JP2002159178A - スイッチング電源回路 - Google Patents

スイッチング電源回路

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JP2002159178A
JP2002159178A JP2000352539A JP2000352539A JP2002159178A JP 2002159178 A JP2002159178 A JP 2002159178A JP 2000352539 A JP2000352539 A JP 2000352539A JP 2000352539 A JP2000352539 A JP 2000352539A JP 2002159178 A JP2002159178 A JP 2002159178A
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winding
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Masayuki Yasumura
昌之 安村
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Sony Corp
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    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力変換効率の向上、直流出力低電圧のクロ
スレギュレーションによる定電圧化のための電力損失の
低減。 【解決手段】 一次側においては電圧共振形コンバータ
を形成するための一次側共振回路を備え、二次側には二
次巻線及び二次側並列共振コンデンサとにより形成され
る二次側共振回路とが備えられた、いわゆる複合共振形
スイッチングコンバータの構成とする。そして二次側に
は、二次巻線の中間タップから取り出される直流出力低
電圧についての定電圧化を図るためにアクティブクラン
プ手段を備え、直流出力低電圧のレベルに応じて、補助
メインスイッチング素子の導通角を制御する。これによ
り直流出力低電圧のクロスレギュレーションによる電力
損失の低減、電力変換効率の向上を図る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源回路として、一次側が
一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方
式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータに
おいて、二次側にアクティブクランプ回路を設け、この
アクティブクランプ回路のスイッチング素子の導通角を
制御することで、直流出力電圧を安定化する技術を、本
出願人は先に提案している。
【０００３】図１０の回路図は、先に本出願人が提案し
た発明に基づいて構成することのできる、先行技術とし
てのスイッチング電源回路の一例を示している。この図
に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流
入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整
流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コン
デンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力
電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを
生成するようにされる。
【０００４】この電源回路の一次側には、１石のスイッ
チング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う電圧共
振形コンバータ回路として、自励式の構成が示される。
この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポ
ーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採
用されている。スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動
抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。
【０００５】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一
次側アース間には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次側に巻数１Ｔ（ターン）で施されたドライブ巻線ＮB
と、インダクタＬB−共振コンデンサＣB−ベース電流制
限抵抗ＲBの直列回路よりなる自励発振駆動用の直列共
振回路が接続される。この自励発振回路によってスイッ
チング素子Ｑ１をオン／オフするスイッチング周波数ｆ
ｓが生成される。例えば直列共振回路によりスイッチン
グ周波数ｆｓ＝６６ＫＨｚとされる。
【０００６】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤD1により、スイッチング素子Ｑ
1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するよう
にされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一
端と接続され、エミッタは接地される。
【０００７】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振
コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダ
クタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並
列共振回路を形成する。
【０００８】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライ
ト材によるＥ型コアを互いの磁脚が対向するように組み
合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央
磁脚に対して、分割ボビンを利用して一次巻線Ｎ1と、
二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。
そして、中央磁脚に対してはギャップを形成するように
し、これによって、所要の結合係数による疎結合が得ら
れるようにしている。
【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の一端はスイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続さ
れ、他端は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）と接続されている。従って、一次巻線Ｎ1に対して
は、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給さ
