CN1832316A - 开关电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种兼容宽范围的电压谐振变换器，进而提供了高效率。此外，电路允许使用低耐受电压的产品。电压谐振变换器具有次级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路，并且建立了弱耦合状态，其中绝缘变换器变压器PIT的耦合系数为约0.7或更小。因此，所获得的恒压控制特性为尖锐的单峰特性，这缩窄了用于稳定输出电压所需的开关频率控制区域。此外，设计初级侧并联谐振频率fo1、次级侧并联谐振频率fo2和次级侧串联谐振频率fo3，从而获得优良的电源变换效率。而且，提供了有源钳位电路10来抑制谐振电压脉冲的峰值电平，进而允许将低耐受电压的产品用于开关元件等。

Description

开关电源电路

技术领域

本发明涉及包括电压谐振变换器的开关电源电路。

背景技术

作为使用谐振变换器的所谓的软开关电源的类型，电流谐振型和电压谐振型是众所周知的。当前，由两个晶体管元件形成的半桥连接的电流谐振变换器被广泛使用，因为它们容易被投入实际应用。

但是，举例来说，高耐受电压开关元件的特性正在被改善，因此与将电压谐振变换器投入实际应用相关联的耐受电压问题正在被消除。另外，与一个晶体管的电流谐振正向变换器相比，由一个晶体管开关元件形成的单端(single-ended)电压谐振变换器在输入反馈噪声和直流输出电压线的噪声分量方面已知是有利的。

图9示出了含有单端电压谐振变换器的开关电源电路的一个配置示例。

在图9所示的开关电源电路中，由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci形成的整流和平滑电路对商用交流电源AC进行整流和平滑，从而生成了经整流和平滑的电压Ei，作为平滑电容器Ci两端的电压。

商用电源AC的线路中提供有噪声滤波器，其由一对共模扼流圈CMC和两个跨线电容器CL形成，并去除共模噪声。

经整流和平滑的电压Ei作为直流输入电压被输入到电源谐振变换器。如上所述，电压谐振变换器采用包括一个晶体管开关元件Q1的单端配置。这种电路中的电压谐振变换器是他激(separately excited)的。具体而言，由MOS-FET形成的开关元件Q1被振荡和驱动电路2开关驱动。

MOS-FET的体二极管DD与开关元件Q1并联连接。此外，初级侧并联谐振电容器Cr与开关元件Q1的源极和漏极之间的沟道并联连接。

初级侧并联谐振电容器Cr与绝缘变换器变压器PIT中的初级绕组N1的漏电感L1一起形成了初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)。该初级侧并联谐振电路提供了电压谐振操作，作为开关元件Q1的开关操作。

为了对开关元件Q1进行开关驱动，振荡和驱动电路2向开关元件Q1的栅极施加作为驱动信号的栅极电压。从而，开关元件Q1以依赖于驱动信号的周期的开关频率执行开关操作。

绝缘变换器变压器PIT将开关元件Q1的开关输出传递到次级侧。

绝缘变换器变压器PIT例如具有通过将铁氧体材料的E型磁芯彼此组合而形成的EE型磁芯(core)。缠绕部分被分为初级侧缠绕部分和次级侧缠绕部分。初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在EE型磁芯的中心磁芯柱(central magnetic leg)上。

另外，在绝缘变换器变压器PIT的EE型磁芯的中心磁芯柱中形成有长约1.0mm的间隙。从而在初级侧和次级侧之间得到了约0.80到0.85的耦合系数k。当耦合系数k具有这样的值时，初级侧和次级侧之间的耦合程度可以认为是弱耦合，因此不容易获得饱和状态。耦合系数k的值是在设置漏电感(L1)时的一个因素。

绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端***在开关元件Q1与平滑电容器Ci的正电极之间。从而，开关元件Q1的开关输出的传送被允许。由初级绕组N1引起的交变电压产生在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中。

在该电路中，次级侧并联谐振电容器C2与次级绕组N2并联连接。这样，次级绕组N2的漏电感L2和次级侧并联谐振电容器C2的电容形成了次级侧并联谐振电路(电压谐振电路)。

另外，如9图所示，整流二极管Do1和平滑电容器Co被连接到次级侧并联谐振电路，进而形成半波整流电路。作为平滑电容器Co两端的电压，该半波整流电路生成了具有与在次级绕组N2(次级侧并联谐振电流)中获得的交变电压V2的电平相同的电平的次级侧直流输出电压Eo。次级侧直流输出电压Eo被供应给负载，并且被输入到控制电路1，作为用于恒压控制的检测电压。

控制电路1检测所输入的次级侧直流输出电压Eo的电平作为检测电压，并且随后向振荡和驱动电路2输入所获得的检测输出。

根据由所输入的检测输出指示的次级侧直流输出电压Eo的电平，振荡和驱动电路2控制开关元件Q1的开关操作，以便使得次级侧直流输出电压Eo恒定在某个电平。即，振荡和驱动电路2生成并输出用于实现想要的开关操作的驱动信号。从而，实现了对次级侧直流输出电压Eo的稳定控制。

图10A、图10B和图11示出了对图9中的电源电路的实验结果。在进行实验时，图9中的电源电路的主要部件被设计为具有下述特性，作为用于AC输入电压VAC为100V的条件，其与AC 100V***输入相对应。

作为开关元件Q1，选择了耐受电压为900V的产品。作为次级侧整流二极管Do1，选择了耐受电压为600V的产品。

绝缘变换器变压器PIT的磁芯采用EER-35磁芯，并且中心磁芯柱中的间隙的间隙长度被设置为1mm。初级绕组N1和次级绕组N2的匝数T都被设置为43T。绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k被设置为0.81。

初级侧并联谐振电容器Cr的电容被设置为6800pF，次级侧并联谐振电容器C2的电容被设置为0.01μF。因此，初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1被设置为175kHz，次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2被设置为164kHz。

次级侧直流输出电压Eo的额定电平是135V。可允许的负载功率范围在最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W之间。

图10A和图10B是示出了图9中的电源电路中的主要部件的操作的波形图，同时反映了开关元件Q1的开关周期，。图10A示出了在最大负载功率Pomax＝200W处的开关电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I1、次级绕组电压V2、次级绕组电流I2以及次级侧整流电流ID1。图10B示出了在最小负载功率Pomin＝0W处的开关电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I1、次级绕组电压V2、次级绕组电流I2以及次级侧整流电流ID1。

开关电压V1是在开关元件Q1两端获得的电压。开关电压V1具有与图10A和10B中的波形类似的波形。具体地说，在开关元件Q1处于导通状态的时段TON中，电压电平处于0电平，并且在开关元件Q1处于关断状态的时段TOFF中，获得正弦波形的电压谐振脉冲。开关电压V1的电压谐振脉冲波形指示出初级侧开关变换器的操作是电压谐振操作。

当负载功率为最大负载功率Pomax＝200W且输入电压VAC为100V(AC 100V-***)时，开关电压V1的电压谐振脉冲的峰值电平为550Vp，并且当负载功率为最大负载功率Pomax＝200W且输入电压VAC为264V(AC 200V-***)时，开关电压V1的电压谐振脉冲的峰值电平为800Vp。为了响应于电压谐振脉冲的这些峰值电平，耐受电压为900V的产品如上所述被用作开关元件Q1。

开关电流IQ1是流过开关元件Q1(和体二极管DD)的电流。在时段TOFF中，开关电流IQ1处于零水平。在时段TON中，获得具有如所示波形的某个波形的开关电流IQ1。具体而言，在开关元件Q1导通时，开关电流IQ1在前向方向上流过体二极管DD，从而开关电流IQ1具有负极性。在导通之后，极性被翻转，并且开关电流IQ1在开关元件Q1的漏极和源极之间流动。电流值随时间增大，直到开关元件Q1关断。因此，在关断时刻获得了开关电流IQ1的峰值水平。

流过初级绕组N1的初级绕组电流I1是通过将在时段TON中作为开关电流IQ1流动的电流与在时段TOFF中流到初级侧并联谐振电容器Cr的电流相组合而得到的电流。因此，初级绕组电流I1具有如图10A和10B所示的波形。

作为次级侧整流电路的操作，当负载功率为最大负载功率Pomax 200W时，流过整流二极管Do1的整流电流ID1具有如图10A所示的某个波形。具体地说，在导通整流二极管Do1的时刻整流电流ID1具有峰值水平，此后如图10A所示的波形，降低到零水平。在整流二极管Do1的关断时段期间，整流电流ID1处于零水平。与之不同，在负载功率为最小负载功率Pomin 0W时，即使在整流二极管Do1的导通时段期间，电流水平也总是处于零水平。

在次级绕组N2与次级侧并联谐振电容器C2的并联电路中获得次级绕组电压V2。在次级侧整流二极管Do1传导的时段期间，次级绕组电压V2被箝位在次级侧直流输出电压Eo的电平。在次级侧整流二极管Do1的关断时段期间，次级绕组电压V2显示负极性的正弦波形。流过次级绕组N2的次级绕组电流I2是通过将整流电流ID1与流过次级侧并联谐振电路(N2(L2)//C2)的电流组合得到的电流。次级绕组电流I2例如具有图示的波形。

图11示出了图9所示的电源电路中的作为负载的函数的开关频率fs、导通时段TON、关断时段TOFF以及AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)。

在负载功率Po在100W到200W的范围内，AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)为90％或更高。已经知道特定单端电压谐振变换器提供了良好的电源变换效率，其中在该单端电压谐振变换器中，开关元件Q1由一个晶体管形成。

此外，图11中的开关频率fs、导通时段TON和关断时段TOFF将图9的电源电路的开关操作表示为相对于负载变化的恒压控制特性。在该电路中，开关频率fs被控制为随着负载变小而升高。对于导通时段TON和关断时段TOFF，关断时段TOFF基本恒定，而不管负载如何变化。与之不同，导通时段TON随着负载变小而缩短。即，图9中的电源电路以这样的方式变化并控制开关频率：使得随着负载变小减小导通时段TON，同时保持关断时段TOFF恒定。

开关频率的该可变控制，允许改变由于初级侧并联谐振电路和次级侧并联谐振电路的存在而引起的感应阻抗。感应阻抗的改变，改变了从初级侧传递到次级侧的功率量以及从次级侧并联谐振电路传递到负载的功率量。结果，次级侧直流输出电压Eo的电平被改变。从而，稳定了次级侧直流输出电压Eo。

图12基于开关频率fs(kHz)与次级侧直流输出电压Eo之间的关系，示意性地示出了图9所示的电源电路的恒压控制特性。

初级侧并联谐振电路的谐振频率被定义为fo1且次级侧并联谐振电路的谐振频率被定义为fo2时，在图9的电路中，次级侧并联谐振频率fo2低于初级侧并联谐振频率fo1，如上所述。

图12中的特性曲线基于这些谐振频率，并且基于恒定交变输入电压VAC条件下获得的与开关频率fs有关的恒压控制特性的假定。具体而言，特性曲线A和B分别代表在与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1相对应的谐振阻抗下，在负载功率是最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin时的恒压控制特性，特性曲线C和D分别代表在与次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2相对应的谐振阻抗下，在负载功率是最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin时的恒压控制特性。

