CN111971892B - 马达驱动装置、控制器、电动车辆*** - Google Patents

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Abstract

本发明一方面抑制恒定地产生的电流脉动、另一方面在产生干扰时也实施稳定的电流控制。本发明的马达驱动装置(100)具备：电力变换电路(103)，其驱动交流马达(101)；以及控制器(102)，其控制电力变换电路(103)。控制器(102)具有电压指令运算部(108)、控制状态判定部(112)以及控制增益变更部(113)。当从控制状态判定部(112)输出的判定信号从表示稳态的判定信号切换至表示瞬态的判定信号时，控制增益变更部(113)将控制增益立即变更为平常设定的值，当从控制状态判定部(112)输出的判定信号从表示瞬态的判定信号切换至表示稳态的判定信号时，控制增益变更部(113)将控制增益以具有规定的滞后时间的方式变更为高增益设定的值。

Description

马达驱动装置、控制器、电动车辆***
技术领域
本发明涉及马达驱动装置、控制器以及电动车辆***。
背景技术
在马达驱动中，会恒定地产生变换器的PWM控制等所引起的电流脉动。当电流发生脉动时，会产生振动和噪音，在搭载有马达的设备中会招致舒适性的劣化等弊端，所以业界在寻求电流脉动的有效对策。
作为电流脉动的对策，例如已知有运用相较于平常而言提高了电流控制中的控制增益的高增益设定来提高控制响应性的方法。由此，能够抑制恒定地产生的电流脉动。但另一方面，当提高控制增益时，控制器的运算滞后、参数设定误差等对电流控制结果产生的影响变大，因此，在瞬态响应时会导致过冲量的增加等，控制响应性反倒有可能变差。因此，须根据控制状态来恰当地切换电流控制的增益设定。
作为切换电流控制的增益设定的方法，例如有下述专利文献1记载的方法。专利文献1中揭示了一种旋转电机的变换器控制装置，其根据流至三相交流旋转电机的U、V、W各相的电流来控制电流路径上设置的开关元件，该旋转电机的变换器控制装置的特征在于，具备：第1比例积分控制部，其根据d轴的比例项以及d轴的积分项来运算控制值，以减小d轴指令电流值与d轴实际电流值的差；第2比例积分控制部，其根据q轴的比例项以及q轴的积分项来运算控制值，以减小q轴指令电流值与q轴实际电流值的差；以及增益调整单元，在d轴的比例项、d轴的积分项、q轴的比例项、q轴的积分项中的至少1项的变动量较大时，所述增益调整单元减少该变动量较大的项的增益。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2015-154689号公报
发明内容
发明要解决的问题
在专利文献1揭示的增益调整方法中，在因干扰而导致电流意外地发生陡峭变化的干扰产生时，难以恰当地设定电流控制的增益。因而，在产生干扰时，无法实施稳定的电流控制。
解决问题的技术手段
本发明的马达驱动装置具备：电力变换电路，其驱动交流马达；以及控制器，其控制所述电力变换电路；所述控制器具有：电压指令运算部，其根据电流指令与流至所述交流马达的实际电流的差分即电流偏差来运算用于使所述电力变换电路动作的电压指令；控制状态判定部，其根据所述电流偏差来输出与所述电力变换电路的控制状态相应的判定信号；以及控制增益变更部，其根据所述判定信号来变更所述电压指令运算部在所述电压指令的运算中使用的控制增益，在所述电流偏差满足规定的范围条件的情况下，所述控制状态判定部输出第1判定信号，在所述电流偏差不满足所述范围条件的情况下，所述控制状态判定部输出第2判定信号，当从所述控制状态判定部输出的判定信号从所述第1判定信号切换至所述第2判定信号时，所述控制增益变更部将所述控制增益立即变更为与所述第2判定信号相应的值，当从所述控制状态判定部输出的判定信号从所述第2判定信号切换至所述第1判定信号时，所述控制增益变更部将所述控制增益以具有规定的滞后时间的方式变更为与所述第1判定信号相应的值。
本发明的控制器对驱动交流马达的电力变换电路进行控制，其具备：电压指令运算部，其根据与电流指令和流至所述交流马达的实际电流的差分相应的电流偏差来运算用于使所述电力变换电路动作的电压指令；控制状态判定部，其根据所述电流偏差来输出与所述电力变换电路的控制状态相应的判定信号；以及控制增益变更部，其根据所述判定信号来变更所述电压指令运算部在所述电压指令的运算中使用的控制增益，在所述电流偏差满足规定的范围条件的情况下，所述控制状态判定部输出第1判定信号，在所述电流偏差不满足所述范围条件的情况下，所述控制状态判定部输出第2判定信号，当从所述控制状态判定部输出的判定信号从所述第1判定信号切换至所述第2判定信号时，所述控制增益变更部将所述控制增益立即变更为与所述第2判定信号相应的值，当从所述控制状态判定部输出的判定信号从所述第2判定信号切换至所述第1判定信号时，所述控制增益变更部将所述控制增益以具有规定的滞后时间的方式变更为与所述第1判定信号相应的值。
本发明的电动车辆***具备：上述马达驱动装置；所述交流马达；车轴，其受到轴支承，以机械方式与所述交流马达连接；车轮，其固定在所述车轴上；以及驱动用电池，其向所述马达驱动装置供给电源。
发明的效果
根据本发明，一方面能抑制恒定地产生的电流脉动，另一方面在产生干扰时也能实施稳定的电流控制。
附图说明
图1为表示本发明的第一实施方式的马达驱动装置的构成的图。
图2为表示电压指令运算部的内部构成的图。
图3为表示控制状态判定部中的判定信号-电流偏差特性的图。
图4为表示第一实施方式中的控制增益变更部的内部构成的图。
图5为表示增益设定部的增益设定值查找表的图。
图6为表示第一实施方式的马达驱动装置的平时的动作波形例的图。
图7为表示第一实施方式的马达驱动装置的产生干扰时的动作波形例的图。
图8为表示本发明的第二实施方式的马达驱动装置的构成的图。
图9为表示第二实施方式中的控制增益变更部的内部构成的图。
图10为表示信号处理部的输入输出特性的图。
图11为表示增益变更许可信号生成部中的许可信号-判定信号特性的图。
图12为表示第二实施方式的马达驱动装置的平时的动作波形例的图。
图13为表示本发明的第三实施方式的搭载有马达驱动装置的电动车辆***的构成的图。
具体实施方式
总的来说，本发明是在判定了瞬态与稳态的基础上切换电流控制的增益设定的动作中、在干扰产生状态下立即重置为瞬态下运用的平常设定，由此实现稳定的电流控制。因此，可以针对实现滞后时间要素的每一手段来构成能实施的形态。下面，对本发明相关的代表性实施方式进行说明。
[第一实施方式]
图1展示了本发明的第一实施方式的马达驱动装置的构成。如图1所示，本实施方式的马达驱动装置100具备控制器102和驱动交流马达101的电力变换电路103。交流马达101上安装有位置传感器104，电力变换电路103上安装有电流传感器105。交流马达101是由从马达驱动装置100输出的交流电加以旋转驱动的马达，例如为三相同步马达。此外，电力变换电路103是根据控制器102的控制将直流电变换为交流电而输出至交流马达101的电路，例如是使用多个半导体元件构成的三相全桥变换器。
控制器102进行以向量控制为基本构成的电流控制运算，由此控制从电力变换电路103输出至交流马达101的交流电的电流，进行交流马达101的转矩控制。控制器102从外部得到转矩指令τ*的输入，将三相电压指令Vu *、Vv *、Vw *输出至电力变换电路103。电力变换电路103根据从控制器102输出的三相电压指令Vu *、Vv *、Vw *进行动作，进行直流电到交流电的电力变换。
控制器102具有电流指令运算部106、减法运算部107a、107b、电压指令运算部108、转子位置/马达速度生成部109、dq/3相变换部110、3相/dq变换部111、控制状态判定部112以及控制增益变更部113这各个功能块。控制器102可以使用在微电脑中执行的规定程序、FPGA(Field Programmable Gate Array)等硬件来实现这些功能块。