れることで、スイッチング周波数に対応する周期の交番
電圧が発生する。
【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対して、二次
側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、
二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２と二次側
並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並
列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二
次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、従
って、二次側においては電圧共振動作が得られることと
なる。即ち、この電源回路は、一次側にはスイッチング
動作を電圧共振形とするための並列共振回路を備え、二
次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路を備え
た「複合共振形スイッチングコンバータ」の構成を採
る。
【００１１】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次巻線Ｎ2に接続される二次側整流
ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とからなる半波整
流回路が備えられ、これにより、二次巻線Ｎ2に誘起さ
れる交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する主たる二次側
直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。またこの場
合、二次巻線Ｎ2に対しては中間タップが設けられ、二
次巻線Ｎ2のタップ出力ラインと二次側アース間の巻線
に対して、図示するようにして、整流ダイオードＤO2及
び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路が接続され
ることで、低電圧の二次側直流出力電圧ＥO2を生成して
出力する。
【００１２】また、この電源回路においては、二次側に
アクティブクランプ回路が備えられる。即ち二次側アク
ティブクランプ回路として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイ
ッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，クランプ
ダイオードＤD2を備える。また、補助スイッチング素子
Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線
Ｎｇ1，コンデンサＣｇ1，抵抗Ｒｇ1を備えて成る。
【００１３】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。その接続形態としては、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続されるようになっている。また、補
助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデン
サＣ３を介して、二次巻線Ｎ2のタップ出力ラインと整
流ダイオードＤO2のアノードとの接続点に対して接続さ
れる。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは二次
側アースに対して接続される。従って、二次側アクティ
ブクランプ回路としては、上記補助スイッチング素子Ｑ
２、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、
クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るものとさ
れる。そして、このようにして形成される回路を、二次
巻線Ｎ２に対して、更に並列に接続して構成されるもの
である。
【００１４】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ1−抵抗Ｒｇ1−
ドライブ巻線Ｎｇ1の直列接続回路が接続される。この
直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励
式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの
信号電圧ＶGSがスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加さ
れスイッチング動作が行われる。この場合のドライブ巻
線Ｎｇ1は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に形成されてお
り、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）とし
ている。これにより、ドライブ巻線Ｎｇ1には、一次巻
線Ｎ1に得られる交番電圧により励起された電圧が発生
する。また、この場合には、その巻方向の関係から、二
次巻線Ｎ2とドライブ巻線Ｎｇ1とは逆極性の電圧が得ら
れる。
【００１５】また本例においては、二次側に備えられる
制御回路１によって、補助スイッチング素子Ｑ２のスイ
ッチング動作がＰＷＭ制御されるようになっている。即
ち二次側直流出力電圧ＥO1、Ｅ02は、誤差増幅器の制御
回路１に供給され、制御回路１がそれに応じた直流制御
電圧を補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加するこ
とで、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角が制御され
る。これによって交流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変
動に対する直流出力電圧の定電圧化が行われる。例えば
主たる直流出力電圧Ｅ01＝１３５Ｖに定電圧化する。
【００１６】このような回路構成において、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ−４０、ギャップ＝１ｍｍ
とされ、一次巻線Ｎ１＝５０Ｔ、二次巻線Ｎ２＝５５
Ｔ、ドライブ巻線ＮB＝Ｎｇ１＝１Ｔとされる。また、
起動抵抗Ｒｓ＝３３０ＫΩ、抵抗ＲB＝１Ω、コンデン
サＣB＝０．３３μＦ、インダクタＬB＝１０μＨ、共振
コンデンサＣｒ＝０．０１２μＦ、抵抗Ｒｇ１＝１０
Ω、共振コンデンサＣ２＝０．０１２μＦ、クランプコ
ンデンサＣ３＝０．４７μＦとし、スイッチング周波数
ｆｓは６６ＫＨｚである。
【００１７】図１１は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負
荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示してい
る。また図１２は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで無負