当电路如图9中的电路那样包括初级侧并联谐振电路和次级侧并联谐振电路时，在谐振频率fo1与fo2之间存在中间谐振频率fo。特性曲线E代表在负载功率是最大负载功率Pomax时，基于中间谐振频率fo与开关频率fs之间关系的谐振阻抗特性。特性曲线F代表在负载功率是最小负载功率Pomin时，基于中间谐振频率fo与开关频率fs之间关系的谐振阻抗特性。

在包括次级侧并联谐振电路的电压谐振变换器，根据作为开关频率fs函数的中间谐振频率fo的谐振阻抗特性，确定次级侧直流输出电压Eo的电平。此外，图9所示的电压谐振变换器采用下侧控制(lower sidecontrol)方法，其中开关频率fs在低于中间谐振频率fo的频率范围内被改变并被控制。

当在图12的特性曲线E和F所指示的与中间谐振频率fo相对应的特性下，通过使用基于下侧控制的开关频率控制来进行恒压控制，其中输出电压的目标值是次级侧直流输出电压Eo的额定电平(在图9的电路中，是135V)时，恒压控制所需要的开关频率fs的可变范围(必要控制范围)是由Δfs指示的范围。换句话说，在由Δfs指示的频率范围中，根据负载变化将开关频率改变为需要的值。从而次级侧直流输出电压Eo被控制在额定电平tg处。

日本专利申请早期公开No.2000-152617中公开来传统电源电路的示例。

随着各种电子装置的多样化，需要所谓的兼容宽范围(wide range)的电源电路，该电源电路能够响应于AC 100V***和AC 200V***两者的商用交流电压输入而工作。

图9中的电源电路如上所述工作，以便通过开关频率控制来稳定次级侧直流输出电压Eo。电压稳定所需的开关频率fs的可变范围(必要控制范围)由图12所描述的Δfs指示。

图9的电源电路被设计为响应于从200W到0W的相对宽变化范围内的负载变化。在图9的电源电路中，用于该负载变化条件的开关频率fs的实际必要控制范围从117.6kHz到208.3kHz。即，范围Δfs是96.7kHz，这是一个相对宽的范围。

很明显，当交变输入电压VAC电平改时变，次级侧直流输出电压Eo的电平也改变。即，取决于交变输入电压VAC的电平，次级侧直流输出电压Eo的电平变化。

因此，与AC输入电压只是例如在AC 100V***或只是在AC 200V***的单范围内变化时的电平变化相比，当AC输入电压在包括AC 100V***和AC 200V***两者的宽范围内变化时，次级侧直流输出电压Eo的电平改变更大。为了确保恒压控制操作与次级侧直流输出电压Eo的宽电平变化相适应，需要将开关频率的必要控制范围从上述的范围117.6kHz到208.3kHz扩大，从而也覆盖更高的频率。

但是，在目前用于驱动开关元件的IC(振荡和驱动电路2)中，可能的驱动频率的上限是约200kHz。即使开发了能够以上述的高频率驱动开关元件的IC，开关元件的高频驱动也显著降低了电源变换效率。从而，实际上不可能将该IC实际应用于电源电路。

如上所述，例如通过使用图9所示的配置，很难实现兼容宽范围的电源电路。

图9中示出的电源电路包括其初级侧上的单端电压谐振变换器。具有这种配置的电源电路意在提供如上所述用于实现高电源变换效率的优点。然而，例如考虑到近来的能量情况和环境情况，需要电子装置具有更高的电源变换效率特性。因此，包含在电子装置中的电源电路自身需要具有进一步改进的电源变换效率。

发明内容

考虑到上述问题，本发明的一个实施例提供了一种具有下述配置的开关电源电路。

具体地说，该开关电源电路包括：开关单元，所述开关单元包括主开关元件，所述主开关元件被供应直流(DC)输入电压并实现开关；以及开关驱动单元，所述开关驱动单元对所述主开关元件进行开关驱动。

电路还包括绝缘变换器变压器，所述绝缘变换器变压器至少包括围绕绝缘变换器变压器缠绕的初级绕组和次级绕组。初级绕组被供应来自所述开关单元的开关操作的开关输出。被供应到所述初级绕组的所述开关输出在次级绕组中感应出交变电压。

此外，电路还包括至少由所述绝缘变换器变压器的所述初级绕组的漏电感分量和初级侧并联谐振电容器的电容形成的初级侧并联谐振电路。所述初级侧并联谐振电路提供电压谐振操作作为所述开关单元的操作。

电路还包括通过并联连接次级侧并联谐振电容器和所述绝缘变换器变压器的次级绕组而形成的次级侧并联谐振电路，所述次级侧并联谐振电路由次级绕组的漏电感分量和次级侧并联谐振电容器的电容形成。

此外，该电路还包括通过串联连接次级侧串联谐振电容器和绝缘变换器变压器的次级绕组而形成的次级侧串联谐振电路，所述次级侧串联谐振电路由次级绕组的漏电感分量和次级侧串联谐振电容器的电容形成。

电路还包括次级侧整流和平滑单元，其被供应在绝缘变换器变压器的次级绕组中感应的交变电压，并且实现整流操作，从而产生次级侧DC输出电压；以及恒压控制单元，其通过根据次级侧DC输出电压的电平控制所述开关驱动单元从而改变开关单元的开关频率，实现次级侧DC输出电压的恒压控制。

此外，电流还包括具有辅助开关元件的有源钳位电路，用于在主开关元件处于关断状态的时段内设置导通时段。辅助开关元件在该导通时段处于导通状态。在该导通时段，有源钳位电路使充电与放电电流流过辅助开关元件。在没有有源钳位电路的时候，充电与放电电流最初流到初级侧并联谐振电容器。

在电路中，绝缘变换器变压器被设计为在初级侧和次级侧之间提供某个耦合系数以在其间提供弱耦合，从而至少由初级侧并联谐振电路和次级侧并联谐振电路形成的电磁耦合谐振电路相对于具有开关频率的频率信号的输入具有单模特性作为输出特性。此外，至少初级侧并联谐振电路的谐振频率、次级侧并联谐振电路的谐振频率和次级侧串联谐振电路的谐振频率被设计，使得在某个负载条件下获得高于某个水平的电源变换效率。

根据实施例的电源电路具有基础配置，其中电压谐振变换器被提供在初级侧上，并且次级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路被提供在次级侧上。该配置可以被视为在初级侧和次级侧的每个上包括并联谐振电路的配置。从这点来看，该配置具有由绝缘变换器变压器的电磁耦合而产生的耦合谐振电路。此外，绝缘变换器变压器被设计为提供基于某个耦合系数的弱耦合。因此，可以获得尖锐的单模特性作为相对于具有开关频率的频率信号(开关输出)的输出特性。结果，稳定次级侧DC输出电压所需的开关频率可变范围(必要控制范围)可以变窄。

此外，根据实施例的电源电路还可以被视为电压谐振变换器，其在次级侧上具有串联谐振电路。通常，在次级侧上具有串联谐振电路的电压谐振变换器具有优良的电源变换效率特性，但是在负载是中间负载时趋向于引起异常操作(其中不能实现零电压开关(ZVS)操作)。为了解决这个问题，实施例设计绝缘变换器变压器以提供高于某个程度的弱耦合状态，从而允许抑制并消除异常操作。因此，ZVS操作可以在整个允许的负载功率范围内保持。

此外，提供了有源钳位电路，从而使最初应当流到初级侧并联谐振电容器的充电与放电电流流过辅助开关元件。有源钳位电路的这个操作抑制了作为初级侧并联谐振电容器两端电压的谐振电压脉冲的峰值电平。

如上所述，本发明缩窄了恒压控制所需的电压谐振变换器开关频率的可变控制范围(必要控制范围)。从而，对于电压谐振开关变换器，通过简单地实现开关频率控制，可以容易地实现兼容宽范围的配置。

为了实现这种兼容宽范围的配置，形成下述基础配置就足够了，其中具有次级侧谐振电路的电压谐振变换器的绝缘变换器变压器被设计成提供必要的耦合系数。因此，可以在不增加成本、电路尺寸、电路重量等(这是由于部件数目的增加而增加的)的情况下实现兼容宽范围的配置。

此外，由于电源电路由电压谐振变换器和次级侧串联谐振电路之间的组合形成，所以在整个允许的负载功率范围内都保持了ZVS操作，这提供了适于电源电路实际应用的良好电源变换效率特性。

此外，由于谐振电压脉冲的峰值电平被有源钳位电路所抑制，所以可以选择低耐受电压的产品作为由主开关元件代表的部件。从而，部件的性能可以被改进，这增强了电源电路的可靠性、降低了成本、并且减少了电路的尺寸和重量。

附图说明

图1是示出了根据本发明第一实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图2是示出了本发明一个实施例的电源电路中包括的绝缘变换器变压器的配置示例的示图；

图3A和图3B是基于开关周期，示出了第一实施例的电源电路的主要部件的操作的波形图；

图4是示出了关于第一实施例的电源电路的作为负载函数的AC到DC电源变换效率、开关频率以及电压谐振脉冲的峰值电平的变化特性的示图；

图5是示出了本发明一个实施例的电源电路的恒压控制特性的示图；

图6是示出了作为本发明一个实施例的电源电路的恒压控制操作，用于应对交变输入电压变化和负载变化的开关频率控制范围(必要控制范围)的示图；

图7是示出了根据本发明第二实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图8是示出了根据本发明第三实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图9是示出了作为传统电路的电源电路的配置示例的电路图；

图10A和10B是示出了图9所示的电源电路的主要部件的操作的波形图；

图11是示出了关于图9中的电源电路的作为负载函数的AC到DC电源变换效率、开关频率以及开关元件的导通周期和关断周期的变化特性的示图；以及

图12是概念性地示出了传统电源电路的恒压控制特性的示图。

具体实施方式

图1的电路图示出了根据作为实施本发明的最佳方式(实施例)的本发明第一实施例的电源电路的配置示例。图1中的电源电路采用单端电压谐振开关变换器作为其基础配置。

在图1的开关电源电路中，商用交流电源AC的线路具有一组共模扼流圈CMC和两个跨电容器CL。共模扼流圈CMC和跨电容器CL形成了噪声滤波器，用于消除在商用交流电源AC的线路中包括的共模噪声。

商用交流电源AC的电压(AC输入电压VAC)被桥式整流电路Di整流。平滑电容器Ci被该整流输出充电。从而，作为平滑电容器Ci两端的电压，获得了经整流和平滑的电压Ei。经整流和平滑的电压Ei是对于后级中的开关变换器的直流输入电压。

在图1中，接收作为直流输入电压的经整流和平滑的电压Ei并实现开关操作的开关变换器例如被形成为具有一个晶体管开关元件Q1的单端电压谐振变换器。在该电路中，选择高耐受电压的MOS-FET作为开关元件Q1。该电路中的电压谐振变换器是他激的，具体地说，开关元件被振荡和驱动电路2开关驱动。

从振荡和驱动电路2输出的开关驱动信号(电压)被施加到开关元件Q1的栅极。

开关元件Q1的漏极耦合到后面将描述的绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的缠绕起始端。初级绕组N1的缠绕终止端耦合到平滑电容器Ci的正电极。从而，DC输入电压(Ei)经由串联连接的初级绕组N1，被提供给开关元件Q1。开关元件Q1的源极耦合到初级侧地。

