WO2019208007A1 - モータ駆動装置、コントローラ、電動車両システム - Google Patents

モータ駆動装置、コントローラ、電動車両システム Download PDF

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determination signal
control
value
unit
control gain
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矩也 中尾
戸張　和明
史一 高橋
慎吾 西口
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H02P23/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device, a controller, and an electric vehicle system.
  • Patent Document 1 discloses an inverter control device for a rotating electrical machine that controls a switching element provided in a current path based on currents of U, V, and W phases that flow in a three-phase AC rotating electrical machine.
  • a first proportional-integral control unit that calculates a control value based on a d-axis proportional term and a d-axis integral term to reduce a difference between the current value and the d-axis actual current value; a q-axis command current value and a q-axis
  • a second proportional-plus-integral control unit that calculates a control value based on a q-axis proportional term and a q-axis integral term to reduce the difference between the actual current values, a d-axis proportional term, a d-axis integral term, q
  • a gain adjusting means for reducing a gain of a term having a large variation when at least one of the proportional term of the axis and the integral term of the q-axis is large.
  • a motor driving device includes a power conversion circuit that drives an AC motor and a controller that controls the power conversion circuit, and the controller is a difference between a current command and an actual current that flows through the AC motor.
  • a voltage command calculation unit that calculates a voltage command for operating the power conversion circuit based on a current deviation, and a control state that outputs a determination signal according to the control state of the power conversion circuit based on the current deviation
  • a control gain changing unit that changes a control gain used by the voltage command calculation unit to calculate the voltage command based on the determination signal.
  • a controller controls a power conversion circuit that drives an AC motor, and operates the power conversion circuit based on a current deviation according to a difference between a current command and an actual current flowing through the AC motor.
  • a voltage command calculation unit that calculates a voltage command for causing the control unit to output a determination signal according to a control state of the power conversion circuit based on the current deviation, and based on the determination signal
  • a control gain changing unit that changes a control gain used for calculating the voltage command by the voltage command calculating unit, and the control state determining unit outputs a first determination signal when the current deviation satisfies a predetermined range condition When the current deviation does not satisfy the range condition, a second determination signal is output, and the control gain changing unit outputs the determination signal output from the control state determining unit.
  • An electric vehicle system includes the motor drive device, the AC motor, an axle that is supported by a shaft and mechanically connected to the AC motor, a wheel that is fixed to the axle, and the motor drive device. And a driving battery for supplying power to the battery.
  • the figure which shows the structure of the motor drive device by 1st embodiment of this invention Diagram showing the internal configuration of the voltage command calculation unit
  • the figure which shows the judgment signal-current deviation characteristic in a control state judgment part The figure which shows the internal structure of the control gain change part in 1st embodiment.
  • the figure which shows the gain setting value look-up table of a gain setting part The figure which shows the example of an operation waveform in the normal time of the motor drive device by 1st embodiment.
  • Diagram showing input / output characteristics of signal processor The figure which shows the permission signal-decision signal characteristic in a gain change permission signal generation part
  • the present invention immediately resets to the normal setting applied in the transient state in the disturbance occurrence state, thereby enabling stable current control. It is realized. From this, a form which can be implemented can be comprised for every means which implement
  • FIG. 1 shows the configuration of a motor drive device according to a first embodiment of the present invention.
  • the motor driving apparatus 100 includes a controller 102 and a power conversion circuit 103 that drives the AC motor 101.
  • a position sensor 104 is attached to the AC motor 101, and a current sensor 105 is attached to the power conversion circuit 103.
  • the AC motor 101 is a motor that is rotationally driven by AC power output from the motor driving device 100, and is, for example, a three-phase synchronous motor.
  • the power conversion circuit 103 is a circuit that converts DC power into AC power according to the control of the controller 102 and outputs the AC power to the AC motor 101.
  • a three-phase full-bridge inverter configured using a plurality of semiconductor elements. It is.