电流指令运算部106根据输入到控制器102的转矩指令τ*来算出d轴电流指令Id *和q轴电流指令Iq *。电流指令运算部106例如由关联有转矩指令τ*、d轴电流指令Id *及q轴电流指令Iq *的查找表构成。
减法运算部107a算出由电流指令运算部106算出的d轴电流指令Id *与从3相/dq变换部111输出的d轴实际电流Idc的差分ΔId。减法运算部107b算出由电流指令运算部106算出的q轴电流指令Iq *与从3相/dq变换部111输出的q轴实际电流Iqc的差分ΔIq。再者，减法运算部107a、107b分别算出的差分ΔId、ΔIq表示控制器102所进行的电流控制运算中所使用的电流偏差，表示与转矩指令τ*相对应的电流指令(d轴电流指令Id *、q轴电流指令Iq *)相对于交流马达101中实际流通的电流(d轴实际电流Idc、q轴实际电流Iqc)而言存在何种程度的差异。
电压指令运算部108根据减法运算部107a、107b分别算出的差分ΔId、ΔIq、从3相/dq变换部111输出的d轴实际电流Idc及q轴实际电流Iqc、以及转子位置/马达速度生成部109算出的马达速度ω1来算出d轴电压指令Vd *及q轴电压指令Vq *。此时，电压指令运算部108使用由控制增益变更部113决定的d轴电流控制用增益ωcd及q轴电流控制用增益ωcq来进行用于算出d轴电压指令Vd *及q轴电压指令Vq *的电压指令运算。再者，电压指令运算部108所进行的电压指令运算的详情于后文叙述。
位置传感器104例如为编码器或分解器，输出与交流马达101的转子的旋转相应的信号。转子位置/马达速度生成部109根据位置传感器104的输出信号来算出表示交流马达101的转速的马达速度ω1和交流马达101的转子位置θdc。
dq/3相变换部110根据转子位置/马达速度生成部109算出的交流马达101的转子位置θdc，将电压指令运算部108算出的d轴电压指令Vd *及q轴电压指令Vq *变换为三相电压指令Vu *、Vv *、Vw *。3相/dq变换部111根据转子位置θdc将电流传感器105检测到的流至交流马达101的各相的三相实际电流Iuc、Ivc、Iwc变换为d轴实际电流Idc及q轴实际电流Iqc。
控制状态判定部112根据减法运算部107a、107b分别算出的差分ΔId、ΔIq来输出与电力变换电路103的控制状态相应的d轴电流控制用判定信号Sjd及q轴电流控制用判定信号Sjq。控制增益变更部113根据从控制状态判定部112输出的d轴电流控制用判定信号Sjd及q轴电流控制用判定信号Sjq来算出电压指令运算部108在d轴电压指令Vd *和q轴电压指令Vq *的运算中分别使用的d轴电流控制用增益ωcd及q轴电流控制用增益ωcq，并根据这些算出结果来变更d轴电流控制用增益ωcd及q轴电流控制用增益ωcq的值。再者，控制状态判定部112及控制增益变更部113的详情于后文叙述。
本实施方式的马达驱动装置100的主要构成要素如以上所说明。然后，对电压指令运算部108所进行的电压指令运算的详情进行说明。
图2展示了电压指令运算部108的内部构成。如图2所示，电压指令运算部108具备用于d轴电压指令Vd *的运算的d轴电流控制用PI控制器200及加法运算部201和用于q轴电压指令Vq *的运算的q轴电流控制用PI控制器202及加法运算部203。
d轴电流控制用PI控制器200由P控制部204和I控制部205构成，根据差分ΔId来算出d轴控制值VPId *。具体而言，例如以如下方式算出d轴控制值VPId *。
d轴电流控制用PI控制器200在P控制部204中根据差分ΔId来进行下述式(1)所示的运算，由此算出d轴比例控制值VPd *。式(1)中，KPd表示规定的d轴侧比例控制增益。
VPd *＝KPd·ωcd·ΔId···(1)
此外，d轴电流控制用PI控制器200在I控制部205中根据差分ΔId来进行下述式(2)所示的运算，由此算出d轴积分控制值VId *。式(2)中，KId表示规定的d轴侧积分控制增益。
VId *＝KId·ωcd·∫ΔIddt···(2)
当在P控制部204及I控制部205中分别算出d轴比例控制值VPd *和d轴积分控制值VId *后，d轴电流控制用PI控制器200在加法运算部206中对这些运算结果进行合计，由此算出d轴控制值VPId *。即，以VPId *＝VPd *+VId *的形式算出d轴控制值VPId *。
再者，如上述式(1)、式(2)所示，在d轴比例控制值VPd *及d轴积分控制值VId *的运算中都是进行的d轴电流控制用增益ωcd的乘法运算。因而，在d轴电流控制用PI控制器200中，差分ΔId收敛到零为止的响应速度可以通过变更d轴电流控制用增益ωcd来进行调整。其中，本实施方式是在P控制部204和I控制部205两方中进行d轴电流控制用增益ωcd的乘法运算，但也可设为仅在P控制部204和I控制部205中的任一方进行d轴电流控制用增益ωcd的乘法运算的构成。
当在d轴电流控制用PI控制器200中算出d轴控制值VPId *后，电压指令运算部108在加法运算部201中对d轴控制值VPId *加上d轴侧解耦控制指令VDECd *，由此算出d轴电压指令Vd *。即，以Vd *＝VPId *+VDECd *的形式算出d轴电压指令Vd *。
上述的d轴侧解耦控制指令VDECd *例如通过下述式(3)所示的运算来获得。式(3)中，Lqc表示q轴电感的设定值。
VDECd *＝-ω1·Lqc·Iqc···(3)
在d轴电流控制用PI控制器200及加法运算部201中像以上说明过的那样进行d轴电压指令Vd *的运算。
再者，在本实施方式中，对像上述式(3)展示的那样使用q轴实际电流Iqc来运算d轴侧解耦控制指令VDECd *的例子进行了说明，但也可通过其他方法来运算d轴侧解耦控制指令VDECd *。例如，也可设为使用q轴电流指令Iq *代替q轴实际电流Iqc、或者使用I控制部205得到的d轴积分控制值VId *的运算结果来运算d轴侧解耦控制指令VDECd *的构成。
q轴电流控制用PI控制器202及加法运算部203也是通过分别与d轴电流控制用PI控制器200及加法运算部201同样的方法来进行q轴电压指令Vq *的运算。即，q轴电流控制用PI控制器202由P控制部207和I控制部208构成，根据差分ΔIq来算出q轴控制值VPIq *。具体而言，例如以如下方式算出q轴控制值VPIq *。
q轴电流控制用PI控制器202在P控制部207中根据差分ΔIq来进行下述式(4)所示的运算，由此算出q轴比例控制值VPq *。式(4)中，KPq表示规定的q轴侧比例控制增益。
VPq *＝KPq·ωcq·ΔIq···(4)
此外，q轴电流控制用PI控制器202在I控制部208中根据差分ΔIq来进行下述式(5)所示的运算，由此算出q轴积分控制值VIq *。式(5)中，KIq表示规定的q轴侧积分控制增益。
VIq *＝KIq·ωcq·∫ΔIqdt···(5)
当在P控制部207及I控制部208中分别算出q轴比例控制值VPq *和q轴积分控制值VIq *后，q轴电流控制用PI控制器202在加法运算部209中对这些运算结果进行合计，由此算出q轴控制值VPIq *。即，以VPIq *＝VPq *+VIq *的形式算出q轴控制值VPIq *。
再者，如上述式(4)、式(5)所示，在q轴比例控制值VPq *及q轴积分控制值VIq *的运算中都是进行的q轴电流控制用增益ωcq的乘法运算。因而，在q轴电流控制用PI控制器202中，差分ΔIq收敛到零为止的响应速度可以通过变更q轴电流控制用增益ωcq来进行调整。其中，本实施方式是在P控制部207和I控制部208两方中进行q轴电流控制用增益ωcq的乘法运算，但也可设为仅在P控制部207和I控制部208中的任一方进行q轴电流控制用增益ωcq的乘法运算的构成。
