線Ｎ2Bのセンタータップしていない端部とＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、Ｑ6のゲートとの間に共通となるようにして挿入された、ゲート抵抗Ｒg2を備えて形成される。
つまりこの場合、上記ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3、Ｑ5は、上記二次巻線Ｎ２Aに励起される交番電圧が上記ゲート抵抗Ｒg1により検出されて共に導通するようにされ、また、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、Ｑ6は、二次巻線Ｎ２Bに励起される交番電圧が上記ゲート抵抗Ｒg2により検出されて導通するようにされているものである。

ここで、ＭＯＳ−ＦＥＴは、ゲートにオン電圧を印加すると、ドレイン−ソース間は単なる抵抗体と等価となるので、電流は双方向に流れる。これを二次側の整流素子として機能させようとすれば、二次側平滑コンデンサ（平滑コンデンサＣ01〜Ｃ04）の正極端子に充電する方向のみに電流を流さなければならない。これとは逆方向に電流が流れると、二次側平滑コンデンサから絶縁コンバータトランスＰＩＴ側に放電電流が流れて、負荷側に有効に電力を伝達することができなくなる。また、逆電流によるＭＯＳ−ＦＥＴの発熱、ノイズなどが生じてスイッチング損失も招く。
上記した駆動回路は、二次巻線の電圧を検出することに基づいて、二次側平滑コンデンサの正極端子に充電する方向（つまり、この場合ではソース→ドレイン方向）の電流のみが流れるように、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3〜Ｑ6をスイッチング駆動するための回路である。つまり、この場合における同期整流回路の回路構成としては、巻線電圧検出方式により、整流電流に同期させてＭＯＳ−ＦＥＴをオン／オフ駆動する構成を採っているものである。

なお、この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3・Ｑ5の組、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4・Ｑ6の組の駆動回路系を形成するとされるゲート抵抗Ｒg1、Ｒg2に対しては、それぞれ並列にショットキーダイオードＤg1、ショットキーダイオードＤg2を図示する方向により接続するようにしている。これらショットキーダイオードＤg1、Ｄg2によっては、それぞれＭＯＳ−ＦＥＴＱ3・Ｑ5、Ｑ4・Ｑ6のゲート入力容量の蓄積電荷を、これらのターンオフ時に対応して放電するための経路が形成される。そして、これによってこれらＭＯＳ−ＦＥＴを確実にターンオフさせて、良好なスイッチング特性を得るようにしているものである。

また、上述もしたように、この図１に示す電源回路では、二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側平滑コンデンサとの間に、インダクタＬdを直列に挿入している。すなわちこの場合、インダクタＬdを二次側の整流電流経路に対して挿入しているものである。
このように整流電流経路に対してインダクタＬdを挿入することによっては、二次側直流出力電圧Ｅ0に発生するとされていたノイズの抑制を図ることができる。
つまり、二次側にＭＯＳ−ＦＥＴによる同期整流回路を用いた場合、これらＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチングノイズ等の影響により二次側直流出力電圧Ｅ0には高周波ノイズが重畳され易いものとされていたが、このように整流電流経路に対してインダクタＬdを挿入したことで、このようなノイズ成分をそのインピーダンス成分によって平滑化してその抑制を図ることができるものである。
また、このように整流電流経路に挿入されたインダクタＬdによっては、後述もするように整流電流に生じるとされる逆方向電流の発生を抑制する効果も得られる。

さらに、この図１の回路では、図示するようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線と並列に、コンデンサＣS−抵抗ＲSの直列接続回路によるスナバ回路を設けるようにしている。
この場合、上記スナバ回路としては、上記コンデンサＣS側を二次巻線Ｎ２Bのセンタータップしていない側の端部に対して接続している。また、上記抵抗ＲS側を二次巻線Ｎ２Aのセンタータップしていない側の端部に接続するようにしている。
つまりこのような接続形態によれば、上記スナバ回路は、直列接続されたＭＯＳ−ＦＥＴＱ3・Ｑ5−Ｑ4・Ｑ6に対しても並列に設けられたものとなる。

ここで、このように２組のＭＯＳ−ＦＥＴの直列接続回路に対して並列にスナバ回路を設けるようにしているのは、各ＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン−ソース間に生じるスパイク電圧を抑制するためである。
つまり、各ＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン−ソース間には、各ドレイン−ソース間の静電容量（coss）によって、ターンオフ時にスパイク電圧が発生するものとされていた。そして、このようなスパイク電圧が、各ＭＯＳ−ＦＥＴの耐圧レベルの低下の妨げとなっていた。
そこで、上記のようにしてこれらＭＯＳ−ＦＥＴの直列接続回路に対して、並列にコンデンサＣS−抵抗ＲSによるスナバ回路を設けるようにしたことで、このようなスパイク電圧のピーク波形を平滑して、各ＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン−ソース間の耐圧レベルの低減を図るようにしたものである。

これまでに説明した回路構成による同期整流回路によっては、二次側平滑コンデンサに対して両波整流により整流して得られる整流電流を充電する動作が得られる。
すなわち、二次側に励起される交番電圧の一方の半周期には、二次巻線Ｎ２Bを流れる電流が二次側平滑コンデンサに対して充電される。また、交番電圧の他方の半周期には、二次巻線Ｎ２Aに流れる電流が二次側平滑コンデンサに対して充電される。これによって、上記交番電圧の正／負の各半周期で二次側平滑コンデンサに充電する動作が得られるものである。
そして、このような平滑コンデンサの両端電圧として、図のような二次側直流出力電圧Ｅ0が得られる。この二次側直流出力電圧Ｅ0は図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。

制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅ0のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2A，Ｎ2B側に伝送される電力が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅ0のレベルを安定化させるように動作する。
例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅ0が低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することで、二次側直流出力電圧Ｅ0を上昇させる。これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅ0が上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御することで、二次側直流出力電圧Ｅ0を低下させる。

なお、先にも述べたように、二次側直流出力電圧Ｅ0は、商用交流電源ＡＣのレベルに応じても変動する傾向となるので、このような定電圧制御動作は商用交流電源ＡＣのレベル変動に対しても等しく作用するものとなる。

ここで、図１の回路において、上記のようにして単に二次側に低オン抵抗のＭＯＳ−ＦＥＴによる同期整流回路を構成した場合は、先にも述べたように不連続モードとされることによりＭＯＳ−ＦＥＴのターンオフするタイミングで逆方向電流が流れることによって、二次側における無効電力を有効に低減することができないことになる。
このため、図１の回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴを以下に説明するような構成とすることにより、連続モードの拡大を図り、このような逆方向電流の抑制を図るものとしている。

図２は、図１の回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ２（Ｎ2A，Ｎ2B）を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。この場合のＥＥ型コアとしては、例えばＥＥＲ−４０を選定している。

ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長1.5mm程度のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．８以下による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来例として図３０に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としているものである。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。

そのうえで、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルとしても、図３０に示した電源回路よりも低くなるように、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bの巻線数（ターン数）を設定する。例えば、一次巻線Ｎ1＝６８Ｔ、二次巻線Ｎ2A＝Ｎ2B＝２Ｔとすることで、二次側巻線の１Ｔ（ターン）あたりの誘起電圧レベルを２．５Ｖ／Ｔ以下としている。

このような絶縁コンバータトランスＰＩＴ及び一次巻線Ｎ1、二次巻線（Ｎ2A，Ｎ2B）の巻線数設定とすることで、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアにおける磁束密度は低下して、図３０に示した電源回路よりも、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおけるリーケージインダクタンスは増加する。

上記のような構成による絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えた図１に示す回路の動作を、次の図３の波形図により説明する。
図３の波形図は、各部の動作波形をスイッチング周期により示している。
図３において、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ2のオン／オフ状態に対応している。つまり、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間Ｔ２では０レベルで、オフとなる期間Ｔ１では所定レベルでクランプされた矩形波となる。そして、スイッチング素子Ｑ2//ダンパーダイオードＤD2に流れるスイッチング電流ＩDS2としては、期間Ｔ２に示されるように、ターンオン時においては、ダンパーダイオードＤD2を流れることで負極性となり、これが反転して正極性によりスイッチング素子Ｑ2のドレイン→ソースを流れ、期間Ｔ１でオフとなって０レベルとなる波形が得られる。
また、スイッチング素子Ｑ1は、上記スイッチング素子Ｑ2に対して交互にオン／オフするようにしてスイッチングを行う。このため、スイッチング素子Ｑ1//ダンパーダイオードＤD1に流れるスイッチング電流としても、図示はしていないがスイッチング電流ＩDS2に対して１８０°位相がシフトした波形となる。また、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧としても、スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ１に対して１８０°位相がシフトした波形となる。

そして、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2のスイッチング出力点と一次側アース間に接続される一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）に流れる一次側直列共振電流Ｉｏは、スイッチング電流ＩDS1とスイッチング電流ＩDS2とが合成されたものとなる。これにより、図示するようにして一次側直列共振電流Ｉｏは正弦波状となる。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴを疎結合の状態としない従来の回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして例えばｋ＝０．８以上となる結合係数が設定されて、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてより高い磁束密度が得られるようにされていたが、これによっては、一次側直列共振電流Ｉｏは正弦波状とはならず、一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスにより発生する矩形状波成分が含まれるものとされていた。
これに対し本例では、先にも説明したように絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数をより疎結合な状態とする等して、磁束密度を所要以下に設定するものとしたことから、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ１が増加した分、相対的に一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを小さくすることができる。
そして、このように一次巻線Ｎ1の励磁インダクタンスを小さくすることができたことにより、一次側直列共振電流Ｉｏとして、図示するように正弦波状の波形を得ることができたものである。

二次巻線Ｎ2Bに得られる電圧Ｖ2としては、このような一次側直列共振電流Ｉｏの周期に応じた波形となる。つまり、図のように一次側直列共振電流Ｉｏの波形と、そのゼロクロスタイミングが一致するような波形として得られる（図中時点ｔ１、ｔ２、ｔ３参照）。
この電圧Ｖ２としては二次巻線Ｎ２Bに得られる電位として示したが、二次巻線Ｎ２Aにおいても同等の波形により電位が生じていることになる。

