JP3575465B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善のための回路を備えたスイッチング電源回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
先に本出願人は、一次側に共振形コンバータを備えた電源回路を各種提案している。
図11は、先に本出願人により出願された発明に基づいて構成されるスイッチング電源回路として、力率改善のための構成が付加されたスイッチング電源回路の一例を示している。また、この図に示す電源回路は、[負荷電力Po=200W以上、交流入力電圧VAC=200V系]、又は[負荷電力Po=150W以下、交流入力電圧VAC=100V系]のいずれかの条件に対応した構成とされている。
【0003】
この図11に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ACに対してコモンモードチョークコイルCMC及びフィルタコンデンサCLを図示するようにして接続することで、商用交流電源ACに重畳する高調波を除去するフィルタを形成するようにしている。
【0004】
また、商用交流電源ACのラインに対して直列にパワーチョークコイルPCHが挿入される。このパワーチョークコイルPCHによって、力率PFを0.75程度に改善している。
【0005】
そして、商用交流電源ACに対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路Di及び1本の平滑コンデンサCiを接続した全波整流回路が形成される。平滑コンデンサCiの両端には、商用交流電源ACを整流平滑化した整流平滑電圧Eiが得られることになる。この整流平滑電圧Eiは、交流入力電圧VACの等倍に対応するレベルであり、後段の一次側スイッチングコンバータに対して直流入力電圧として入力される。
【0006】
この場合、上記直流入力電圧を入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータとしては、他励式による電流共振形コンバータが備えられる。この電流共振形コンバータは、図示するようにして、2石のスイッチング素子Q1,Q2を備えている。
【0007】
この場合、スイッチング素子Q1,Q2としては、MOS−FETを選定しており、このスイッチング素子Q1,Q2を図示するようにして接続することで、いわゆるハーフブリッジ結合方式によるスイッチング回路を形成している。
また、スイッチング素子Q1,Q2に対してはそれぞれクランプダイオードDD1,DD2が、図示する方向により並列に接続されている。
また、スイッチング素子Q1,Q2のうち、スイッチング素子Q2に対しては、部分電圧共振のための部分共振コンデンサCpが並列に接続されている。
【0008】
絶縁コンバータトランスPITは、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
ここでの図示は省略するが、絶縁コンバータトランスPITは、例えばEE型コアを備え、このEE型コアの中央磁脚に対して、ボビンなどを利用して、一次巻線N1と二次巻線N2とが絶縁状態を確保するようにして巻装される。
また、EE型コアの中央磁脚には、例えば1.5mm〜2.0mm程度の幅のギャップを形成することで、例えば一次巻線N1と二次巻線N2との間で、結合係数k=0.8程度の疎結合の状態が得られるようにしている。これによって、中間負荷時における異常発振が発生するのを回避している。
【0009】
絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1は、その一端がスイッチング素子Q1のドレインと接続されると共に、他端は、直列共振コンデンサC1を介して、スイッチング素子Q1,Q2のソース−ドレイン間に対して接続されている。このようにして接続されることで、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング出力が一次巻線N1に対して伝送されることになる。
また、このような接続形態によっては、一次巻線N1と直列共振コンデンサC1が直列に接続されていることになるが、一次巻線N1のリーケージインダクタンスと、直列共振コンデンサC1のキャパシタンスとによって一次側直列共振回路が形成されることになる。この一次側直列共振回路によって、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング動作を電流共振形とする。
【0010】
この場合、絶縁コンバータトランスPITの二次巻線N2に対しては、ブリッジ整流回路DBR、及び平滑コンデンサCoとにより形成される全波整流回路が形成されている。この全波整流回路によって、平滑コンデンサCoの両端には二次側直流出力電圧EOが得られることになる。この二次側直流出力電圧EOは、図示しない負荷に供給される。また、分岐して、発振ドライブ制御回路1に対しても検出用電圧として供給される。
【0011】
発振ドライブ制御回路1は、例えば汎用のICなどから成り、スイッチング素子Q1,Q2を他励式によりスイッチング駆動するために設けられる。
発振ドライブ制御回路1から、スイッチング素子Q1,Q2の各ゲートに対してドライブ信号(電圧)が出力されることで、スイッチング素子Q1,Q2は、所要のスイッチング周波数により、交互にオン/オフするタイミングでスイッチングを行うことになる。
【0012】
また、発振ドライブ制御回路1では、入力された二次側直流出力電圧EOのレベルに応じて、ドライブ信号の周波数を変化させるように動作する。これによって、スイッチング素子Q1,Q2は、二次側直流出力電圧EOのレベルに応じてスイッチング周波数が可変制御されることとなる。
このようにしてスイッチング周波数が可変されれば、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスPITにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギーも変化することになる。このため、二次側直流出力電圧EOのレベルも可変制御されることになる。つまり、スイッチング周波数を可変制御することで、二次側直流出力電圧EOを可変しており、これにより定電圧制御を図っているものである。
【0013】
上記図11に示した電源回路は、[負荷電力Po=200W以上、交流入力電圧VAC=200V系]、又は[負荷電力Po=150W以下、交流入力電圧VAC=100V系]の何れかの条件に対応した構成となる。これに対して、[負荷電力Po=200W以上、交流入力電圧VAC=100V系]の条件に対応する場合には、商用交流電源ACを整流して整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)を得るための整流回路系について、図12に示すようにして変更される。なお、図12において図11と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【0014】
図12においては、商用交流電源ACを整流する整流回路系として、2本の整流ダイオードD13,D14、及び2本の平滑コンデンサCi1,Ci2が備えられる。そして、これらの部品を図示するようにして接続することで、直列接続された平滑コンデンサCi1−Ci2の両端に得られる整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)としては、交流入力電圧VACの2倍に対応するレベルが得られる。つまり、この場合には倍電圧整流回路を形成しているものである。