由于MOS-FET被用作开关元件Q1，因此开关元件Q1包含体二极管DD，从而体二极管DD与开关元件Q1的漏极和源极之间的沟道并联连接。体二极管DD的阳极连接到开关元件Q1的源极，其阴极连接到开关元件Q1的漏极。体二极管DD形成了相反方向上的开关电流的路径，该电流是由于开关元件Q1的导通/关断操作(开关操作)而生成的。

此外，初级侧并联谐振电容器Cr与开关元件Q1的漏极和源极之间的沟道并联连接。

初级侧并联谐振电容器Cr的电容与绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的漏电感L1形成了用于流过开关元件Q1的开关电流的初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)。该初级侧并联谐振电路的谐振操作提供了电压谐振型操作，作为开关元件Q1的开关操作。响应于该操作，在开关元件Q1的关断时段期间，获得了正弦电压谐振脉冲作为开关元件Q1两端的开关电压(漏极和源极之间的电压)V1。

为了例如通过他激来驱动开关元件Q1，振荡和驱动电路2包括产生振荡信号的振荡电路。振荡和驱动电路2基于振荡信号生成驱动信号(该驱动信号是用于对MOS-FET进行开关驱动的栅极电压)，并将驱动信号施加到开关元件Q1的栅极。从而，开关元件Q1利用根据驱动信号的周期的开关频率，实现连续的导通/关断操作。即，开关元件Q1实现开关操作。

绝缘变换器变压器PIT将初级侧开关变换器的开关输出传递到次级侧，同时对于其间的直流电压传输初级侧和次级侧彼此绝缘。

图2是示出了图1的电源电路中包括的绝缘变换器变压器PIT的配置示例的截面图。

如图2所示，绝缘变换器变压器PIT具有EE型磁芯(EE形磁芯)，该EE型磁芯是通过以如下方式将铁氧体材料的E形磁芯CR1和CR2彼此组合而形成的：磁芯CR1的磁芯柱与磁芯CR2的磁芯柱相对。

此外，还具有线轴B，线轴B由树脂等形成，并具有分开的形状，使得初级侧缠绕部分和次级侧缠绕部分彼此独立。初级绕组N1缠绕在线轴B的一个缠绕部分上。次级绕组N2缠绕在线轴B的另一个缠绕部分上。这样缠绕了初级侧绕组和次级侧绕组的线轴B被附接到上述EE型磁芯(CR1和CR2)。从而，在不同缠绕区域中的初级侧绕组和次级侧绕组围绕EE型磁芯的中心磁芯柱缠绕。这样，获得了绝缘变换器变压器PIT的整体结构。

在EE型磁芯的中心磁芯柱中，如图所示形成有间隙长度约2mm或更大的间隙G。从而，获得了例如耦合系数k≈约0.7或更低的弱耦合状态。即，与作为传统技术的图9所示的电源电路中的绝缘变换器变压器相比，在图2中的绝缘变换器变压器PIT中，进一步增加了弱耦合的程度。可以通过将E型磁芯CR1和CR2的中心磁芯柱设计成短于E型磁芯CR1和CR2的两个外磁芯柱，来形成间隙G。

如上所述，绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端耦合到开关元件Q1的漏极。从而，开关元件Q1的开关输出被传送到初级绕组N1，从而在初级绕组N1中出现交变电压。

在绝缘变换器变压器PIT的次级侧上，由初级绕组N1感应的交变电压在次级绕组N2中产生。

次级侧并联谐振电容器C2与次级绕组N2并联连接。从而，次级绕组N2的漏电感L2与次级侧并联谐振电容器C2的电容形成了次级侧并联谐振电路。该次级侧并联谐振电路响应于后面将描述的次级侧整流电路的整流操作，实现谐振操作。即，在初级侧和次级侧上都实现了电压谐振操作。

此外，本实施例包括次级侧串联谐振电容器C3。次级侧串联谐振电容器C3的一个电极耦合到次级绕组N2的绕组终止端和次级侧并联谐振电路C2之间的连接节点。次级侧串联谐振电容器C3的另一电极耦合到整流二极管Do1和Do2的阳极和阴极之间的连接节点，其中整流二极管Do1和Do2形成后面将要描述的次级侧桥式整流电路。该连接结构在后面将描述的次级侧整流电流路径中形成了次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器C3的串联电路。由于该串联电路配置，次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C3的电容形成了次级侧串联谐振电路。该次级侧串联谐振电路还响应于后面将描述的次级侧整流电路的整流操作而实现谐振操作(电流谐振操作)。

因此，在图1的电源电路的次级侧上，实现了串联谐振操作(电流谐振操作)和上述的并联谐振操作(电压谐振操作)。

本实施例的次级侧整流电路被形成为全波整流电路(桥式全波整流电路)。为此，由四个整流二极管Do1、Do2、Do3和Do4形成的桥式整流电路和一个平滑电容器C0以下述方式耦合到次级绕组N2，其中次级侧并联谐振电容器C2和次级侧串联谐振电容器C3连接到次级绕组N2。

具体地说，次级绕组N2的绕组终止端经由次级侧串联谐振电容器C3耦合到整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极之间的连接节点。次级绕组N2的绕组起始端耦合到整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极之间的连接节点。整流二极管Do1和Do3的阴极耦合到平滑电容器Co的正电极。平滑电容器Co的负电极连接到次级侧地。整流二极管Do2和Do4的阳极也连接到次级侧地。

在如此形成的全波整流电路中，在次级绕组N2中所感应(激励)的交变电压的一种极性的半周期时段期间(下文有时也被称为一个半周期)，桥式整流电路中的整流二极管对Do1和Do4导通以在平滑电容器Co中充电整流电流。与之不同，在次级绕组N2中所感应(激励)交变电压的另一种极性的半周期时段期间(下文有时也被称为另一个半周期)，整流二极管对Do2和Do3导通以在平滑电容器Co中充电整流电流。

由于这些操作，在平滑电容器Co两端产生次级侧DC输出电压Eo，次级侧DC输出电压Eo的电平等于次级绕组N2中感应的交变电压的电平。

如此获得的次级侧DC输出电压Eo被提供给负载(未示出)，并且被分路并被输入到后面将要描述的控制电路1作为检测电压。

此外，与全波整流电路的整流操作相关联，获得了次级侧并联谐振电路的电压谐振操作和次级侧串联谐振电路的电流谐振操作。在该配置中，次级侧整流电路可以被视为对来自次级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路两者的谐振输出进行整流和平滑的电路。

控制电路1根据所输入的次级侧直流输出电压Eo的电平变化，向振荡和驱动电路2提供检测输出。振荡和驱动电路2根据从控制电路1输入的检测输出，驱动开关元件Q1，同时改变开关频率。

可变控制开关元件Q1的开关频率，导致电源电路的初级侧和次级侧的谐振阻抗的改变，这些阻抗改变使得从绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1传递到次级绕组N2的功率量以及从次级侧整流电路提供到负载的功率量被改变。从而实现了下述操作：其中次级侧直流输出电压Eo的电平被控制，使得消除了次级侧直流输出电压Eo电平的变化。即，允许次级侧直流输出电压Eo稳定。

在图1中的电源电路的初级侧上，提供了有源钳位电路10。

有源钳位电路10包括辅助开关元件Q2、钳位电容器CCL和钳位二极管DD2。作为辅助开关元件Q2，选择了MOS-FET。钳位二极管DD2是被包括在辅助开关元件Q2中的体二极管。其阳极连接到辅助开关元件Q2的源极，而其阴极连接到辅助开关元件Q2的漏极。

此外，有源钳位电路10包括栅极和源极之间的电阻器R1、驱动绕组Ng、电容器Cg和栅极电阻器Rg，作为驱动辅助开关元件Q2的驱动电路。

注意，在下文中，单端电压谐振变换器的开关元件Q1也被称为主开关元件Q1，以和辅助开关元件Q2区分。

辅助开关元件Q2的漏极连接到钳位电容器CCL的一个电极。钳位电容器CCL的另一电极耦合到整流和平滑电压Ei的线路和初级绕组N1的缠绕终止端之间的连接节点。辅助开关元件Q2的源极耦合到初级绕组N1的绕组起始端。

即，在本实施例的有源钳位电路10中，钳位电容器CCL串联连接到辅助开关元件Q2和钳位二极管DD2的并联电路。此外，如此形成的电路并联连接到绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1。

在用于辅助开关元件Q2的驱动电路中，电阻器R1被置于辅助开关元件Q2的栅极和源极之间，如图所示。此外，辅助开关元件Q2的栅极耦合到电阻器Rg、电容器Cg和驱动绕组Ng的串联电路。该串联电路和电阻器R1形成用于辅助开关元件Q2的自激振荡和驱动电路。驱动绕组Ng是通过进一步卷起绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的绕组起始端而形成的。驱动绕组Ng的匝数例如是1T(匝)。因此，在驱动绕组Ng中产生的是由初级绕组N1中出现的交变电压所感应的电压。由于初级绕组N1和驱动绕组Ng的绕组方向之间的关系，驱动绕组Ng中出现的电压与初级绕组N1中出现的电压的极性相反。只要驱动绕组Ng的匝数至少为1T，就能保证驱动绕组Ng的实际操作。然而，匝数不限于1T。

如稍后所详细描述的那样，有源钳位电路10操作，以便抑制作为主开关元件Q1和初级侧并联谐振电容器Cr的并联电路两端出现的开关电压(并联谐振电压)V1在主开关元件Q1的关断时段期间产生的电压谐振脉冲的峰值电平。

具有图1配置的实际电源电路中的主要部件的特性例如如下所述。注意，300W和0W(无负载)分别是该电源电路的允许负载功率范围内的最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin。

绝缘变换器变压器PIT的磁芯采用EER-35磁芯，并且间隙G被设计为2.2mm的间隙长度。初级绕组N1和次级绕组N2的匝数被分别设置为55T和50T。次级绕组N2每匝感应的电压被设置为约2.5V/T或更高。初级绕组N1的漏电感L1是350μH，饮级绕组N2的漏电感L2是332μH。根据这些条件，绝缘变换器变压器PIT的耦合系数为0.685。

如所公知的那样，上述EER型是多种类型与标准的产品磁芯之一。公知的类型还包括EE型。EER和EE型的磁芯的截面形状都是EE字符型。因此，本说明书中的术语EE磁芯包括EER和EE型两种磁芯。

作为主开关元件Q1，选择耐受电流和电压为10A和600V的产品。

初级侧并联谐振电容器Cr的电容被设置为2200pF。次级侧并联谐振电容器C2的电容被设置为8200pF。次级侧串联谐振电容器C3的电容被设置为0.22μF。

有源钳位电路10中的部件被如下设计：钳位电容器CCL具有0.056μF的电容；驱动绕组Ng的匝数为1T；电容器Cg具有0.033μF的电容；栅极电阻器Rg具有4.7Ω的电阻；栅极和源极之间的电阻器R1具有1kΩ的电阻。作为辅助开关元件Q2，选择耐受电流和电压分别为10A和600V的产品。