荷時の各部の動作波形を示している。これらの図から負
荷電力Ｐｏの変動に応じて補助スイッチング素子Ｑ２の
導通角（ＴON期間）が制御されることがわかる。
【００１８】また図１３は負荷電力Ｐｏの変動に対する
導通角（ＴON）及びＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηAC/DCの
特性を示しており、図１４は交流入力電圧ＶACの変動に
対する導通角（ＴON）及びＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηAC
/DCの特性を示している。各図からわかるように、負荷
電力Ｐｏ及び交流入力電圧ＶACの変動に対して補助スイ
ッチング素子Ｑ２の導通角（ＴON）が、４．６μｓ〜１
３μｓまで制御されている。またＡＣ／ＤＣ電力変換効
率（ηAC/DC）は、負荷電力Ｐｏの低下や交流入力電圧
ＶACの上昇に伴って導通角（ＴON）が長くなると、補助
スイッチング素子Ｑ２の導通損が増加することによって
低下することとなる。
【００１９】またメインスイッチング素子Ｑ１の両端に
発生する一次側電圧共振パルス電圧Ｖ１は、交流入力電
圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４４Ｖの範囲で、５３０Ｖ〜８５０
Ｖとなるため、メインスイッチング素子Ｑ１は９００Ｖ
耐圧が必要である。また二次側のクランプ電圧Ｖ２は１
６０Ｖ〜３５０Ｖであり、補助スイッチング素子Ｑ２と
しては４００Ｖ耐圧品が必要である。また、無負荷時に
はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２には、図７に電流ＩＱ
１、ＩＣ３として示すように、鋸歯状波形の電流が流れ
ており、これらの大電流が絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２、及び各スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２に流れるため、無効電力が大きく、この
ときの入力電力は１３．５Ｗとなる。
【００２０】また、交流入力電圧ＶACや負荷電流の変動
に対して主電圧（直流出力主電圧）Ｅ01＝１３５Ｖにつ
いて、２次側アクティブクランプ回路の補助スイッチン
グ素子Ｑ２の導通角制御により定電圧化をはかると、例
えば１５Ｖとされる補助的な直流出力電圧（直流出力低
電圧）Ｅ02は、１５Ｖ±１．５Ｖのクロスレギュレーシ
ョンとなる。直流出力低電圧Ｅ02の負荷電流が０．５Ａ
〜１．５Ａ変動すると、さらにクロスレギュレーション
は拡大し、１５Ｖ±２．５Ｖとなる。そこで、低飽和電
圧の３端子レギュレータによって１２Ｖの定電圧出力電
圧を得るためには最大で（１７．５−１２．０）×１．
５＝８．２５Ｗの電力損失が生じてしまい、電力変換効
率がますます低下する。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】以上の図１０の電源回
路のような構成、つまり複合共振形コンバータの二次側
のアクティブクランプ回路が、補助スイッチング素子Ｑ
２のスイッチング周波数は一定とされ、導通角が制御さ
れることで直流出力電圧の安定化を行う構成における問
題点は、上記説明から理解されるように次のようにな
る。
【００２２】・負荷電力Ｐｏの低下や交流入力電圧ＶAC
の上昇に伴って、２次側補助スイッチ素子Ｑ２の導通時
間が長くなり、電力損失が増加して効率が低下する。 ・１次側スイッチング素子Ｑ１に発生する電圧共振パル
ス電圧Ｖ１のピーク値は交流入力電圧ＶACに比例して上
昇するため、スイッチング素子Ｑ１はＡＣ１００Ｖ系で
は９００Ｖ耐圧、ＡＣ２００系では１８００Ｖ耐圧の素
子となり、高価なものが必要となる。 ・無負荷時には無効電力が多く、また重負荷時よりも電
圧共振パルス電圧Ｖ１は高くなり、補助スイッチング素
子Ｑ２には放熱板が必要となる。 ・二次側から取り出される直流出力低電圧Ｅ02のクロス
レギュレーションが大きいために、この直流出力低電圧
Ｅ02を定電圧化するためには、３端子シリーズレギュレ
ータが必要であり、このためさらに電力損失が増加して
電力変換効率が低下する。
【００２３】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよ
うに構成する。即ち、直流入力電圧をスイッチングして
出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成さ
れるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作
を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるよ
うにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次
側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係数が
得られるようにされ、一次側に得られる上記スイッチン
グ手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトラン
スと、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線
に対して並列に第１の二次側並列共振コンデンサを接続
することで形成される第１の二次側並列共振回路と、上
記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に得られ
る交番電圧を入力して整流動作を行うことで直流出力主
電圧を得るように構成される第１の直流出力電圧生成手
段と、上記直流出力主電圧のレベルに応じて、上記メイ
ンスイッチング素子のスイッチング周波数及び導通角の
制御を実行することで、上記直流出力主電圧の定電圧制
御を行う第１の定電圧制御手段と、上記絶縁コンバータ
トランスに巻装した二次巻線の中間タップと二次側アー
スの間の巻線部分に対して並列に第２の二次側並列共振
コンデンサを接続することで形成される第２の二次側並
列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した
二次巻線の上記中間タップに得られる交番電圧を入力し
て整流動作を行うことで直流出力低電圧を得るように構
成される第２の直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コン
バータトランスに巻装した二次巻線の中間タップと二次
側アースの間の巻線部分に対して並列に、クランプコン
デンサと補助スイッチング素子とによる直列接続回路を
備えて形成されるアクティブクランプ手段と、上記直流
出力低電圧のレベルに応じて、上記補助スイッチング素
子の導通角制御を実行することで、上記直流出力低電圧
についての定電圧制御を行うようにされる第２の定電圧
制御手段と、を備えたスイッチング電源回路を提供す
る。
【００２４】上記構成によると、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側共振回路を備