当在q轴电流控制用PI控制器202中算出q轴控制值VPIq *后，电压指令运算部108在加法运算部203中对q轴控制值VPIq *加上q轴侧解耦控制指令VDECq *，由此算出q轴电压指令Vq *。即，以Vq *＝VPIq *+VDECq *的形式算出q轴电压指令Vq *。
上述的q轴侧解耦控制指令VDECq *例如通过下述式(6)所示的运算来获得。式(6)中，Ldc表示d轴电感的设定值，KEc表示感应电压常数的设定值。
VDECq *＝ω1·(Ldc·Idc+KEc)···(6)
在q轴电流控制用PI控制器202及加法运算部203中像以上说明过的那样进行q轴电压指令Vq *的运算。
再者，在本实施方式中，对像上述式(6)展示的那样使用d轴实际电流Idc来运算q轴侧解耦控制指令VDECq *的例子进行了说明，但也可通过其他方法来运算q轴侧解耦控制指令VDECq *。例如，也可设为使用d轴电流指令Id *代替d轴实际电流Idc、或者使用I控制部208得到的q轴积分控制值VIq *的运算结果来运算q轴侧解耦控制指令VDECq *的构成。
接着，对控制状态判定部112的详情进行说明。图3展示了本发明的特征也就是控制状态判定部112中的判定信号-电流偏差特性。图3中，横轴表示d轴的电流偏差即差分ΔId的值，纵轴表示控制状态判定部112所输出的d轴电流控制用判定信号Sjd的值。
图3中，在差分ΔId满足ΔId_n≤ΔId≤ΔId_p这一范围条件的情况下，即，在电流偏差较小、电力变换电路103的控制状态可视为稳态的情况下，d轴电流控制用判定信号Sjd的值是表示为稳态的Sjd＝Sjd_pn。另一方面，在差分ΔId不满足上述的范围条件而为ΔId_p＜ΔId(正侧)或ΔId＜ΔId_n(负侧)的情况下，即，在电流偏差较大、电力变换电路103的控制状态可视为瞬态的情况下，d轴电流控制用判定信号Sjd的值在正侧是表示为瞬态的Sjd＝Sjd_p，在负侧是表示为瞬态的Sjd＝Sjd_n。如此，通过相对于稳态下的d轴电流控制用判定信号Sjd的值Sjd_pn而言将瞬态下的d轴电流控制用判定信号Sjd的值Sjd_p、Sjd_n分别设为不同的值，在控制增益变更部113中，可以根据d轴电流控制用判定信号Sjd来判定控制器102对电力变换电路103的控制状态。
再者，在图3所示的判定信号-电流偏差特性中，展示了分别表示正侧和负侧的瞬态的d轴电流控制用判定信号Sjd的值Sjd_p、Sjd_n互不相同的例子，但是，为了将控制状态判定部112设为更简单的构成，也可使这些值相等而设为Sjd_p＝Sjd_n。此外，用于判别瞬态与稳态的差分ΔId的阈值ΔId_n、ΔId_p也一样，图3中展示了它们的绝对值互不相同的例子，但是，为了将控制状态判定部112设为更简单的构成，也可设为|ΔId_n|＝|ΔId_p|。
控制状态判定部112根据表示d轴的电流偏差的差分ΔId来输出具有如以上说明过的特性的d轴电流控制用判定信号Sjd。由此，可以输出作为与对应于d轴的电力变换电路103的控制状态相应的判定信号的d轴电流控制用判定信号Sjd。再者，关于q轴电流控制用判定信号Sjq，也可以根据表示q轴的电流偏差的差分ΔIq而以与d轴电流控制用判定信号Sjd同样的特性加以输出。由此，可以输出作为与对应于q轴的电力变换电路103的控制状态相应的判定信号的q轴电流控制用判定信号Sjq。
图4展示了本发明的特征也就是控制增益变更部113的内部构成。如图4所示，控制增益变更部113具备用于d轴电流控制用增益ωcd的算出及变更的d轴侧控制增益变更部400和用于q轴电流控制用增益ωcq的算出及变更的q轴侧控制增益变更部401。
d轴侧控制增益变更部400由增益设定部402和带重置功能的低通滤波器403构成。
增益设定部402根据d轴电流控制用判定信号Sjd来决定滤波处理前的d轴侧控制增益ωcd_pre，并输出至带重置功能的低通滤波器403。具体而言，例如像图5所示那样在增益设定部402中保持有二维查找表500，通过参考该查找表500来决定与d轴电流控制用判定信号Sjd相对应的滤波处理前的d轴侧控制增益ωcd_pre。查找表500中，以二维方式关联有d轴电流控制用判定信号Sjd的值和每一控制增益变更条件(条件A、条件B、条件C、···)的滤波处理前的d轴侧控制增益ωcd_pre。通过使用该查找表500，增益设定部402可以决定与d轴电流控制用判定信号Sjd相应的滤波处理前的d轴侧控制增益ωcd_pre的值。
再者，图5中展示了根据d轴电流控制用判定信号Sjd来决定滤波处理前的d轴侧控制增益ωcd_pre的值的二维查找表的例子，但也可追加其他增益变更条件来形成多维查找表、使用该多维查找表来决定滤波处理前的d轴侧控制增益ωcd_pre的值。具体而言，例如考虑追加马达速度ω1、电力变换电路103中的PWM控制的载频等作为控制增益变更条件。
此处，在增益设定部402中，像前面叙述过的那样，通过借助高增益设定来实施稳态下的电流控制，能够抑制恒定地产生的电流脉动。例如在图5的查找表500中，若条件A中设为“ωcd_pA＜ωcd_pnA”或“ωcd_nA＜ωcd_pnA”，则可以运用高增益设定。同样地，若条件B中设为“ωcd_pB＜ωcd_pnB”或“ωcd_nB＜ωcd_pnB”，则可以运用高增益设定。其他条件下也是一样的。
带重置功能的低通滤波器403是具有规定的时间常数的低通滤波器，通过以具有与该时间常数相应的滞后时间的方式传达增益设定部402算出的滤波处理前的d轴侧控制增益ωcd_pre来算出d轴电流控制用增益ωcd。即，根据该带重置功能的低通滤波器403所具有的滞后时间要素来决定电压指令运算部108在算出d轴电压指令Vd *时使用的d轴电流控制用增益ωcd的值。因此，即便在干扰产生状态下，也能实现稳定的电流控制。详情于后文叙述。
此外，在d轴电流控制用判定信号Sjd从表示稳态的Sjd_pn变为表示正侧的瞬态的Sjd_p时或者在从表示稳态的Sjd_pn变为表示负侧的瞬态的Sjd_n时，带重置功能的低通滤波器403实施输出值的重置。即，在电力变换电路103的控制状态从稳态转移至瞬态时，带重置功能的低通滤波器403使d轴电流控制用增益ωcd的设定从与稳态相应的高增益设定立即退回到与瞬态相应的平常设定。
q轴侧控制增益变更部401也具有与d轴侧控制增益变更部400同样的构成。即，q轴侧控制增益变更部401由增益设定部404和带重置功能的低通滤波器405构成。增益设定部404根据q轴电流控制用判定信号Sjq来决定滤波处理前的q轴侧控制增益ωcq_pre，并输出至带重置功能的低通滤波器405。带重置功能的低通滤波器405是具有规定的时间常数的低通滤波器，通过以具有与该时间常数相应的滞后时间的方式传达增益设定部404算出的滤波处理前的q轴侧控制增益ωcq_pre来算出q轴电流控制用增益ωcq。
接着，对本实施方式的马达驱动装置100的具体的动作例进行说明。首先，参考图6，对不产生干扰等的平时的动作例进行说明。图6展示了第一实施方式的马达驱动装置100的平时的动作波形例。再者，在图6的动作波形中，控制增益的设定遵循图5中说明过的查找表500，为了抑制恒定地产生的电流脉动，控制增益变更部113以仅在稳态下对电流控制进行高增益设定的方式进行动作。此外，在图6的动作波形中，在电流控制从稳态经过瞬态而转移至下一稳态时，图5所示的控制增益变更条件从条件A切换至条件B。具体而言，若将控制开始起的经过时间设为t、将从最初的稳态转移到瞬态的时刻设为t2，则在0≤t＜t2下选择图5所示的条件A，在t2≤t下选择图5所示的条件B。
首先，在t＝0时，开始转矩指令τ*向控制器102的输入，由此，q轴电流指令Iq *的值从0呈阶梯状变为与转矩指令τ*相应的规定指令值IqA *。于是，如图6的上层所示，q轴实际电流Iqc从0向IqA *急剧增加，而在0≤t＜t1的期间内，差分ΔIq的值在正方向上较大，ΔIq_p＜ΔIq。因此，控制状态判定部112判断电力变换电路103的控制状态为瞬态，从控制状态判定部112输出的q轴电流控制用判定信号Sjq的值像图6的下层所示那样为Sjq＝Sjq_p。因而，控制增益变更部113所输出的q轴电流控制用增益ωcq的值像图6的中层所示那样维持在与瞬态相应的平常设定的值即ωcq＝ωcq_pA。