在本实施例中，图1中的电源电路的谐振频率fo1如下处理。

如后面将描述的图3A和3B的波形图所示，图1中的电源电路中的初级侧开关变换器的操作可以被视为电压谐振变换器(主开关元件Q1)的开关操作和有源钳位电路10的开关操作之间的复杂操作。此外，该复杂操作可以被视为等同于一个初级侧并联谐振电路(下文中为初级侧并联谐振电路a)和另一并联谐振电路(下文中为初级侧并联谐振电路b)在初级侧上以复杂方式操作。电路a由初级侧并联谐振电容器Cr和初级绕组N1的漏电感L1形成。电路b由钳位电容器CCL和初级绕组N1的漏电感L1形成。在这种情形中，初级侧并联谐振电路a可以被看作在主开关元件Q1处于导通状态的时段期间实现谐振操作的电路。初级侧并联谐振电路b可以被看作在辅助开关元件Q2处于导通状态的时段期间实现谐振操作的电路。

因为初级侧并联谐振电容器Cr的电容是2200pF且初级绕组N1的漏电感L1是350μH，所以初级侧并联谐振电路a的谐振频率fo1a是181.5kHz。因为钳位电容器CCL的电容是0.056μF且初级绕组N1的漏电感L1是350μH，所以初级侧并联谐振电路b的谐振频率fo1b是36kHz。这样，图1电路的初级侧包括两个不同谐振频率的两个初级侧并联谐振电路。因此，在本实施例中，当这些初级侧并联谐振电路被视为一个集成电路时，并联谐振频率fo1由等式fo1＝(fo1a+fo1b)/2表示。即，初级侧并联谐振电路a和b的谐振频率fo1a和fo1b的平均值被看作初级侧并联谐振电路的并联谐振频率fo1。在本实施例中，因为fo1＝(181.5kHz+36kHz)/2，所以fo1是108.8kHz(108.75kHz)。

即，本实施例中的谐振频率fo1是初级侧并联谐振电路的谐振频率，其是由于包括有源钳位电路10的操作在内的初级侧开关变换器的操作而获得的。因此，下面关于谐振频率设计的概念是可利用的。具体地说，初级侧并联谐振电路a(其包括作为其组件的初级侧并联谐振电容器Cr的电容)的谐振频率fo1a被设计使得谐振频率fo1具有必要值，谐振频率fo1由于有源钳位电路10的存在而由等式fo1＝(fo1a+fo1b)/2表示。

因为次级侧并联谐振电容器C2的电容为8200pF且次级绕组N2的漏电感L2是332μH，所以次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2是96.5kHz。

因为次级侧串联谐振电容器C3的电容为.0.22μF且次级绕组N2的漏电感L2是332μH，所以次级侧串联谐振电路的谐振频率fo3是58.9kHz。

在本实施例中，谐振频率fo1、fo2和fo3之间的相对关系如下所述。具体地说，谐振频率fo1可以被视为几乎等于谐振频率fo2。此外，谐振频率fo3小于谐振频率fo1和fo2。即，可以认为这些谐振频率被设计成具有下述关系：fo1几乎等于fo2，并且大于fo3。

图3A和3B中的波形图示出了具有上述配置的图1的电源电路的主要部件的操作，同时反映开关元件Q1的开关周期。图3A示出了在负载功率为最大负载功率Pomax 300W时的开关电压V1、开关电流IQ1、钳位电流IQ2、电流Icr、初级绕组电流I1和次级绕组电流I2。图3B示出了在负载功率为最小负载功率Pomin 0W时的这些电流和电压的波形。

开关电压V1是开关元件Q1的漏极和源极之间的电压，并且也是并联谐振电容器Cr两端的电压。开关电流IQ1是流过开关元件Q1(和体二极管DD)的电流。开关电压V1和开关电流IQ1指示开关元件Q1的导通/关断时刻。一个开关周期被分为其中开关元件Q1被导通的时段TON和其中开关元件Q1被关断的时段TOFF。开关电压V1在时段TON中具有处于零电平的波形，在时段TOFF中形成电压谐振脉冲。因为初级侧开关变换器的操作是电压谐振型操作，所以开关电压V1的电压谐振脉冲最初被获得为正弦谐振波形。然而，在本实施例中，后面将要描述的有源钳位电路10的操作提供了修改的波形，其中电压谐振脉冲的峰被抑制。

开关电流IQ1在时段TOFF期间处于零电平。在时段TOFF结束并且时段TON开始时，即在开关元件Q1的导通时刻，开关电流IQ1首先流过体二极管DD因而具有负极性。随后，开关电流IQ1从漏极流到源极，进而其极性被反转为正极性。开关电流IQ1的该波形指示出零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)被恰当地实现。此外，开关电流IQ1可以被视为经由绝缘变换器变压器PIT中的初级绕组N1中的漏电感L1流到主开关元件Q1的电流。

初级绕组电流I1是流过初级绕组N1的电流，并且得自流过开关元件Q1的电流与流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流的组合。在时段TOFF期间，初级绕组电流I1的波形对应于流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流的波形。

在次级绕组N2中感应了交变电压。因此，在次级绕组电压具有高于某个电平的正电平的时段期间，即，在次级绕组电压的一个半周期的部分时段期间，整流二极管对Do1和Do4传导。在这些传导时段，整流电流流过平滑电容器Co。与之不同，在次级绕组电压具有其绝对值大于某个值的负电平的时段期间，即，在次级绕组电压的另一半周期的部分时段期间，整流二极管对Do2和Do3传导。在这些传导时段，整流电流流过平滑电容器Co。

作为流过次级侧并联谐振电容器C2的电流和两个半周期的整流电流(流过整流二极管对Do1和Do4和整流二极管对Do2和Do3)的合成的结果，获得了次级绕组电流I2。尽管图3B中没有示出，但是当负载功率是最小负载功率Pomin 0W时，经过整流二极管的整流电流为0水平，即使在整流二极管Do1和Do4或整流二极管Do2和Do3传导的时段中。

在图3A和3B的波形图中，有源钳位电路10的操作被分类为从模式1到模式5的五级操作模式，该五级操作模式在一个开关周期内顺序进行。

在主开关元件Q1处于导通状态的时段TON期间，有源钳位电路10实现操作模式1。在时段TON期间，辅助开关元件Q2处于关断状态。即，操作模式1实现控制使得，辅助开关元件Q2保持在关断状态。

在操作模式1中(在时段TON)期间，开关电流IQ1具有上述波形。具体地说，紧跟在接通开关元件Q1之后，开关电流IQ1以负极性流经钳位二极管DD。此后，极性反转，从而开关电流IQ1以正极性在从主开关元件Q1的漏极到源极的方向上流动。

在开关电流IQ1以负极性流动的时段期间，由于初级侧并联谐振电容器Cr的放电在时段td2的末端已经完成，所以钳位二极管DD传导，时段td2恰好在负开关电流IQ1的时段之前。因此，开关输出电流IQ1顺序流经钳位二极管DD和初级绕组N1，其再生用于电源的电力。即，负开关电流IQ1的时段对应于再生电源电力的模式。在完成电力再生操作之后，从平滑电容器Ci经由初级绕组N1提供电流，从而开关电流IQ1在主开关元件Q1的源极和漏极之间流动。

当对应于操作模式1的时段TON结束并且时段TOFF开始时，启动对应于操作模式2的时段td1。

在时段td1期间，主开关元件Q1被关断，从而通过初级绕组N1的电流作为图3A和3B中示出的电流Icr流动，以对初级侧并联谐振电容器Cr充电。此时，流到初级侧并联谐振电容器Cr的充电电流具有正极性的脉冲形状的波形。该脉冲波形对应于部分谐振模式的操作。此外，此时，主开关元件Q1由ZVS关断，因为初级侧并联谐振电容器Cr并联连接到主开关元件Q1。

在时段td1之后，开始下述时段，其中实现控制使得辅助开关元件Q2被导通而主开关元件Q1被保持在关断状态。该时段对应于图3A和3B中示出的时段TON2。这样，辅助开关元件Q2的导通/关断被控制，使得它在主开关元件Q1处于关断状态的时段内处于导通状态。

该时段TON2是有源钳位电路10操作的时段。在时段TON2期间，最初执行操作模式3，随后执行操作模式4。

由于前述的操作模式2，初级侧并联谐振电容器Cr被经由初级绕组N1流到初级侧并联谐振电容器Cr的电流Icr充电。从而，在操作模式2之后的操作模式3中，在初始时刻(在时段TON2的起始处)，初级绕组N1的电压电平大于或等于钳位电容器CCL两端的电压电平。该电压电平足够高，以至于与辅助开关元件Q2并联连接的钳位二极管DD2传导。从而，电流顺序流经钳位二极管DD2和钳位电容器CCL。因此，钳位电流IQ2具有锯齿波形，其中电压电平在图3A和3B所示的时段TON2开始之后随着时间的过去从负电平向0上升。

如上所述，例如，钳位电容器CCL的电容为0.056μF，而初级侧并联谐振电容器Cr的电容为2200pF。因此，初级侧并联谐振电容器Cr的电容明显小于钳位电容器CCL的电容。由于如此选择的初级侧并联谐振电容器Cr和钳位电容器CCL的电容，所以在操作模式3中，绝大多数电流作为钳位电流IQ2流过钳位电容器CCL，而几乎没有电流流过初级侧并联谐振电容器Cr。结果，在时段TON2期间到初级侧并联谐振电容器Cr的充电电流的量被减少。因此，作为开关电压V1的电压谐振脉冲的斜度变得更缓和，这抑制了开关电压V1的峰值电平V1p。即，实现了电压谐振脉冲的钳位操作。

应当注意，如果图1中的配置没有有源钳位电路10，则电压谐振脉冲例如具有陡峭的正弦波形，因为充电与放电电流在整个时段TOFF期间流动。电压谐振脉冲的峰值电平高于包括有源钳位电路10的配置中的峰值电平。

在时段TON2中的操作模式3结束之后，操作序列进入操作模式4。

操作模式4的开始时刻等同于图3A和3B中示出的钳位电流IQ2的流动方向被从负方向反转为正向的时刻。在钳位电流IQ2从负极性向正极性的极性反转时刻，辅助开关元件Q2被ZVS和ZCS导通。在辅助开关元件Q2如此传导的状态中，此时由初级侧并联谐振电路获得的谐振操作允许钳位电流IQ2顺序流经初级绕组N1和钳位电容器CCL，进而从辅助开关元件Q2的漏极流到源极。因此，钳位电流IQ2具有下述波形，其中正电压电平如图3A和3B所示随着时间的过去而增加。

施加到辅助开关元件Q2的栅极的电压是在驱动绕组Ng中感应的电压，尽管这未在附图中示出。该电压是矩形波脉冲电压。

时段td1和td2对应于其间主开关元件Q1和辅助开关元件Q2都处于关断状态的门限时段。该门限时段由流向栅极的电流的流动所保持。

操作模式4在辅助开关元件Q2两端的电压开始上升的时刻处被完成。在上升之前，该电压在时段TOFF中是0电平，因为辅助开关元件Q2传导。在操作模式4之后，操作序列在时段td2期间进入操作模式5。

在操作模式5中，放电电流从初级侧并联谐振电容器Cr流到初级绕组N1。即，实现了部分谐振操作。在图3A和3B中，作为部分谐振操作的该放电由流到初级侧并联谐振电容器Cr的电流Icr指示，作为仅在时段td2期间流动的负极性的脉冲波形电流。