え、二次側には、二次巻線及び二次側並列共振コンデン
サとにより形成される二次側共振回路とが備えられた、
いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの構成が得
られる。この構成を基として、二次側には、二次巻線の
中間タップから取り出される直流出力低電圧についての
定電圧化を図るためにアクティブクランプ手段を備え、
直流出力低電圧のレベルに応じて、補助メインスイッチ
ング素子の導通角を制御する。これにより直流出力低電
圧のクロスレギュレーションによる電力損失の低減、電
力変換効率の向上を図る。
【００２５】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成を示している。この図
に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流
入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整
流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コン
デンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力
電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを
生成するようにされる。
【００２６】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。そしてこの場合は、１石のスイ
ッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う電圧
共振形コンバータ回路として、自励式の構成が採られ
る。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバ
イポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）
が採用されている。
【００２７】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側ア
ース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、
スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の
経路を形成するようにされている。なお、起動抵抗ＲS
は、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るため
に挿入されるものである。
【００２８】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そして並列共振コンデンサＣｒ
自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とに
より電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成
する。
【００２９】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴには、図示するようにして、共振電
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBが巻装され、また、これら
２つの巻線とは直交する方向に対して制御巻線ＮCが巻
装される。
【００３０】直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共
振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトラ
ンス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起される。これによ
り、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介してスイッチング
素子Ｑ1のベースにドライブ電流が出力される。これに
より、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周
波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチン
グ動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得ら
れるとされるスイッチング出力を絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達するようにされている。
【００３１】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、図２に示すように、例えばフェ
ライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が
対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、こ
のＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用
して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状
態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のよ
うにギャップＧを形成するようにしている。これによっ
て、所要の結合係数による疎結合が得られるようにして
いる。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁
脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成すること
が出来る。また、結合係数ｋとしては、例えば０．７〜
０．８程度という疎結合の状態を得るようにしており、
その分、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００３２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1の巻始め端部は、図１に示すようにスイッチング素
子Ｑ1のコレクタと接続され、巻終わり端部は検出巻線
ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧
Ｅｉ）と接続されている。従って、一次巻線Ｎ1に対し
ては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給
されることで、スイッチング周波数に対応する周期の交
番電圧が発生する。
【００３３】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
第１の並列共振回路が形成される。この並列共振回路に
より、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧と
なり、従って、二次側においては電圧共振動作が得られ