其后，若将差分ΔIq的值与阈值ΔIq_p一致的时刻设为t1，则在t1≤t＜t2的期间内，ΔIq_n≤ΔIq≤ΔIq_p。因此，控制状态判定部112判断电力变换电路103的控制状态为稳态，从控制状态判定部112输出的q轴电流控制用判定信号Sjq的值像图6的下层所示那样变为Sjq＝Sjq_pn。即，在时刻t1，q轴电流控制用判定信号Sjq的值从Sjq_p变为Sjq_pn，并一直维持到时刻t2为止。此时，控制增益变更部113所输出的q轴电流控制用增益ωcq的值像图6的中层所示那样以具有某一滞后时间的方式从ωcq_pA变更为ωcq_pnA(高增益设定)。由此，得以在稳态下抑制恒定地产生的电流脉动。
在t＝t2时，q轴电流指令Iq *的值从此前的指令值IqA *呈阶梯状变为另一指令值IqB *。于是，如图6的上层所示，维持在稳态下的q轴实际电流Iqc朝IqB *减少，而在t2≤t＜t3的期间内，差分ΔIq的值在负方向上较大，ΔIq＜ΔIq_n。因此，控制状态判定部112判断电力变换电路103的控制状态为瞬态，从控制状态判定部112输出的q轴电流控制用判定信号Sjq的值像图6的下层所示那样变为Sjq＝Sjq_n。即，当q轴电流控制用判定信号Sjq从表示稳态的Sjq_pn变为表示负侧的瞬态的Sjq_n时，像图6的下层所示那样在q轴电流控制用判定信号Sjq中产生上升沿。当检测到该上升沿时，像前文所述那样将带重置功能的低通滤波器405的输出重置，由此，控制增益变更部113所输出的q轴电流控制用增益ωcq的值像图6的中层所示那样从高增益设定的值即ωcq_pnA立即变更为与瞬态相应的平常设定的值即ωcq＝ωcq_nB。再者，此时的q轴电流控制用增益ωcq的设定值ωcq_nB是与前文所述的0≤t＜t1的期间内的q轴电流控制用增益ωcq的设定值ωcq_pA不一样的值。
其后，若将差分ΔIq的值与阈值ΔIq_n一致的时刻设为t3，则在t3≤t的期间内，再次成为ΔIq_n≤ΔIq≤ΔIq_p。因此，控制状态判定部112判断电力变换电路103的控制状态为稳态，从控制状态判定部112输出的q轴电流控制用判定信号Sjq的值像图6的下层所示那样变为Sjq＝Sjq_pn。即，在时刻t3，q轴电流控制用判定信号Sjq的值从Sjq_n再次变为Sjq_pn，之后也得以维持。此时，控制增益变更部113所输出的q轴电流控制用增益ωcq的值像图6的中层所示那样以具有某一滞后时间的方式从ωcq_nB变更为ωcq_pnB(高增益设定)。由此，与前文所述的t1≤t＜t2的期间一样，得以抑制恒定地产生的电流脉动。
如上所述，在不产生干扰等的平时的动作中，通过根据差分ΔIq的值来判定电力变换电路103的控制状态，可以仅在平稳时将电流控制设定为高增益。因此，可以在不对瞬态响应时的性能产生影响的情况下抑制恒定地产生的电流脉动。
然后，参考图7，对产生意外的干扰的产生干扰时的动作例进行说明。图7展示了第一实施方式的马达驱动装置100的产生干扰时的动作波形例。再者，在图7的动作波形中，与图6一样，控制增益的设定也遵循图5中说明过的查找表500，为了抑制恒定地产生的电流脉动，控制增益变更部113也以仅在稳态下对电流控制进行高增益设定的方式进行动作。另一方面，在图7的动作波形中，不同于图6，q轴电流指令Iq *的值是固定的，图5所示的控制增益变更条件始终设定为条件A。即，在q轴电流控制用判定信号Sjq的值表示瞬态时，具体而言，在Sjq＝Sjq_p或Sjq＝Sjq_n时，q轴电流控制用增益ωcq的值设定为ωcq＝ωcq_pA(＝ωcq_nA)。
首先，在0≤t＜t4的期间内，ΔIq_n≤ΔIq≤ΔIq_p。因此，控制状态判定部112判断电力变换电路103的控制状态为稳态，从控制状态判定部112输出的q轴电流控制用判定信号Sjq的值像图7的下层所示那样为Sjq＝Sjq_pn。因而，此时的q轴电流控制用增益ωcq的值像图7的中层所示那样维持在ωcq_pnA(高增益设定)。由此，得以在稳态下抑制恒定地产生的电流脉动。
当在t＝t4产生干扰时，尽管q轴电流指令Iq *的值维持在规定指令值IqA *，如图7的上层所示，q轴实际电流Iqc也因干扰而开始大幅变动。结果，在t4＜t＜t5的期间内，控制状态判定部112对控制状态的判定结果随着干扰所引起的q轴实际电流Iqc的变动而在稳态与瞬态之间来回变动，从控制状态判定部112输出的q轴电流控制用判定信号Sjq的值在短时间内发生变动。具体而言，如图7的下层所示，产生干扰时的q轴电流控制用判定信号Sjq的值以Sjq_pn→Sjq_n→Sjq_pn→Sjq_p形式依序变化。
若根据上述那样的q轴电流控制用判定信号Sjq的变化而像以往那样立即改变q轴电流控制用增益ωcq，则会在短期间内切换平常设定(ωcq＝ωcq_pA)与高增益设定(ωcq＝ωcq_pnA)。结果，助长了干扰的影响，动作有可能变得不稳定。然而，本实施方式的马达驱动装置100中，控制增益变更部113具有作为滞后时间要素而发挥作用的带重置功能的低通滤波器403、405，在从平常设定切换至高增益设定时，通过这些带重置功能的低通滤波器403、405来变更d轴电流控制用增益ωcd及q轴电流控制用增益ωcq。因而，如图7的中层所示，在正产生干扰的t4＜t＜t5的期间内，q轴电流控制用增益ωcq大致维持在平常设定的值(ωcq＝ωcq_pA)，从而能实现稳定的动作。
其后，在t5≤t的期间内，再次成为ΔIq_n≤ΔIq≤ΔIq_p。因此，控制状态判定部112判断电力变换电路103的控制状态为稳态，从控制状态判定部112输出的q轴电流控制用判定信号Sjq的值像图7的下层所示那样变为Sjq＝Sjq_pn。此时，控制增益变更部113所输出的q轴电流控制用增益ωcq的值像图7的中层所示那样以具有某一滞后时间的方式从ωcq_pA变更为ωcq_pnA(高增益设定)。由此，与前文所述的0≤t＜t4的期间一样，得以抑制恒定地产生的电流脉动。
再者，在以上说明过的图6、图7的动作例中，对根据q轴电流指令Iq *与q轴实际电流Iqc的差分ΔIq来改变q轴电流控制用判定信号Sjq的值、由此变更q轴电流控制用增益ωcq的值的例子进行了说明，而d轴电流控制用增益ωcd的值也能以同样的方法加以变更。即，根据d轴电流指令Id *与d轴实际电流Idc的差分ΔId来改变d轴电流控制用判定信号Sjd的值，由此，能以一方面抑制恒定地产生的电流脉动、另一方面在产生干扰时稳定地进行动作的方式变更d轴电流控制用增益ωcd的值。
根据以上说明过的本发明的第一实施方式，取得以下作用效果。
(1)马达驱动装置100具备：电力变换电路103，其驱动交流马达101；以及控制器102，其控制电力变换电路103。控制器102具有：电压指令运算部108，其根据d轴电流指令Id *、q轴电流指令Iq *与流至交流马达101的d轴实际电流Idc、q轴实际电流Iqc的差分ΔId、ΔIq来运算用于使电力变换电路103动作的d轴电压指令Vd *及q轴电压指令Vq *；控制状态判定部112，其根据差分ΔId、ΔIq来输出与电力变换电路103的控制状态相应的d轴电流控制用判定信号Sjd及q轴电流控制用判定信号Sjq；以及控制增益变更部113，其根据d轴电流控制用判定信号Sjd、q轴电流控制用判定信号Sjq来变更电压指令运算部108在d轴电压指令Vd *及q轴电压指令Vq *的运算中分别使用的d轴电流控制用增益ωcd及q轴电流控制用增益ωcq。在差分ΔId、ΔIq各自满足规定的范围条件的情况下，控制状态判定部112分别输出Sjd＝Sjd_pn、Sjq＝Sjq_pn作为表示稳态的判定信号，在差分ΔId、ΔIq各自不满足有关范围条件的情况下，控制状态判定部112分别输出Sjd＝Sjd_p(或Sjd＝Sjd_n)、Sjq＝Sjq_p(或Sjq＝Sjq_n)作为表示瞬态的判定信号。如图6、图7所示，当从控制状态判定部112输出的d轴电流控制用判定信号Sjd、q轴电流控制用判定信号Sjq分别从表示稳态的判定信号切换至表示瞬态的判定信号时，控制增益变更部113将d轴电流控制用增益ωcd、q轴电流控制用增益ωcq立即变更为与表示瞬态的判定信号相应的平常设定的值。反过来，当从控制状态判定部112输出的d轴电流控制用判定信号Sjd、q轴电流控制用判定信号Sjq分别从表示瞬态的判定信号切换至表示稳态的判定信号时，控制增益变更部113将d轴电流控制用增益ωcd、q轴电流控制用增益ωcq以具有规定的滞后时间的方式变更为与表示稳态的判定信号相应的高增益设定的值。因此，一方面能抑制恒定地产生的电流脉动，另一方面在产生干扰时也能实施稳定的电流控制。