例えば、交流入力電圧VACが100V系で、負荷電力Po=200W以上という比較的重負荷の条件で、交流入力電圧が交流入力電圧VACの等倍レベルである場合、後段のスイッチング素子に流れるピーク電流が増加してそれだけ電力損失が増加することが分かっている。そこで、図12に示すようにして倍電圧整流回路によって、交流入力電圧VACの2倍のレベルに対応する直流入力電圧とすれば、スイッチング素子に流すピーク電流レベルを抑制することができる。
【0015】
図13は、先に図11に示した電源回路の特性として、[負荷電力Po=150W以内、交流入力電圧VAC=100V系]の条件に対応した構成の場合における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの変化を示している。
なお、この図においては比較のために、実線によりパワーチョークコイルPCHを備えた回路構成の特性を示すと共に、破線によっては、力率改善のためのパワーチョークコイルPCHを削除した回路構成の特性を示している。また、この場合のパワーチョークコイルPCHには、インダクタンスL11=10mHを選定している。
【0016】
この図によると、力率PFについては、パワーチョークコイルPCHを挿入することで大幅に改善されていることが分かる。
そして、図14には、図11に示した電源回路の商用交流電源ACに重畳される奇数次の高調波電流レベルについて、クラスDの電源高調波規制値との比較により示している。この図は、交流入力電圧VAC=100V、負荷電力Po=125W、PF=0.76の条件時における測定結果を示している。この図によっては、各次における高調波電流レベルが、クラスDの規制値を満たしていることが分かる。
【0017】
また、AC→DC電力変換効率(ηAC/DC)については、負荷電力Po=50W以上の範囲で、パワーチョークコイルPCHが挿入されている回路構成のほうが低下していることがわかる。
また、直流入力電圧である整流平滑電圧Eiのレベルについても、パワーチョークコイルPCHが挿入されている回路構成のほうが低下していることがわかる。
【0018】
また、図15は、先に図12に示した電源回路の特性として、負荷電力Po=200W、交流入力電圧VAC=100V]の条件に対応した構成の場合における、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの変化を示している。
なお、この図においても、実線によりパワーチョークコイルPCHを備えた回路構成の特性を示している。これに対して、破線によっては、力率改善のためのパワーチョークコイルPCHを削除した回路構成の特性を示している。また、この場合のパワーチョークコイルPCHには、インダクタンスL11=4.35mHを選定している。
【0019】
この図15によっても、力率PFについては、パワーチョークコイルPCHを挿入することで大幅に改善されていることが分かる。
また、図16には、図12に示した電源回路の商用交流電源ACに重畳される高調波電流レベルを、クラスDの電源高調波規制値との比較により示している。この図は、交流入力電圧VAC=100V、負荷電力Po=200W、PF=0.76の条件時における測定結果を示している。そして、この図においても、各次において高調波電流レベルが、クラスDの規制値を満たしていることが分かる。
【0020】
また、AC→DC電力変換効率(ηAC/DC)については、負荷電力Po=150W以上の範囲で、パワーチョークコイルPCHが挿入されている回路構成のほうが徐々に低下していることがわかる。
また、直流入力電圧である整流平滑電圧Eiのレベルについても、パワーチョークコイルPCHが挿入されている回路構成のほうが低下していることがわかる。
【0021】
【発明が解決しようとする課題】
そして、上記図11及び図12に示した回路構成の電源回路では、次のような問題を抱えている。
先ず、図11及び図12に示す回路では、一次側において電流共振形コンバータの電流共振動作と、部分共振コンデンサCpによる部分電圧共振動作とが得られる複合共振形としての動作を得ている。そして、このような複合共振形の動作として、中間負荷における異常発振を防止するために、絶縁コンバータトランスPITのコアにギャップを施して、一次巻線と二次巻線の結合状態として、結合係数k=0.8程度の疎結合の状態が得られるように構成している。
このようにして、一次側巻線と二次側巻線とを疎結合の状態にしていることから、自ずとAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)の向上には限界がある。具体的には、負荷電力Po=125W、交流入力電圧VAC=100V時のAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)は、図11に示した回路では、パワーチョークコイルPCHを省略したとしても89.2%が上限となる。また、図12に示した回路では、同じくパワーチョークコイルPCHを省略したとして91.8%が上限である。
【0022】
また、絶縁コンバータトランスPITが疎結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトランスPITからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしまう。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータトランスPITに銅板のショートリングを設けるなどして対策することが必要になり、それだけ、絶縁コンバータトランスPITのコストアップ及び大型化を招くことになる。
【0023】
そのうえで、図11及び図12に示した回路構成では、力率改善のためのパワーチョークコイルPCHが商用交流電源ACのラインに挿入されている。これにより、さらにAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)が低下してしまうことになる。
この理由としては、パワーチョークコイルPCHには鉄損と銅損が存在するので、これによって電力損失が増加することが挙げられる。また、パワーチョークコイルPCHの直流抵抗とインダクタンスによって、図13及び図15にも示したように、整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)が低下してしまうことも一因となる。
具体的には、負荷電力Po=125W時においては、図13にも示したように、AC→DC電力変換効率(ηAC/DC)は、89.2%(PCH無し)から87.7%(PCH有り)となり、1.5%低下している。また、負荷電力Po=200W時においては、図15に示したように、91.8%(PCH無し)から91.4%(PCH有り)となり、0.6%低下している。
【0024】
また、パワーチョークコイルPCHを備えることによっては、このパワーチョークコイルPCHから発生する漏洩磁束も抑制する必要が生じる。この対策としては、例えば珪素鋼板のショートリングを施すことになる。このために、パワーチョークコイルPCHの製造部品点数が増加して、コストダウン及び小型軽量化の妨げとなってしまう。