ることとなる。即ち、この電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」の構
成を採る。
【００３４】上記のようにして形成される電源回路の二
次側においては、二次巻線Ｎ2及び二次側並列共振コン
デンサＣ2から成る二次側並列共振回路に対して、図示
する接続形態によって、整流ダイオードＤO1及び平滑コ
ンデンサＣO1を接続することで半波整流回路が形成され
る。そして、この半波整流回路（ＤO1，ＣO1）によって
メインとされる二次側直流出力主電圧ＥO1を生成する。
この二次側直流出力主電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖ程度
とされる。
【００３５】この二次側直流出力主電圧ＥO1は、制御回
路１Ａに対して分岐して入力される。制御回路１Ａにお
いては、直流出力主電圧ＥO1の定電圧化のための制御信
号を生成する。即ち制御回路１Ａでは、直流出力主電圧
ＥO1のレベルの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御
電流（直流電流）レベルを可変するようにされている。
これによって、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変
されて、自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振周波
数、つまり、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波
数が可変制御され、これによって直流出力主電圧Ｅ01を
安定化する。ここで、スイッチング周波数を可変するの
にあたってはスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴO
FFは一定とされたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制
御するように動作している。本明細書では、このような
複合的な制御を「複合制御方式」ということとしてい
る。
【００３６】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤO1、ＤO2の接続関係
と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性変化によ
って、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2
のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについ
て、＋Ｍ（加極性）となる場合と−Ｍ（減極性）となる
場合とがある。例えば、図３（ａ）に示す回路と等価と
なる場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図３
（ｂ）に示す回路と等価となる場合に相互インダクタン
スは−Ｍとなる。これを、図１に示す二次側の動作に対
応させてみると、二次側の半波整流回路では、二次巻線
Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のときに二次側整流ダ
イオード（ＤO1）に整流電流が流れることから、この動
作は＋Ｍの動作モード（フォワード動作）と見ることが
できる。
【００３７】なお絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の極性は加極性結合とされても
減極性結合とされてもよい。また一次巻線Ｎ１と二次巻
線Ｎ２の捲き方向は同軸捲き或いは逆転捲きとされる。
いずれにしても、結合係数は上記のように０．７〜０．
８の疎結合とされる。
【００３８】本例の電源回路では、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側においては、二次巻線Ｎ2におい
て、図示するようにタップ出力が設けられる。なお、二
次巻線Ｎ２のタップ−二次側アース間の巻線部分を巻線
Ｎ３とする。そして、このタップ出力ラインと二次側ア
ース間の巻線Ｎ３に対して、二次側並列共振コンデンサ
Ｃ４が並列に接続されることで、巻線Ｎ３のリーケージ
インダクタンスＬ３と二次側並列共振コンデンサＣ４の
キャパシタンスとによって第２の並列共振回路が形成さ
れる。さらにこのような第２の二次側並列共振回路に対
して、図示する接続形態によって、整流ダイオードＤO2
及び平滑コンデンサＣO2を接続することで半波整流回路
が形成される。そして、この半波整流回路（ＤO2，ＣO
2）によって補助的な直流出力電圧、つまり二次側直流
出力低電圧ＥO2を生成する。この二次側直流出力低電圧
ＥO2は、例えば１２Ｖ程度とされる。
【００３９】また、この電源回路においては、二次側に
アクティブクランプ回路が備えられる。即ち二次側アク
ティブクランプ回路として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイ
ッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダ
イオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、補
助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系と
して、ドライブ巻線Ｎｇ1，コンデンサＣｇ1，抵抗Ｒｇ
1を備えて成る。
【００４０】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。その接続形態としては、クランプダイオードＤ
D2のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続されるようになっている。また、補
助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデン
サＣ３を介して、二次巻線Ｎ2のタップ出力ラインと整
流ダイオードＤO2のアノードとの接続点に対して接続さ
れる。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは二次
側アースに対して接続される。従って、アクティブクラ
ンプ回路としては、上記補助スイッチング素子Ｑ２、ク
ランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クラン
プコンデンサＣ３を直列に接続して成るものとされる。
そして、このようにして形成される回路を、二次巻線Ｎ
２の中間タップから二次側アースまでの巻線部分（巻線
Ｎ３）に対して、更に並列に接続して構成されるもので
ある。
【００４１】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ２のゲートに対して、抵抗Ｒｇ1−コンデンサＣｇ1−
ドライブ巻線Ｎｇ1の直列接続回路が接続される。この
直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励
式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの
