CN1333593A - 具有经过电压反馈改善功率因数的开关电源 - Google Patents

具有经过电压反馈改善功率因数的开关电源 Download PDF

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Abstract

一种通过向复合谐振型变换器提供一功率因数改进电路形成的开关电源电路,它将在初级侧电压谐振变换器中产生的电压谐振脉冲电压经过一第三绕组或该第三绕组与一串联谐振电容器经过磁耦合反馈给快速恢复型二极管,以此将功率因数提高至0.9,实现AC/DC转换效率的提高和通过倍压整流操作实现直流输出电压脉动分量的减少。而且,第一整流电路和第二整流电路能将存储在平波装置中的电流进行分流,以便即使功率因数提高时,也不会缩小零伏特开关操作的范围。

Description

具有经过电压反馈改善功率因数的开关电源
技术领域
本发明涉及一种具有功率因数改进功能的开关电源电路。
背景技术
图10和11表示开关电源电路中不同功率因数改进电路实例的电路图。图11仅表示功率因数改进电路部分的电路图。
图10表示一种使用电容器分压的电容耦合型的功率因数改进电路20a。
电源电路是通过提供一自激电压谐振型开关变换器形成的，该开关变换器具有改善功率因数的功率因数改进电路20a。
图中所示的电源电路设有一将工业交流电源AC进行全波整流的桥式整流电路Di。
桥式整流电路Di整流过的输出经过功率因数改进电路20a存储在平滑电容器Ci中，因此在平滑电容器Ci的两端就能获得一经过整流和平波的电压Ei。
为了描述电压谐振型变换器，就要参考本发明的实施例。
一并联谐振电容器Cr与一开关装置Q1的集电极相连接。并联谐振电容器Cr的电容和绝缘换流变压器PIT初级绕组N1侧的漏感L1形成一电压谐振型变换器的初级侧并联谐振电路．在开关装置Q1关断时间的过程中，谐振电容器Cr两端的电压由于并联谐振电路的作用实际上形成了一正弦脉冲波形，因此就能获得一电压谐振型操作。
功率因数改进电路20a具有一扼流圈Ls和一快速恢复型二极管D1，它们相互串联，插接在桥式整流电路Di的正输出端和平滑电容器Ci的正极端之间。一滤波电容器CN设置成与扼流圈Ls和快速恢复型二极管D1的串接电路相并联，由此与扼流圈Ls一起形成一标准模式的低通滤波器。
一并联谐振电容器C10与快速恢复型二极管D1相并联。该并联谐振电容器C10与扼流圈Ls一起形成一串联谐振电路。由此该串联谐振电路具有在轻载情况下能够控制经过整流和平波的电压Ei上升的作用。
并联谐振电容器Cr在扼流圈Ls，快速恢复型二极管D1的阳极和并联谐振电容器C10相互连接的节点与功率因数改进电路20a相连接，以使在初级侧并联谐振电路获得的开关输出能够反馈给功率因数改进电路20a。
因此，由于具有图中所示功率因数改进电路20a的结构，在初级侧并联谐振电路中获得的开关输出就能够经过并联谐振电容器Cr的电容耦合反馈到整流路径中。
由于并联谐振电容器Cr与功率因数改进电路20a中的快速恢复型二极管D1的阳极相连接，并联谐振电容器Cr和并联谐振电容器C10就处于相互串联的状态。更具体地说，作为并联谐振电容器Cr两端电压出现的一电压谐振脉冲电压通过并联谐振电容器Cr和并联谐振电容器C10之间的电容比进行分压。该电压经过与快速恢复型二极管D1相并联的并联谐振电容器C10反馈给平滑电容器Ci，因此就能形成一电压反馈型电路***。
该电路结构将初级侧电压谐振脉冲电压Vcp＝600V经过初级侧并联谐振电容器Cr和C10，例如按大约3∶1的比例进行分压，然后反馈150V的高频正弦脉冲电压。
在接近交流输入电压VAC的正极和负极峰值时，快速恢复型二极管D1就导通，平滑电容器Ci就用交流输入电源AC的陡前沿脉冲充电电流进行充电。
在除了接近交流输入电压VAC的正极和负极峰值时，快速恢复型二极管D1能够容许通过反馈的脉冲电压重复地进行开关操作。在快速恢复型二极管D1关断时间的过程中，由并联谐振电容器Cr、电感Ls和电容器CN产生的并联谐振电流就流通了。在快速恢复型二极管D1导通时间的过程中，一高频充电电流从交流输入电源AC经过电感Ls流向平滑电容器Ci。