パワーチョークコイルPCHに、漏洩磁束の発生の少ない目字型コアを用いれば、ショートリングを設ける必要はなくなる。しかしながら、目字型コアそのものが高価である。また、パワーチョークコイルPCHとしての目字型コアの重量は、例えば図11に示した電源回路の場合には135g程度、また、図12に示した電源回路の場合には240g程度となり、比較的重いものであることから、有効であるとはいえない。
【0025】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、交流を整流する整流回路と、この整流回路からの整流電圧を平滑する平滑回路を備える。
また、所要以上の高さの一次側と二次側との結合度が得られるようにギャップを形成しないコアを有するとともに、それぞれ一次側および二次側に巻装される一次巻線、二次巻線、および一次側に巻装される三次巻線を有し、一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線および三次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスを備える。
また、ハーフブリッジ結合された2つのスイッチング素子を有し、上記平滑回路からの整流平滑電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、上記2つのスイッチング素子を駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも、整流回路と平滑回路との間の整流電流経路に挿入される、インダクタ、三次巻線、および三次巻線に得られる交番電圧によりスイッチング動作を行う第1のダイオードの直列接続回路を備えて成る力率改善回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサを備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えることとする。
【0026】
また、スイッチング電源回路として次のようにも構成することとした。
つまり、交流の正/負の各期間ついてそれぞれ整流する2つの整流ダイオードを有する整流回路と、直列接続された2つの平滑コンデンサを有し、整流回路からの整流電流が供給されて、この直列接続された2つの平滑コンデンサの両端電圧として上記交流の電圧レベルの2倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する平滑回路を備える。
また、所要以上の高さの一次側と二次側との結合度が得られるようにギャップを形成しないコアを有するとともに、それぞれ一次側および二次側に巻装される一次巻線、二次巻線、および一次側に巻装される三次巻線を有し、一次巻線に得られる一次側出力を二次巻線および三次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスを備える。
また、ハーフブリッジ結合された2つのスイッチング素子を有し、平滑回路からの整流平滑電圧を断続して絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、上記2つのスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、整流回路とともに整流電流を平滑回路に流すようにして設けられ、インダクタ、三次巻線、および三次巻線に得られる交番電圧の正/負の各期間ついてそれぞれスイッチング動作を行う2つの整流ダイオードを備えて成る力率改善整流回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサを備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えることとする。
【0027】
上記各構成によると、スイッチングコンバータとしては、一次側は、ハーフブリッジ結合による電流共振形コンバータと、一次側部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採ることになる。また、二次側にも部分電圧共振動作が得られるように、二次側部分電圧共振コンデンサが二次巻線に対して並列に接続されることになる。
そしてまた、力率改善のための手段としては、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図る構成が採られる。
このような構成であれば、力率改善のために商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを挿入する必要はなくなる。
また、絶縁コンバータトランスのコアにはギャップを形成しないようにしているが、これにより、絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度は、より高いものとなる。
【0028】
【発明の実施の形態】
図1は、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、先行技術として図11に示した回路と同様に、[負荷電力Po=200W以上、交流入力電圧VAC=200V系]、又は[負荷電力Po=150W以下、交流入力電圧VAC=100V系]のいずれかの条件に対応した構成となる。
【0029】
この図1に示す電源回路においては、先ず商用交流電源ACラインに対して、4本の低速リカバリ型の整流ダイオードから成るブリッジ整流回路Diが接続される。また、この場合には、商用交流電源ACに対して並列に、ノイズ吸収用のコンデンサCLが接続されている。
【0030】
ブリッジ整流回路Diの正極出力端子は、後述する力率改善回路10を形成するとされる高速リカバリ型ダイオードD2を介して、平滑コンデンサCiの正極端子に対して接続される。これにより、平滑コンデンサCiには、ブリッジ整流回路Diの全波整流動作によって流入する整流電流が充電されることになって、平滑コンデンサCiの両端電圧として整流平滑電圧Eiが得られることになる。この整流平滑電圧Eiは、交流入力電圧VACの等倍に対応するレベルを有している。つまり等倍電圧整流回路により直流入力電圧を得るようにしており、この直流入力電圧を後段の電流共振形コンバータに入力する。
【0031】
この図に示す電源回路の一次側には、他励式によりスイッチング駆動される、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータが設けられる。この電流共振形コンバータは、2石のスイッチング素子Q1,Q2を備えている。
【0032】
この場合、スイッチング素子Q1,Q2については、NPN型のBJT(Bipolar Junction Transistor)が用いられる。スイッチング素子Q1のコレクタは、平滑コンデンサCiの正極端子と接続され、エミッタは、スイッチング素子Q2のコレクタと接続される。また、スイッチング素子Q2のエミッタは一次側アースに接続される。このようにして、スイッチング素子Q1−Q2の直列接続が、平滑コンデンサCiに対して並列に接続されるようにして設けられることで、ハーフブリッジ接続が形成される。
【0033】