在时段td2期间，被施加到主开关元件Q1的开关电压V1的电压谐振脉冲具有陡峭的斜度，因为初级侧并联谐振电容器Cr的电容小于钳位电容器CCL的电容，如上所述。因此，在时段td2中，电压电平快速向0下降，如波形图所示。

在操作模式4结束之后的操作模式5的开始时刻，启动辅助开关元件Q2的关断。该关断操作是基于ZVS进行的，因为电压谐振脉冲(开关电压V1)以某个斜度下降。

有源钳位电路10在每一个开关周期中实现上述操作模式1至模式5。

基于各个部件的上述操作，可以在如图3A所示负载功率为最大负载功率Pomax 300W时的波形和在图3B所示负载功率为最小负载功率Pomin 0W时的波形之间进行比较。首先，该比较显示出，在初级侧开关变换器的操作中，随着负载变小，一个开关周期(TOFF+TON)的时段长度变短，即，开关频率fs变高。该时段长度变化指示出，实现了用于根据负载变化改变开关频率fs的上述开关频率控制操作以作为恒压控制操作。

在本实施例中，负载越小，开关频率如上所述变得越高。此外，随着负载变小，一个开关周期中的时段TOFF相对于时段TON的长度比变大，即，时段TON相对于时段TOFF的占空比变小。该占空比的减少是由于有源钳位电路10抑制了电压谐振脉冲(V1)的峰值电平V1p。当电压谐振脉冲(V1)的峰值电平V1p被抑制时，电压谐振脉冲的传导角(conduction angle)也相应增加。如从图3A和3B所明显见到的，当负载变小时，电压谐振脉冲(V1)的峰值电平V1p被抑制。与该抑制相关联，电压谐振脉冲(V1)的传导角增加。该传导角的增加表现为一个开关周期内的时段TON和TOFF之间的占空比的改变。

如上所述，钳位电容器CCL的电容明显大于初级侧并联谐振电容器Cr的电容。初级侧并联谐振电容器Cr和钳位电容器CCL的电容之间的较大差异产生了对电压谐振脉冲峰值的更大程度的抑制。然而，该更大的峰值抑制提供了电压谐振脉冲(V1)的传导角的更大增加。当一个开关周期中的电压谐振脉冲(V1)的传导角增加时，即，当主开关元件Q1处于关断状态的时段(TOFF)延长时，主开关元件Q1的导通时段(TON)相应缩短。如果导通时段(TON)缩短的程度超过了某个级别，则在某些情况下会产生下述问题：主开关元件Q1的开关损耗以及从初级侧传输到次级侧的功率量的减少。在本实施例中，基于考虑到电压谐振脉冲峰值的必要抑制水平、开关损耗、功率传输量等之间的平衡而执行的实验的结果，来选择初级侧并联谐振电容器Cr和钳位电容器CCL的电容(CCL＝0.056μF且Cr＝2200pF)。利用该电容选择，获得了CCL近似等于Cr×25的关系。

图4示出了关于图1电源电路的作为负载(从Pomin 0W到Pomax300W)函数的AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)、开关频率fs以及电压谐振脉冲(开关电压V1)的峰值电平Vip的变化特性。这些特性曲线基于图1的电源电路的实验结果，并且分别对应于100V和230V的AC输入电压VAC。

根据图4，开关频率fs随着负载变小而增加，如结合图3所描述的那样。此外，开关频率fs随着AC输入电压VAC变大而增加。该频率改变趋势指示出，在恒压控制操作中，当次级侧DC输出电压Eo响应于负载减少和AC输入电压增加而增加时，开关频率fs变得更高。

开关频率fs的具体值如下。当AC输入电压VAC是100V时，用于应对从最大负载功率Pomax 300W到最小负载功率Pomin 0W的负载变化范围的开关频率fs的范围在80.0kHz到135.0kHz之间。因此，Δfs为55.0kHz。对应于该开关频率范围的时段TON和TOF的长度的变化范围分别为8.5μs到2.9μs以及4.0μs到4.5μs。

当AC输入电压VAC是230V时，用于应对从最大负载功率Pomax300W到最小负载功率Pomin 0W的负载变化范围的开关频率fs的范围在136.0kHz到181.8kHz之间。因此，Δfs为45.8kHz。对应于该开关频率范围的时段TON和TOF的长度的变化范围分别为2.9μs到0.5μs以及4.5μs到5.0μs。

对于AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)，在从最大负载功率Pomax 300W到负载功率Po约100W的负载功率范围内，更小的负载提供更高的效率。与之不同，在低于约100W的负载功率范围内，更小的负载提供更低的效率。

获得了当负载功率为最大负载功率Pomax 300W时的AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)的测量结果：在AC输入电压VAC为100V时，效率ηAC→DC为92.3％，并且在AC输入电压VAC为230V时，效率ηAC→DC为91.2％。

电压谐振脉冲(V1)的峰值电平V1p随着负载变大而增加。该峰值电平的上升对应于在初级侧并联谐振电容器Cr中充电的电流量的增加，所述电流量的增加与由负载功率增加引起的流经开关变换器的电流量的增加相关联。获得了当负载功率为最大负载功率Pomax 300W(其提供最大峰值电平)时的关于峰值电平V1p的测量结果。具体地说，在AC输入电压VAC为100V时，峰值电平V1p约400Vp，并且在AC输入电压VAC为230V时，，峰值电平Vlp约550Vp。

由于电压谐振脉冲(V1)的峰值电平V1p具有这些值，所以耐受电压为600V(例如T0-200封装件)的产品可以被用作如上所述的主开关元件Q1。此外，作为辅助开关元件Q2，可以类似地使用耐受电压为600V的产品。例如在图9的电源电路中，尽管其最大负载功率Pomax为200W(其低于本实施例的最大负载功率)，但是需要耐受电压为900V的产品作为开关元件Q1。如果有源钳位电路10被从图1的电源电路(其最大负载功率Pomax为300W)中去除，则需要耐受电压为1200V(例如，T0-3P封装件)的产品用作开关元件Q1。即，在本实施例中，可以选择较低耐受电压的部件作为主开关元件Q1(以及辅助开关元件Q2)、并联连接到主开关元件Q1的初级侧并联谐振电容器Cr等。

由于可以如此选择低耐受电压的部件作为相应的部件，所以可以增强这些部件的特性。例如，主开关元件Q1的的开关特性被进一步改进，其减少了功率损耗并且改进了电路稳定性。此外，低耐受电压的部件具有小尺寸，这可以促进电路板尺寸与重量的减少。而且，可以降低部件成本。

图1的电源电路特性的开关频率fs的特性将与图9的电源电路的相应特性相比较。

在图9的电源电路中，当AC输入电压VAC是100V时，用于从最大负载功率Pomax 300W到最小负载功率Pomin 0W的负载功率变化的开关频率fs的必要范围在117.6kHz到208.3kHz之间。因此，Δfs为96.7kHz。

与之不同，在图1的电源电路中，当AC输入电压VAC是100V时，用于从最大负载功率Pomax 300W到最小负载功率Pomin 0W的负载功率变化的开关频率fs的必要范围在80.0kHz到135.0kHz之间。因此，Δfs为55.0kHz。该必要控制范围明显小于图9的电源电路。此外，在图1的电源电路中，当AC输入电压VAC是230V时，用于从最大负载功率Pomax 300W到最小负载功率Pomin 0W的负载功率变化的开关频率fs的必要范围在136.0kHz到181.8kHz之间。因此，Δfs为45.8kHz。即，同样当AC输入电压VAC是230V时，获得了明显小于图9的电源电路的必要控制范围的必要控制范围。

图1电源电路的开关频率fs的这些特性指示出允许所谓的兼容宽范围的电路，其能够在从最大负载功率Ponmax 300W到最小负载功率Pomin 0W的负载功率变化条件下，与AC 100V***到AC 200V***范围内的商用AC电压输入(例如，85V至264V范围内的电压VAC)兼容且稳定地操作。下面将描述该方面。

图1的电源电路作为其基础配置具有电压谐振变换器，其具有次级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路两者作为次级侧谐振电路。在该配置中，初级侧并联谐振电路和次级侧并联谐振电路的组合对兼容宽范围的电路的获得起主要作用。

当关注点集中于作为图1电源电路的配置的初级侧并联谐振电路和次级侧并联谐振电路的组合时，认为图1的电源电路在初级侧和次级侧的每个上具有并联谐振电路，在并联谐振电路之间具有利用绝缘变换器变压器PIT进行的居间电磁耦合。如果该配置从初级侧并联谐振电路和次级侧谐振电路之间的关系的角度来解释，则图1的电源电路可以被视为等同于电磁耦合的谐振电路，其被供给根据开关频率fs的频率信号。

图1的电源电路的次级侧DC输出电压Eo的恒压控制特性(其进而可以被视为包括电磁耦合谐振电路)取决于绝缘变换器变压器PIT的耦合程度(耦合系数k)而不同。将参考图5来描述这方面。

图5示出了电磁耦合谐振电路相对于输入(开关频率信号)的输出特性。具体地说，基于次级侧直流输出电压Eo与开关频率fs的关系，指示了控制次级侧直流输出电压Eo的特性。在图5中，横轴表示开关频率，纵轴表示次级侧直流输出电压Eo的电平。

如参考图1所描述的，在本实施例中，初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1被设置为次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2的约1.5倍。因此，谐振频率fo1高于谐振频率fo2。参考图5，谐振频率fo1和fo2被示出在标记了开关频率fs的横轴上。同样在图5中，与谐振频率fo1和fo2之间的关系相对应地，谐振频率fo1被示出为高于谐振频率fo2。

在绝缘变换器变压器PIT采用耦合系数k为1的强耦合时，初级绕组N1的漏电感L1与次级绕组N2的漏电感L2都为零。

当绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧如此强耦合时，恒压控制特性是所谓的双峰曲线，如图5的特性曲线1所示。在该曲线中，次级侧直流输出电压Eo在与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2不同的频率f1和f2处分别达到峰值。

频率f1由等式1表示。

$f1=\mathrm{fo}/\sqrt{1+k}$

等式1

频率f2由等式2表示。

$f2=\mathrm{fo}/\sqrt{1-k}$

等式2

在等式1和等式2中，作为一个项的fo表示存在于初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2之间的中间谐振频率。该中间谐振频率是根据初级侧阻抗、次级侧阻抗以及初级侧和次级侧共同的阻抗(互耦合电感M)而确定的。

互耦合电感M由等式3表示。

$M=k\sqrt{L1\×L2}$

如果述耦合系数k从1逐渐减小，即，如果耦合状态从强耦合状态逐渐向弱耦合转移时，图5所示的特性曲线1改变，使得双峰趋势逐渐弱化，并且在中间谐振频率fo附近的曲线变平坦。当耦合系数k降低到某个值时，耦合状态达到所谓的临界耦合状态。在该临界耦合状态中，如特性曲线2所示，双峰特性趋势消失，在中间谐振频率fo附近的曲线形状平坦。

如果耦合系数k从临界耦合状态进一步降低，进而弱耦合的程度进一步增加，则获得了如图5的特性曲线3所示的单峰特性，其中仅在中间频率fo处存在峰值。特性曲线3与特性曲线1和2的比较指示出：虽然特性曲线3自身的峰值水平低于特性曲线1和2的峰值水平，但是特性曲线3的二次函数曲线形状具有比特性曲线1和2更陡的斜度。