そして、二次側の同期整流回路では、抵抗Ｒｇ2から成る駆動回路により、このような電圧Ｖ2（二次巻線Ｎ２B）を検出し、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ6に対してオンレベルのゲート電圧を出力する（ゲート−ソース間電圧ＶGS4）。
このゲート−ソース間電圧ＶGS4は、上記電圧Ｖ２が、Ｑ4、Ｑ6のゲート−ソース間電位として定められた所定のレベルに対応したレベル以上を保つ期間（図中期間ｔ１〜ｔd1）において、オン電圧を発生させる。つまり、この期間ｔ１〜ｔd1が、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、Ｑ6のオン期間ＤON2となる。
そして、この期間ＤON2が終了する時点ｔd1から時点ｔ２までは、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4のデットタイムであり、このデットタイムである期間ｔd1〜ｔ２ではＱ4、Ｑ6のボディダイオードＤD4、ＤD6を介して整流電流が流れるものとなる。
これによって、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ4、Ｑ6の組を介して流れる整流電流Ｉ4としては、図示するように時点ｔ１〜ｔ２の期間にわたって流れるようになる。つまり、この整流電流Ｉ4としては、これら時点ｔ１、ｔ２において、一次側直列共振電流Ｉｏと０レベルになるタイミングが重なるようにされ、これによって一次側直列共振電流と連続するものとなる。

また、同様に抵抗Ｒｇ1から成る駆動回路では、上記電圧Ｖ2と同等とされる二次巻線Ｎ２Aに生じる電圧を検出し、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3、Ｑ5に対してオンレベルのゲート電圧（ゲート−ソース間電圧ＶGS3）を出力するようにされる。
つまり、このゲート−ソース間電圧ＶGS3としても、二次巻線Ｎ２Aに生じる電圧Ｖ２がゲート−ソース間電位としての所定のレベルに対応したレベル以上を保つ期間（図中期間ｔ２〜ｔd2）において、オン電圧を発生させ、これによってこの期間ｔ２〜ｔd2がＭＯＳ−ＦＥＴＱ3、Ｑ5のオン期間ＤON1となる。
そして、同様にこの期間ＤON1が終了する時点ｔd2から時点ｔ３までは、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3、Ｑ5のデットタイムであり、この期間ｔd2〜ｔ３ではＱ3、Ｑ5のボディダイオードＤD3、ＤD5を介して整流電流が流れる。
これによって、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ3、Ｑ5を介して流れる整流電流Ｉ3としても、図示するように一次側直列共振電流Ｉｏのゼロクロスタイミングである時点ｔ２と時点ｔ３との間にわたって流れるようになり、一次側直列共振電流Ｉｏと連続して流れるものとなる。

各平滑コンデンサ（平滑コンデンサＣ01〜Ｃ04）への充電電流Ｉｃとしては、これら整流電流Ｉ3、Ｉ4が合成された図のような波形により流れるものとなる。つまり、整流動作としては、二次巻線Ｎ２A、Ｎ２Bに生じる電圧が正／負となる各期間で平滑コンデンサＣ0に対して充電する、全波整流動作が得られていることがわかる。
そして、上記説明のようにして、整流電流Ｉ3、整流電流Ｉ4が一次側直列共振電流Ｉｏと連続することにより、このような平滑コンデンサＣ0に対する充電電流Ｉｃも連続して流れることになる。

つまり、図１の回路では、例えば重負荷とされてスイッチング周波数が所定以下に低くなるようにして制御されているときにも、二次側整流電流としては連続モードが得られていることになる。
そして、このように連続モードの拡大が図られることにより、不連続期間の逆方向電流が抑制され、無効電力を低減して図３０の回路の場合よりも電力変換効率の向上を図ることができる。

なお、この場合、整流電流Ｉ3、Ｉ4に逆方向電流が生じていないのは、先に説明したようにして整流電流経路にインダクタＬdを挿入したことにもよる。つまり、このように整流電流経路に挿入されたインダクタＬdによっては、そのインピーダンス成分により整流電流に生じるとされる逆方向電流を抑制する効果がある。そしてこの際、インダクタＬdとして例えば先に説明したように０．６μＨ程度のインダクタンス値を設定することで、整流電流に生じる逆方向電流を防止することができるものである。

続いては、図６に、本実施の形態のスイッチング電源回路を構成する上でその基となる、他の構成について示す。
この図６に示される基本構成としても、図１の場合と同様にパワーチョークコイルＰＣＨを設けて力率改善を図ると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして先の図２にて説明したものと同等の構成とすることにより、連続モードの拡大を図り二次側における無効電力を低減して電力変換効率の向上を図るようにされる。
そして、この図６に示される構成は、図１では商用交流電源ＡＣの２００Ｖ系に対応する構成とされていたものを、ＡＣ１００Ｖ系に対応する構成としたものである。

このようなＡＣ１００Ｖ系に対応する構成としては、商用交流電源ＡＣを整流平滑して直流入力電圧Ｅｉを生成する整流平滑回路として、整流ダイオードＤ１、整流ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣｉ1、平滑コンデンサＣｉ2による倍電圧整流平滑回路を構成するものとしている。
この場合の整流平滑回路としては、図示するように商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して図示する方向により整流ダイオードＤ１を直列に挿入している。そして、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路として、平滑コンデンサＣｉ2の負極端子を一次側アースに接地し、平滑コンデンサＣｉ1の正極端子を整流ダイオードＤ１のカソードと接続する。さらに、これら平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点を商用交流電源ＡＣの負極ライン側に接続する。その上で、整流ダイオードＤ１のアノードにカソードが、一次側アースにアノードが接続されるようにして整流ダイオードＤ２を挿入する。

このような構成によれば、商用交流電源ＡＣが正極性となる半周期には、整流ダイオードＤ１による整流出力が平滑コンデンサＣｉ1によって平滑される。そして、負極性の半周期には、整流ダイオードＤ２による整流出力が平滑コンデンサＣｉ2によって平滑される。
つまりこの場合、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の直列接続回路の両端には、直流入力電圧Ｅｉとして、商用交流電源ＡＣのレベルの２倍に対応したレベルが得られるものとなり、結果的に図１の場合の直流入力電圧Ｅｉと同等のレベルを得ることができるものである。

これまでの説明からも理解されるように、図１及び図６に示した電源回路としては、先の図３０の回路と同様にチョークインプット方式による力率改善の構成を採った上で、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、磁束密度を所定以下とするように構成したものである。そして、このように絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける磁束密度を所定以下とすることで、例えば重負荷時における連続モードの拡大を図って、巻線電圧検出方式による同期整流回路を構成する上で問題となっていた、二次側整流電流に生じる逆方向電流による無効電力を低減し、電力変換効率の向上を図ることができるものである。

但し、このようにパワーチョークコイルＰＣＨを設けて力率の改善を図る構成の場合、次の図４、図５、及び図７、図８を参照して説明するような問題が生じることとなる。
図４、５、及び図７、８は、それぞれ図１、図６に示した回路の特性図であり、図４、図７では、それぞれ図１、図６の回路について、負荷電力Ｐｏを一定とした場合の、交流入力電圧ＶACの変動に伴うＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの各特性について示し、図５、図８では、交流入力電圧ＶACを一定とした場合の、図１、図６の回路における負荷電力Ｐｏの変動に伴うＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの各特性を示している。

なお、図４，５において、力率ＰＦ以外の各特性については、図１の回路における特性を実線により示し、図１の構成からパワーチョークコイルＰＣＨを削除した場合の特性を破線により示している。また、図４では、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖで一定とされ、図７では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とされた場合の実験結果を示している。また、図５、図８では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗで一定とされた場合の実験結果を示している。
さらに、図４，５、及び図７，８の結果を得るにあたり、図１の回路では一次側直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスを０．０２７μＨに設定し、図６の回路では０．０２２μＨに設定した。

先ず、図１及び図６の回路では、パワーチョークコイルＰＣＨの有するインピーダンス成分によって、その挿入前よりも直流入力電圧Ｅｉが１０％程度低下してしまうことになる。
つまり、例えば図１の回路の場合では、図４に示されるように直流入力電圧Ｅｉ（実線）は、交流入力電圧ＶAC＝１８０Ｖ〜２６０Ｖの範囲で、およそ２１０Ｖ〜３３０Ｖとなる。これに対し、図１の構成からパワーチョークコイルＰＣＨを削除した回路の場合（破線）は、直流入力電圧Ｅｉはおよそ２５０Ｖ〜３７０Ｖであり、直流入力電圧ＥｉがパワーチョークコイルＰＣＨの挿入前よりも１０％程度低下しているものである。
図６に示した回路としても、直流入力電圧ＥｉのレベルはパワーチョークコイルＰＣＨ挿入前と比較して同様に低下することになる。

直流入力電圧Ｅｉの低下によっては、規定の入力電圧レベルが得られなくなるので、これを上昇させなければならない。
そして、直流入力電圧Ｅｉを上昇させるにあたり、図１の回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻数を、先に説明したようにＮ１＝６８Ｔとし、例えばパワーチョークコイルＰＣＨ挿入前のＮ１＝７５Ｔよりも減少させて二次巻線Ｎ２との巻線比を変化させることによって、これに応じた分、一次側直列共振電流Ｉｏのレベルを上昇させるようにしていた。
また、図６の回路の場合としても、例えば挿入前のＮ１＝７５Ｔから、Ｎ１＝７０Ｔに減少して、一次側直列共振電流Ｉｏのレベルを上昇させるようにしていた。

しかしながら、このように一次側直列共振電流Ｉｏを上昇させることによっては、例えば一次側のスイッチング損失が増大する等して、電力変換効率の低下を招くものとなる。

また、これに加え、先にも説明したようにパワーチョークコイルＰＣＨを備える場合は、そのコアの鉄損、及び巻線の銅損により無効電力が生じ、これによっても電力変換効率の低下を招くことになる。

例えば、図１に示す回路の場合のＡＣ→ＤＣ電力変換効率としては、図４にも示されるように、交流入力電圧ＶACの変動（１８０Ｖ〜２６０Ｖの範囲）に対しては、ＰＣＨ挿入前がηAC→DC＝９０％以上を維持していたものが、図１の回路ではηAC→DC＝９０％を下回る結果となる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（二次側直流出力電圧Ｅ0＝５Ｖ×負荷電流３０Ａ）の最大負荷時では、図４，５に示すようにパワーチョークコイルＰＣＨを備えない力率改善前（破線）はηAC→DC＝９１．８％程度であったものが、図１の回路（実線）ではηAC→DC＝８９．３％に低下する。
また図１の回路では、交流入力電力はパワーチョークコイルＰＣＨ挿入前に比較して４．６Ｗ増加するという実験結果も得られている。