信号電圧スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイ
ッチング動作が行われる。この場合のドライブ巻線Ｎｇ
1は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に形成されており、こ
の場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としてい
る。これにより、ドライブ巻線Ｎｇ1には、一次巻線Ｎ1
に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。
また、この場合には、その巻方向の関係から、二次巻線
Ｎ2とドライブ巻線Ｎｇ1とは逆極性の電圧が得られる。
なお、ドライブ巻線Ｎｇ1としても、そのターン数は１
Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定される
ものではない。
【００４２】また本例においては、二次側に備えられる
制御回路１Ｂによって、補助スイッチング素子Ｑ２のス
イッチング動作がＰＷＭ制御されるようになっている。
即ち二次側直流出力低電圧Ｅ02は、誤差増幅器の制御回
路１Ｂに供給され、制御回路１Ｂがそれに応じた直流制
御電圧を補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加する
ことで、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角が制御され
る。これによって交流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変
動に対する直流出力低電圧Ｅ02の定電圧化が行われる。
【００４３】このような構成の電源回路において、実験
では、共振コンデンサＣｒ＝８２００ｐＦ、共振コンデ
ンサＣ２＝８２００ｐＦ、共振コンデンサＣ４＝０．１
μＦ、クランプコンデンサＣ３＝３．３μＦとし、補助
スイッチング素子Ｑ２は５Ａ／５０Ｖ耐圧の低オン抵抗
ＭＯＳ−ＦＥＴを採用した。
【００４４】図４は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、直流
出力主電圧Ｅ01ライン（１３５Ｖライン）ラインの負荷
電力は１８２Ｗ、直流出力低電圧Ｅ02ライン（１２Ｖラ
イン）の負荷電力は１８Ｗ（＝１２Ｖ×１．５Ａ）で、
負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示してい
る。また図５は、直流出力主電圧Ｅ01ライン（１３５Ｖ
ライン）ラインの負荷電力は３２Ｗ、直流出力低電圧Ｅ
02ライン（１２Ｖライン）の負荷電力は１８Ｗ（＝１２
Ｖ×１．５Ａ）で、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時の各部の動
作波形である。さらに図６には、負荷電力Ｐｏの変動に
対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηAC/DC、補助スイッ
チング素子Ｑ２の導通角（ＴON’）の特性を示し、また
図７には、負荷電力Ｐｏの変動に対する、スイッチング
素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆｓ、共振電圧Ｖ１の特
性を示している。
【００４５】図４，図５から、メインスイッチング素子
Ｑ１についてはスイッチング周波数ｆｓと導通角ＴONが
複合制御されていることがわかる。また、補助スイッチ
ング素子Ｑ２については導通角（ＴON’）が制御され
る。図６，図７と、先行技術について説明した図１３と
を比較してわかるように、本例では負荷電力Ｐｏ＝２０
０Ｗ〜５０Ｗの範囲でＡＣ／ＤＣ電力変換効率ηAC/DC
を９０％以上とすることができる。また交流入力電圧Ｖ
AC＝１４４Ｖで共振電圧Ｖ１＝７５０Ｖであり、スイッ
チング素子Ｑ１は８００Ｖ耐圧品とすることができる。
ＡＣ２００Ｖ系では、１５００Ｖ耐圧品で可能となる。
【００４６】また、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角
（ＴON’）制御については、直流出力低電圧Ｅ02＝１５
Ｖ±２．５Ｖのクロスレギュレーション電圧１２．５Ｖ
〜１７．５Ｖを、１２Ｖに定電圧化するためには、４μ
ｓ〜１μｓの制御範囲ととればよく、制御範囲はわずか
である。このときの補助スイッチング素子Ｑ２の電力損
失は、直流出力低電圧Ｅ02ラインの負荷電流１．５Ａ時
に約２Ｗであり、先行技術における８．２５Ｗから６．
２５Ｗの低減が実現されている。
【００４７】図８に本発明の第２の実施の形態のスイッ
チング電源回路を示す。図８は、一次側のスイッチング
素子Ｑ１をＭＯＳ−ＦＥＴとし、これに対してＩＣによ
る他励発振回路を設けた例である。なお、図１と同一部
分は同一符号を付し、説明を省略する。
【００４８】この場合も、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力
電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとし
ては、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆる
シングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧
共振形コンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コ
ンバータは他励式の構成を採っており、ＭＯＳ−ＦＥＴ
によるスイッチング素子Ｑ1のドレインは、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデ
ンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次側アースに接
続される。
【００４９】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタ
ンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側
並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ
1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路によ
る共振動作が得られるようにされることで、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形とな
る。
【００５０】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴに備えられる、い
わゆるボディダイオードによるクランプダイオードＤD1
が並列に接続されていることで、スイッチング素子がオ
フとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成する。
【００５１】スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２及び