这种操作增大了交流输入电流IAC的导通角，因此就能改善功率因数。
图11表示使用第三绕组***的二极管耦合型的功率因数改进电路20b。
该功率因数改进电路20b具有一扼流圈Ls和一肖特基二极管D1s，它们相互串联，插接在桥式整流电路Di正输出端和平滑电容器Ci正极端之间。
一滤波电容器CN与扼流圈Ls和肖特基二极管D1s的串联连接相并联，由此与扼流圈Ls一起形成一标准模式的低通滤波器。
绝缘换流变压器PIT的第三绕组N3经过串联谐振电容器C3与将肖特基二极管D1s的阳极和扼流圈Ls相互连接的节点相连接，因此在并联谐振电路初级侧获得的开关输出电压就能反馈给功率因数改进电路20b。
在此情况下，接近交流输入电压VAC绝对值的峰值时，肖特基二极管D1s就会导通，一充电电流I1从交流输入电源AC经过扼流圈Ls和肖特基二极管D1s流向平滑电容器Ci。与此同时，第三绕组N3的电压谐振脉冲电压反馈给串联谐振电容器C3和肖特基二极管D1s的串联电路以能对肖特基二极管D1s进行开关操作。因此，交流输入电流IAC的流动范围就被延伸了，从而就能改善功率因数。
交流输入电压VAC的绝对值降低时，肖特基二极管D1s就不能导通，第三绕组N3的电压谐振脉冲电压经过串联谐振电容器C3、扼流圈Ls和滤波电容器CN形成的串联电路转换为串联谐振电压。
这两种电路的实例如上所示，图11的电路结构具有较高的AC/DC功率转换效率ηAC/DC。在此情况下，AC/DC功率转换效率ηAC/DC和功率因数PF的特性如图12和13所示。
图12表示负荷功率Po从40W变化为200W时的功率因数PF和AC/DC功率转换效率ηAC/DC的特性。图13表示交流输入电压VAC从80V变化为260V时的功率因数PF和AC/DC功率转换效率ηAC/DC变化的特性。
从图中可以明白，它相对较宽的负荷功率和交流输入电压的范围来说能够保持一个0.7或更高的功率因数，和实现90％或更高的AC/DC功率转换效率ηAC/DC。
然而，如上所述的具有现有技术功率因数改进电路20a和20b的开关电源电路存在下面的一些问题。
首先，在最大负荷功率的情况下为了将功率因数提高至0.8或更大，反馈给功率因数改进电路20的电压量的增加就会扩大负荷功率区和交流输入电压区，这两个区是零伏特开关操作，初级侧电压谐振变换器稳定工作条件不能实现的区，因此，功率因数就不能提高至0.8或更大。
图14A至14J表示图11部分电路实例的工作波形图。
在接近交流输入电压VAC的正极和负极峰值时，第三绕组N3和串联谐振电容器C3的串联谐振电流IC3就会叠加在从电感Ls和肖特基二极管D1s中流过的电流ID1上。因此，一如图14I所示非常大的充电电流作为一电流I1流向平滑电容器Ci。
因此，为了增大电压反馈量以提高功率因数，第三绕组N3的匝数的增多就会缩小负荷功率区和交流输入电压区，这两个区是零伏特开关操作，初级侧电压谐振变换器的开关装置Q1稳定工作的条件能实现的区域。这就会使零伏特开关操作随着负荷功率Po和交流输入电压VAC的变化而变得不稳定。因此，功率因数就不能提高至0.8或更大．
此外，在最大负荷功率的情况下，AC/DC功率转换效率ηAC/DC也不能得到进一步的提高。
发明内容
本发明的一个目的就是提供一种具有功率因数改进功能的开关电源电路，它即使在功率因数提高的情况下也能够实现零伏特开关操作而不会缩小其范围。
为了实现上述目的，根据本发明，提供一种开关电源电路，它包括：一平波装置，具有两个相互串联的平滑电容器，用于平波整流电流，由此输出一双倍直流输入电压；一绝缘换流变压器，用于将其初级侧上的输出传输给其次级侧，该绝缘换流变压器包括一形成的空隙以便提供一所需耦合系数的松耦合；一开关装置，包括一开关件，用于中断双倍直流输入电压和将中断的电压输出给绝缘换流变压器的初级绕组；一初级侧谐振电路，它至少由绝缘换流变压器初级绕组的一漏感元件和初级侧并联谐振电容器的电容组成，用于将开关装置的操作转换为电压谐振型操作；一功率因数改进整流器，用于整流交流电源，由此将整流过的电流提供给平波装置，还用于根据初级侧谐振电路获得和经过一串联谐振电容器和一第三绕组反馈给功率因数改进整流器的开关输出电压，通过中断整流电流提高功率因数，第三绕组通过缠绕绝缘换流变压器初级绕组的电线而形成；一次级侧谐振电路，它是由绝缘换流变压器的次级绕组的漏感元件和次级侧谐振电容器的电容在次级侧形成的；一直流输出电压发生器，用于整流在绝缘换流变压器次级绕组获得的交流输入电压，由此产生一次级侧直流输出电压，该直流输出电压发生器包括次级侧谐振电路；和一恒压控制器，用于根据次级侧直流输出电压的电位对次级侧直流输出电压实现恒压控制。