さらに、図６の回路としても、ＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの最大負荷時に、ＰＣＨ挿入前はηAC→DC＝９１．５％であったものが、図７，８に示されるように挿入後はηAC→DC＝８９．２％に低下してしまう。
また、さらに図６に示した回路としても、交流入力電力は４．３Ｗ増大するという結果が得られている。

このようなことから、パワーチョークコイルＰＣＨを備えた図１、図６の回路では、力率改善のための構成において電力変換効率の有効な向上が図られていないという点で、依然として問題点を有するものとなる。

また、図１及び図６に示した回路において、パワーチョークコイルＰＣＨの挿入によっては、負荷変動に対する直流入力電圧Ｅｉの変動幅（ΔＥｉ）も拡大するものとなる。
すなわち、重負荷の条件となり、直流入力電圧Ｅｉが低下傾向となる際に、パワーチョークコイルＰＣＨのインピーダンス成分により商用交流電源ラインに充分な電力を得られなくなることで、例えば図５に示されるように負荷電力Ｐｏの上昇に伴い、直流入力電圧ＥｉのレベルがＰＣＨの挿入前と比較して大幅に低下してしまうものである。
図１の回路の場合、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜２５Ｗの変動に対しては、直流入力電圧Ｅｉの変動幅は３０Ｖ程度となり、ＰＣＨ挿入前の変動幅３．５Ｖと比較して大幅に拡大してしまう。
また、図６の回路の場合、同条件下において直流入力電圧Ｅｉの変動幅は３０Ｖであり、この場合も図６の回路のＰＣＨ挿入前の変動幅７．５Ｖよりも大幅に拡大するものとなる。
このように直流入力電圧Ｅｉの変動幅が拡大すれば、制御回路１を始めとした定電圧制御系の動作によるスイッチング周波数の制御範囲が拡大してしまう。
スイッチング周波数の制御範囲が拡大すれば、その分スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2にかかる負担が増大すると共に、例えば制御・駆動回路系の構成が複雑化するなどの問題が生じる。

さらにこの場合、パワーチョークコイルＰＣＨとしては、電源回路を構成する部品の中でも大型で大重量とされることから、基板における占有面積が大きく、また回路重量も増化してしまうという問題も有している。
例えば、図１の回路は、ＡＣ２００Ｖ系に対応する構成とされているが、この場合、パワーチョークコイルＰＣＨとしてはインダクタンスＬpchが４１．５ｍＨ程度に設定され、このときの重量は例えば１５５ｇ程度とされる。
また、図６の回路の場合、パワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬpchは７．２ｍＨに設定されて、このときの重量は同様に１５５ｇ程度とされる。

なお、図１及び図６に示す回路では、上記のようなパワーチョークコイルＰＣＨのインダクタンスＬpchの設定により、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の力率をＰＦ＝０．７７程度に向上している。

＜第１の実施の形態＞

上述したような問題点を考慮して、本実施の形態としては、力率改善のための構成を備えたスイッチング電源回路として以下のように構成するものとした。
先ず、図９には、本発明における第１の実施の形態として、先の図１に示した回路と同様にＡＣ２００Ｖ系に対応するスイッチング電源回路の構成例について示す。なお、この図９において、図１の回路と構成が同じ部分については同一の符号を付して説明を省略する。

図１において、第１の実施の形態のスイッチング電源回路としては、図１に示した回路と同様、二次側にＭＯＳ−ＦＥＴＱ3〜Ｑ6による同期整流回路を構成すると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構成として先の図２にて説明したものと同様の構成とすることによって、二次側整流電流の逆方向電流を抑制して電力変換効率の向上を図るものとしている。
その上で、図１の回路が備えていたようなパワーチョークコイルＰＣＨを省略し、力率改善のための構成として、図示するような力率改善回路３を備えるようにしたものである。

この力率改善回路３としては、図のように整流ダイオードＤ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4から成るブリッジ整流回路Ｄｉと、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける負極入力端子（整流ダイオードＤ1とＤ3との接続点）と正極入力端子（Ｄ2とＤ4との接続点）間に並列に挿入されて、商用交流電源ＡＣのラインに並列に挿入される、フィルタコンデンサＣNを含む。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける、整流ダイオードＤ3とＤ4との接続点に対して接続された二次巻線Ｎ5と、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と一次側直列共振コンデンサＣ１との間に挿入された一次巻線Ｎ4とを備える、電圧帰還用トランスＶＦＴを含むものとされる。

この場合、上記ブリッジ整流回路Ｄｉにおける整流ダイオードＤ1とＤ2との接続点は、平滑コンデンサＣｉの負極端子と接続される。そして、これら平滑コンデンサＣｉと整流ダイオードＤ1とＤ2との接続点は、一次側アースに対して接続される。
また、上記電圧帰還用トランスＶＦＴにおける二次巻線Ｎ5は、その一端が上記のようにブリッジ整流回路ＤｉにおけるＤ3とＤ4との接続点に対して接続され、その他端がスイッチング素子Ｑ1のドレインを介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。

ここで、この力率改善回路３の動作としては、後述もするようにスイッチング周期に対応してスイッチングを行うようにして整流電流を流すために、上記ブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードとしては、Ｄ1,Ｄ2の組、Ｄ3,Ｄ4の組、Ｄ1,Ｄ3の組、Ｄ2,Ｄ4の組の何れかの組み合わせを含む、少なくとも２以上の整流ダイオードに高速リカバリ型ダイオードが選定されているものとする。
図中においては、高速リカバリ型による整流ダイオードを黒塗りにより示し、低速型のダイオードについては白抜きにより示している。つまりここでは、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける整流ダイオードＤ3、Ｄ4に高速リカバリ型ダイオードが選定される例が示されているものである。

また、上記した電圧帰還用トランスＶＦＴは、例えば次の図１０に示すような構造とされる。
図１０において、電圧帰還用トランスＶＦＴとしては、図示するようなフェライト材によるＥ型コアＣＲ５、ＣＲ６を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、この場合は、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、上記一次巻線Ｎ４と、二次巻線Ｎ５がそれぞれの巻装領域に対して巻装される。
そして、このように形成される電圧帰還用トランスＶＦＴとしても、そのコアの中央磁脚に対してはギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとしては、Ｇａｐ＝１．２mm程度を設け、これによって結合係数が０．７〜０．８程度の疎結合の状態を得るようにしている。

上記構成による第１の実施の形態のスイッチング電源回路において得られる動作を、次の図１１の波形図を参照して説明する。
なお、図１１では、図９の回路における各部の動作を商用交流電源ＡＣの周期により示している。また、この図では交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の実験結果を示している。
図１１において、例えば図示するような波形により交流入力電圧ＶACが入力されているとすると、交流入力電流ＩACとしては、この交流入力電圧ＶACが正／負の期間において、それぞれ正極性／負極性となるような波形により流れる。
そして、この場合、力率改善回路３を流れる交番電流Ｉ1としては、後述する整流電流経路によって、図示するように交流入力電圧ＶACの各半周期において共に正極性によって流れるものとなる。

電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ5には、一次巻線Ｎ4に得られた一次側スイッチング出力に基づく交番電圧が励起される。このことは、上記した交番電流Ｉ1が、図示するようにスイッチング周期による高周波成分が重畳された波形として得られていることによっても示されている。

また、力率改善回路３を流れて平滑コンデンサＣｉに流入する充電電流ＩCiとしても、図示するようにスイッチング周期による波形とされた上で、上記交番電流Ｉ1が正極性のピークレベルとなる周期に応じて、正極性のピークレベルとなる波形が得られる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの全波整流電圧Ｖ１（整流ダイオードＤ3・Ｄ4の接続点と整流ダイオードＤ1・Ｄ2の接続点との間に得られる電位）としても、スイッチング周期による波形とされた上で、上記交番電流Ｉ1及び充電電流ＩCiが０レベル近傍となる期間に対応して正極性のピークレベルとなる波形が得られる。
さらに、フィルタコンデンサＣNに流入する電流ＩCNは、スイッチング周期による波形とされた上で、交番電流Ｉ1及び充電電流ＩCiが正極性のピークレベル付近となる期間に対応してピークレベルとなるような波形が得られる。

そして、図示されるように、上記した交流入力電流ＩACは、これら交番電流Ｉ1、充電電流ＩCi、電流ＩCNがピークレベル近傍となる期間に対応してピークレベルとなる波形として流れる。
なお、平滑コンデンサＣｉの両端電圧である直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしては、図示するように３１３Ｖを中心に、商用交流電源周期に応じた周期により増減を繰り返す波形が得られ、その変動範囲は±５Ｖ程度となる結果が得られている。また、二次側直流出力電圧Ｅ0のリップル成分ΔＥ0としては、図のように５Ｖを中心としてスイッチング周期により５０ｍＶ程度の範囲で変動するものとなる。

ここで、図９に示した回路において、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期には、整流電流は［整流ダイオードＤ4→電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ5→平滑コンデンサＣｉ→整流ダイオードＤ1→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。
そして、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期には、整流電流は［整流ダイオードＤ3→二次巻線Ｎ5→平滑コンデンサＣｉ→整流ダイオードＤ2→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れるものとなる。
このような整流電流経路より、図９の回路においては、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期にはブリッジ整流回路Ｄｉにおける整流ダイオードＤ1・Ｄ4の組により整流動作が行われることがわかる。また、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期では、整流ダイオードＤ2・Ｄ3の組により整流動作が行われていることがわかる。
そして、この場合、ブリッジ整流回路Ｄｉにおいては、先にも説明したように整流ダイオードＤ3、Ｄ4に高速リカバリ型を選定していることから、交流入力電圧ＶACの各半周期に形成される整流電流経路に対しては、各々高速リカバリ型による整流ダイオードが挿入されていることになる。

この際、上記もしたようにブリッジ整流回路Ｄｉの全波整流電圧Ｖ１としては、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ5に励起されたスイッチング周期による交番電圧が重畳された波形が得られているものである。そしてこのような全波整流電圧Ｖ１が得られることより、ブリッジ整流回路Ｄｉでは、スイッチング周期による整流ダイオードのスイッチング動作が行われていることがわかる。
つまり、力率改善回路３においては、一次側スイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して、このスイッチング出力に基づく交番電圧を利用してブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードをスイッチング動作させているものである。