また、スイッチング素子Q1のベース−エミッタ間に対しては、クランプダイオードDD1が並列に接続される。このばあいには、クランプダイオードDD1のアノードがエミッタと接続され、カソードがベースと接続される。同様にして、スイッチング素子Q2のベース−エミッタ間に対しては、クランプダイオードDD2が並列に接続される。
【0034】
さらに、この場合には、スイッチング素子Q1,Q2のうち、一次側アース側に接続されるスイッチング素子Q2のコレクタ−エミッタ間に対して、部分共振コンデンサCpが接続される。この部分共振コンデンサCpは、例えば後述する絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1と自身のキャパシタンスとによって並列共振回路を形成する。そして、この並列共振回路によっては、スイッチング素子Q2のターンオフ時においてのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【0035】
また、スイッチング素子Q1,Q2のベースに対しては、それぞれ、発振ドライブ制御回路1からドライブ信号が供給されるようになっている。スイッチング素子Q1,Q2は、発振ドライブ制御回路1から供給されるドライブ信号によって、所要のスイッチング周波数により交互にオン/オフするタイミングで、スイッチング動作を行う。
【0036】
ここで、スイッチング素子Q1のエミッタとスイッチング素子Q2のコレクタの接続点に対しては、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1の一端が接続される。そして、一次巻線N1の他端は、直列共振コンデンサC1を介して、スイッチング素子Q1のコレクタと接続されている。
この接続形態によると、先ず、一次巻線N1−直列共振コンデンサC1の直列接続回路が形成されることになるが、一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1と、直列共振コンデンサC1のキャパシタンスとによって、一次側直列共振回路が形成されることになる。そして、この一次側直列共振回路(N1−C1)が、スイッチング素子Q1、Q2の各スイッチング出力点(コレクタ)の間に対して接続されていることになる。
これにより、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路(N1−C1)に対して伝達されることになると共に、この一次側直列共振回路(N1−C1)の共振動作によって、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング動作は電流共振形となる。
【0037】
絶縁コンバータトランスPITは、一次巻線N1に得られたスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
本実施の形態の場合、図示等による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスPITは、例えばEE型コアを備え、このEE型コアの中央磁脚に対して、一次巻線N1と二次巻線N2とをそれぞれ絶縁した状態で巻装するようにしている。
また、本実施の形態においては、EE型コアの磁脚に対してはギャップを形成しないようにしている。これによって、一次巻線N1と二次巻線N2の結合係数kとしては、例えばk=0.9程度となるようにしている。例えば先行技術として図11に示した回路の絶縁コンバータトランスPITは、EE型コアの中央磁脚にギャップを形成してたことで、結合係数k=0.8程度の結合度であったが、本実施の形態では、これよりも幾分高い結合度が得られることになる。
【0038】
そして、本実施の形態では、絶縁コンバータトランスPITの二次巻線N2に対して、二次側部分共振コンデンサC2を並列に設けることとしている。この二次側部分共振コンデンサC2が設けられることによって、例えば二次側の整流回路を形成する整流ダイオードのスイッチング動作に伴って、二次側で部分電圧共振動作が得られる。
【0039】
この場合、二次巻線N2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路DBR及び平滑コンデンサCoから成る全波整流回路が備えられる。この全波整流回路によって、二次巻線N2に励起された交番電圧を整流し平滑化することで、平滑コンデンサCoの両端電圧として、二次側直流出力電圧EOが得られることになる。
この二次側直流出力電圧EOは、図示しない負荷に対して、直流電源として供給される。また、この二次側直流出力電圧EOは、発振ドライブ制御回路1に対しても分岐して入力される。
【0040】
発振ドライブ制御回路1においては、入力された二次側直流出力電圧EOのレベルを検出する。そして検出したレベルに応じて、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周波数が可変されるように、ドライブ信号を出力する。
このようにしてスイッチング周波数が可変されれば、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスPITにおいて一次側から二次側に伝送されるエネルギーも変化することになる。このため、二次側直流出力電圧EOのレベルも可変制御されることになる。つまり、スイッチング周波数を可変制御することで、二次側直流出力電圧EOを可変しており、これにより定電圧制御を図るようにされる。
【0041】
続いて、図1に示す電源回路に備えられる力率改善回路10について説明する。
本実施の形態の力率改善回路10は、絶縁コンバータトランスPITの一次側に巻装した三次巻線N3と、高速リカバリ型ダイオードD1、インダクタL20、フィルタコンデンサCN、及び高速リカバリ型ダイオードD2とを備えている。
【0042】
そして、三次巻線N3に対して、インダクタL20−高速リカバリ型ダイオードD1を直列に接続している。この場合には、高速リカバリ型ダイオードD1のアノードがインダクタL20の一端と接続され、カソードが三次巻線N3の一端と接続される。インダクタL20の他端側は、ブリッジ整流回路Diの正極出力端子と接続している。また、三次巻線N3の他端は、平滑コンデンサCiの正極端子と接続している。
つまり、本実施の形態の力率改善回路10としては、インダクタL20−高速リカバリ型ダイオードD1−三次巻線N3の直列接続回路を、ブリッジ整流回路Diの正極出力端子と、平滑コンデンサCiの正極端子との間の整流電流経路に挿入して形成していることになる。
【0043】
さらに、この力率改善回路10では、インダクタL20−高速リカバリ型ダイオードD1−三次巻線N3の直列接続回路に対して、もう1つの高速リカバリ型ダイオードD2を並列に接続するようにしている。この場合には、高速リカバリ型ダイオードD2のアノードをインダクタL20側に接続し、カソードを三次巻線N3側に接続するようにしている。さらに、インダクタL20−高速リカバリ型ダイオードD1−三次巻線N3の直列接続回路に対しては、ノーマルモードノイズを抑制するためのフィルタコンデンサCNを並列に接続するようにしている。
【0044】
このような構成による力率改善回路10の動作を図2の波形図を参照して説明する。
例えば図示する周期により交流入力電圧VACが得られているとすると、ブリッジ整流回路Diの正極出力端子には、整流出力電圧V1が得られることになる。そして、ブリッジ整流回路Diの整流出力として得られる整流電流は、この場合、電流I1として高速リカバリ型ダイオードD1を流れて平滑コンデンサに流入する経路と、電流I2として、インダクタL20−−高速リカバリ型ダイオードD1−三次巻線N3を介して平滑コンデンサCiに流入する経路と、フィルタコンデンサCNを介して平滑コンデンサCiに流入する経路との3経路に分岐して流れることになる。