(2)控制增益变更部113具有带重置功能的低通滤波器403、405，使用该带重置功能的低通滤波器403、405来实现滞后时间。因此，能够容易地实现将d轴电流控制用增益ωcd、q轴电流控制用增益ωcq从平常设定的值变更为高增益设定的值时的滞后时间。
(3)控制增益变更部113具有增益设定部402、404，所述增益设定部402、404至少保持二维以上的查找表500，使用该查找表500来决定与d轴电流控制用判定信号Sjd和q轴电流控制用判定信号Sjq相应的d轴电流控制用增益ωcd、q轴电流控制用增益ωcq的值。因此，能够容易地决定d轴电流控制用增益ωcd和q轴电流控制用增益ωcq的值。
(4)控制增益变更部113像图6所示那样使与表示差分ΔIq为正值时的瞬态的判定信号相应的q轴电流控制用增益ωcq的值也就是Sjq＝Sjq_p时的设定值ωcq＝ωcq_pA和与表示差分ΔIq为负值时的瞬态的判定信号相应的q轴电流控制用增益ωcq的值也就是Sjq＝Sjq_n时的设定值ωcq＝ωcq_nB互不相同。因此，在使交流马达101的电流增加的情况和使交流马达101的电流减少的情况下，可以各自设定恰当的控制增益。
[第二实施方式]
在前文所述的第一实施方式中，对以控制增益变更部113的低通滤波器来实现本发明相关的马达驱动装置中的控制增益变更时的滞后时间要素的例子进行了说明。相对于此，作为本发明的第二实施方式，下面对以积分器来实现控制增益变更时的滞后时间要素的例子进行说明。
图8展示了本发明的第二实施方式的马达驱动装置的构成。如图8所示，本实施方式的马达驱动装置100是在控制器102内设置控制增益变更部800来代替第一实施方式中说明过的图1的控制增益变更部113。其他构成要素与第一实施方式相同。
图9展示了本发明的特征也就是控制增益变更部800的内部构成。如图9所示，控制增益变更部800具备用于d轴电流控制用增益ωcd的算出及变更的d轴侧控制增益变更部900和用于q轴电流控制用增益ωcq的算出及变更的q轴侧控制增益变更部901。
d轴侧控制增益变更部900由去噪滤波器902、绝对值运算部903、信号处理部904、带重置功能的积分器905、增益变更许可信号生成部906、乘法运算部907、以及输出限制部908构成。
去噪滤波器902将输入至控制增益变更部800的、表示d轴的电流偏差的差分ΔId中包含的高次谐波噪声去除并输出至绝对值运算部903。再者，该去噪滤波器902只是用于去除高次谐波噪声，并不像第一实施方式中的带重置功能的低通滤波器403、带重置功能的低通滤波器405那样作为控制增益变更部113的滞后时间要素而发挥功能。
绝对值运算部903算出从去噪滤波器902输入的去噪后的差分ΔId的绝对值|ΔId1|。
信号处理部904进行从由绝对值运算部903算出的绝对值|ΔId1|中去除不到规定阈值的分量的信号处理。具体而言，例如在信号处理部904中实施像以下说明那样的信号处理。
图10展示了信号处理部904的输入输出特性。在绝对值运算部903所算出的差分ΔId的绝对值|ΔId1|小于规定阈值的情况下，信号处理部904输出零作为针对绝对值|ΔId1|的信号处理结果|ΔId2|，若为阈值以上，则照原样输出所输入的绝对值|ΔId1|作为针对绝对值|ΔId1|的信号处理结果|ΔId2|。例如在像图10所示那样将信号处理部904的阈值设为ΔIdth的情况下，在0≤|ΔId1|＜ΔIdth的范围内，来自信号处理部904的输出|ΔId2|为零。另一方面，在ΔIdth≤|ΔId1|的范围内，从信号处理部904照原样输出所输入的绝对值|ΔId1|作为信号处理部904的输出|ΔId2|。通过在信号处理部904中执行这样的处理，得以在带重置功能的积分器905中执行如下运算处理：在差分ΔId的绝对值|ΔId1|小于规定值的情况下不进行积分，在差分ΔId的绝对值|ΔId1|大于规定值的情况下对绝对值|ΔId1|进行积分。结果，在d轴侧控制增益变更部900所进行的d轴电流控制用增益ωcd的算出中，可以在运算上忽略高次谐波噪声等所引起的微小的电流脉动分量。因此，能够避免带重置功能的积分器905中的不需要的积分运算。
带重置功能的积分器905对信号处理部904的输出|ΔId2|进行积分，并将该积分运算得到的积分值作为d轴侧控制增益ωcd_int输出。通过带重置功能的积分器905的积分运算求出的d轴侧控制增益ωcd_int的值在积分运算的特性上以具有规定的滞后时间的方式增加。由此，在电力变换电路103的控制状态为稳态时，d轴侧控制增益ωcd_int得以从平常设定的值以具有规定的滞后时间的方式变更为相对较大的高增益设定的值。
此外，在带重置功能的积分器905中，对d轴侧控制增益ωcd_int设定有初始值ωcd_ini，根据d轴电流控制用判定信号Sjd来实施输出的重置。具体而言，与第一实施方式中说明过的图4的带重置功能的低通滤波器403一样，在d轴电流控制用判定信号Sjd从表示稳态的Sjd_pn变为表示正侧的瞬态的Sjd_p时，或者在从表示稳态的Sjd_pn变为表示负侧的瞬态的Sjd_n时，将此前得到的积分运算的结果重置，使d轴侧控制增益ωcd_int的值立即退回到初始值ωcd_ini。再者，关于该初始值ωcd_ini，优选设定在瞬态下能综合地满足过冲量等控制响应性能的控制增益也就是与平常设定相应的控制增益的值。由此，带重置功能的积分器905与第一实施方式中说明过的带重置功能的低通滤波器403一样，在电力变换电路103的控制状态从稳态转移至瞬态时，能使基于d轴侧控制增益ωcd_int的d轴电流控制用增益ωcd的值从与稳态相应的高增益设定立即退回到与瞬态相应的平常设定。此外，通过在正侧的瞬态和负侧的瞬态下设定好互不相同的初始值，与第一实施方式一样，在d轴电流控制用判定信号Sjd从Sjd_pn变成Sjd_p的情况和变成Sjd_n的情况下，可将重置后的控制增益设为不同值。
增益变更许可信号生成部906根据d轴电流控制用判定信号Sjd来生成用于许可或禁止带重置功能的积分器905的积分运算的d轴侧增益变更许可信号Spd。增益变更许可信号生成部906例如按照图11所示的许可信号-判定信号特性而根据d轴电流控制用判定信号Sjd的值来生成取0或1的d轴侧增益变更许可信号Spd。
图11展示了增益变更许可信号生成部906中的许可信号-判定信号特性。如图11所示，在d轴电流控制用判定信号Sjd的值表示瞬态的情况下，即，在Sjd＝Sjd_p或Sjd＝Sjd_n的情况下，将d轴侧增益变更许可信号Spd的值设为Spd＝0。另一方面，在d轴电流控制用判定信号Sjd的值表示稳态的情况下，即，在Sjd＝Sjd_pn的情况下，将d轴侧增益变更许可信号Spd的值设为Spd＝1。