このようにスイッチング周期に応じた周期により整流ダイオードがスイッチング動作を行うようにされることによっては、全波整流電圧Ｖ１における、商用交流電源周期に対応した低周波成分の波形レベルが、交流入力電圧ＶACのレベルよりも高いとされる期間においても、この全波整流電圧Ｖ１に重畳された高周波成分のレベルが低くなるのに応じて、高速リカバリ型ダイオードを導通させること可能となる。
つまり、この期間においては、全波整流電圧Ｖ１に重畳されたスイッチング周期波形により生じる電位差に応じて、高速リカバリ型ダイオードが断続し、これによって本来は全波整流電圧Ｖ１の電位が交流入力電圧ＶACの電位よりも高いとされる期間にも整流電流を流すことができるようになる。
換言すれば、本来は交流入力電圧ＶACの電位が、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端電圧よりも低いとされる期間にも整流電流が流れるようになり、これによって整流電流の流れる期間をより拡大することができるものである。

そして、整流電流の流れる期間を拡大することが可能となることで、結果的に交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧ＶACの波形に近づくようになって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善が図られるようになる。
なお、確認のため述べておくと、この場合において交流入力電流ＩACの波形が平滑化されているのは、ＡＣラインに設けたフィルタコンデンサＣＮにより整流電流成分に重畳された高周波が除去されていることによるものである。

また、上記説明からも理解されるように、ブリッジ整流回路Ｄｉでは、交流入力電圧ＶACの各半周期にそれぞれ２つの整流ダイオードが整流動作を行うものとなるから、この場合は他方の整流ダイオードも高速リカバリ型として、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードの全てを高速リカバリ型とすることも考えられる。しかし、このような高速リカバリ型ダイオードとしては、比較的高価なものであることから、その分回路製造コストの増加につながる。
本例においては、上記説明のように各半周期の整流電流経路にそれぞれ挿入されることになる整流ダイオードとして、少なくとも一方が高速リカバリ型ダイオードとされるように構成することで、他方の整流ダイオード（低速ダイオード）をオンとすることができ、これによって電圧帰還方式による力率改善動作を実現している。そして、このような本例によれば、ブリッジ整流回路Ｄｉについて、少なくとも２つの整流ダイオードのみを高速リカバリ型として回路コストの低減を図ることができるものである。

図１２、図１３は、図９に示した構成による電源回路の特性図であり、図１２では負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗで一定とした場合の、交流入力電圧ＶAC＝１７０Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの各特性について示している。
また、図１３では、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖで一定とした場合の負荷電力Ｐｏの変動に伴う特性図として、負荷電流ＩPo＝３０Ａ〜０Ａの変動範囲に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの各特性を示している。
なお、これら図１２、図１３においては、図９の回路における特性を実線により示し、先の図１の回路の場合の特性を破線により示している。

なお、参考として以下には、図１２、図１３に示す実験結果を得るにあたっての、図９に示した回路の各部の定数を示しておく。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１．５mm
一次巻線Ｎ1＝７５Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2（Ｎ２A＋Ｎ２B）：センタータップを分割位置として２Ｔ＋２Ｔ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ：ＥＥ−２５のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１．２mm、
一次巻線Ｎ4＝３７Ｔ
二次巻線Ｎ5＝２９Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０１５μＦ

先ず、図１２の特性図に示すように、直流入力電圧Ｅｉとしては、図９の本例の回路の方が、交流入力電圧ＶAC＝１７０Ｖ〜２６４Ｖの範囲にわたって図１の回路の場合よりも高いレベルが得られていることがわかる。
これは、本例ではパワーチョークコイルＰＣＨを省略可能となったことにより、直流入力電圧Ｅｉの低下が防止されていることが示されているものである。

このように直流入力電圧Ｅｉの低下が防止されれば、先の図１の回路のように絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻線数を減少して、一次側直列共振電流Ｉｏを増加させる必要がないので、例えば図１の回路の場合よりもスイッチング損失を低減して、その分電力変換効率の向上を図ることができる。
また、これに加え図９の回路では、コアの鉄損や巻線の銅損に起因するパワーチョークコイルＰＣＨ自体の損失は生じないものとなるから、これによっても無効電力の低減を図ることができる。
これらの理由より、図９に示す本例の回路におけるＡＣ→ＤＣ電力変換効率の数値としては、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（Ｅ0×ＩPo＝５Ｖ×３０Ａ）時に、図１２、図１３にも示されるようにηAC→DC＝９１．３％程度となる。これは、同条件下における図１の回路の場合のηAC→DC＝８９．３％と比較して、２．０％程度向上するものである。

また、図１３に示されるように、負荷変動に対する直流出力電圧Ｅｉの変動幅は、破線により示す図１の回路の場合よりも縮小していることがわかる。
これは、パワーチョークコイルＰＣＨが省略可能となったことに加え、図９に示した構成では、負荷変動に伴う一次側直列共振電流Ｉｏのレベル変化に応じて、電圧帰還用トランスＶＦＴによって整流電流経路に帰還される電力レベルも変動することによるものである。
つまりこの場合、例えば重負荷の条件となって一次側直列共振電流Ｉｏのレベルが上昇した場合は、これに伴って電圧帰還用トランスＶＦＴを介して整流電流経路に帰還される電力も増大する。そして、このように帰還される電力により平滑コンデンサＣｉの充電電流がまかなわれることで、このような重負荷の条件となった場合にも直流出力電圧Ｅｉの低下が抑制されるようになるものである。
実験によれば、図９の回路における負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜２５Ｗの変動に対する直流入力電圧Ｅｉの変動範囲は６．０Ｖ程度となり、図１の回路の場合の変動範囲３０Ｖ程度と比較して大幅に低減されるものとなる。
このように直流出力電圧Ｅｉの変動幅が低減されることで、スイッチング周波数制御範囲の縮小化が図られる。そして、これによっては、例えばスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の負担を軽減すると共に、その駆動・制御回路系の構成を容易化できる等の効果が得られる。

また、図１２、図１３にも示されるように、図９の回路の場合、力率ＰＦとしては、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時にＰＦ＝０．８１０程度が得られる。つまり、図１の回路の場合のＰＦ＝０．７７よりも向上する結果が得られている。

また、図９に示した本例の回路において、電圧帰還用トランスＶＦＴとしては、例えば先に示したようにＥＥ−２５形程度のフェライトコアを選定できるから、図１の回路が備えるパワーチョークコイルＰＣＨ（４１．５ｍＨ）と比較して、力率改善のために必要な素子を小型・軽量化できる。
具体的には、図９の回路の場合の電圧帰還用トランスＶＦＴの重量は２６ｇ程度であり、図１の回路が備えるパワーチョークコイルＰＣＨの１５５ｇと比較して約１／６程度に軽量化できる。
このようにして、同じ力率改善のために備えられる素子を小型・軽量化することが可能となることで、図１の場合よりも回路面積・回路重量を低減することができる。

これらのことから、本例のスイッチング電源回路の構成によれば、図１の回路と同様に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの磁束密度の設定により連続モードの拡大を図った上での同期整流回路を構成したことで、先の図３０に示した従来例と比較して、二次側の無効電力を低減することができる。
その上で、電圧帰還方式による力率改善回路３を構成したことで、パワーチョークコイルＰＣＨの省略を可能とし、この点でも無効電力のさらなる低減を図ることができるものとなる。

＜第２の実施の形態＞

続いては、図１４に、本発明における第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す。
第２の実施の形態のスイッチング電源回路としては、先の図６に示したＡＣ１００Ｖ系に対応した基本構成を基として、第１の実施の形態と同様に電圧帰還方式による力率改善回路を備えるようにしたものである。
従ってここでは、既に図１、図６、図９にて説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。

図１４の回路においては、ＡＣ１００Ｖ系に対応した構成として、先の図６の場合と同様に整流ダイオードＤ1、Ｄ2、及び平滑コンデンサＣｉ1、Ｃｉ2による倍電圧整流平滑回路を構成するものとしている。
この場合、図示するように商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して、電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ5の一端を接続している。そして、商用交流電源ＡＣの負極ラインを、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点に対して接続している。
なお、この場合も商用交流電源ＡＣのラインにはフィルタコンデンサＣＮを並列に挿入している。

そして、この場合、上記二次巻線Ｎ5の他端に対しては、整流ダイオードＤ1のアノードが接続される。そして、これら二次巻線Ｎ5と整流ダイオードＤ1との接続点と、一次側アースとの間には、整流ダイオードＤ2を直列に挿入している。整流ダイオードＤ2は、アノードが一次側アースに接地され、カソードが上記二次巻線Ｎ5と整流ダイオードＤ１との接続に接続される。
さらに、整流ダイオードＤ１のカソードは、スイッチング素子Ｑ1のドレインを介して平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続される。
この場合の力率改善回路４としては、電圧帰還用トランスＶＦＴ、フィルタコンデンサＣＮと共に、これら整流ダイオードＤ1、Ｄ2を含むものとされる。
なお、整流ダイオードＤ1、整流ダイオードＤ2には、共に高速リカバリ型が選定される。

このような図１４の回路において得られる動作を、次の図１５の波形図を用いて説明する。
なお、この図１５においても、図１４の回路における各部の動作を商用交流電源ＡＣの周期により示し、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の実験結果を示すものである。
図１５において、この場合の交流入力電圧ＶACは、ＡＣ１００Ｖ系に対応して図のような波形により得られる。そして、交流入力電流ＩACは、上記交流入力電圧ＶACが正／負の期間において、この場合もそれぞれ正極性／負極性となる波形により流れる。

また、この場合も、力率改善回路４を流れる交番電流Ｉ1としては、スイッチング周期による高周波成分が重畳された波形として得られる。つまり、電圧帰還用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ4から二次巻線Ｎ5に励起された一次側スイッチング出力に基づく交番電圧が、力率改善回路４側に電圧帰還されていることがわかる。
なお、この場合の交番電流Ｉ1は、後述する整流電流経路によって、図示するように交流入力電圧ＶACが正／負となる期間にそれぞれ正／負極性となる波形が得られるものとなる。

また、図１４に示した整流ダイオードＤ2の両端電圧である電圧Ｖ１は、図示するようにスイッチング周期による波形とされた上で、商用交流電源周期に対応した低周波成分としては、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期には正極性のピークレベルとなり、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期には０レベル側に反転する波形が得られる。
そして、フィルタコンデンサＣNに流入する電流ＩCNもスイッチング周期による波形とされた上で、上記した交番電流Ｉ1がピークレベルとなる期間に対応してピークレベルとなるような波形が得られる。
なお、この場合の直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしても、図のような波形により±５Ｖ程度の範囲で変動するものとなる。