ドライブ回路３を統合的に備える、例えば１つの集積回
路（ＩＣ）によるスイッチング駆動部１０によって、ス
イッチング駆動される。また、このスイッチング駆動部
１０は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのライ
ンと接続されており、例えば電源起動時において、上記
起動抵抗Ｒｓを介して電源電圧が印加されることで起動
するようにされている。
【００５２】スイッチング駆動部１０内の発振回路２で
は、制御回路１Ａからの制御信号に応じた周波数の発振
動作を行って、発振信号を出力する。そして、ドライブ
回路３においてはこの発振信号をドライブ電圧に変換し
てスイッチング素子Ｑ1のゲートに対して出力する。こ
れにより、スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２にて生
成される発振信号に基づいたスイッチング動作を行うよ
うにされる。従って、スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング周波数、及び１スイッチング周期内のオン／オフ期
間のデューティは、発振回路２にて生成される発振信号
に依存して決定される。そして発振回路２の発振周波数
は、制御回路１Ａが直流出力主電圧Ｅ01のレベルの変化
に応じて可変するものとなっている。つまり直流出力主
電圧Ｅ01のレベルに応じて、スイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周波数及び導通角が可変制御され、これによ
って直流出力主電圧Ｅ01を安定化するものとなる。
【００５３】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
おいては、直流出力主電圧Ｅ01以外に、２系統の直流出
力低電圧Ｅ02、Ｅ03が得られる構成とされる。即ち、二
次巻線Ｎ2において、図示するように２つのタップ出力
が設けられる。（二次巻線Ｎ２の第１タップ−二次側ア
ース間の巻線部分を巻線Ｎ３、二次巻線Ｎ２の第２タッ
プ−二次側アース間の巻線部分を巻線Ｎ４としてい
る。）
【００５４】巻線Ｎ３に対しては、上記図１と同様に、
並列共振コンデンサＣ４が並列に接続されて、巻線Ｎ３
のリーケージインダクタンスと二次側並列共振コンデン
サＣ４のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成
され、さらに図示する接続形態によって、整流ダイオー
ドＤO2及び平滑コンデンサＣO2を接続することで半波整
流回路が形成される。そして、この半波整流回路（ＤO
2，ＣO2）によって直流出力低電圧ＥO2を生成する。こ
の二次側直流出力低電圧ＥO2は、例えば１２Ｖ程度とさ
れる。
【００５５】そして、巻線Ｎ４に対しては、巻線Ｎ３に
対する回路構成と同様に、並列共振コンデンサＣ５が並
列に接続されて、巻線Ｎ４のリーケージインダクタンス
と二次側並列共振コンデンサＣ５のキャパシタンスとに
よって並列共振回路が形成され、さらに図示する接続形
態によって、整流ダイオードＤO3及び平滑コンデンサＣ
O3を接続することで半波整流回路が形成される。そし
て、この半波整流回路（ＤO3，ＣO3）によって直流出力
低電圧ＥO3を生成する。この二次側直流出力低電圧ＥO3
は、例えば５Ｖ程度とされる。
【００５６】また、この電源回路においては、直流出力
低電圧Ｅ02ライン、ＥO3ラインの双方に対して、それぞ
れアクティブクランプ回路が備えられる。即ち直流出力
低電圧Ｅ02ラインについてのアクティブクランプ回路と
して、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ２，ク
ランプコンデンサＣ３，ボディダイオードのクランプダ
イオードＤD2を備える。また、補助スイッチング素子Ｑ
２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎ
ｇ1，コンデンサＣｇ1，抵抗Ｒｇ1を備えて成る。そし
てこのアクティブクランプ回路は、補助スイッチング素
子Ｑ２とクランプコンデンサＣ３の直列接続回路が、巻
線Ｎ３に対して並列に接続して構成される。さらに、制
御回路１Ｂによって、補助スイッチング素子Ｑ２のスイ
ッチング動作がＰＷＭ制御される。即ち二次側直流出力
低電圧Ｅ02は、誤差増幅器の制御回路１Ｂに供給され、
制御回路１Ｂがそれに応じた直流制御電圧を補助スイッ
チング素子Ｑ２のゲートに印加することで、補助スイッ
チング素子Ｑ２の導通角が制御される。これによって交
流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変動に対する直流出力
低電圧Ｅ02の定電圧化が行われる。
【００５７】また直流出力低電圧Ｅ03ラインについての
アクティブクランプ回路として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助
スイッチング素子Ｑ３，クランプコンデンサＣ６，ボデ
ィダイオードのクランプダイオードＤD3を備える。ま
た、補助スイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動回
路系として、ドライブ巻線Ｎｇ1（上記補助スイッチン
グ素子Ｑ２の駆動系と共用），コンデンサＣｇ２，抵抗
Ｒｇ２を備えて成る。そしてこのアクティブクランプ回
路は、補助スイッチング素子Ｑ３とクランプコンデンサ
Ｃ６の直列接続回路が、巻線Ｎ４に対して並列に接続し
て構成される。さらに、制御回路１Ｃによって、補助ス
イッチング素子Ｑ３のスイッチング動作がＰＷＭ制御さ
れる。即ち二次側直流出力低電圧Ｅ03は、誤差増幅器の
制御回路１Ｃに供給され、制御回路１Ｃがそれに応じた
直流制御電圧を補助スイッチング素子Ｑ３のゲートに印
加することで、補助スイッチング素子Ｑ３の導通角が制
御される。これによって交流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐ
ｏの変動に対する直流出力低電圧Ｅ03の定電圧化が行わ
れる。
【００５８】図９は本発明の第３の実施の形態のスイッ
チング電源回路を示している。この場合、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次側の構成は図１と同様としてい
る。また二次側の構成は、各素子の接続形態は図８の例
と同様となるが、この場合は巻線Ｎ３，Ｎ４を二次巻線
Ｎ２とは切り離して設けたものである。なおドライブ巻
線Ｎｇ１は、例えば巻線Ｎ３の巻き始め端部に例えば１
Ｔで形成される。この例は、直流出力低電圧Ｅ02、Ｅ03
の出力電流が２Ａ以上などの大電流の場合に好適な構成
例となる。
【００５９】以上の図８，図９のような実施の形態は、
二次側において直流出力主電圧Ｅ01以外に２組以上の直
流出力低電圧（Ｅ02、Ｅ03・・・）を取り出す場合の例
であるが、これらに示すように、各直流出力低電圧ライ
ンに対して、アクティブクランプ回路を付加するように
するものである。なお、この第２、第３の実施の形態の
場合も、絶縁コンバータトランスＰＩＴのは、一次巻線
Ｎ１と二次巻線Ｎ２の極性が加極性或いは減極性、巻き
方向が同軸巻き或いは逆転捲きのいずれの組み合わせで