乘法运算部907将信号处理部904的输出|ΔId2|与从增益变更许可信号生成部906输出的d轴侧增益变更许可信号Spd相乘，并将该乘法运算结果输出至带重置功能的积分器905。如前文所述，d轴侧增益变更许可信号Spd的值在瞬态的情况下为Spd＝0，在稳态的情况下为Spd＝1。因而，在瞬态的情况下，不论信号处理部904的输出|ΔId2|如何，从乘法运算部907去往带重置功能的积分器905的输入值都为0，从而禁止带重置功能的积分器905的积分运算。另一方面，在稳态的情况下，信号处理部904的输出|ΔId2|照原样成为从乘法运算部907去往带重置功能的积分器905的输入值，从而许可带重置功能的积分器905的积分运算。
输出限制部908将带重置功能的积分器905所求出的d轴侧控制增益ωcd_int的值限制在规定的最小值ωcd_min到规定的最大值ωcd_max之间。并且，将限制后的d轴侧控制增益ωcd_int的值作为d轴电流控制用增益ωcd输出。通过该输出限制部908的信号处理，能够避免d轴电流控制用增益ωcd随着带重置功能的积分器905的积分结果而发散。
q轴侧控制增益变更部901也具有与d轴侧控制增益变更部900同样的构成。即，q轴侧控制增益变更部901由去噪滤波器909、绝对值运算部910、信号处理部911、带重置功能的积分器912、增益变更许可信号生成部913、乘法运算部914、以及输出限制部915构成。去噪滤波器909将输入至控制增益变更部800的差分ΔIq中包含的高次谐波噪声去除并输出至绝对值运算部910。绝对值运算部910算出所输入的去噪后的差分ΔIq的绝对值|ΔIq1|。信号处理部911从绝对值运算部910算出的绝对值|ΔIq1|中去除不到规定阈值的分量，输出针对绝对值|ΔIq1|的信号处理结果|ΔIq2|。带重置功能的积分器912对信号处理部911的信号处理结果|ΔIq2|进行积分，并将该积分运算得到的积分值作为q轴侧控制增益ωcq_int输出。增益变更许可信号生成部913根据q轴电流控制用判定信号Sjq的值来生成取0或1的q轴侧增益变更许可信号Spq。乘法运算部914将信号处理部911的输出|ΔIq2|与从增益变更许可信号生成部913输出的q轴侧增益变更许可信号Spq相乘，并将该乘法运算结果输出至带重置功能的积分器912，由此，根据q轴侧增益变更许可信号Spq的值来许可或禁止带重置功能的积分器912的积分运算。输出限制部915将通过带重置功能的积分器912的积分运算求出的q轴侧控制增益ωcq_int的值限制在规定范围内，并作为q轴电流控制用增益ωcq输出。
接着，对本实施方式的马达驱动装置100的具体的动作例进行说明。首先，参考图12，对不产生干扰等的平时的动作例进行说明。图12展示了第二实施方式的马达驱动装置100的平时的动作波形例。再者，在图12的动作波形中，输出限制部915将通过带重置功能的积分器912的积分运算求出的q轴侧控制增益ωcq_int的值限制在0≤ωcq_int≤ωcq_max这一范围内，并作为q轴电流控制用增益ωcq输出。
首先，在t＝0时，开始转矩指令τ*向控制器102的输入，由此，q轴电流指令Iq *的值呈阶梯状地从0向与转矩指令τ*相应的规定指令值IqA1 *变化。于是，如图12的上层所示，q轴实际电流Iqc从0向IqA1 *急剧增加，而在0≤t＜t6的期间内，差分ΔIq的值在正方向上较大，ΔIq_p＜ΔIq。因此，与第一实施方式中说明过的图6的情况一样，控制状态判定部112判断电力变换电路103的控制状态为瞬态，从控制状态判定部112输出的q轴电流控制用判定信号Sjq的值像图12的中层下侧所示那样为Sjq＝Sjq_p。因而，从增益变更许可信号生成部913输出的q轴侧增益变更许可信号Spq的值像图12的下层所示那样为0，去往带重置功能的积分器912的输入值(|ΔIq2|×Spq)为0，因此禁止带重置功能的积分器912的积分运算。结果，控制增益变更部800所输出的q轴电流控制用增益ωcq的值像图12的中层上侧所示那样维持在与瞬态相应的平常设定的初始值即ωcq＝ωcq_ini。
其后，若将差分ΔIq的值与阈值ΔIq_p一致的时刻设为t6，则在t6≤t＜t7的期间内，ΔIq_n≤ΔIq≤ΔIq_p。因此，与第一实施方式中说明过的图6的情况一样，控制状态判定部112判断电力变换电路103的控制状态为稳态，从控制状态判定部112输出的q轴电流控制用判定信号Sjq的值像图12的中层下侧所示那样变为Sjq＝Sjq_pn。即，在时刻t6，q轴电流控制用判定信号Sjq的值从Sjq_p变为Sjq_pn，并一直维持到时刻t7为止。此时，从增益变更许可信号生成部913输出的q轴侧增益变更许可信号Spq的值像图12的下层所示那样变为1，相应地，|ΔIq2|输入至带重置功能的积分器912，由此，许可带重置功能的积分器912的积分运算。结果，控制增益变更部800所输出的q轴电流控制用增益ωcq的值像图12的中层上侧所示那样因|ΔIq2|被积分而不断增加，以具有规定的滞后时间的方式从ωcq_ini变更为高增益设定。由此，得以在稳态下抑制恒定地产生的电流脉动。
再者，在t6≤t＜t7的期间内，q轴实际电流Iqc与指令值IqA1 *大致一致而使得差分ΔIq的绝对值|ΔId1|充分减小，当相对于信号处理部911的阈值ΔIqth而言变为|ΔId1|＜ΔIqth时，来自信号处理部911的输出|ΔIq2|始终为零，由此，带重置功能的积分器912的积分运算停止。结果，在这之后的期间内，q轴电流控制用增益ωcq维持在固定值。
在t＝t7时，q轴电流指令Iq *的值呈阶梯状从此前的指令值IqA1 *向另一指令值IqA2 *变化。于是，如图12的上层所示，之前维持在稳态下的q轴实际电流Iqc朝IqA2 *减少，而在t7≤t＜t8的期间内，差分ΔIq的值在负方向上较大，ΔIq＜ΔIq_n。因此，与第一实施方式中说明过的图6的情况一样，控制状态判定部112判断电力变换电路103的控制状态为瞬态，从控制状态判定部112输出的q轴电流控制用判定信号Sjq的值像图12的中层下侧所示那样变为Sjq＝Sjq_n。即，当q轴电流控制用判定信号Sjq从表示稳态的Sjq_pn变为表示负侧的瞬态的Sjq_n时，像图12的下层所示那样在q轴电流控制用判定信号Sjq中产生上升沿。当检测到该上升沿时，像前文所述那样将带重置功能的积分器912的输出重置，由此，控制增益变更部800所输出的q轴电流控制用增益ωcq的值像图12的中层上侧所示那样从高增益设定立即变更为与瞬态相应的平常设定的初始值即ωcq＝ωcq_ini。
其后，若将差分ΔIq的值与阈值ΔIq_n一致的时刻设为t8，则在t8≤t的期间内，再次成为ΔIq_n≤ΔIq≤ΔIq_p。因此，控制状态判定部112判断电力变换电路103的控制状态为稳态，从控制状态判定部112输出的q轴电流控制用判定信号Sjq的值像图12的中层下侧所示那样变为Sjq＝Sjq_pn。即，在时刻t8，q轴电流控制用判定信号Sjq的值从Sjq_n再次变为Sjq_pn，之后也得以维持。此时，从增益变更许可信号生成部913输出的q轴侧增益变更许可信号Spq的值像图12的下层所示那样变为1，相应地，|ΔIq2|被输入至带重置功能的积分器912，由此，许可带重置功能的积分器912的积分运算。结果，与前文所述的t6≤t＜t7的期间一样，控制增益变更部800所输出的q轴电流控制用增益ωcq的值像图12的中层上侧所示那样因|ΔIq2|被积分而不断增加，以具有规定的滞后时间的方式从ωcq_ini变更为高增益设定。由此，得以在稳态下抑制恒定地产生的电流脉动。
再者，在t8≤t的期间内，当q轴电流控制用增益ωcq的值达到输出限制部915中的规定的最大值ωcq_max时，即便满足带重置功能的积分器912的积分运算的执行条件即ΔIqth＜|ΔId1|，也会通过输出限制部915来限制q轴电流控制用增益ωcq的增加。结果，在这之后的期间内，q轴电流控制用增益ωcq维持在最大值ωcq_max。
如上所述，在第二实施方式中，与第一实施方式一样，也是在不产生干扰等的平时的动作中根据差分ΔIq的值来判定电力变换电路103的控制状态，由此，可以仅在平稳时将电流控制设定为高增益。因此，可以在不对瞬态响应时的性能产生影响的情况下抑制恒定地产生的电流脉动。