図１４に示した回路では、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期に、整流電流が［電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ5→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。
また、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期には［平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ2→二次巻線Ｎ5→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れるものとなる。
このように、図１４に示した回路においては、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期に整流ダイオードＤ1が整流動作を行い、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期には整流ダイオードＤ2が整流動作を行うようにされている。そして、この場合も整流ダイオードＤ1、Ｄ2としては高速リカバリ型が選定されることから、これら整流ダイオードは電圧帰還用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ5に励起される交番電圧に基づいて、スイッチング周期によるスイッチング動作を行うようにされることになる。

このようにして、スイッチング周期に応じた周期により整流ダイオードがスイッチング動作を行うことによっては、本来では交流入力電圧ＶACのレベルが平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端電圧よりも低いとされる期間にも、重畳されたスイッチング周期の波形に応じて高速リカバリ型ダイオードが導通するものとなって、平滑コンデンサＣｉに充電電流を流すことができる。
つまり、この場合としても、本来は交流入力電圧ＶACの電位が平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端電圧よりも低いとされる期間にも高速リカバリ型ダイオードが導通し、これによって整流電流の流れる期間をより拡大することができるものである。
このようにして、図１４に示した回路においても、整流電流の流れる期間を拡大することが可能となることで、結果的に交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧ＶACの波形に近づくこととなって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善が図られる。

図１６、図１７には、このような図１４の回路の特性図を示す。
なお、図１６では負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗで一定とした場合の、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの変動範囲に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの各特性について示し、図１７では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の負荷電力Ｐｏの変動に伴う特性図として、負荷電流ＩPo＝３０Ａ〜０Ａの変動範囲に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの各特性を示す。

また、この場合も参考として、これら図１６、１７に示す実験結果を得るにあたっての図１４の回路における各部の定数を示しておく。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１．５mm
一次巻線Ｎ1＝７５Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2（Ｎ２A＋Ｎ２B）：センタータップを分割位置として２Ｔ＋２Ｔ
・電圧帰還用トランスＶＦＴ：ＥＥ−２５のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１．２mm
一次巻線Ｎ4＝３７Ｔ
二次巻線Ｎ5＝１９Ｔ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０２０μＦ

先ず、図１６の特性図に示すように、図１４に示した回路としても、先の図７に示した図６の回路の特性と比較して、直流入力電圧Ｅｉが交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの範囲にわたって高いレベルで得られていることがわかる。つまり、第２の実施の形態としても、パワーチョークコイルＰＣＨを省略可能となったことにより直流入力電圧Ｅｉの低下が防止されているものである。
このように直流入力電圧Ｅｉの低下が防止されることで、この場合も絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻線数を減少して一次側直列共振電流Ｉｏを増加させる必要がなくなり、その分電力変換効率の向上を図ることができる。

これにより、図１４に示した回路におけるＡＣ→ＤＣ電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（Ｅ0×ＩPo＝５Ｖ×３０Ａ）時に、図１６、図１７にも示されるようにηAC→DC＝９０．９％程度が得られる。つまり、同条件下における図６の回路の場合のηAC→DC＝８９．２％と比較して、１．７％程度の向上が図られるものである。

また、図１７と、先の図８を比較してわかるように、図１４の回路の負荷変動に対する直流出力電圧Ｅｉの変動範囲は、先の図６に示した回路の場合よりも縮小していることがわかる。
つまり、この場合も第１の実施の形態の場合と同様に、負荷変動に伴い電圧帰還用トランスＶＦＴにより帰還される電力が変動することにより、このような負荷変動に対する直流出力電圧Ｅｉレベルの変動が抑制されるものである。
実験によれば、図１４の回路における、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜２５Ｗの変動範囲に対する直流出力電圧Ｅｉの変動範囲は１６Ｖ程度となり、図６の回路の場合の３０Ｖと比較して大幅に低減される。
これによって、この場合もスイッチング周波数制御範囲の縮小化を図ることができる。

また、図１６、図１７より、図１４の回路の場合の力率ＰＦは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時にＰＦ＝０．８９５程度が得られる。つまり、図６の回路の場合のＰＦ＝０．７７よりも向上する結果が得られる。

さらに、図１４に示した回路においても、第１の実施の形態の場合と同様に電圧帰還用トランスＶＦＴはパワーチョークコイルＰＣＨと比較して小型・軽量化できる。
例えば、図６の回路が備えるパワーチョークコイルＰＣＨ＝１５５ｇと比較して、図１４の回路の場合の電圧帰還用トランスＶＦＴの重量＝２６ｇ程度となり、この場合も約１／６程度に小型・軽量化できる。

このようにして、第２の実施の形態の電源回路としても、力率改善のための構成としてパワーチョークコイルＰＣＨを備える構成と比較して、電力変換効率と力率の向上、スイッチング周波数制御範囲の縮小、及びチョークコイルの小型・軽量が図られるものである。

＜第３の実施の形態＞

続いては、図１８に第３の実施の形態のスイッチング電源回路の構成を示す。
第３の実施の形態は、先の図９に示した第１の実施の形態と同様にＡＣ２００Ｖ系に対応した構成であり、電圧帰還方式による力率改善回路として、図９の回路が備えていた力率改善回路３とは異なる力率改善回路５を構成するようにしたものである。
従って、図１８に示す電源回路としては、力率改善回路の構成以外は図９の回路の場合と同様となることから、ここでは主に力率改善回路５の構成について説明を行うもとする。

図１８において、力率改善回路５としては、図のように整流ダイオードＤ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4から成るブリッジ整流回路Ｄｉと、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける負極入力端子（整流ダイオードＤ1とＤ3との接続点）と正極入力端子（Ｄ2とＤ4との接続点）間に並列に挿入されて、商用交流電源ＡＣのラインに並列に挿入される、フィルタコンデンサＣNを含む。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける、整流ダイオードＤ3とＤ4との接続点に対して接続された高周波チョークコイルＬSと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装された三次巻線Ｎ3を含むものとされる。

この場合も、ブリッジ整流回路Ｄｉにおける整流ダイオードＤ1とＤ2との接続点は、平滑コンデンサＣｉの負極端子と接続される。そして、これら平滑コンデンサＣｉと整流ダイオードＤ1とＤ2との接続点は、一次側アースに対して接続される。
そして、上記高周波チョークコイルＬSとしては、巻線Ｎ10の一端がブリッジ整流回路ＤｉにおけるＤ3とＤ4との接続点に対して接続される。また、巻線Ｎ10の他端は、三次巻線Ｎ３の一端と接続される。さらに、この三次巻線Ｎ３の他端がスイッチング素子Ｑ1のドレインを介して平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。

なお、この場合もブリッジ整流回路Ｄｉを形成する整流ダイオードについては、各半周期の整流電流経路に挿入された各２つ整流ダイオードのうち、一方のみに高速リカバリ型を設定して回路コストの削減を図っている。
つまり、この場合も図中に黒塗りにより示した整流ダイオードＤ3、Ｄ4に高速リカバリ型ダイオードが選定される例が示されている。

また、上記した高周波チョークコイルＬSは、例えば次の図１９に示すような構造とされる。
この図１９において、高周波チョークコイルＬSには、図のようにフェライト材によるＥ型コアＣＲ７、ＣＲ８を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を選定している。そして、このように形成されるＥＥ型コアに対しては、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。さらに、このボビンＢの巻装部に対して、図のように巻線Ｎ10を巻装している。
また、この高周波チョークコイルＬSとしても、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して図のようなギャップＧを形成するようにしている。この場合のギャップＧとしては、例えばＧ＝１．０mmを形成するものとされる。
このような構造による高周波チョークコイルＬSとしては、例えばそのインダクタンス値が１１５μＨ程度に設定される。

また、図１８に示す回路において、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先の図２に示した構造において、一次側に一次巻線Ｎ１と共に上記した三次巻線Ｎ３が巻装されたものとなる。
そしてこの場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの各巻線の巻数は、一次巻線Ｎ１＝８０Ｔ、二次巻線Ｎ２（二次巻線Ｎ２A＋Ｎ２B）＝２Ｔ＋２Ｔ、三次巻線Ｎ３＝１５Ｔとし、この場合も二次側巻線の１ターンあたりの誘起電圧が２．５Ｖ／Ｔ程度となるように設定している。

上記構成による第３の実施の形態のスイッチング電源回路において得られる動作を、次の図２０の波形図を参照して説明する。
なお、図２０では、図１８の回路における各部の動作を商用交流電源ＡＣの周期により示している。また、この図としても交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の実験結果を示している。

図２０において、この場合も例えば図示するような波形により交流入力電圧ＶACが入力されているとすると、交流入力電流ＩACはこの交流入力電圧ＶACが正／負の期間においてそれぞれ正極性／負極性となるような波形により流れる。
そして、この場合も、力率改善回路５を流れる交番電流Ｉ1としては、図示するように交流入力電圧ＶACの各半周期において共に正極性によって流れるものとなる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装された三次巻線Ｎ３には、一次巻線Ｎ１から励起された一次側スイッチング出力に基づく交番電圧が得られる。これによって、三次巻線Ｎ３の高周波チョークコイルＬS側の端部と一次側アース間に生じる電圧Ｖ２としては、図示するように正／負のピークとなる期間においてスイッチング周期に応じた交番電圧が生じることになる。
この電圧Ｖ２としては、三次巻線Ｎ３に生じる電圧としてみることができる。つまり、このような電圧Ｖ２の波形から、この場合の一次側スイッチングコンバータの出力は、一次巻線Ｎ1と三次巻線Ｎ3の磁気結合を介して、力率改善回路５側に電圧帰還される構成となっていることがわかる。
このことは、先に示した交番電流Ｉ1として、スイッチング周期による高周波成分が重畳された波形として得られていることによっても示されている。

また、力率改善回路５を流れて平滑コンデンサＣｉに流入する充電電流ＩCiとしても、図示するようにスイッチング周期による波形とされた上で、上記交番電流Ｉ1が正極性のピークレベルとなる周期に応じて正極性のピークレベルとなる波形が得られる。
また、この場合のブリッジ整流回路Ｄｉの全波整流電圧Ｖ１としても、スイッチング周期による波形とされた上で、上記交番電流Ｉ1及び充電電流ＩCiが０レベル近傍となる期間に対応して正極性のピークレベルとなる波形が得られる。
さらに、フィルタコンデンサＣNに流入する電流ＩCNとしても同様にスイッチング周期による波形とされた上で、交番電流Ｉ1及び充電電流ＩCiが正極性のピークレベル付近となる期間に対応してピークレベルとなるような波形が得られる。