【0045】
この際、一次巻線N1に伝達されたスイッチング出力が三次巻線N3に対しても励起されるようにして伝達されることで、三次巻線N3にはスイッチング周期に応じた交番電圧V2が発生することになる。そして、高速リカバリ型ダイオードD1のアノード電位V3が、交番電圧V2よりも高いとされる期間において、高速リカバリ型ダイオードD1が導通して上記電流I2が流れることになる。
また、このときには三次巻線N3に得られる電圧は、交番電圧V2であり、スイッチング周波数に応じた周期を有している。このため、高速リカバリ型ダイオードD1が導通して電流I2が流れる期間においては、高速リカバリ型ダイオードD1はスイッチング周期でオン/オフするスイッチング動作を行っていることになる。従って、電流I2は、高速リカバリ型ダイオードD1により断続されるようにして流れ、平滑コンデンサCiに流入することとなる。
【0046】
このようにして、本実施の形態では、三次巻線N3により電圧帰還されるスイッチング出力によって、整流ダイオードである高速リカバリ型ダイオードD1をスイッチングさせ、この高速リカバリ型ダイオードD1を流れる整流電流を断続するようにしている。
これによって、交流入力電圧VACの正負の絶対値が、整流平滑電圧レベルよりも低いとされる期間においても平滑コンデンサCiへの充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流IACの平均的な波形が交流入力電圧の波形(正弦波)に近付くことになって交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【0047】
図3には、図1に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧VACを100Vで固定した条件の下で、負荷電力Po=0〜125Wの変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの変化を示している。
また、図4には、図1に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Po=125Wで固定とした条件の下で、交流入力電圧VAC=90V〜140Vの変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの変化を示している。
なお、これらの図においては比較として、本実施の形態の図1の回路の特性を実線で示し、先行技術として図11に示した回路の特性を破線により示している。
【0048】
ここで、参考までに、上記図3及び図4に示した実験結果を得る際の、図1に示した回路の各部の定数を示しておく。
一次巻線N1=23T(ターン)
二次巻線N2=45T
三次巻線N3=6T
絶縁コンバータトランスPITのギャップ長Gap=0
一次側直列共振コンデンサC1=0.18μF
一次側部分共振コンデンサCp=680pF
二次側部分共振コンデンサC2=2200pF
インダクタL20=20μH
また、比較として、図11に示した回路の各部の定数も示しておく。
一次巻線N1=25T
二次巻線N2=45T
絶縁コンバータトランスPITのギャップ長Gap=1.6mm
一次側直列共振コンデンサC1=0.15μF
一次側部分共振コンデンサCp=680pF
パワーチョークコイルPCHのインダクタンスL11=10.0mH
【0049】
これら図3及び図4によると、先ず、整流平滑電圧Eiのレベルについては、負荷電力Po、交流入力電圧VACの何れの変動にも関わらず、図1に示した回路のほうが高くなっている。これは、図1に示す回路では、パワーチョークコイルPCHが商用交流電源ACのラインに挿入されていないことに依る。
そして、パワーチョークコイルPCHが存在しなくなったことで、負荷電力Po、交流入力電圧VACの何れの変動にも関わらず、図1に示した回路のほうがAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)について向上していることが分かる。
また、力率PFについては、負荷電力Po=125Wの条件ではほぼ同等になるという結果が得られている。そして、この力率改善回路10によって力率が改善された結果としては、図5に示すようにして、各奇数次の電源高調波レベルについては、電源高調波規制を満足するものとなっている。
【0050】
このようにして、本実施の形態の電源回路では、電源高調波規制を満足する力率を得るようにしながらも、電力変換効率の向上が図られていることが理解される。
具体的には、本実施の形態の場合、例えば絶縁コンバータトランスPITのギャップを0とし、二次側にも部分共振回路を形成した複合共振形コンバータとしての構成としたことで、AC→DC電力変換効率は、1.4%向上された。また、力率改善を、電圧帰還方式による構成の力率改善回路10により行うようにしたことで、1.7%向上されており、総合的には、3.1%の向上が図られたことになる。つまり、電源回路全体としては、図11に示した回路がηAC/DC=89.2パーセントであったのに対して、本実施の形態では、先ず、複合共振形コンバータの構成を変更したことで、ηAC/DC=91.2%にまで向上し、さらに、電圧帰還方式の力率改善回路10が組み合わされたことで、ηAC/DC=92.3%にまで向上されたことになる。
また、交流入力電力については4.6W低下したという実験結果も得られた。
【0051】
また、本実施の形態では、パワーチョークコイルPCHが削除されたことで、パワーチョークコイルPCHの漏洩磁束対策のための磁気シールド用ショートリングも不要とされることになる。
同様にして、絶縁コンバータトランスPITについてはギャップを形成しないようにして、一次巻線N1と二次巻線N2の結合係数kについて、k=0.9程度にまで高めたことで、絶縁コンバータトランスPITからの漏洩磁束も低減することができる。このために、絶縁コンバータトランスPITに対してショートリングを設ける必要も無いことになる。
これにより、例えば先行技術の電源回路よりも、コストダウンを図ることができ、また、回路の小型軽量化を促進することも可能となる。
具体的には、図11に示す回路の場合、実際に採用されるパワーチョークコイルPCHは135g程度の重量であり、プリント基板に対する実装面積は10.8平方cmとなる。これに対して、図1に示す回路では、力率改善回路10を形成するための部品の総合重量としても15g程度であり、また、実装面積が6.0平方cmとなる。つまり、重量比としては、図11に示す回路に対して1/10となり、実装面積比としては、図11に示す回路に対して1/1.8となって、大幅な小型軽量化が図られることが分かる。
【0052】
図6は、本発明の他の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路は、[負荷電力Po=200W以上、交流入力電圧VAC=100V系]の条件に対応した構成となる。また、この図6に示す電源回路も、図1に示した回路と同様に、一次側の電流共振形コンバータに対して、部分共振コンデンサCpを含む一次側部分電圧共振回路が組み合わされている。さらに、二次巻線N2に対して並列に二次側部分共振コンデンサC2が接続されることで形成される、二次側部分電圧共振回路が組み合わされた形態を採っている。