功率因数改进整流器具有一由两个相互串联的快速恢复型二极管形成的第一整流电路和一由两个相互串联的慢速恢复型二极管形成的第二整流电路．第三绕组经过串联谐振电容器与将两个快速恢复型二极管相互串联的节点相连接，因此开关输出电压能够反馈给功率因数改进整流器。每个快速恢复型二极管根据该反馈开关输出电压中断整流过的电流，从而功率因数就能被提高。
另一种情况，功率因数改进整流器可具有一由两个相互串联的快速恢复型二极管形成的整流电路，第三绕组经过串联谐振电容器与将两个快速恢复型二极管相互串联的节点相连接，因此开关输出电压能够反馈给功率因数改进整流器。每个快速恢复型二极管根据该反馈开关输出电压中断整流过的电流，从而功率因数就能被提高。
对于这种结构，在初级侧电压谐振变换器中产生的电压谐振脉冲电压经过第三绕组和串联谐振电容器的磁耦合反馈给功率因数改进整流器。因此，交流输入电流IAC的流动范围就被扩大了，从而功率因数，例如，就能大约提高至0.9。
此外，通过将交流输入经过倍压整流操作能够提高AC/DC转换效率和减少直流输出电压的脉动成分。而且，第一整流电路和第二整流电路分流存储在平波装置中的电流。因此，即使在功率因数提高时它也能够稳固零伏特开关操作范围。
附图说明
图1表示根据本发明第一实施例的开关电源电路的电路图；
图2表示根据本发明第二实施例的开关电源电路的电路图；
图3表示在根据实施例的电源电路中使用的绝缘换流变压器的剖视图；
图4A和4B表示互感是+M和-M时解释工作过程的辅助图；
图5A和5B表示根据本发明一实施例说明开关电源电路中功率因数和AC/DC转换效率特性的辅助图；
图6A和6B表示根据本发明一实施例说明开关电源电路中功率因数和AC/DC转换效率特性的辅助图；
图7A和7B表示根据本发明第一实施例的开关电源电路工作的波形图；
图8A至8F表示根据本发明第二实施例的开关电源电路工作的波形图；
图9表示根据本发明第三实施例的开关电源电路的电路图；
图10表示现有技术电源电路结构的电路图；
图11表示现有技术功率因数改进电路结构的电路图；
图12表示说明现有技术开关电源电路的功率因数和AC/DC转换效率特性的辅助图；
图13表示说明现有技术开关电源电路的功率因数和AC/DC转换效率特性的辅助图；
图14A至14J表示现有技术开关电源电路工作的波形图。
具体实施方式
图1表示根据本发明一个实施例的开关电源电路的电路结构图，
图2表示根据本发明第二实施例的开关电源电路的电路结构图。
图中所示的电源电路在初级侧设有一电压谐振型开关变换器。该电压谐振型变换器设有一具有功率因数改进功能的整流电路，即功率因数改进整流电路10。
这些例子中的电路适于在交流输入电压VAC大约为100V和需要的负荷功率Po为200W或更大的情况下使用。
图中所示的电源电路具有一个工业交流电源AC的线性滤波变压器LFT。
交流输入电流IAC经过功率因数改进整流电路10整流，并经过一对相互串联的平滑电容器Ci1和Ci2平波，因此倍压整流***就能提供一个全波整流***两倍的整流和平波电压Ei。
下面将描述电压谐振型变换器的结构。
本例子中的电压谐振型变换器是自激型的，它设有一开关装置Q1。在此情况下，一高压双极晶体管(双极结型晶体管)用作开关装置Q1，例如，它具有一大约1500V的耐压值。
开关装置Q1的基极经过一基极限流电阻RB和一启动电阻RS与平滑电容器Ci1的正极端相连接，以便在电源开始供电时基极电流从整流和平滑线路中获得。连接在开关装置Q1基极和初级侧地之间的是自振荡驱动的谐振电路，该电路通过驱动绕组NB、谐振电容器CB和基极限流电阻RB相互串联而形成。
一插接在开关装置Q1基极和平滑电容器Ci2负极之间的箝位二极管DD形成一在开关装置Q1关断时间的过程中流通的箝位电流的路径。