此外，第二实施方式中的控制增益变更部800具有与第一实施方式中说明过的控制增益变更部113同样的滞后时间要素，因此产生干扰时的动作也是一样的。因而，在第二实施方式中，与第一实施方式一样，也是在产生干扰时也能实现稳定的动作。再者，产生干扰时的动作的具体例的说明从略。
在第一实施方式中，将以离线方式决定的控制增益像图5所示那样保存在查找表中。另一方面，在第二实施方式中，像图12所示那样以在线方式自动决定控制增益，这一点不一样。
根据以上说明过的本发明的第二实施方式，除了与第一实施方式中说明过的(1)同样的作用效果以外，还取得以下作用效果。
(5)控制增益变更部800具有带重置功能的积分器905、912，使用该带重置功能的积分器905、912来实现滞后时间。因此，与第一实施方式一样，能够容易地实现将d轴电流控制用增益ωcd、q轴电流控制用增益ωcq从平常设定的值变更为高增益设定的值时的滞后时间。
(6)控制增益变更部800将d轴电流指令Id *、q轴电流指令Iq *与流至交流马达101的d轴实际电流Idc、q轴实际电流Iqc的差分ΔId、ΔIq的绝对值|ΔId1|、|ΔIq1|在带重置功能的积分器905、912中分别加以积分，根据所得值来决定d轴电流控制用增益ωcd、q轴电流控制用增益ωcq。因此，能以在线方式自动决定d轴电流控制用增益ωcd和q轴电流控制用增益ωcq的值。
(7)通过信号处理部904、911的作用，在差分ΔId、ΔIq的绝对值|ΔId1|、|ΔIq1|小于规定值的情况下，带重置功能的积分器905、912对0进行积分，在绝对值|ΔId1|、|ΔIq1|大于规定值的情况下，带重置功能的积分器905、912分别对该绝对值|ΔId1|、|ΔIq1|进行积分。因此，可以在运算上忽略高次谐波噪声等所引起的微小的电流脉动分量而避免不需要的积分运算。
(8)通过增益变更许可信号生成部906、913以及乘法运算部907、914的作用，在从控制状态判定部112输出的d轴电流控制用判定信号Sjd、q轴电流控制用判定信号Sjq为分别表示稳态的判定信号的情况下，即，在Sjd＝Sjd_pn、Sjq＝Sjq_pn的情况下，控制增益变更部800许可带重置功能的积分器905、912的积分运算。另一方面，在从控制状态判定部112输出的d轴电流控制用判定信号Sjd、q轴电流控制用判定信号Sjq为分别表示瞬态的判定信号的情况下，即，在Sjd＝Sjd_p(或Sjd＝Sjd_n)的情况或者Sjq＝Sjq_p(或Sjq＝Sjd_n)的情况下，控制增益变更部800禁止带重置功能的积分器905、912的积分运算。因此，可以使用带重置功能的积分器905、912来分别容易地决定d轴电流控制用增益ωcd和q轴电流控制用增益ωcq中的平常设定的值和高增益设定的值。
(9)当从控制状态判定部112输出的d轴电流控制用判定信号Sjd、q轴电流控制用判定信号Sjq从表示稳态的值(Sjd＝Sjd_pn、Sjq＝Sjq_pn)切换至表示瞬态的值(Sjd＝Sjd_p或Sjd_n、Sjq＝Sjq_p或Sjq_n)时，控制增益变更部800将带重置功能的积分器905、912的积分运算的结果重置而退回到规定的初始值ωcd_ini、ωcq_ini。因此，在电力变换电路103的控制状态从稳态转移至瞬态时，可以使d轴电流控制用增益ωcd和q轴电流控制用增益ωcq的设定从与稳态相应的高增益设定立即退回到与瞬态相应的平常设定。
[第三实施方式]
在前文所述的第一实施方式、第二实施方式中，对本发明相关的马达驱动装置100进行了说明。相对于此，作为本发明的第三实施方式，下面对将马达驱动装置100搭载于电动车辆***中的例子进行说明。
图13展示了本发明的第三实施方式的搭载有马达驱动装置的电动车辆***的构成。如图13所示，本实施方式的电动车辆***1300具备马达驱动装置100及交流马达101和车轴1301、车轮1302、车轮1303、车轴1304、车轮1305、车轮1306、以及驱动用电池1307。再者，马达驱动装置100及交流马达101与第一实施方式、第二实施方式中各自说明过的相同。
在电动车辆***1300中，车轴1301轴支承在车辆的前方或后方中的一侧，在其两端分别配置有车轮1302和车轮1303。此外，在另一侧也轴支承有车轴1304，在其两端分别配置有车轮1305和车轮1306。作为驱动轴的车轴1301以机械方式与交流马达101连接在一起。由马达驱动装置100驱动的交流马达101的旋转动力经由车轴1301传递至作为驱动轮的车轮1302和车轮1303。马达驱动装置100使用从驱动用电池1307供给的电源、接收未图示的上位***中生成的转矩指令τ*来驱动交流马达101。
在本实施方式中，通过马达驱动装置100所具有的控制器102来进行如第一实施方式、第二实施方式中说明过的电流控制运算。结果，恒定地产生的电流脉动得到抑制，因此交流马达101中的振动和噪音得以减少。因而，在电动车辆***1300中可以实现高品质的乘坐感受。此外，在电动车辆***1300中，存在车轮意外地陷入打滑状态或抱死状态这样的产生干扰的情况，而在本实施方式中，通过马达驱动装置100所具有的控制器102的处理，即便在产生这些干扰的状态下，也能实现稳定的动作。
再者，在以上说明过的本发明的第三实施方式中，对在电动车辆***1300中运用马达驱动装置100的情况进行了说明，而在其他***例如家电产品、铁路等当中运用马达驱动装置100也会获得同样的效果。总而言之，只要是具备反馈式电流控制的马达驱动装置，都能运用本发明。
以上说明过的各实施方式、各种变形例只是一例，只要无损发明的特征，本发明便不限定于这些内容。此外，上文中对各种实施方式和变形例进行了说明，但本发明并不限定于这些内容。在本发明的技术思想的范围内思索的其他形态也包含在本发明的范围内。
符号说明
100…马达驱动装置、101…交流马达、102…控制器、103…电力变换电路、104…位置传感器、105…电流传感器、106…电流指令运算部、107a…减法运算部、107b…减法运算部、108…电压指令运算部、109…转子位置/马达速度生成部、110…dq/3相变换部、111…3相/dq变换部、200…d轴电流控制用PI控制器、201…加法运算部、202…q轴电流控制用PI控制器、203…加法运算部、204…P控制部、205…I控制部、206…加法运算部、207…P控制部、208…I控制部、209…加法运算部、400…d轴侧控制增益变更部、401…q轴侧控制增益变更部、402…增益设定部、403…带重置功能的低通滤波器、404…增益设定部、405…带重置功能的低通滤波器、800…控制增益变更部、900…d轴侧控制增益变更部、901…q轴侧控制增益变更部、902…去噪滤波器、903…绝对值运算部、904…信号处理部、905…带重置功能的积分器、906…增益变更许可信号生成部、907…乘法运算部、908…输出限制部、909…去噪滤波器、910…绝对值运算部、911…信号处理部、912…带重置功能的积分器、913…增益变更许可信号生成部、914…乘法运算部、915…输出限制部、1300…电动车辆***、1301…车轴、1302…车轮、1303…车轮、1304…车轴、1305…车轮、1306…车轮、1307…驱动用电池。

Claims (7)

1.一种马达驱动装置，其特征在于，具备：
电力变换电路，其驱动交流马达；以及
控制器，其控制所述电力变换电路；
所述控制器具有：
电压指令运算部，其根据电流指令与流至所述交流马达的实际电流的差分即电流偏差来运算用于使所述电力变换电路动作的电压指令；
控制状态判定部，其根据所述电流偏差来输出与所述电力变换电路的控制状态相应的判定信号；以及
控制增益变更部，其决定及变更所述电压指令运算部在所述电压指令的运算中使用的控制增益，
在所述电流偏差满足规定的范围条件的情况下，所述控制状态判定部输出第1判定信号作为所述判定信号，在所述电流偏差不满足所述范围条件的情况下，所述控制状态判定部输出第2判定信号作为所述判定信号，