そして、図示されるように、上記した交流入力電流ＩACは、これら交番電流Ｉ1、充電電流ＩCi、電流ＩCNがピークレベル近傍となる期間に対応してピークレベルとなる波形として流れているものでもある。
なお、この場合における、平滑コンデンサＣｉの両端電圧である直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしては、図示するように３０９Ｖを中心に商用交流電源周期に応じた周期により増減を繰り返す波形が得られる。そして、その変動範囲としては、この場合も±５Ｖ程度となる結果が得られている。

ここで、図１８に示した回路において、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期には、整流電流は［整流ダイオードＤ4→高周波チョークコイルＬS→三次巻線Ｎ３→平滑コンデンサＣｉ→整流ダイオードＤ1→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。
そして、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期には、整流電流は［整流ダイオードＤ3→高周波チョークコイルＬS→三次巻線Ｎ３→平滑コンデンサＣｉ→整流ダイオードＤ2→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れるものとなる。
このような整流電流経路より、図１８の回路としても、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期にはブリッジ整流回路Ｄｉにおける整流ダイオードＤ1・Ｄ4の組により整流動作が行われることがわかる。また、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期は、整流ダイオードＤ2・Ｄ3の組により整流動作が行われていることがわかる。
そして、この場合としてもブリッジ整流回路Ｄｉにおいては、先にも述べたように整流ダイオードＤ3、Ｄ4に高速リカバリ型を選定していることから、交流入力電圧ＶACの各半周期に形成される整流電流経路に対して各々高速リカバリ型による整流ダイオードが挿入されているものである。

そして、上記もしたようにブリッジ整流回路Ｄｉの全波整流電圧Ｖ１としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの三次巻線Ｎ３に励起されたスイッチング周期による交番電圧が重畳された波形が得られているものである。このような全波整流電圧Ｖ１が得られることより、ブリッジ整流回路Ｄｉでは、スイッチング周期による整流ダイオードのスイッチング動作が行われていることがわかる。
つまり、この力率改善回路５においても、一次側スイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して、このスイッチング出力に基づく交番電圧を利用してブリッジ整流回路Ｄｉの整流ダイオードをスイッチング動作させているものである。

このようにブリッジ整流回路Ｄｉにおいてスイッチング周期に応じた周期により整流ダイオードがスイッチング動作を行うようにされることによって、この場合としても、本来は交流入力電圧ＶACの電位が平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端電圧よりも低いとされる期間にも、整流電流が流れるようになり、整流電流の流れる期間が拡大される。
そして、このように整流電流の流れる期間が拡大されることで、この場合も交流入力電流成分の平均的な波形が交流入力電圧ＶACの波形に近づくようになって、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善が図られる。
なお、この場合としても図中の交流入力電流ＩACの波形が平滑化されているのは、ＡＣラインに設けたフィルタコンデンサＣＮにより整流電流成分に重畳された高周波が除去されるからである。

図２１、図２２は、図１８に示した構成による電源回路の特性図であり、図２１では負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗで一定とした場合の、交流入力電圧ＶAC＝１７０Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの各特性について示している。
また、図２２では、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖで一定とした場合の負荷電力Ｐｏの変動に伴う特性図として、負荷電流ＩPo＝３０Ａ〜０Ａの変動範囲に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの各特性を示している。
なお、これら図２１、図２２においては、図１８の回路における特性を実線により示し、先の図１の回路の場合の特性を破線により示している。

また、参考として以下には、これらの図に示す実験結果を得るにあたっての図１８に示した回路の各部の定数を示しておく。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１．５mm
一次巻線Ｎ1＝８０Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2（Ｎ２A＋Ｎ２B）：センタータップを分割位置として２Ｔ＋２Ｔ
三次巻線Ｎ3＝１５Ｔ
・高周波チョークコイルＬS：ＥＥ−２０のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１．０mm、インダクタンス値＝１１５μＨ

先ず、図２１の特性図に示すように、直流入力電圧Ｅｉとしては、図１８の回路の方が、交流入力電圧ＶAC＝１７０Ｖ〜２６４Ｖの範囲にわたって図１の回路の場合よりも高いレベルが得られていることがわかる。
つまり、図１８の回路としても、パワーチョークコイルＰＣＨを省略可能となったことにより、直流入力電圧Ｅｉの低下が防止されているものである。

このように直流入力電圧Ｅｉの低下が防止されることで、この場合も一次側直列共振電流Ｉｏを増加させる必要がなくなり、スイッチング損失を低減してその分電力変換効率の向上を図ることができる。
ちなみに、図１８に示す回路のＡＣ→ＤＣ電力変換効率の数値としては、図２１、図２２２にも示されるように交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（Ｅ0×ＩPo＝５Ｖ×３０Ａ）時に、ηAC→DC＝９１．４％程度となる。つまり、同条件下における図１の回路の場合のηAC→DC＝８９．３％と比較して２．１％程度の向上が図られる。

また、図２１、図２２より、図１８の回路の場合の力率ＰＦとしては、交流入力電圧ＶAC＝２２０Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時にＰＦ＝０．７９５程度が得られる。つまり、この場合としても図１の回路の場合のＰＦ＝０．７７よりも向上する。

また、さらに図１８に示した回路において、高周波チョークコイルＬSは、例えば先に例示したように１１５μＨ程度の比較的低インダクタンスの設定が可能とされるものである。このことから、図１の回路が備えるパワーチョークコイルＰＣＨ（４１．５ｍＨ）と比較して、力率改善のために備えるチョークコイルを小型・軽量化できる。
具体的に、図１の回路のパワーチョークコイルＰＣＨの１５５ｇ程度に対し、図１８の回路が備える高周波チョークコイルＬSの重量は１５ｇ程度と、約１／１０程度に軽量化できる。
このようにして、図１８の回路としても図１の場合よりも回路面積・回路重量を低減することができる。

これらのことより、第３の実施の形態のスイッチング電源回路の構成によっても、図１の回路との比較では、電力変換効率及び力率の向上、チョークコイルの小型・軽量化が図れる。

＜第４の実施の形態＞

また、図２３には、本発明における第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す。
第４の実施の形態のスイッチング電源回路は、先の図１４に示した第２の実施の形態と同様にＡＣ１００Ｖ系に対応した構成を採るものであり、力率改善回路の構成のみを第３の実施の形態と同様の三次巻線Ｎ3と高周波チョークコイルＬSを用いたものに置き換えたものである。
従って図２３では、主に第４の実施の形態の電源回路が備える力率改善回路６の構成について説明する。

図２３において、力率改善回路６としては、図示するように商用交流電源ＡＣの正極ラインに対して、高周波チョークコイルＬS−三次巻線Ｎ3の直列接続回路を直列に挿入している。そして、商用交流電源ＡＣの負極ラインは、平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の接続点に対して接続している。
なお、この場合も商用交流電源ＡＣのラインにはフィルタコンデンサＣＮを並列に挿入している。

そして、この場合、上記三次巻線Ｎ３における、上記高周波チョークコイルＬS側でない端部に対しては、整流ダイオードＤ1のアノードが接続される。そして、これら三次巻線Ｎ３と整流ダイオードＤ１との接続点と、一次側アースとの間には、整流ダイオードＤ2を直列に挿入している。整流ダイオードＤ2は、アノードが一次側アースに接地され、カソードが上記三次巻線Ｎ３と整流ダイオードＤ１との接続に接続される。
さらに、整流ダイオードＤ１のカソードは、スイッチング素子Ｑ1のドレインを介して平滑コンデンサＣｉ1の正極端子と接続される。
なお、この場合としても整流ダイオードＤ1、整流ダイオードＤ2には高速リカバリ型が選定される。

上記構成による力率改善回路６を備えた図２３の回路において得られる動作を、次の図２４の波形図を参照して説明する。
なお、この図２４においても、図２３の回路における各部の動作を商用交流電源ＡＣの周期により示し、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の実験結果を示すものである。
図２４において、この場合も交流入力電圧ＶACは、ＡＣ１００Ｖ系に対応して図のような波形により得られる。そして、交流入力電流ＩACは、上記交流入力電圧ＶACが正／負の期間においてそれぞれ正極性／負極性となる波形により流れる。

また、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装された三次巻線Ｎ３の、上記高周波チョークコイルＬS側の端部と一次側アースとの間の電位である電圧Ｖ２としては、図示するようにスイッチング周期による波形が得られ、このことから絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１から三次巻線Ｎ３に励起された一次側スイッチング出力に基づく交番電圧が、力率改善回路４側に電圧帰還されていることがわかる。
そして、このような波形による電圧Ｖ2が得られることで、力率改善回路６において高周波チョークコイルＬS側を流れる交番電流Ｉ1は、この場合もスイッチング周期による高周波成分が重畳された波形として得られる。
なお、交番電流Ｉ1は、先の図１５に示した図１４の回路の場合と同様に、交流入力電圧ＶACが正／負となる期間にそれぞれ正／負極性となる波形が得られる。

また、図２３に示した整流ダイオードＤ2の両端電圧である電圧Ｖ１は、図示するようにスイッチング周期による波形とされた上で、商用交流電源周期に対応した低周波成分としては交流入力電圧ＶACが負極性の半周期に正極性のピークレベルとなり、交流入力電圧ＶACが正極性の半周期に０レベル側に反転する波形が得られる。
そして、フィルタコンデンサＣNに流入する電流ＩCNもスイッチング周期による波形とされた上で、上記した交番電流Ｉ1がピークレベルとなる期間に対応してピークレベルとなるような波形が得られる。
なお、この場合の直流入力電圧Ｅｉのリップル成分ΔＥｉとしても、図のような波形により±５Ｖ程度の範囲で変動するものとなる。また、二次側直流出力電圧Ｅ0のリップル成分ΔＥ0としては、図示するようにスイッチング周期の波形により±０．５Ｖ程度の範囲で変動する。