本实施例的绝缘变换器变压器PIT采用了耦合系数k小于约0.7的弱耦合状态。这样的耦合系数k提供了基于特性曲线3所示的单峰特性的操作。

当图5所示的单峰特性与图12所示的传统电源电路(图9)的恒压控制特性相比较时，很明显与图5的单峰特性相比，图12中的特性的二次函数曲线具有相当缓和的斜度。

由于图12中的特性示出了缓和的曲线，所以即使在电源电路具有用于例如AC输入电压VAC为100V处的兼容单范围的配置时，用于对次级侧直流输出电压Eo执行恒压控制的开关频率fs的必要控制范围在117.6kHz到208.3kHz之间，从而Δfs为96.7kHz。因此，如上所述，很难仅通过根据开关频率控制实现恒压控制来获得兼容宽范围的特性。

与之不同，本实施例的恒压控制特性是图5的特性曲线3所示的单峰特性，从而本实施例的恒压控制操作如图6的特性曲线所示。

图6示出了从根据本实施例的图1中的电源电路获得的四条特性曲线A至D。特性曲线A和B分别对应于当AC输入电压VAC为100V(AC100V***)时的最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin。特性曲线C和D分别对应于当AC输入电压VAC为230V(AC 200V***)时的最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin。

如从图6清楚看到的，当交变输入电压VAC为100V(对应于AC100V***的输入)时，由Δfs1表示将次级侧直流输出电压Eo恒定地保持在要求的额定电平tg处所需的开关频率的可变控制范围(必要控制范围)。具体地说，必要控制范围等同于从提供特性曲线A上的电平tg的开关频率fs到提供特性曲线B上的电平tg的开关频率fs的频率范围。

另外，当交变输入电压VAC为230V(对应于AC 200V***的输入)时，由Δfs2表示将次级侧直流输出电压Eo恒定地保持在要求的额定电平tg处所需的开关频率的可变控制范围(必要控制范围)。具体地说，必要控制范围等同于从提供特性曲线C上的电平tg的开关频率fs到提供特性曲线D上的电平tg的开关频率fs的频率范围。

如上所述，作为本实施例中控制次级侧直流输出电压Eo的特性的单峰特性的二次函数曲线具有比图12所示的控制特性明显更陡的斜度。

因此，在AC输入电压VAC为100V和230V时分别获得的必要控制范围Δfs1和Δfs2明显比图12中的Δfs更小。

此外，在范围Δfs1内的最低开关频率(提供特性曲线A上的电平tg的开关频率fs)和范围Δfs2内的最高开关频率(提供特性曲线D上的电平tg的开关频率fs)之间的频率可变范围(ΔfsA)也明显很小。

关于图1电源电路的频率范围Δfs1、Δfs2和ΔfsA的实际测量值为：Δfs1＝55.0kHz(＝135.0kHz-80.0kHz)，Δfs2＝45.8kHz(＝181.8kHz-136.0kHz)，并且ΔfsA＝101.8kHz(＝181.8kHz-80.0kHz)。

频率可变范围ΔfsA容易落入目前的开关驱动IC(振荡和驱动电路2)的开关频率可变范围之内。即，图1的电源电路可以实际地在频率可变范围ΔfsA内变化并控制其开关频率。

因此，图1中的本实施例的电源电路对于AC 100V***和AC 200V***中任一种的商用交流电源输入，可以适当地稳定作为主直流电压的次级侧直流输出电压Eo。即，仅通过开关频率控制就实现了兼容宽范围的配置。

注意，采用电磁耦合的耦合谐振电路已知是作为通信技术中用于扩大由晶体管形成的放大电路的放大带宽的一种措施，该措施例如是中频变换放大器。但是在该技术领域中，使用的是强耦合的双峰特性或者临界耦合的平坦特性，但是并没有使用弱耦合的单峰特性。在本实施例中，关于这种采用电磁耦合的耦合谐振电路的技术，在通信技术领域中还没有被使用过的弱耦合的单峰特性被主动地使用在谐振开关变换器的领域中。因此，如上所述，稳定次级侧直流输出电压Eo所需的开关频率可变范围(必要控制范围)变窄，并且仅通过根据开关频率控制的恒压控制，就可以形成兼容宽范围的配置。

作为实现作为包括谐振变换器的开关电源电路的兼容宽范围电路的配置，除了本实施例的配置之外，下述配置也是公知的，其中取决于商用AC电压输入是AC 100V***输入和AC 200V***输入中的哪一个，初级侧开关变换器的配置在半桥配置和全桥配置之间切换。此外，另一配置也是公知的，其中取决于商用AC电压输入是AC 100V***输入和AC200V***输入中的哪一个，用于整流商用AC电压的整流电路在全波整流和倍压整流之间切换。

然而，响应于AC 100V***和AC 200V***之间的改变而进行的电路配置的切换包含下述问题。

为了根据商用AC电压电平切换电路配置，例如预先设置输入电压的阈值(例如，150V)，当输入电压高于阈值时，电流配置被切换到用于AC 200V***的配置，并且当输入电压低于阈值时，电流配置被切换到用于AC 100V***的配置。然而，这种简单的切换很可能产生问题。例如，当使用AC 200V***输入时，即使是响应于由瞬时电源故障等引起的AC输入电压电平的暂时下降，也可能执行到用于AC 100V***的配置的切换。具体地说，例如在用于切换整流操作的配置中，存在这样的可能性，即，即使当使用AC 200V***输入时，判定使用AC 100V***的输入，进而执行到倍压整流电路的切换，这会由于过压而毁坏开关元件等。

因此，在实际中，为了防止上述故障的发生，采用了下述配置，其不仅检测到主开关变换器的DC输入电压，还检测到待机电源侧的变换器电路的DC输入电压。

然而，为了检测到待机电源侧的变换器电路的DC输入电压，例如需要提供用于比较参考电压和输入电压的比较器IC。因此，部件的数目增加，这会增加电路制造成本和电路板的尺寸。

此外，由于待机电源侧的变换器的DC输入电压需要被检测以防出现故障，所以电源电路的实际使用限于除具有主电源之外还具有待机电源的电子装置。即，可以使用电源电路的电子装置的种类限制在包括待机电源的电子装置，这又缩窄了电源电路的应用范围。

而且，在实现在半桥和全桥配置之间进行切换的配置中，需要提供至少四个开关元件，以便实现全桥配置。如果该切换是不必要的，则电路仅包括半桥配置就足够了，其只需要两个开关元件。与之不同，如果电路采用该切换，则需要两个额外的开关元件。

此外，实现整流操作的切换的配置需要包括两个平滑电容器Ci，以便保证倍压整流操作。即，与仅实现全波整流的配置相比，需要额外一个平滑电容器Ci。

并且从这些额外部件的需要性来看，与上述电路切换相关联的兼容宽范围的配置引起了电路制造成本和电源电路板尺寸的增加。具体地说，由于平滑电容器Ci属于电源电路部件中的大尺寸部件，实现整流操作的切换的配置进一步增加了板尺寸。

开关频率的宽范围控制还产生另一问题：稳定次级侧DC输出电压Eo的高速响应特性被降低。

具体地说，一些当前的电子装置包含被称为所谓的开关负载的负载条件，其中例如响应于每个驱动部件的导通/关断，负载功率在最大负载和无负载之间瞬时切换。因此，电源电路需要实现能对负载功率的这种快速且大的变化进行响应的次级侧DC输出电压Eo的恒压控制。

然而，当电源电路包含如上所述的宽控制范围的开关频率时，响应于在最大值和最小值之间变化的负载，电路需要很长时间将其开关频率改变到保证恒压控制所需的频率。即，恒压控制的响应性被降低。

与之不同，如果类似于本实施例那样简单地通过实现开关频率控制来实现兼容宽范围的配置，则不需要采用类似于上述的这种配置，所述配置例如是根据商用AC电压的额定电平，关于用于产生DC输入电压(Ei)的整流电路的切换整流操作或在半桥连接和全桥连接之间切换开关变换器类型。

如果用于电路切换的配置不是必要的，则例如平滑电容器Ci的数目可以仅为一个，并且开关元件的数目可以只有至少两个，这是保证半桥连接所必要的。因此，可以实现电路组件和电路规模的减少，开关噪声的降低等。

而且，如果用于电路切换的配置不是必要的，则提供用于防止与切换相关联的故障的特殊配置的需要也被消除。该方面也抑制了组件和成本的增加。此外，由于电子装置不需要待机电源来防止故障，所以使用电源电路的装置的范围可以变宽。

为了实现本发明的优点而应当添加到现有电压谐振变换器(其在其初级侧仅包括并联谐振电路)的最少必要部件仅仅是次级侧并联谐振电容器。因此，与采用电路切换的传统配置相比，可以利用更少数量的额外部件来实现兼容宽范围的配置。

此外，由于即使是在AC 100V***和AC 200V***两者的商用AC电压输入的条件下，用于恒压控制的开关频率fs的必要控制范围(Δfs)也变窄，所以恒压控制的响应性和控制灵敏度得到极大改进。

一些电子装置实现下述操作，其中负载功率Po变化，使得负载条件在最大负载和无负载之间相对高速切换。这被称为所谓的开关负载。实现与开关负载相关联的这种操作的装置示例包括打印机(其是个人计算机的***设备)和等离子显示器。

如果包含与开关负载相关联的操作的装置具有电源电路，该电源电路具有例如类似于图9所示的相对宽的必要控制范围Δfs，则与如上所述的负载功率的尖锐变化相关联，开关频率fs需要改变很大的变化量。因此，难以保证恒压控制的高响应性。

与之不同，在本实施例中，对于特定的AC 100V***和AC 200V***的每个单范围来说，必要控制范围Δfs被明显变窄。该控制范围的降低允许次级侧DC输出电压Eo的稳定，同时高速响应于负载功率Po在最大负载和无负载之间的尖锐变化。即，恒压控制相对于开关负载的响应性被明显提高。

如上面参考图4所描述的那样，在AC输入电压VAC是100V且负载功率是最大负载功率Pomax 300W时，图1中的电源电路的电源变换效率ηAC→DC为92.3％。与之不同，在AC输入电压VAC是100V且负载功率是最大负载功率Pomax 200W时，图9中的传统电源电路的电源变换效率ηAC→DC为约92％。即，上述条件下的图1中的电路的效率几乎等于或大于该条件下的图9中的电路的效率。本实施例的允许最大负载功率是300W，而图9中电源电路的允许最大负载功率是200W。因此，当本实施例的电源电路和图9的电路在相同负载条件下操作时，本实施例的电源电路提供了比图9的电路明显更高的电源变换效率。换句话说，在本实施例的电源电路中，由于实现了优良的电源变换效率特性，所以允许最大负载功率从200W增加到300W。

在本实施例中，电源变换效率改进方面的主要基础因素是在次级侧上形成了串联谐振电路。

本申请的发明人已经从实验等预先确认，次级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路的组合作为电压谐振变换器对于获得高电源变换效率是特别有利的。例如，次级侧串联谐振电路的存在允许将功率作为次级侧DC输出电压Eo来供应，次级侧DC输出电压Eo包括由次级侧串联谐振电路的谐振操作引起的能量增加。该能量增加使得从初级侧传输到次级侧的功率量相应地减少。因此，初级侧上的功率损耗被减少，这实现了高电源变换效率。