所述控制增益变更部具有带重置功能的积分器，该带重置功能的积分器对规定的初始值输出对所述电流偏差的绝对值进行积分得到的积分值，并根据所述判定信号将所述积分值重置为所述初始值，
当从所述控制状态判定部输出的所述判定信号从所述第1判定信号切换至所述第2判定信号时，所述控制增益变更部通过将所述带重置功能的积分器输出的所述积分值重置为所述初始值并将所述初始值作为所述控制增益输出，从而将所述控制增益立即变更为与所述第2判定信号相应的值，
当从所述控制状态判定部输出的所述判定信号从所述第2判定信号切换至所述第1判定信号时，所述控制增益变更部通过不对所述带重置功能的积分器输出的所述积分值进行重置并将所述积分值作为所述控制增益输出，从而将所述控制增益以具有规定的滞后时间的方式变更为与所述第1判定信号相应的值。
2.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其特征在于，
在所述电流偏差的绝对值小于规定值的情况下，所述带重置功能的积分器对0进行积分，在所述电流偏差的绝对值大于所述规定值的情况下，所述带重置功能的积分器对所述电流偏差的绝对值进行积分。
3.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其特征在于，
在从所述控制状态判定部输出的所述判定信号为所述第1判定信号的情况下，所述控制增益变更部许可所述带重置功能的积分器的积分运算，
在从所述控制状态判定部输出的所述判定信号为所述第2判定信号的情况下，所述控制增益变更部禁止所述带重置功能的积分器的积分运算。
4.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其特征在于，
所述控制增益变更部使与所述电流偏差为正值时的所述第2判定信号相应的所述控制增益的值和与所述电流偏差为负值时的所述第2判定信号相应的所述控制增益的值互不相同。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的马达驱动装置，其特征在于，
所述控制增益变更部具有将从所述带重置功能的积分器输出的所述积分值限制在规定的最小值到规定的最大值之间的输出限制部，并输出由所述输出限制部限制后的所述积分值作为所述控制增益。
6.一种控制器，其对驱动交流马达的电力变换电路进行控制，该控制器的特征在于，具备：
电压指令运算部，其根据与电流指令和流至所述交流马达的实际电流的差分相应的电流偏差来运算用于使所述电力变换电路动作的电压指令；
控制状态判定部，其根据所述电流偏差来输出与所述电力变换电路的控制状态相应的判定信号；以及
控制增益变更部，其决定及变更所述电压指令运算部在所述电压指令的运算中使用的控制增益，
在所述电流偏差满足规定的范围条件的情况下，所述控制状态判定部输出第1判定信号作为所述判定信号，在所述电流偏差不满足所述范围条件的情况下，所述控制状态判定部输出第2判定信号作为所述判定信号，
所述控制增益变更部具有带重置功能的积分器，该带重置功能的积分器对规定的初始值输出对所述电流偏差的绝对值进行积分得到的积分值，并根据所述判定信号将所述积分值重置为所述初始值，
当从所述控制状态判定部输出的所述判定信号从所述第1判定信号切换至所述第2判定信号时，所述控制增益变更部通过将所述带重置功能的积分器输出的所述积分值重置为所述初始值并将所述初始值作为所述控制增益输出，从而将所述控制增益立即变更为与所述第2判定信号相应的值，
当从所述控制状态判定部输出的所述判定信号从所述第2判定信号切换至所述第1判定信号时，所述控制增益变更部通过不对所述带重置功能的积分器输出的所述积分值进行重置并将所述积分值作为所述控制增益输出，从而将所述控制增益以具有规定的滞后时间的方式变更为与所述第1判定信号相应的值。
7.一种电动车辆***，其特征在于，具备：
根据权利要求1至5中任一项所述的马达驱动装置；
所述交流马达；
车轴，其受到轴支承，以机械方式与所述交流马达连接；
车轮，其固定在所述车轴上；以及
驱动用电池，其向所述马达驱动装置供给电源。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7500496B2 (ja) 2021-05-21 2024-06-17 株式会社神戸製鋼所 電動機駆動制御装置および該方法ならびに電動機駆動制御システム
FR3124909A1 (fr) * 2021-07-02 2023-01-06 Valeo Equipements Electriques Moteur Convertisseur de tension pour une machine électrique tournante
CN114157207B (zh) * 2021-12-17 2023-08-29 合肥巨一动力***有限公司 基于自适应测速的pi控制器及其控制方法、***
WO2024069745A1 (ja) * 2022-09-27 2024-04-04 三菱電機株式会社 インバータ制御装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007209157A (ja) * 2006-02-03 2007-08-16 Fanuc Ltd サーボモータ制御装置
JP2013172612A (ja) * 2012-02-22 2013-09-02 Nippon Soken Inc 電力変換装置
JP2015154689A (ja) * 2014-02-19 2015-08-24 株式会社豊田自動織機 回転電機のインバータ制御装置
JP2017220971A (ja) * 2016-06-03 2017-12-14 日産自動車株式会社 電動車両の制御方法、及び、制御装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3625662B2 (ja) 1998-10-05 2005-03-02 三菱電機株式会社 電動パワーステアリング装置
JP3627683B2 (ja) * 2001-06-29 2005-03-09 日産自動車株式会社 モーター制御装置
JP4016888B2 (ja) 2003-06-02 2007-12-05 株式会社ジェイテクト 電気式動力舵取装置
JP5760831B2 (ja) 2011-08-09 2015-08-12 トヨタ自動車株式会社 モータ制御装置
JP2013249027A (ja) 2012-06-04 2013-12-12 Jtekt Corp 電動パワーステアリング装置
JP6014401B2 (ja) * 2012-07-25 2016-10-25 東芝シュネデール・インバータ株式会社 電動機制御装置
JPWO2015083215A1 (ja) * 2013-12-02 2017-03-16 三菱電機株式会社 電動パワーステアリング制御装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007209157A (ja) * 2006-02-03 2007-08-16 Fanuc Ltd サーボモータ制御装置
JP2013172612A (ja) * 2012-02-22 2013-09-02 Nippon Soken Inc 電力変換装置
JP2015154689A (ja) * 2014-02-19 2015-08-24 株式会社豊田自動織機 回転電機のインバータ制御装置
JP2017220971A (ja) * 2016-06-03 2017-12-14 日産自動車株式会社 電動車両の制御方法、及び、制御装置

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