そして、図２３に示した回路では、交流入力電圧ＶACが正極性となる半周期に、整流電流が［高周波チョークコイルＬS→三次巻線Ｎ３→整流ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣｉ1→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。また、交流入力電圧ＶACが負極性となる半周期では［平滑コンデンサＣｉ2→整流ダイオードＤ2→三次巻線Ｎ３→高周波チョークコイルＬS→フィルタコンデンサＣＮ］の経路により流れる。
従って図２３に示した回路としても、図１４に示した回路と同様に交流入力電圧ＶACが正極性の半周期に整流ダイオードＤ1が整流動作を行い、交流入力電圧ＶACが負極性の半周期には整流ダイオードＤ2が整流動作を行うようにされる。そして、この場合も整流ダイオードＤ1、Ｄ2としては高速リカバリ型が選定されることから、これら整流ダイオードは三次巻線Ｎ３に励起される交番電圧に基づいて、スイッチング周期によるスイッチング動作を行うようにされることになる。

このようにして、スイッチング周期に応じた周期により整流ダイオードがスイッチング動作を行うことによって、この場合も本来では交流入力電圧ＶACのレベルが平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端電圧よりも低いとされる期間にも、重畳されたスイッチング周期の波形に応じて高速リカバリ型ダイオードが導通するものとなって、平滑コンデンサＣｉに充電電流を流すことができる。
つまり、この場合としても、交流入力電流ＩACの導通角が拡大されて力率の改善が図られる。

図２５、図２６には、図２３の回路の特性図を示す。
図２５では負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗで一定とした場合の、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの変動範囲に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの各特性について示し、図２６では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで一定とした場合の負荷電力Ｐｏの変動に伴う特性図として、負荷電流ＩPo＝３０Ａ〜０Ａの変動範囲に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、力率ＰＦ、直流入力電圧Ｅｉの各特性を示す。

また、この場合も参考として、これら図２５、図２６に示す実験結果を得るにあたっての図２３の回路における各部の定数を示しておく。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ：ＥＥＲ−４０のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１．５mm
一次巻線Ｎ1＝７５Ｔ（ターン）
二次巻線Ｎ2（Ｎ２A＋Ｎ２B）：センタータップを分割位置として２Ｔ＋２Ｔ
三次巻線Ｎ3＝１５Ｔ
・高周波チョークコイルＬS：ＥＥ−２２のフェライトコア、ギャップ長Gap＝１．０mm、インダクタンス値＝６３μＨ

先ず、図２５の特性図に示すように、図２３に示した回路としても、先の図７に示した図６の回路の特性と比較して、直流入力電圧Ｅｉが交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの範囲にわたって高いレベルで得られていることがわかる。つまり、第４の実施の形態としても、パワーチョークコイルＰＣＨを省略可能となったことにより直流入力電圧Ｅｉの低下が防止されているものである。
このように直流入力電圧Ｅｉの低下が防止されることで、この場合も絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻線数を減少して一次側直列共振電流Ｉｏを増加させる必要がなくなり、その分電力変換効率の向上を図ることができる。

これにより、図２３に示した回路におけるＡＣ→ＤＣ電力変換効率としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ（Ｅ0×ＩPo＝５Ｖ×３０Ａ）時に、これれら図２５、図２６にも示されるようにηAC→DC＝９０．４％程度が得られる。つまり、同条件下における図６の回路の場合のηAC→DC＝８９．２％と比較して、１．２％程度の向上が図られる。

また、図２５、図２６より、図２３の回路の場合の力率ＰＦは、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時にＰＦ＝０．９４０程度が得られる。つまり、図６の回路の場合のＰＦ＝０．７７よりも向上する結果が得られているものである。

さらに、図２３に示した回路において、高周波チョークコイルＬSとしては、例えば上記もした６３μＨ程度の比較的低インダクタンスとされることから、図６の回路が備えるパワーチョークコイルＰＣＨ（７．２ｍＨ）と比較して小型・軽量化できる。
例えば、図６の回路が備えるパワーチョークコイルＰＣＨ＝１５５ｇと比較して、図２３の回路の場合の高周波チョークコイルＬSは１５ｇ程度となり、この場合も約１／１０程度に小型・軽量化できる。

このようにして、第４の実施の形態の電源回路としても、力率改善のための構成としてパワーチョークコイルＰＣＨを備える構成と比較して、電力変換効率及び力率の向上、チョークコイルの小型・軽量が図られる。

＜二次側の他の構成例＞

ところで、これまでの説明においては、電源回路の二次側に同期整流回路を構成する例を示したが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの磁束密度の設定により連続モードの拡大を図った実施の形態によれば、二次側の整流回路を図３０に示したようにダイオード素子により構成するとした場合にも、有効に電力損失の低減を図ることが可能となる。
すなわち、先にも説明したように、従来の重負荷時においては二次側整流電流が不連続モードとされていたことで、二次側の整流ダイオードでの導通損が拡大し、これにより電力変換効率の向上が図られないものであった。
これに対し、実施の形態では重負荷時にも連続モードが維持されることで、二次側整流電流の導通期間は一次側直列共振電流Ｉｏの流れる期間と同じ長さに拡大され、その分二次側整流電流のピークレベルを低下させることができる。
そして、このように二次側整流電流のピークレベルが低下されることで、二次側の整流素子における導通損を低減して有効に電力損失の低減を図ることができるものである。

以下では、このように二次側の整流素子をダイオード素子により構成した場合の構成例について示しておく。
なお、ここでは図３０に示したような両波整流回路とする構成は示しないが、当然のことながらこのような両波整流回路の構成を採ることも可能である。
また、以下の各図では二次側の構成のみについて示しているが、一次側の構成としては先の図９、図１４、図１８、図２３に示した各実施の形態の構成が採られればよいものである。

先ず、図２７に示される例は、ブリッジ整流回路を構成するようにしたものである。
この場合、図のように二次巻線Ｎ２のセンタータップは省略する。そして、この二次巻線Ｎ２に対し、図示するように（二次側）整流ダイオードＤ01〜Ｄ04によるブリッジ整流回路と、平滑コンデンサＣ0とによる全波整流平滑回路を備えるものである。
この全波整流平滑回路によっては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期において、ブリッジ整流回路の整流ダイオードＤ01・Ｄ04の組が導通して、平滑コンデンサＣ0に対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期においては、整流ダイオードＤ02・Ｄ03の組が導通して平滑コンデンサＣ0に対して整流電流を充電する動作が得られる。
これによって平滑コンデンサＣ0の両端に、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧のレベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅ0を得るようにされる。
なお、図示は省略しているが、この場合としても二次側直流出力電圧Ｅ0は制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。このことは、以下の図においても同様である。

また、図２８に示される例は、倍圧半波整流回路を構成したものである。
先ず、この図２８の回路としても、二次巻線Ｎ２のセンタータップは省略している。但し、この場合、二次巻線Ｎ２の一方の端部に対しては、図示するようにコンデンサＣｃの直列接続を介して、整流ダイオードＤ01のアノードを接続している。そして、整流ダイオードＤ01のカソードを平滑コンデンサＣ0の正極端子に接続している。
平滑コンデンサＣ0の負極端子は二次側アースに接続される。また、二次巻線Ｎ２の他方の端部としても、二次側アースに接続される。
さらに、整流ダイオードＤ02については、上記二次巻線Ｎ２の他方の端部と二次側アースとの接続点に対してアノードが、また上記した整流ダイオードＤ01のアノードにカソードが接続されるようにして挿入することで、二次巻線Ｎ２に対して並列に接続している。

上記接続形態によれば、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期には、二次巻線Ｎ２と並列に接続された整流ダイオードＤ02が導通することで、整流電流が整流ダイオードＤ02→コンデンサＣｃを介して流れる。つまり、この期間には二次側の整流電流をコンデンサＣｃに対して充電するようにされ、これによってコンデンサＣｃの両端に二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧が生成される。
また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期には、整流ダイオードＤ01が導通し、整流電流が整流ダイオードＤ01→平滑コンデンサＣ0を介して流れ、平滑コンデンサＣ0に対する充電が行われる。つまり、この期間において整流ダイオードＤ01は、上記のようにコンデンサＣｃの両端に得られた電圧の重畳分を受けた交番電圧について整流動作を行うようにされ、これによって平滑コンデンサＣ0の両端には、二次巻線Ｎ２に生じる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルの二次直流出力電圧Ｅ0が得られる。

このようにして図２８に示す構成によれば、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ平滑コンデンサＣ0に充電を行い、平滑コンデンサＣ0の両端電圧（二次側直流出力電圧Ｅ0）としては上記交番電圧レベルの２倍に対応したレベルを得るようにされた、倍圧半波整流動作が得られるものである。

また、図２９は、倍圧全波整流回路を構成したものである。
この図２９に示す回路では、二次巻線Ｎ２をセンタータップすることで、図示する二次巻線Ｎ2Aと二次巻線Ｎ2Bとによる２つの巻線を形成するようにしている。また、二次巻線Ｎ２のセンタータップ出力は二次側アースに接続している。

そして、先ず、一方の二次巻線Ｎ2A側には、この二次巻線Ｎ2Aにおける上記センタータップされていない側の端部に対して、図示するコンデンサＣcAの直列接続を介して、整流ダイオードＤ01のアノードを接続している。そして、整流ダイオードＤ01のカソードを平滑コンデンサＣ0の正極端子に対して接続している。
さらに、図示する整流ダイオードＤ02は、そのアノードを二次巻線Ｎ２のセンタータップと二次側アースの接続点に対して接続し、カソードを上記した整流ダイオードＤ01のアノードとコンデンサＣcAの接続点に対して接続することで、二次巻線Ｎ2Aに対して並列に接続している。

つまり、このような接続形態によれば、上記二次巻線Ｎ2A、整流ダイオードＤ01、Ｄ02、コンデンサＣcAについて、先の図２８に示した二次巻線Ｎ２、整流ダイオードＤ01、Ｄ02、コンデンサＣcによる倍圧半波整流回路と同様の構成を採っているものである。
ここでは、これら二次巻線Ｎ2A、整流ダイオードＤ01、整流ダイオードＤ02、コンデンサＣcAにより構成される整流回路を、第１の倍圧半波整流回路とする。

そして、一方の二次巻線Ｎ2B側に対しては、図示する整流ダイオードＤ03、整流ダイオードＤ04、コンデンサＣcBについて、上記した二次巻線Ｎ2A側に形成される上記第１の倍圧半波整流回路と対称となるようにしてそれぞれを接続した、第２の倍圧半波整流回路を形成する。