【0053】
この図6に示す電源回路において、一次側のスイッチングコンバータ、及び二次側の構成は、図1に示した回路と同様となることから、ここでの説明は省略する。図6に示す回路においては、商用交流電源ACから整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)を得るのにあたり、ブリッジ整流回路などの等倍電圧整流回路ではなく、倍電圧整流回路を備える点が図1の回路と異なる。そして、力率改善のための回路としては、上記倍電圧整流回路を含んだうえで、スイッチング出力を電圧帰還することで整流電流をスイッチングする、力率改善整流回路11を備える。
【0054】
図6に示す電源回路における力率改善整流回路11においては、先ず、整流ダイオードとして、2本の低速リカバリ型の整流ダイオードD3,D4が備えられる。整流ダイオードD3は、商用交流電源ACの正極ラインに対してアノードが接続され、カソードが平滑コンデンサCi1の正極端子に接続される。整流ダイオードD4は、アノードが一次側アースに接続され、カソードが商用交流電源ACの正極ラインに対して接続される。
【0055】
また、この場合には、倍電圧整流回路とされることに対応して、整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)を生成するための平滑コンデンサCiとしては、2本の平滑コンデンサCi1,Ci2が、図示するようにして直列に接続されて設けられる。平滑コンデンサCi1の正極端子は、上記のようにして、整流ダイオードD3のカソードと接続され、平滑コンデンサCi2の負極端子側は、一次側アースに対して接続される。また、平滑コンデンサCi1の負極端子と、平滑コンデンサCi2の正極端子との接続点に対しては、商用交流電源ACの負極ラインが接続される。
【0056】
また、この力率改善整流回路11においては、インダクタL20、絶縁コンバータトランスPITの三次巻線N3、及び高速リカバリ型の2本の整流ダイオードD1,D2が備えられる。
三次巻線N3の一端は、インダクタL20の直列接続を介して、商用交流電源ACの正極ラインと接続される。また、三次巻線N3の他端は、整流ダイオードD1のアノードと整流ダイオードD2のカソードの接続点に対して接続される。
整流ダイオードD1のカソードは、平滑コンデンサCi1の正極端子と接続される。また、整流ダイオードD2のアノードは一次側アースと接続される。
【0057】
さらに、この場合には、商用交流電源ACの正極ラインと負極ラインとの間に対して、ノーマルモードノイズを抑制するためのフィルタコンデンサCNを並列に接続している。
【0058】
このようにして形成される力率改善整流回路11においては、高速リカバリ型の整流ダイオードD1、D2に整流電流が流れる経路によって第1の整流回路が形成され、また低速リカバリ型の整流ダイオードD3,D4に整流電流が流れる経路によって第2の整流回路が形成されることになる。
【0059】
即ち交流入力電圧VACが正となる期間では、商用交流電源AC(正極)→インダクタL20→三次巻線N3→整流ダイオードD1→平滑コンデンサCi1→商用交流電源AC(負極)・・・の経路で、第1の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサCi1へ充電される。また同時に、商用交流電源AC(正極)→ダイオードD3→平滑コンデンサCi1→商用交流電源AC(負極)の経路で、第2の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサCi1へ充電される。
【0060】
また交流入力電圧VACが負となる期間では、商用交流電源AC(負極)→平滑コンデンサCi2→一次側アース→整流ダイオードD2→三次巻線N3→インダクタL20→商用交流電源AC(正極)の経路で第1の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサCi2へ充電される。
同時に、商用交流電源AC(負極)→平滑コンデンサCi2→一次側アース→整流ダイオードD4→・・・の経路で、第2の整流回路に整流電流が流れて平滑コンデンサCi2へ充電される。
つまり、第1、第2の整流回路により、整流電流は2系統に分流して平滑コンデンサCi1,Ci2に供給されることになる。
そして直列接続された平滑コンデンサCi1−Ci2の両端に、交流入力電圧VACの2倍に対応したレベルの整流平滑電圧Eiが得られることになる。つまり、商用交流電源ACを倍電圧整流方式により直流化しているものである。
【0061】
また、力率改善整流回路11による力率改善動作について、図7の波形図を参照して説明する。
例えば図示する周期により交流入力電圧VACが得られているとして、先に説明した整流動作が行われることで、低速リカバリ型の整流ダイオードD4には、図示するようにして整流出力電圧V1が発生する。また、第2の整流回路において、低速リカバリ型の整流ダイオードD3と整流ダイオードD4に流れようとする整流電流I2は、図示するようにして、交流入力電圧VACが正/負でピークとなるタイミングに応じて、整流ダイオードD3,D4にそれぞれ流れるものとなる。
【0062】
また、第1の整流回路においても、交流入力電圧VACが正/負でピークとなるタイミングに応じて、整流電流I1が、図示する波形により高速リカバリ型の整流ダイオードD1,D2に流れるようにされる。また、この際の整流ダイオードD2の両端に得られる整流出力電圧V2は、図示する波形が得られる。
【0063】
この際、一次巻線N1に伝達されたスイッチング出力が三次巻線N3に対しても励起されるようにして伝達されることで、三次巻線N3にはスイッチング周期に応じた交番電圧が発生することになる。このとき、三次巻線N3とインダクタL20との接続点と、一次側アース間の電位はV3は、図示するようにして、交流入力電圧VACがピークとなるタイミングに応じて交番電圧となる波形が得られる。
ここで、三次巻線N3に得られる電圧は、スイッチング周波数に応じた周期を有している。このため、図7において電流I1として示すようにして、高速リカバリ型の整流ダイオードD1,D2が導通して整流電流I1が流れる期間においては、これら整流ダイオードD1,D2はスイッチング周期でオン/オフするスイッチング動作を行っていることになる。従って、整流電流I1は、高速リカバリ型ダイオードD1により断続されるようにして流れ、平滑コンデンサCi1又は平滑コンデンサCi2に流入することとなる。
【0064】
このようにして、本実施の形態では、三次巻線N3により電圧帰還されるスイッチング出力によって、高速リカバリ型の整流ダイオードD1,D2をスイッチングさせ、これら整流ダイオードD1,D2を流れる整流電流を断続するようにしている。これによって、交流入力電圧VACの正負の絶対値が、整流平滑電圧レベルよりも低いとされる期間においても平滑コンデンサCi1,Ci2への充電電流が流れるようにされる。
この結果、交流入力電流IACの平均的な波形が交流入力電圧の波形(正弦波)に近付くことになって交流入力電流の導通角が拡大され、力率改善が図られることになる。
【0065】