开关装置Q1的集电极经过初级绕组N1和检测绕组ND的串联与平滑电容器Ci1的正极端相连接。开关装置Q1的发射极与初级侧的地相连接。
一并联谐振电容器Cr与开关装置Q1的集电极和发射极相连接。并联谐振电容器Cr的电容和绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1侧的漏感L1(将在后面作描述)形成一电压谐振型变换器的初级侧并联谐振电路。在开关装置Q1关断时间的过程中，谐振电容器Cr两端的电压由于并联谐振电路的作用实际上形成一正弦脉冲波形，因此就能获得一电压谐振型操作。
图中所示的正交型控制变压器PRT是一种设有检测绕组ND、驱动绕组NB和控制绕组NC的可饱和电抗器。该正交型变压器PRT能够驱动开关装置Q1和实现恒压控制。
正交型控制变压器PRT的结构是一立方体铁心，它是通过两个双U型铁心在磁芯柱的端部相互连接而形成的，每个U型铁心具有四个磁芯柱。检测绕组ND和驱动绕组NB以相同的缠绕方向缠绕在立方体铁心的两个指定的磁芯柱上，控制绕组NC以正交于检测绕组ND和驱动绕组NB的方向缠绕。
在此情况下，正交型控制变压器PRT的检测绕组ND(频率变化元件)与绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1相串联，以便开关装置Q1的开关输出经过初级绕组N1传输给检测绕组ND。
由正交型控制变压器PRT的检测绕组ND获得的开关输出经过变压器耦合在驱动绕组NB中发生感应，由此产生的交流电压作为驱动绕组NB的驱动电压。该驱动电压作为驱动电流从形成自振荡驱动电路的串联谐振电路NB和CB经过基极限流电阻RB输出给开关装置Q1的基极。因此，开关装置Q1以串联谐振电路NB和CB的谐振频率确定的开关频率实现开关操作。
如图3所示，绝缘换流变压器PIT具有一E-E型铁心，该铁心是以铁心CR1的磁芯柱与铁心CR2的磁芯柱相对的方式通过结合例如由铁氧体材料制成的E型铁心CR1和CR2而形成的。初级绕组N1和次级绕组N2通过使用一分开式线圈架B以相互分离的状态缠绕在E-E型铁心的中间磁芯柱上。而且一缝隙G以如图3所示的方式在中间磁芯柱中形成，因此，能在初级绕组N1和次级绕组N2之间提供例如一所需的耦合系数K为0.85，即松耦合，因此不易获得一饱和状态。
一第三绕组N3如图1所示通过缠绕初级绕组N1的电线而形成，或如图2所示缠绕在与初级绕组N1相同的线圈架上，以便在初级绕组N1和第三绕组N3之间获得例如一耦合系数K为0.95，即松耦合。
缝隙G通过使每个E型铁心CR1和CR2的中间磁芯柱短于每个E型铁心CR1和CR2的两个外侧磁芯柱而形成。
初级绕组N1的末端与开关装置Q1的集电极相连接，而初级绕组N1的另一端经过检测绕组ND与平滑电容器Ci1的正极相连接，检测绕组ND与平滑电容器Ci1的正极相串联。
由缠绕初级绕组N1的电线形成的第三绕组N3用作一反馈绕组，它经过一串联谐振电容器C3与将功率因数改进整流电路10中的快速恢复型二极管D1A和D1B相互连接的节点相连接。
初级绕组N1感应的交流电压在绝缘换流变压器PIT次级侧的次级绕组N2中产生。在此情况下，一次级侧并联谐振电容器C2与次级绕组N2相并联。因此，次级绕组N2的漏感L2和次级侧并联谐振电容器C2的电容形成一并联谐振电路。该并联谐振电路将次级绕组N2中感应的交流电压转换为一谐振电压。因此，能在次级侧获得电压谐振操作。
所以，该电源电路设有并联谐振电路以将开关操作转换为初级侧的电压谐振型操作，而且该并联谐振电路能够在次级侧提供电压谐振操作。因此，该电源电路形成为本说明书中所指的复合谐振型开关变换器。
在此情况下，一整流二极管D01和一平滑电容器C01以图中所示的方式在次级侧与并联谐振电路相连接，由此提供一半波整流电路而产生一直流输出电压E01。
该直流输出电压E01还从一分支点输入给控制电路1。该控制电路1通过使用直流输出电压E01作为检测电压控制转换开关装置Q1的谐振频率，以此实现恒压控制。
更具体地说，例如该控制电路1将一其值随次级侧直流输出电压E01值变化的直流电流作为控制电流提供给驱动变压器PRT的控制绕组NC，以此能够实现下面所述的恒压控制。