あっても実施可能である。
【００６０】以上、実施の形態の電源回路について説明
してきたが、本発明としては上記回路構成に限定される
ものではない。例えばメインスイッチング素子Ｑ１は、
バイポーラトランジスタに限らず、ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｂ
ＪＴ、ＩＧＢＴ等を採用してもよい。また補助スイッチ
ング素子Ｑ２についてもＢＪＴ、ＩＧＢＴ等を採用する
ことができる。さらには、例えばＳＩＴ（静電誘導サイ
リスタ）などの他の素子を採用することも考えられるも
のである。また、二次側共振回路を含んで形成される二
次側の整流回路としても、実施の形態として図示した構
成に限定されるものではなく、他の回路構成が採用され
て構わないものである。
【００６１】
【発明の効果】以上説明から理解されるように本発明
は、二次側にアクティブクランプ手段を備えた複合共振
形スイッチングコンバータにおいて、ＡＣ／ＤＣ電力変
換効率の向上を図ることができ、特に負荷電力が１／２
以下の軽負荷時の無効電力が大幅に低減できる。例えば
負荷電力２００Ｗ時に約４Ｗ、無負荷時に１１Ｗの入力
電力の低下が図られる。また直流出力低電圧のクロスレ
ギュレーション（電圧変動分）による定電圧化のための
電力損失を大幅に低減できる。また、メインスイッチン
グ素子の耐圧は、ＡＣ１００Ｖ系の場合は９００Ｖから
８００Ｖへ低下でき、またＡＣ２００Ｖ系の場合は１８
００Ｖから１５００Ｖに低下できる。さらに補助スイッ
チング素子の耐圧は４００Ｖから５０Ｖに低下できる。
これらのことから、スイッチング特性の向上や電源回路
の低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源
回路の構成を示す回路図である。
【図２】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図で
ある。
【図３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す等価回路図である。
【図４】実施の形態の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。
【図５】実施の形態の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。
【図６】実施の形態の電源回路における負荷電力に対す
る特性の説明図である。
【図７】実施の形態の電源回路における負荷電力に対す
る特性の説明図である。
【図８】本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源
回路の構成を示す回路図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源
回路の構成を示す回路図である。
【図１０】先行技術のスイッチング電源回路の構成を示
す回路図である。
【図１１】先行技術の電源回路の要部の動作を示す波形
図である。
【図１２】先行技術の電源回路の要部の動作を示す波形
図である。
【図１３】先行技術の電源回路についての負荷電力に対
する電力変換効率及び導通角制御の特性の説明図であ
る。
【図１４】先行技術の電源回路についての交流入力電圧
に対する電力変換効率及び導通角制御の特性の説明図で
ある。
【符号の説明】
１Ａ，１Ｂ，１Ｃ 制御回路、２ 発振回路 ３ ドラ
イブ回路、Ｑ1 （メイン）スイッチング素子、Ｑ２，
Ｑ３ 補助スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータ
トランス、Ｎ１ 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｃｒ 一
次側並列共振コンデンサ、Ｃ２，Ｃ４，Ｃ５ 二次側並
列共振コンデンサ、Ｃ３，Ｃ６ クランプコンデンサ

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流入力電圧をスイッチングして出力す
    るためのメインスイッチング素子を備えて形成されるス
    イッチング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
    並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
    並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
    数が得られるようにされ、一次側に得られる上記スイッ
    チング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータト
    ランスと、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対し
    て並列に第１の二次側並列共振コンデンサを接続するこ
    とで形成される第１の二次側並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に得ら
    れる交番電圧を入力して整流動作を行うことで直流出力
    主電圧を得るように構成される第１の直流出力電圧生成
    手段と、 上記直流出力主電圧のレベルに応じて、上記メインスイ
    ッチング素子のスイッチング周波数及び導通角の制御を
    実行することで、上記直流出力主電圧の定電圧制御を行
    う第１の定電圧制御手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線の中間
    タップと二次側アースの間の巻線部分に対して並列に第
    ２の二次側並列共振コンデンサを接続することで形成さ
    れる第２の二次側並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線の上記
    中間タップに得られる交番電圧を入力して整流動作を行
    うことで直流出力低電圧を得るように構成される第２の
    直流出力電圧生成手段と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線の中間
    タップと二次側アースの間の巻線部分に対して並列に、
    クランプコンデンサと補助スイッチング素子とによる直
    列接続回路を備えて形成されるアクティブクランプ手段
    と、 上記直流出力低電圧のレベルに応じて、上記補助スイッ
    チング素子の導通角制御を実行することで、上記直流出
    力低電圧についての定電圧制御を行うようにされる第２
    の定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
  2. 【請求項２】 上記第２の二次側並列共振回路と、上記
    第２の直流出力電圧生成手段と、上記アクティブクラン
    プ手段と、上記第２の定電圧制御手段とから成る構成部
    分を複数組備えたことを特徴とする請求項１に記載のス
    イッチング電源回路。
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