上記構成によれば、二次巻線Ｎ2A、二次巻線Ｎ2Bのそれぞれに対しては、整流ダイオードＤ02、整流ダイオードＤ04が並列に接続される。これにより、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧について、一方の半周期においては、第１の倍圧半波整流回路側において整流ダイオードＤ02が導通して、コンデンサＣcAに対して整流電流を充電する動作が得られる。つまり、この期間においてコンデンサＣcAの両端には、二次巻線Ｎ2Aに得られる交番電圧の等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。
また、他方の半周期には、第２の倍圧半波整流回路側において整流ダイオードＤ04が導通することで、コンデンサＣcBに対して整流電流を充電する動作が得られる。従って、この期間には、コンデンサＣcBに対して二次巻線Ｎ2Bに得られる交番電圧の等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。

そして、二次巻線Ｎ２に対して構成された整流平滑回路の構成全体でみると、上記のように第１の倍圧半波整流回路側においてコンデンサＣcAに対して充電が行われる、上記交番電圧の一方の半周期には、整流電流は分岐して［二次巻線Ｎ2B→コンデンサＣcB→整流ダイオードＤ03→平滑コンデンサＣ0→整流ダイオードＤ02］を介して流れる。
ここで、この期間には、上記説明からも理解されるように第２の倍圧半波整流回路側においてコンデンサＣcBには上記交番電圧レベルによる両端電圧が得られている。このことから、第２の倍圧半波整流回路側において、上記整流電流経路に挿入される整流ダイオードＤ03は、このようにコンデンサＣcBに得られた両端電圧の重畳分を受けた交番電圧について整流動作を行うようにされる。
そして、この期間では、上記第１の倍圧半波整流回路側におけるコンデンサＣcAの両端電圧の極性から、二次巻線Ｎ2Aに生じる交番電圧がキャンセルされ、上記整流ダイオードＤ03は、二次巻線Ｎ2BとコンデンサＣcBの直列接続の両端電圧について整流動作を行うようにされる。
つまり、このような整流ダイオードＤ03による整流動作に応じて、この期間の平滑コンデンサＣ0に対しては、二次巻線Ｎ2Bに生じる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる両端電圧が生成されるものとなる。

また、一方のコンデンサＣcBに対して充電が行われる、上記交番電圧の他方の半周期においても、整流電流は分岐して［二次巻線Ｎ2A→コンデンサＣcA→整流ダイオードＤ01→平滑コンデンサＣ0→整流ダイオードＤ04］を介して流れる。
この期間としても、コンデンサＣcAには上記交番電圧レベルによる両端電圧が得られていることで、上記整流電流経路に挿入された整流ダイオードＤ01は、このようにコンデンサＣcAに得られた両端電圧の重畳分を受けた交番電圧について整流動作を行うようにされる。そして、この期間も同様に、上記第２の倍圧半波整流回路側におけるコンデンサＣcBの両端電圧の極性から二次巻線Ｎ2Bに生じる交番電圧がキャンセルされ、これによって上記整流ダイオードＤ01は、二次巻線Ｎ2AとコンデンサＣcAの直列接続の両端電圧について整流動作を行うようにされる。
よってこの期間としても、平滑コンデンサＣ0に対しては二次巻線Ｎ2Aに生じる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる両端電圧が生成される。

このようにして図２９の回路構成によれば、二次巻線Ｎ２に生じる交番電圧の各半周期において平滑コンデンサＣ0に対して整流電流を充電して、各二次巻線（Ｎ２A、Ｎ2B）に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルの両端電圧を生成する、倍圧全波整流平滑回路としての動作が得られるものである。

なお、図２９に示した接続形態による整流ダイオードＤ01〜Ｄ04については、ブリッジ整流回路を用いることができる。

ここで、本発明としては、これまでに説明した電源回路の構成に限定されるものではない。
例えば、二次側における巻線電圧検出方式の同期整流回路の細部の構成については適宜変更されてよい。また、例えば一次側スイッチングコンバータのスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。
また、本発明としては、自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能とされる。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。さらには、４石のスイッチング素子をフルブリッジ結合した電流共振形コンバータにも適用できる。
また、力率改善回路３〜６の構成としても実施の形態として示したものに限定されるものではなく、これまでに本出願人が提案してきた各種の電圧帰還方式による回路構成を採用することも可能である。
さらには、二次側の整流素子としてダイオード素子を備える構成としても多用に考えられ、先に図示したものに限定されるものではない。

本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路を構成するにあたっての、その基となるスイッチング電源回路の構成について示した回路図である。 実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例について示した断面図である。 図１の回路の要部において得られる動作をスイッチング周期により示した波形図である。 図１に示した電源回路についての、交流入力電圧レベルの変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 図１に示した電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路を構成するにあたっての、その基となるスイッチング電源回路の構成について示した回路図である。 図６に示した電源回路についての、交流入力電圧レベルの変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 図６に示した電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第１及び第２の実施の形態の電源回路が備える電圧帰還用トランスの構造例を示す断面図である。 第１の実施の形態の電源回路における要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。 第１の実施の形態としての電源回路についての、交流入力電圧レベルの変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 第１の実施の形態としての電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態の電源回路における要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。 第２の実施の形態としての電源回路についての、交流入力電圧レベルの変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 第２の実施の形態としての電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 本発明の第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第３及び第４の実施の形態の電源回路が備える高周波チョークコイルの構造例を示す断面図である。 第３の実施の形態の電源回路における要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。 第３の実施の形態としての電源回路についての、交流入力電圧レベルの変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 第３の実施の形態としての電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。 第４の実施の形態の電源回路における要部の動作を、商用交流電源周期により示す波形図である。 第４の実施の形態としての電源回路についての、交流入力電圧レベルの変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 第４の実施の形態としての電源回路についての、負荷変動に対する力率、電力変換効率、直流入力電圧レベルの特性を示す図である。 実施の形態の電源回路の二次側の他の構成例について示した回路図である。 同じく、実施の形態の電源回路の二次側の他の構成例について示した回路図である。 同じく、実施の形態の電源回路の二次側の他の構成例について示した回路図である。 従来のスイッチング電源回路の構成について示す回路図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、３、４、５、６ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ、Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 部分共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ２ 二次巻線、Ｄ1、Ｄ2、Ｄ3、Ｄ4 整流ダイオード、ＣN フィルタコンデンサ、ＶＦＴ 電圧帰還用トランス、Ｎ4 一次巻線、Ｎ5 二次巻線、Ｑ3〜Ｑ6 ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｒｇ1、Ｒｇ2 ゲート抵抗、Ｃ0（Ｃ01〜Ｃ04） 平滑コンデンサ、Ｎ３ 三次巻線、ＬS 高周波チョークコイル、Ｎ１０ 巻線、Ｄ01、Ｄ02、Ｄ03、Ｄ04 （二次側）整流ダイオード、Ｃｃ、ＣcA、ＣcB コンデンサ

Claims (11)

1. 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
   上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、
   上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、整流電流を二次側平滑コンデンサに対して充電することで、上記二次側平滑コンデンサの両端電圧として二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段におけるスイッチング周波数を可変制御することで、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段と、
   上記スイッチング手段によるスイッチング出力に基づく交番電圧を、上記整流平滑手段に形成される整流電流経路に帰還すると共に、このスイッチング出力に基づく交番電圧を利用して上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される力率改善回路と、を備えると共に、
   上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を、上記二次側直流出力電圧に接続される負荷条件と上記商用交流電源の変動にかかわらず、上記直流出力電圧生成手段に流れる二次側整流電流が連続モードとなるようにして所定以下に設定した、
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下とするために、上記絶縁コンバータトランスに形成するギャップ長を所定以上として一次側と二次側の結合係数を所定以下に設定している、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 上記絶縁コンバータトランスの磁束密度を所定以下とするために、上記二次巻線における１ターンあたりの誘起電圧レベルが所要以下となるように、上記一次巻線と、上記二次巻線のターン数を設定している、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 上記力率改善回路は、
   上記スイッチング手段によるスイッチング出力が入力される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される二次巻線とによって形成される電圧帰還用トランスを備え、この電圧帰還用トランスの二次巻線に励起される交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
5. 上記力率改善回路は、
   上記絶縁コンバータトランスの一次側に巻装した三次巻線を備えると共に、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を介してこの三次巻線に励起される上記スイッチング手段によるスイッチング出力に応じた交番電圧を利用して、上記整流平滑手段に備えられたダイオード素子により整流電流成分を断続して力率を改善するように構成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 上記直流出力電圧生成手段には、巻線電圧検出方式による同期整流回路が形成され、
   この同期整流回路は、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線のセンタータップ出力を、上記二次側平滑コンデンサの直列接続を介して二次側アースに接続すると共に、少なくとも、
   上記二次巻線のセンタータップしていない側の一方の端部と二次側アースとの間に直列接続される第１の電界効果トランジスタと、
   上記二次巻線のセンタータップしていない側の他方の端部と二次側アースとの間に直列接続される第２の電界効果トランジスタと、
   上記第１の電界効果トランジスタが整流電流を流すべき半波の期間に対応する二次巻線電圧を抵抗素子により検出して、上記第１の電界効果トランジスタをオンとするためのゲート電圧を出力するようにされた第１の駆動回路と、
   上記第２の電界効果トランジスタが整流電流を流すべき半波の期間に対応する二次巻線電圧を抵抗素子により検出して、上記第２の電界効果トランジスタをオンとするためのゲート電圧を出力するようにされた第２の駆動回路とを備えて構成されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
7. 上記直流出力電圧生成手段は、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧の各半周期に上記二次側平滑コンデンサに対して整流電流を充電するように構成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
8. 上記直流出力電圧生成手段には、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる上記二次側直流出力電圧を生成する倍電圧整流回路が形成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
9. 上記直流出力電圧生成手段には、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧の一方の半周期にのみ上記二次側平滑コンデンサに対して整流電流を充電すると共に、上記二次巻線に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる上記二次側直流出力電圧を生成するようにされた、倍圧半波整流回路が形成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
10. 上記直流出力電圧生成手段には、
    上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧の各半周期に上記二次側平滑コンデンサに対して整流電流を充電すると共に、上記二次巻線に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる上記二次側直流出力電圧を生成するようにされた、倍圧全波整流回路が形成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
11. 上記スイッチング手段におけるスイッチング素子に対して並列接続された部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる一次側部分電圧共振回路をさらに備える、
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。

Images