绝缘换流变压器中初级绕组N1的电感L1和次级绕组N2的电感L2之间的互感M根据初级绕组N1和次级绕组N2的绕组方向和整流二极管D01连接之间的关系为+M或-M。
例如，图4A中的连接具有+M的互感(加极性)，而图4B中的连接就具有-M的互感(减极性)。
这将用于图1所示的电源电路的次级侧操作。例如，在次级绕组N2获得的交流电压具有正极性时，使整流过的电流在整流二极管D01中流过的操作就可认为是+M操作模式。
控制电路1根据次级侧直流输出电压E01电位的变化通过改变流过控制绕组NC的控制电流的值可变地控制缠绕在正交型控制变压器PRT上的驱动绕组NB的电感LB。这导致串联谐振电路的谐振条件产生变化，该串联谐振电路包括开关装置Q1的自振荡驱动电路中的驱动绕组NB的电感LB。这就表示改变开关装置Q1开关频率的操作，通过此操作能稳定次级侧直流输出电压。
改变开关装置Q1的开关频率时，图1所示的电路固定开关装置Q1的关断时间段，可变地控制开关装置Q1的导通时间段。更具体地说，可以认为作为恒压控制的操作通过可变控制开关装置的开关频率，电源电路能控制开关输出的谐振阻抗，同时，在开关周期内能够实现开关装置的PWM控制。这种复合控制操作通过一单个控制电路***而实现。
在开关频率控制中，例如在次级侧输出电压随负荷下降而升高时，该电源电路就增加开关频率，因此就能控制次级侧输出。
下面将描述图1中功率因数改进整流电路10的结构。
该功率因数改进整流电路10具有整流交流输入电流IAC和提高其功率因数的作用。
交流输入经过一扼流圈的电感Ls提供给两个快速恢复型二极管D1A和D1B。
快速恢复型二极管D1A和D1B在平滑电容器Ci1的正极端和初级侧地之间相互串联，由此用作第一倍压整流电路。绝缘换流变压器PIT的第三绕组经过串联谐振电容器C3与将快速恢复型二极管D1A和D1B相互连接的节点相连接。
一薄膜电容器用作串联谐振电容器C3。
此外，该交流线路设有一慢速恢复型二极管Di1和Di2的串联电路，它位于平滑电容器Ci1正极端和初级侧地之间，因此该串联电路用作一第二倍压整流电路。
更具体地说，在交流输入电压VAC为正极的时间过程中，将被整流的电流流过从交流电源AC经过线性滤波变压器LFT、电感Ls、和快速恢复型二极管D1B到平滑电容器Ci1的路径，由此而存储在平滑电容器Ci1中，同时，将被整流的电流流过从交流电源AC经过线性滤波变压器LFT和慢速恢复型二极管Di1到平滑电容器Ci1的路径，由此而存储在平滑电容器Ci1中。
在交流输入电压VAC为负极的时间过程中，将被整流的电流流过从交流电源AC经过线性滤波变压器LFT、平滑电容器Ci2、初级侧地、和快速恢复型二极管D1A到扼流圈的路径，由此而存储在平滑电容器Ci2中，同时，将被整流的电流流过从交流电源AC经过线性滤波变压器LFT、平滑电容器Ci2和初级侧地到慢速恢复型二极管Di2的路径，由此而存储在平滑电容器Ci2中。
因此，两个整流电路将整流过的电流分流为两个电流，然后将这两个电流提供给平滑电容器Ci1或Ci2。
由于平滑电容器Ci1和Ci2是相互串联的，经过整流和平波的电压Ei从平滑电容器Ci1的正极端侧获取。
功率因数改进整流电路10的功率因数改进功能如下所述。
在初级侧并联谐振电路获得的开关输出经过第三绕组N3和串联谐振电容器C3通过磁耦合而反馈给这对快速恢复型二极管D1A和D1B。
由于所反馈的开关输出作用，具有开关周期的交流电压就会叠加在电流整流路径上。具有开关周期的叠加交流电压的分量能够使速恢复型二极管D1A或D1B中断在开关周期中将要整流的电流。这种中断效果也会增加视在电感Ls。
因此，即使在整流过的输出电压的电位低于平滑电容器Ci1和Ci2上的电压的这段时间过程中，充电电流也会流向平滑电容器Ci1和Ci2。
因此，交流输入电流IAC的流动范围就被扩展了，这样就会导致功率因数的提高。
绝缘换流变压器PIT的第三绕组N3经过串联谐振电容器C3与快速恢复型二极管D1A的阴极相连接，由此形成一电压反馈电路，该电压反馈电路用于将电压谐振脉冲电压、或初级侧并联谐振电路获得的开关输出反馈给将快速恢复型二极管D1A和D1B及扼流圈Ls相互连接的节点。
更具体地说，第三绕组N3两端的电压是负脉冲电压时，该脉冲电压通过串联谐振电容器C3的电容和电感Ls引起电流谐振而在扼流圈Ls中产生一电压。扼流圈Ls中的电压反馈给平滑电容器Ci1和Ci2。