此外，具有次级侧串联谐振电路的电压谐振变换器具有下述特性，其中电源变换效率随着负载从最大负载功率变小而趋向于增加。图1示出的本实施例的电源电路具有如图4所示的类似特性，因为其具有次级侧串联谐振电路。与之不同，通过组合次级侧并联谐振电路和电压谐振变换器而获得的配置(例如图9的电源电路)具有电源变换效率随着负载变小而减小的趋势。与该特性相比，具有次级侧串联谐振电路的电压谐振变换器在相对于负载变化的电源变换效率方面呈现优良特性。

除了上述的方面，本实施例中的电源变换效率的改进还归功于每个谐振频率的设置。

具体地说，在本实施例中，当负载功率Po在从200W到25W的负载变化范围内时，电源变换效率ηAC→DC总是至少90％。在这样负载条件下的电源变换效率特性最终是由谐振频率fo1、fo2和fo3的调整引起的。更具体地说，进行了实验，其中谐振频率fo1、fo2和fo3被设置为多个值。因此，上述电源变换效率特性最终通过建立下述关系而获得，其中通过如下设置谐振频率使fo1几乎等于fo2且大于fo3：fo1＝108.8kHz，fo2＝96.5kHz，fo3＝58.9kHz。

此外，由于谐振频率的设置而引起的电源变换效率的改进还由图3A中示出的开关电流IQ1的波形指示。

具体地说，通过对应于实施例的图3A的开关电流IQ1与对应于现有电路的图10A的开关电流的比较很明显，在对应于本实施例的图3A的开关电流IQ1的波形中，在开关元件Q1的关断时刻之前的时刻获得峰值电平，在开关元件Q1的关断时刻时段TON结束而时段TOFF开始。在关断时刻，开关电流IQ1具有低于该峰值电平的电平。

开关电流IQ1的该波形与次级绕组电流I2的波形相关联。具体地说，次级绕组电流I2具有与流过次级侧谐振电路的电流相对应的波形成分，所述次级侧谐振电路包括并联谐振电路和串联谐振电路的组合。次级绕组电流I2的波形是通过相对于谐振频率fo1设置谐振频率fo2和fo3而确定的。

因此，图3A示出的开关电流IQ1的波形得自分别对初级侧并联谐振电路、次级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo1、fo2和fo3的适当设置。

图3A的开关电流IQ1的波形指示出开关元件Q1关断时的开关电流IQ1被抑制，如果关断时的开关电流IQ1的水平被抑制，则关断时的传导损耗和开关损耗相应减少。

图3A和图10A的开关电流IQ1的峰值电平分别是5Ap和4Ap。图10A的电平更小。然而，该峰值电平差异是由图3A和图10A之间的最大负载功率条件(300W和200W)的差异引起的。在相同负载条件下，本实施例提供了更低的开关损耗和传导损耗，因为其提供了这样的操作：开关电流IQ1在开关元件Q1关断之前达到峰值。

开关元件中的开关损耗和传导损耗的减少是实现本实施例的电源电路中的高电源变换效率的因素之一。

如上所述，用于获得优良电源变换效率的本实施例的电源电路的基础配置是在次级侧上具有串联谐振电路的电压谐振变换器。然而，在仅包括次级侧串联谐振电路的配置中，当负载功率是中间负载功率时，发生故障。

具体地说，在通过简单组合次级侧串联谐振电路和电压谐振变换器(初级侧并联谐振电路)获得的配置中，当负载功率例如是最大负载功率时，开关电流IQ1具有图3A示出的波形。在该波形中，开关电流IQ1直到时段TOFF的末端都处于0电平，时段TOFF的末端是开关元件Q1的导通时刻。当时段TON开始时，负极性的电流最初流过体二极管DD，随后极性被反转，并且开关电流IQ1在开关元件Q1的漏极和原极之间流动。即，恰当实现了零电压切换(ZVS)。然而，在中间负载的负载范围内，出现这样的操作，开关电流IQ1在时段TOFF结束之前的时刻作为噪声流动，时段TOFF结束之前的时刻是导通时刻。该操作是异常操作，其中ZVS没有被恰当实现。

在该异常操作中，对应的峰值电流在开关元件Q1导通时流动，其引起开关损耗的增加。此外，这种异常操作的发生总是例如产生恒压控制电路的相位增益特性的偏移，这导致异常振荡状态下的开关操作。因此，难以将具有下述配置的电源电路投入实际应用，在该配置中次级侧并联谐振电路与现有电压谐振变换器相结合。

响应于中间负载的这种异常操作被归因于形成电压谐振变换器的初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路之间的交互(由于它们的同时操作)。

本实施例采用了图2所示结构中的绝缘变换器变压器PIT的宽间隙G。因此，初级侧和次级侧之间的耦合系数k被设置为低于传统电路。相应地，初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路形成电磁耦合谐振电路，其具有尖锐的单峰特性。因此，允许兼容宽范围的配置。

从初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路之间的关系来看，为增加弱耦合的程度而进行的耦合系数k的这种设置用来削弱初级侧并联谐振电路和次级侧串联谐振电路之间的交互。交互的削弱消除了作为开关电流IQ1在开关元件Q1导通时的操作的噪声电流，这提供了基于正常ZVS操作的波形。此外，与此相关联，还消除了异常振荡操作。即，在整个允许的负载功率区域中，保证了其中维持ZVS操作的稳定开关操作。

因此，图1的本实施例允许实际使用通过将次级侧串联谐振电路与初级侧并联谐振电路组合而获得的配置。

如上所述，在本实施例中，在绝缘变换器变压器PIT中保证高于某个程度的弱耦合，以便实现两个目的：简单通过开关频率控制获得兼容宽范围的配置；以及在整个允许的负载功率范围内保证ZVS操作。

现有电压谐振变换器没有的是将弱耦合的级别改进到这样一种程度，以产生类似于本实施例的绝缘变换器变压器PIT之一的耦合系数k。这是因为，由于从初级侧到次级侧的功率传输损耗的增加，这种弱耦合引起了电源变换效率的降低。然而，在本实施例的电源电路中，在几乎整个允许的负载功率区域内，获得了明显优良的电源变换效率(如图4所示)。原因及理由如上所述。对于兼容宽范围的配置的获得，如上所述，绝缘变换器变压器的初级侧和次级侧之间的耦合系数被设计为低于传统电源电路的耦合系数，从而形成由初级侧和次级侧并联谐振电路形成的电磁耦合谐振电路，并且具有尖锐的单峰输出特性。因此，电源电路可以实现兼容宽范围的配置。此外，有源钳位电路提供了与传导角的增大相关联的一个开关周期内的时段TON和TOFF的占空比的改变。该占空比的改变产生了相对于负载变化的恒压控制所需的小频率范围，其允许最大负载功率为300W。

因此，没有有源钳位电路的电源电路的最大负载功率是200W，其与图9中的电源电路的值相同。

下面将参考图7和8描述作为本发明其它实施例的次级侧整流电路的变化形式。

图7示出了根据本发明第二实施例的电源电路的配置。

注意，图7仅仅示出了绝缘变换器变压器PIT的次级侧的配置。由于这些图示部件之外的其它部件与图1相同，所以在图7中省略了对它们的图示。图7中与图1相同的某些部件被赋予相同的标号，并且不在下文详细描述。这还类似地适用于图8。

在图7的电源电路中，次级侧并联谐振电容器C2与整个次级绕组N2并联连接。因此，次级绕组N2(N2A+N2B)的漏电感L2和次级侧并联谐振电容器C2的电容形成次级侧并联谐振电路。此外，如上所述在次级侧整流电路中形成了次级侧串联谐振电路。

第二实施例包括倍压全波整流电路作为次级侧整流电路。

在倍压全波整流电路中，次级绕组N2具有中心间隙，因此次级绕组N2被分为在中心间隙两侧的次级绕组部分N2A和N2B。次级绕组部分N2A和N2B具有相同的匝数。

次级绕组部分N2A中的次级绕组N2的一端串联连接到次级侧串联谐振电容器C3A。次级绕组部分N2B中的次级绕组N2的另一端串联连接到次级侧串联谐振电容器C3B。因此，第一次级侧串联谐振电路由次级绕组部分N2A的漏电感分量和次级侧串联谐振电容器C3A的电容形成，而第二次级侧串联谐振电路由次级绕组部分N2B的漏电感分量和次级侧串联谐振电容器C3B的电容形成

次级绕组部分N2A中的次级绕组N2的一端经由次级侧串联谐振电容器C3A耦合到整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极之间的连接节点。次级绕组部分N2B中的次级绕组N2的另一端经由次级侧串联谐振电容器C3B耦合到整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极之间的连接节点。

整流二极管Do1和Do3的阴极耦合到平滑电容器Co的正电极。平滑电容器Co的负电极连接到次级侧地。

整流二极管Do2和Do4的阳极之间的连接节点以及次级绕组N2的中心抽头也连接到次级侧地。

该连接结构形成了第一和第二倍压半波整流电路。第一整流电路由次级绕组部分N2A、次级侧串联谐振电容器C3A、整流二极管Do1和Do2和平滑电容器Co形成。第二整流电路由次级绕组部分N2B、次级侧串联谐振电容器C3B、整流二极管Do3和Do4和平滑电容器Co形成。这样，第一倍压半波整流电路包括第一次级侧串联谐振电路，并且第二倍压半波整流电路包括第二次级侧串联谐振电路。

在第一倍压半波整流电路中，在次级绕组N2中感应的交变电压的一种极性的半周期时段中，实现整流操作，其中整流电流顺序流经次级绕组部分N2A、整流二极管Do2、次级侧串联谐振电容器C3A、和次级绕组部分N2A。因此，次级侧串联谐振电容器C3A被次级绕组部分N2A的交变电压(V2)的电势充电。在另一种极性的半周期时段中，实现整流操作，其中整流电流顺序流经次级绕组部分N2A、次级侧串联谐振电容器C3A、整流二极管Do1、平滑电容器Co和次级绕组部分N2A。因此，平滑电容器Co被次级侧串联谐振电容器C3A两端的电压和次级绕组部分N2A的交变电压的叠加得到的电势充电。此外，响应于第一倍压半波整流电路的操作，产生第一次级侧串联谐振电路的谐振操作。

对于第二倍压半波整流电路，在次级绕组N2中感应的交变电压的另一种极性的半周期时段中，实现整流操作，其中整流电流顺序流经次级绕组部分N2B、整流二极管Do4、次级侧串联谐振电容器C3B、和次级绕组部分N2B。因此，次级侧串联谐振电容器C3B被次级绕组部分N2B的交变电压(等同于电压V2)的电势充电。在一种极性的半周期时段中，实现整流操作，其中整流电流顺序流经次级绕组部分N2B、次级侧串联谐振电容器C3B、整流二极管Do3、平滑电容器Co和次级绕组部分N2B。因此，平滑电容器Co被次级侧串联谐振电容器C3B两端的电压和次级绕组部分N2B的交变电压的叠加得到的电势充电。响应于第二倍压半波整流电路的操作，产生第二次级侧串联谐振电路的谐振操作。