ここで図8に、図6に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧VACを100Vで固定した条件の下で、負荷電力Po=0〜200Wの変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの変化を示す。
また、図9に、図1に示した構成による電源回路の特性として、負荷電力Po=200Wで固定とした条件の下で、交流入力電圧VAC=90V〜140Vの変動に対するAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの変化を示す。
なお、これらの図においては比較として、本実施の形態の図6の回路の特性を実線で示し、先行技術として図12に示した回路の特性を破線により示している。
【0066】
また、参考として、上記図8及び図9に示した実験結果を得る際の、図6に示した回路の各部の定数を示しておく。
一次巻線N1=42T(ターン)
二次巻線N2=45T
三次巻線N3=4T
絶縁コンバータトランスPITのギャップ長Gap=0
一次側直列共振コンデンサC1=0.056μF
一次側部分共振コンデンサCp=680pF
二次側部分共振コンデンサC2=2200pF
インダクタL20=12μH
また、比較として、図12に示した回路の各部の定数も示しておく。
一次巻線N1=50T
二次巻線N2=45T
絶縁コンバータトランスPITのギャップ長Gap=1.6mm
一次側直列共振コンデンサC1=0.056μF
一次側部分共振コンデンサCp=680pF
パワーチョークコイルPCHのインダクタンスL11=4.35mH
【0067】
これら図8及び図9によると、整流平滑電圧Eiのレベルについては、負荷電力Po、交流入力電圧VACの何れの変動にも関わらず、図6に示した回路のほうが高くなっている。これは、先の実施の形態の回路(図1)と同様に、パワーチョークコイルPCHが商用交流電源ACのラインから削除されたことに依るものである。
そして、パワーチョークコイルPCHが省略されたことで、この場合にも、負荷電力Po、交流入力電圧VACの何れの変動にも関わらず、図6に示した回路のほうがAC→DC電力変換効率(ηAC/DC)について向上している。
【0068】
また、この場合にも、力率PFについてはほぼ同等となる結果が得られている。そして、この力率改善整流回路11による力率改善結果としても、図10に示すようにして、電源高調波レベルは、電源高調波規制を満足するものとなっている。
【0069】
このようにして、図6に示す電源回路としても、電源高調波規制を満足する力率を得たうえで、電力変換効率の向上が図られていることになる。
具体的には、図6に示す回路の場合には、絶縁コンバータトランスPITのギャップを0とし、二次側にも部分共振回路を形成した複合共振形コンバータとしての構成としたことで、AC→DC電力変換効率は、1.2%向上された。また、力率改善を、電圧帰還方式による力率整流改善回路11により行うようにしたことで、0.6%向上されており、総合的には、1.8%の向上が図られたことになる。つまり、電源回路全体としては、図12に示した回路がηAC/DC=91.8%であったのに対して、本実施の形態では、先ず、複合共振形コンバータとしての構成を変更したことで、ηAC/DC=93.0%にまで向上し、さらに、電圧帰還方式の力率改善回路10が組み合わされたことで、ηAC/DC=93.6%にまで向上されたことになる。
また、交流入力電力については4.2W低下したという実験結果が得られた。
【0070】
また、この図6に示す回路についても、パワーチョークコイルPCHの漏洩磁束対策のための磁気シールド用ショートリングは不要となる。そしてまた、図6に示す回路としても、絶縁コンバータトランスPITについてはギャップを形成しないようにして、一次巻線N1と二次巻線N2の結合係数kについて、k=0.9程度にまで高め、漏洩磁束を低減している。従って、図6に示す回路としても、絶縁コンバータトランスPITに対してショートリングを設ける必要も無いことになる。
図12に示す回路構成の場合、採用されるパワーチョークコイルPCHは240g程度の重量であり、プリント基板に対する実装面積は19.2平方cmとなる。これに対して、図6に示す回路では、力率改善整流回路11を形成するための部品の総合重量は20g程度であり、また、実装面積が7.0平方cmとなる。従って、量比としては、図12に示す回路に対して1/12となり、実装面積比としては、図12に示す回路に対して1/2.7となる。このようにして、図6に示す回路においても、大幅な小型軽量化が図られることになる。
【0071】
なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側電流共振形コンバータを形成するためのスイッチング素子としては、BJTのほかに、MOS−FETやIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)を選定して構わない。また、二次側の構成についても、ブリッジ整流回路DBRを備えた形式の整流回路以外にも各種考えることができる。
【0072】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、スイッチングコンバータとして、一次側は、ハーフブリッジ結合による電流共振形コンバータと、一次側部分電圧共振回路を組み合わせて構成している。また、二次側は、二次側部分電圧共振コンデンサを二次巻線に対して並列に接続することで、二次側にも部分電圧共振動作が得られるように構成している。
そしてまた、力率改善のための手段としては、絶縁コンバータトランスに巻装した三次巻線に伝達されたスイッチング出力を整流電流経路に対して電圧帰還して整流電流を断続し、これにより交流入力電流の導通角を拡大して力率改善を図ることとしている。
また、本発明では、絶縁コンバータトランスのコアにギャップを形成せずに、この絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度を幾分高いものとしている。
【0073】
このような構成であれば、力率改善のために商用交流電源ラインに対してパワーチョークコイルを挿入する必要はないことになる。さらには、一次巻線と二次巻線の結合度が高くなることによって、一次側から二次側への電力伝達の効率が高くなる。
これによって、AC→DC電力変換効率が向上し、結果として総合電力変換効率も向上されることになる。また、交流入力電力も大幅に低下させることが可能となって、それだけ、低消費電力の電源回路を提供することが可能となる。
【0074】
また、大型で重量のある部品であったパワーチョークコイルが不要となったことで、それだけ回路基板の小型軽量化を図ることも可能となった。パワーチョークコイルを設ける場合には、漏洩磁束対策のためのショートリングなども必要とされていたので、本発明では、このような対策は不要であり、回路基板の小型軽量化は、さらに促進されることになる。
【0075】
また、本発明では、絶縁コンバータトランスのコアにギャップを形成せずに、この絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度を幾分高いものとしている。これによって、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショートリングを施す必要もないこととなる。そして、この点でも、回路の小型軽量化が促進されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図2】図1に示す電源回路の要部の動作を示す動作波形図である。