在开关装置Q1关断时间的过程中产生的电压谐振脉冲电压在平滑电容器Ci1和Ci2侧是正的，因此即使在交流输入电压VAC低于平滑电容器Ci1和Ci2获得的电压Ei时，如果将第三绕组N3的脉冲电压加到交流输入电压VAC上所获得的值大于电压Ei，交流电源AC输出的交流输入电流IAC也会存储在平滑电容器Ci1和Ci2中。
结果，交流输入电流IAC的导通角就会增大，因此功率因数PF就会提高。
第三绕组N3释放的激励电能是一种平滑电容器Ci1和Ci2充电能的变化形式。该激励电能能变为充电电流以对平滑电容器Ci1和Ci2进行充电，因此又能返回充电能。
两个整流路径能够将存储在平滑电容器Ci1和Ci2中的电流进行分流。
这样可以避免非常大的充电电流在接近于交流输入电压VAC的正极和负极峰值时流过电感Ls和快速恢复型二极管D1A或D1B。因此，它能够在接近于交流输入电压VAC的峰值时消除了零伏特开关操作的限定。
因此，为了反馈大量的电压，即使第三绕组N3的匝数增加时，在整个范围相对负荷功率Po和交流输入电压VAC的变化，零伏特开关操作的稳定条件也是令人满意的。
因此，增加电压的反馈量，提高功率因数，例如提高至0.8或更大都是没有问题的。
下面将描述图2中功率因数改进整流电路10A的结构。
具有电感Ls的扼流圈与交流线路相串联，绝缘换流变压器PIT的第三绕组N3的一端与电感Ls相连接。第三绕组N3的另一端与将快速恢复型二极管D1A和D1B相互串联的节点相连接，这两个二极管位于平滑电容器Ci1和初级侧地之间。因此，快速恢复型二极管D1A和D1B可用作一第一倍压整流电路。
此外，交流电源线路与将慢速恢复型二极管Di1和Di2相串联的节点相连接。慢速恢复型二极管Di1和Di2的串联电路位于平滑电容器Ci1和初级侧地之间，因此而用作一第二倍压整流电路。
更具体地说，在交流输入电压VAC为正极的时间过程中，将被整流的电流流过从交流电源AC经过线性滤波变压器LFT、电感Ls、第三绕组N3、和快速恢复型二极管D1B到平滑电容器Ci1的路径，由此而存储在平滑电容器Ci1中，同时，将被整流的电流流过从交流电源AC经过线性滤波变压器LFT和慢速恢复型二极管Di1到平滑电容器Ci1的路径，由此而存储在平滑电容器Ci1中。
在交流输入电压VAC为负极的时间过程中，将被整流的电流流过从交流电源AC经过线性滤波变压器LFT、平滑电容器Ci2、初级侧地、到快速恢复型二极管D1A的路径，由此而存储在平滑电容器Ci2中，同时，将被整流的电流流过从交流电源AC经过线性滤波变压器LFT、平滑电容器Ci2和初级侧地到慢速恢复型二极管Di2的路径，由此而存储在平滑电容器Ci2中。
因此，由于在图1的电源电路中，两个整流电路将将被整流的电流分流给两个***，然后将电流提供给平滑电容器Ci1和Ci2。
由于平滑电容器Ci1和Ci2相互串联的，经过整流和平波的电压Ei就能从平滑电容器Ci1的正极端侧获取。
功率因数改进整流电路10A以与功率因数改进整流电路10相同的方式提高功率因数。
在此情况下，谐振电容器没有设置在功率因数改进整流电路10A中，因此开关电流I1和I2的电流值和交流输入电压VAC的正极性的交流输入电流IAC就不能平衡那些交流输入电压VAC负极性的交流输入电流。这是由第三绕组N3的正脉冲电压和负脉冲电压之间的不平衡所引起的。第三绕组N3的极性反向时，开关电流I1和I2和交流输入电流IAC的峰值也会反向。
此外，由于在图1所示的电源电路的功率因数改进整流电路10中，功率因数改进整流电路10A中的两条路径将存储在平滑电容器Ci1和Ci2中的电流进行分流．这样可以避免非常大的充电电流在接近于交流输入电压VAC的正和负峰值时流过电感Ls和快速恢复型二极管D1A或D1B。因此，它能够在接近于交流输入电压VAC的峰值时消除了零伏特开关操作的限定。
图5A和5B及图7A至7G分别表示图1开关电源电路的试验结果和工作波形。图6A和6B及图8A至8F分别表示图2开关电源电路的试验结果和工作波形。