此外，响应于第一和第二倍压半波整流电路的操作，产生次级侧并联谐振电路的谐振操作。

根据上述整流操作，在次级绕组N2的交变电压的一种极性的半周期时段内，利用从次级绕组部分N2B中感应的电压和次级侧串联谐振电容器C3B两端的电压的叠加得到的电势，执行由整流电流引起的对平滑电容器Co的充电。此外，在另一种极性的半周期时段内，利用从次级绕组部分N2A中感应的电压和次级侧串联谐振电容器C3A两端的电压的叠加得到的电势，执行由整流电流引起的对平滑电容器Co的充电。因此，作为平滑电容器Co两端电压的次级侧DC输出电压Eo的电平是次级绕组部分N2A和N2B中感应的电压(V2)的电平的两倍。即，实现了倍压全波整流电路的操作。

图8示出了根据本发明第三实施例的电源电路的配置示例。

在图8的电源电路中，一个次级侧并联谐振电容器C2和一个次级侧串联谐振电容器C3以和图1相同的连接结构耦合到次级绕组N2。因此，在绝缘变换器变压器PIT的次级侧上，由次级绕组N2的漏电感L2和次级侧并联谐振电容器C2的电容形成次级侧并联谐振电路，并且由次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C3的电容形成次级侧串联谐振电路。此外，提供倍压半波整流电路作为次级侧整流电路。

该倍压半波整流电路是通过将两个整流二极管Do1和Do2和一个平滑电容器Co耦合到次级绕组N2上而形成的，其中次级侧并联和串联谐振电容器C2和C3如上所述耦合到次级绕组N2。倍压半波整流电路的连接结构如下。次级绕组N2的绕组终止端经由次级侧串联谐振电容器C3耦合到整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极。整流二极管Do1的阴极连接到平滑电容器Co的正电极。次级绕组N2的绕组起始端、整流二极管Do2的阳极和平滑电容器Co的负电极连接到次级侧地。

如此形成的倍压半波整流电路的整流操作如下。

在对应于次级绕组电压V2的一种极性的半周期时段中，正向电压被施加到整流二极管Do2，这使得整流二极管Do2导通。因此，在次级侧串联谐振电容器C3中充电整流电流。因此，次级侧串联谐振电容器C3两端产生的电压具有与次级绕组N2中感应的交变电压相同的电平。在次级绕组电压V2的另一种极性的半周期时段内，整流二极管Do1被提供正向电压进而导通。此时，平滑电容器Co被从次级绕组电压V2和次级侧串联谐振电容器C3两端的电压的叠加得到的电势充电。

因此，在平滑电容器Co两端产生次级侧DC输出电压Eo，次级侧DC输出电压Eo的电平等于次级绕组N2中激励的交变电压电平的两倍。在该整流操作中，平滑电容器Co的充电仅在次级绕组N2中激励的交变电压的一种极性的半周期时段内实现。即，获得了倍压半波整流电路的整流操作。

而且，除了上述整流操作之外，还产生了次级侧并联与串联谐振电路的谐振操作。

应当注意，本发明不限于作为实施例的上述配置。例如，其它配置也可用作初级侧电压谐振变换器的细节电路配置以及包括次级侧并联谐振电路的次级侧整流电路的配置。

此外，作为主开关元件(以及辅助开关元件)，例如，可以使用绝缘栅双极晶体管(IGBT)或双极晶体管而非MOS-FET。而且，尽管前述的实施例采用了他激的开关变换器，但是本发明还可以应用于采用自激开关变换器的配置。

本发明包含与2005年3月8日向日本专利局递交的日本专利申请JP2005-064482有关的主题，该申请的全部内容通过引用结合于此。

Claims (14)

1.一种开关电源电路，包括：

开关单元，所述开关单元包括主开关元件，所述主开关元件被供应直流输入电压并实现开关；

开关驱动单元，所述开关驱动单元对所述主开关元件进行开关驱动；

绝缘变换器变压器，所述绝缘变换器变压器至少包括围绕所述绝缘变换器变压器缠绕的初级绕组和次级绕组，所述初级绕组被供应来自所述开关单元的开关操作的开关输出，并且由被供应到所述初级绕组的所述开关输出在所述次级绕组中感应出交变电压；

至少由包括所述绝缘变换器变压器的所述初级绕组的漏电感分量和初级侧并联谐振电容器的电容形成的初级侧并联谐振电路，所述初级侧并联谐振电路提供电压谐振操作作为所述开关单元的操作；

通过并联连接次级侧并联谐振电容器和所述绝缘变换器变压器的所述次级绕组而形成的次级侧并联谐振电路，所述次级侧并联谐振电路由包括所述次级绕组的漏电感分量和所述次级侧并联谐振电容器的电容形成；

通过串联连接次级侧串联谐振电容器和所述绝缘变换器变压器的所述次级绕组而形成的次级侧串联谐振电路，所述次级侧串联谐振电路由包括所述次级绕组的漏电感分量和所述次级侧串联谐振电容器的电容形成；

次级侧整流和平滑单元，所次级侧整流和平滑单元被供应在所述绝缘变换器变压器的所述次级绕组中感应的交变电压，并且实现整流操作，从而产生次级侧直流输出电压；

恒压控制单元，所述恒压控制单元通过根据所述次级侧直流输出电压的电平控制所述开关驱动单元从而改变所述开关单元的开关频率，实现所述次级侧直流输出电压的恒压控制，其中：

所述绝缘变换器变压器被设计为在初级侧和次级侧之间提供耦合系数以在其间提供弱耦合，从而至少由所述初级侧并联谐振电路和所述次级侧并联谐振电路形成的电磁耦合谐振电路相对于具有所述开关频率的频率信号的输入具有单模特性作为输出特性；以及

至少设计所述初级侧并联谐振电路的谐振频率、所述次级侧并联谐振电路的谐振频率和所述次级侧串联谐振电路的谐振频率，使得在某个负载条件下获得高于某个水平的电源变换效率。

2.如权利要求1所述的开关电源电路，还包括：

有源钳位电路，所述有源钳位电路包括辅助开关元件，并且在所述主开关元件处于关断状态的时段内设置导通时段，所述辅助开关元件在该导通时段内处于导通状态，在该导通时段期间，所述有源钳位电路使充电和放电电流流过所述辅助开关元件，在没有所述有源钳位电路的情况下，所述充电和放电电流最初流到所述初级侧并联谐振电容器。

3.如权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述次级绕组由抽头划分。

4.如权利要求3所述的开关电源电路，其中

经划分的次级绕组的每一端串联连接到所述次级侧串联谐振电容器，从而形成所述次级侧串联谐振电路。

5.如权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述次级侧整流和平滑单元包括桥式整流电路，从而实现全波整流操作。

6.如权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述次级侧整流和平滑单元包括倍压全波整流电路，所述倍压全波整流电路在经划分的次级绕组中激励的交变电压的每个半周期中，对所述次级侧串联谐振电容器和次级侧平滑电容器中的至少一个充电，从而产生所述次级侧直流输出电压，所述次级侧直流输出电压的电平等于所述交变电压电平的二倍。

7.如权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述次级侧整流和平滑单元包括倍压半波整流电路，所述倍压半波整流电路在所述次级绕组中激励的交变电压的每个半周期中，对所述次级侧串联谐振电容器或次级侧平滑电容器充电，从而产生所述次级侧直流输出电压，所述次级侧直流输出电压的电平等于所述交变电压电平的二倍。

8.一种开关电源电路，包括：

整流和平滑电路，所述整流和平滑电路被供应交流输入电压并且实现整流和平滑操作；

开关单元，所述开关单元包括主开关元件，所述主开关元件被供应从所述整流和平滑单元输出的直流电压并且实现开关；

开关驱动单元，所述开关驱动单元对所述主开关元件进行开关驱动；

绝缘变换器变压器，所述绝缘变换器变压器至少包括围绕所述绝缘变换器变压器缠绕的初级绕组和次级绕组，所述初级绕组被供应来自所述开关单元的开关操作的开关输出，并且由被供应到所述初级绕组的所述开关输出在所述次级绕组中感应出交变电压；

至少由包括所述绝缘变换器变压器的所述初级绕组的漏电感分量和初级侧并联谐振电容器的电容形成的初级侧并联谐振电路，所述初级侧并联谐振电路提供电压谐振操作作为所述开关单元的操作；

通过并联连接次级侧并联谐振电容器和所述绝缘变换器变压器的所述次级绕组而形成的次级侧并联谐振电路，所述次级侧并联谐振电路由包括所述次级绕组的漏电感分量和所述次级侧并联谐振电容器的电容形成；

通过串联连接次级侧串联谐振电容器和所述绝缘变换器变压器的所述次级绕组而形成的次级侧串联谐振电路，所述次级侧串联谐振电路由包括所述次级绕组的漏电感分量和所述次级侧串联谐振电容器的电容形成；

次级侧整流和平滑单元，所次级侧整流和平滑单元被供应在所述绝缘变换器变压器的所述次级绕组中感应的交变电压，并且实现整流操作，从而产生次级侧直流输出电压；以及

恒压控制单元，所述恒压控制单元通过根据所述次级侧直流输出电压的电平控制所述开关驱动单元从而改变所述开关单元的开关频率，实现所述次级侧直流输出电压的恒压控制，其中：

所述绝缘变换器变压器被设计为在初级侧和次级侧之间提供耦合系数以在其间提供弱耦合，从而至少由所述初级侧并联谐振电路和所述次级侧并联谐振电路形成的电磁耦合谐振电路相对于具有所述开关频率的频率信号的输入具有单模特性作为输出特性；以及

至少设计所述初级侧并联谐振电路的谐振频率、所述次级侧并联谐振电路的谐振频率和所述次级侧串联谐振电路的谐振频率，使得在某个负载条件下获得高于某个水平的电源变换效率。

9.如权利要求8所述的开关电源电路，还包括：

有源钳位电路，所述有源钳位电路包括辅助开关元件，并且在所述主开关元件处于关断状态的时段内设置导通时段，所述辅助开关元件在该导通时段内处于导通状态，在该导通时段期间，所述有源钳位电路使充电和放电电流流过所述辅助开关元件，在没有所述有源钳位电路的情况下，所述充电和放电电流最初流到所述初级侧并联谐振电容器。

10.如权利要求8所述的开关电源电路，其中

所述次级绕组由抽头划分。

11.如权利要求10所述的开关电源电路，其中

经划分的次级绕组的每一端串联连接到所述次级侧串联谐振电容器，从而形成所述次级侧串联谐振电路。

12.如权利要求8所述的开关电源电路，其中

所述次级侧整流和平滑单元包括桥式整流电路，从而实现全波整流操作。

13.如权利要求8所述的开关电源电路，其中

所述次级侧整流和平滑单元包括倍压全波整流电路，所述倍压全波整流电路在经划分的次级绕组中激励的交变电压的每个半周期中，对所述次级侧串联谐振电容器和次级侧平滑电容器中的至少一个充电，从而产生所述次级侧直流输出电压，所述次级侧直流输出电压的电平等于所述交变电压电平的二倍。

14.如权利要求8所述的开关电源电路，其中

所述次级侧整流和平滑单元包括倍压半波整流电路，所述倍压半波整流电路在所述次级绕组中激励的交变电压的每个半周期中，对所述次级侧串联谐振电容器或次级侧平滑电容器充电，从而产生所述次级侧直流输出电压，所述次级侧直流输出电压的电平等于所述交变电压电平的二倍。

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