【図3】図1に示す電源回路について、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図4】図1に示す電源回路について、交流入力電圧変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図5】図1に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。
【図6】本実施の形態としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図7】図6に示す電源回路の要部の動作を示す動作波形図である。
【図8】図6に示す電源回路について、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図9】図6に示す電源回路について、交流入力電圧変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図10】図6に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。
【図11】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図12】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図13】図11に示す電源回路について、荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図14】図11に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。
【図15】図12に示す電源回路について、荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧の変化特性を示す図である。
【図16】図12に示す電源回路の電源高調波電流レベルの測定結果を示す図である。
【符号の説明】
1 発振ドライブ制御回路、10 力率改善回路、11 力率改善整流回路、Di,DBR ブリッジ整流回路、L20 インダクタ、D1,D2 高速リカバリ型ダイオード/整流ダイオード、D3,D4 低速リカバリ型の整流ダイオード、CN フィルタコンデンサ、Ci,Ci1,Ci2 平滑コンデンサ、Q1,Q2 スイッチング素子、PIT 絶縁コンバータトランス、N1 一次巻線、N2 二次巻線、N3 三次巻線、C1 一次側直列共振コンデンサ、Cp 一次側部分共振コンデンサ、C2 二次側部分共振コンデンサ
Claims (5)
- 交流を整流する整流回路と、
該整流回路からの整流電圧を平滑する平滑回路と、
所要以上の高さの一次側と二次側との結合度が得られるようにギャップを形成しないコアを有するとともに、それぞれ一次側および二次側に巻装される一次巻線、二次巻線、および一次側に巻装される三次巻線を有し、上記一次巻線に得られる一次側出力を上記二次巻線および上記三次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、
ハーフブリッジ結合された2つのスイッチング素子を有し、上記平滑回路からの整流平滑電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
上記2つのスイッチング素子を駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも、上記整流回路と上記平滑回路との間の整流電流経路に挿入される、インダクタ、上記三次巻線、および上記三次巻線に得られる交番電圧によりスイッチング動作を行う第1のダイオードの直列接続回路を備えて成る力率改善回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 上記力率改善回路を形成する上記直列接続回路に対して、上記三次巻線に得られる交番電圧に対してスイッチング動作を行う第2のダイオードと、ノーマルモードノイズ抑制用コンデンサとを並列に接続するようにして設けたことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
- 交流の正/負の各期間ついてそれぞれ整流する2つの整流ダイオードを有する整流回路と、
直列接続された2つの平滑コンデンサを有し、上記整流回路からの整流電流が供給されて、上記直列接続された2つの平滑コンデンサの両端電圧として上記交流の電圧レベルの2倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する平滑回路と、
所要以上の高さの一次側と二次側との結合度が得られるようにギャップを形成しないコアを有するとともに、それぞれ一次側および二次側に巻装される一次巻線、二次巻線、および一次側に巻装される三次巻線を有し、上記一次巻線に得られる一次側出力を上記二次巻線および上記三次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、
ハーフブリッジ結合された2つのスイッチング素子を有し、上記平滑回路からの整流平滑電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
上記2つのスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を共振形とする一次側直列共振回路と、
上記整流回路とともに整流電流を上記平滑回路に流すようにして設けられ、インダクタ、上記三次巻線、および上記三次巻線に得られる交番電圧の正/負の各期間ついてそれぞれスイッチング動作を行う2つの整流ダイオードを備えて成る力率改善整流回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して並列に接続される二次側部分電圧共振コンデンサと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、整流動作を行って二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、
を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。 - 上記交流のラインに対して、ノーマルモードノイズ抑制用コンデンサを並列に接続するようにして設けたことを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源回路。
- 上記2つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された一次側部分共振コンデンサを有し、該一次側部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記一方のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う部分電圧共振回路をさらに備えることを特徴とする請求項1または請求項3に記載のスイッチング電源回路。
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