图5A表示图1所示的电源电路的交流输入电压VAC是100V和其负荷功率Po从40W变化至200W时，功率因数PF和AC/DC功率转换效率ηAC/DC变化的特性，图5B表示负荷功率Po是200W和其交流输入电压VAC从80V变化至140V时，功率因数PF和AC/DC功率转换效率ηAC/DC变化的特性。
图6A表示图2所示的电源电路的交流输入电压VAC是100V和其负荷功率Po从40W变化至200W时，功率因数PF和AC/DC功率转换效率ηAC/DC变化的特性，图6B表示负荷功率Po是200W和其交流输入电压VAC从80V变化至140V时，功率因数PF和AC/DC功率转换效率ηAC/DC变化的特性。
从图5A和5B，图6A和6B可见，功率因数PF能够提高到0.9或更高，而且AC/DC功率转换效率ηAC/DC也能提高。
因此，在此情况下，是全波整流***电压两倍的整流和平波过的电压Ei可以通过倍压整流***从交流输入电压VAC中获得。流过绝缘换流变压器PIT的初级绕组N1的初级电流由此可降低为常用实例中的电流的二分之一。因此，图1所示的电源电路的AC/DC功率转换效率ηAC/DC就能够从图12所示的常用电路实例的91.8％提高至93.0％，图2所示的电源电路的AC/DC功率转换效率ηAC/DC能够提高至93.7％。因此，图1所示的电源电路的输入功率能够减小约2.8W，图2所示的电源电路的输入功率能够减小约5.2W。
当然，功率因数PF和AC/DC功率转换效率ηAC/DC在负荷功率Po和交流输入电压VAC较宽的变化范围内保持一定的值。
图7A至7G和图8A至8F分别表示在负荷功率Po是200W和交流输入电压VAC是100V，频率是50Hz时的图1电源电路和图2电源电路的部分电路的工作波形图。
图7C和7E分别表示流过第二整流电路的电流I2和流过第一整流电路的电流I1。在接近于交流输入电压VAC的峰值时，例如，10Ap的电流在图10所示的现有技术电源电路中流过。在本实施例中，该电流就可分成一作为电流I2的5Ap的低频电流和一作为电流I1的5Ap的高频电流。
这就意味着流过慢速恢复型二极管Di1和Di2的电流和流过快速恢复型二极管D1A和D1B的电流将不会变得非常大。
此外，如图7D中的电流I3所示，即使在交流输入电压VAC稍微小于峰值的时间过程中，在第三绕组N3产生的交流电压叠加的电流I3也能够开关快速恢复型二极管D1A和D1B，因此功率因数就能提高。
图7C和8C表示流过第二整流电路中的电流I2。
在接近于交流输入电压VAC的峰值时，慢速恢复型二极管Di1或Di2就会导通，因此电流I2就从交流输入端流向平滑电容器Ci1或Ci2。
图7D和8D表示通过在第三绕组N3中产生的交流电压叠加在第一整流电路上电流I3。开关通过叠加的电流I3实现，因而交流输入电流IAC的波形就扩展为如图7B和8B所示。这会导致功率因数的提高。
而且，在本实施例中，由于输入电流被分为低频电流和高频电流，因此流过快速恢复型二极管D1A和D1B的电流将不会变得非常大，零伏特开关操作在接近于交流输入电压VAC的峰值时不会受到限定。因此，第三绕组N3的匝数，例如，能够从2T增加到6T以反馈较大量的电压，从而能将功率因数提高至0.9或更高。
而且，慢速恢复型二极管Di1和Di2及快速恢复型二极管D1A和D1B能够减少大电流产生的热量．这就不需要散热器。而且，可以选择具有较小电流容量的二极管。
图9表示根据本发明第三实施例的电路图。
与图1的电源电路相同，图9所示的电源电路在初级侧设有一电压谐振型变换器，在次级侧设有一串联谐振电路。
平滑电容器Ci1和Ci2相互串联，快速恢复型二极管D1A和D1B实现倍压整流操作。更具体地说，电源电路中的功率因数改进整流电路10B是通过将慢速恢复型二极管Di1和Di2从图1中功率因数改进整流电路10结构中去除而形成的。
本实施例的开关电源电路在初级侧设有外部激励的电压谐振型变换器，它用一MOS-FET作为开关装置Q10。
该开关装置Q10通过一振荡电路2和一驱动电路3驱动而进行开关操作。
在控制电路1的控制下，振荡电路2产生一具有所需频率的振荡信号，然后将该振荡信号输出给驱动电路3。根据该振荡信号，驱动电路3产生一驱动开关装置Q10的驱动电压，然后将该驱动电压输出给开关装置Q10。控制电路1根据次级侧直流输出电压E01控制振荡电路2的振荡频率。
因此，开关装置Q10能够实现外部激励的开关操作，而且稳定直流输出电压。
一通过将次级侧串联谐振电容器C2、整流二极管D01和D02、和一平滑电容器C01以如图所示的方式相连接而形成的整流电路***设置在绝缘换流变压器PIT的次级侧。因此，该整流电路***形成了一包括次级侧串联谐振电路的倍压半波整流电路，该串联谐振电路包括次级侧串联谐振电容器C2和次级绕组N2。
除了由慢速恢复型二极管Di1和Di2组成的第二整流电路没有形成在功率因数改进整流电路10B中外，功率因数改进整流电路10B与图1的功率因数改进整流电路10相同。形成第一整流电路的快速恢复型二极管D1A和D1B实现倍压整流操作，它们由通过在第三绕组N3中产生的交流电压叠加在第一整流电路中电流I3进行开关。因此快速恢复型二极管D1A或D1B的导通范围将被扩大了，这样导致了功率因数的提高。
由于第二整流电路没有在功率因数改进整流电路10B中形成，然而，存储在平滑电容器Ci中的电流即使在接近于交流输入电压VAC峰值时也不会被分流。因此，稳定零伏特开关操作就会受到部分所需交流输入电压范围或负荷变化范围的限定．因此，功率因数为0.8或更小就足够时，该电源电路可用作一能够进行稳定零伏特开关操作以提高AC/DC功率转换效率和减小脉动电压的实用电路。
尽管已描述了本发明的实施例，可以设想对其作其它各种修改。
例如，使用次级侧串联谐振电路设有全波整流电路、倍压整流电路、四倍压整流电路等的复合谐振型开关变换器可形成本实施例的变形。因此，实施例不必受到次级侧的谐振电路和整流电路结构的特别限制。
此外，尽管已描述了设有一个开关装置的所谓的单端结构作为初级侧的电压谐振型变换器，但本发明也可用于能够交替地开关两个开关装置的所谓推挽***。
使用具体的术语已描述了本发明的最佳实施例，这种描述仅仅起说明解释的目的，应该明白对本发明所作的各种变化和修改并没有脱离后面权利要求的精神和限定的保护范围。

Claims (5)

1.一种开关电源电路，它包括：
一倍压整流装置，包括一第一对相互串联的整流二极管；一第二对相互串联的二极管，第二对二极管经过一线圈与上述的相互串联的第一对整流二极管相并联；和一对相互串联的平滑电容器，它们对交流输入电压实现倍压整流操作；
一开关装置，包括一开关件，用于中断上述倍压整流装置的双倍直流电压；
一绝缘换流变压器，包括一初级绕组，一次级绕组和一第三绕组，用于将上述初级绕组上获得的一开关输出通过上述开关装置传输给上述次级绕组和上述第三绕组；
一初级侧谐振装置，它至少由上述绝缘换流变压器初级绕组的一漏感元件和初级侧并联谐振电容器的电容组成，用于将上述开关装置的操作转换为电压谐振型操作；和
一反馈装置，用于将传输给上述第三绕组的开关输出电压反馈给上述相互串联的第二对二极管。
2.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：上述传输给上述第三绕组的开关输出电压经过一与上述第三绕组相串联的串联谐振电容器进行反馈。
3.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于：一快速恢复型二极管用作上述相互串联的第二对二极管中的每个；
上述一对快速恢复型二极管中的每个根据上述反馈装置反馈的开关输出电压实现整流操作，以此提高功率因数。
4.如权利要求1所述的开关电源电路，它还包括：
一次级侧谐振电路，它是由次级侧谐振电容器的电容和上述次级绕组的漏感元件在次级侧形成的，该次级绕组的漏感是通过将上述初级绕组和上述绝缘换流变压器的上述次级绕组相互松耦合而获得的；
一直流输出电压发生器，用于整流在上述次级绕组获得的交流电压，由此产生一次级侧直流输出电压，该直流输出电压发生器包括上述次级侧谐振电路；和
一恒压控制器，用于根据上述次级侧直流输出电压的电位对上述次级侧直流输出电压实现恒压控制。
5.如权利要求4所述的开关电源电路，其特征在于：上述恒压控制器通过根据上述次级侧直流输出电压的电位控制上述初级侧谐振装置的谐振频率而实现对上述次级侧直流输出电压的恒压控制。
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