  • the controller 102 performs current control calculation based on vector control as a basic configuration, thereby controlling the current of AC power output from the power conversion circuit 103 to the AC motor 101 and performing torque control of the AC motor 101.
  • the controller 102 receives the torque command ⁇ * from the outside and outputs the three-phase voltage commands V u * , V v * , V w * to the power conversion circuit 103.
  • the power conversion circuit 103 operates based on the three-phase voltage commands V u * , V v * , V w * output from the controller 102, and performs power conversion from DC power to AC power.
  • the controller 102 includes a current command calculation unit 106, subtraction units 107a and 107b, a voltage command calculation unit 108, a rotor position / motor speed generation unit 109, a dq / 3 phase conversion unit 110, a three phase / dq conversion unit 111, a control state
  • Each functional block includes a determination unit 112 and a control gain change unit 113.
  • the controller 102 can realize these functional blocks by using a predetermined program executed by a microcomputer and hardware such as FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • the current command calculation unit 106 calculates a d-axis current command I d * and a q-axis current command I q * based on the torque command ⁇ * input to the controller 102.
  • the current command calculation unit 106 is configured by a lookup table in which, for example, a torque command ⁇ * , a d-axis current command I d *, and a q-axis current command I q * are associated with each other.
  • Subtraction unit 107a a d-axis current command I d * calculated by the current command calculation unit 106 calculates the difference [Delta] I d between the d-axis actual current I dc output from the 3-phase / dq conversion unit 111.
  • the subtractor 107 b calculates a difference ⁇ I q between the q-axis current command I q * calculated by the current command calculator 106 and the q-axis actual current I qc output from the three-phase / dq converter 111.
  • the differences ⁇ I d and ⁇ I q calculated by the subtracting units 107a and 107b respectively indicate current deviations used in the current control calculation performed by the controller 102, and a current command (d-axis) corresponding to the torque command ⁇ *.
  • the difference between the current command I d * and the q-axis current command I q * ) with respect to the current actually flowing in the AC motor 101 (d-axis actual current I dc and q-axis actual current I qc ). Represents.
  • Voltage command calculation unit 108 includes differences ⁇ I d and ⁇ I q calculated by subtraction units 107a and 107b, respectively, and d-axis actual current I dc and q-axis actual current I qc output from three-phase / dq conversion unit 111.
  • the d-axis voltage command V d * and the q-axis voltage command V q * are calculated based on the motor speed ⁇ 1 calculated by the rotor position / motor speed generation unit 109.
  • the voltage command calculation unit 108 uses the d-axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq determined by the control gain changing unit 113 to use the d-axis voltage command V d * and the q-axis voltage. A voltage command calculation for calculating the command V q * is performed. The details of the voltage command calculation performed by the voltage command calculation unit 108 will be described later.
  • the position sensor 104 is an encoder or a resolver, for example, and outputs a signal corresponding to the rotation of the rotor of the AC motor 101.
  • the rotor position / motor speed generation unit 109 calculates a motor speed ⁇ 1 representing the rotation speed of the AC motor 101 and a rotor position ⁇ dc of the AC motor 101 from the output signal of the position sensor 104.
  • the dq / 3-phase conversion unit 110 is based on the rotor position ⁇ dc of the AC motor 101 calculated by the rotor position / motor speed generation unit 109, and the d-axis voltage command V d * calculated by the voltage command calculation unit 108 .
  • the q-axis voltage command V q * is converted into a three-phase voltage command V u * , V v * , V w * .
  • the three-phase / dq converter 111 converts the three-phase actual currents I uc , I vc , and I wc flowing in the respective phases of the AC motor 101 detected by the current sensor 105 based on the rotor position ⁇ dc into the d-axis actual current. I dc and q-axis actual current I qc are converted.
  • the control state determination unit 112 determines the d-axis current control determination signal S jd and the q-axis current according to the control state of the power conversion circuit 103 based on the differences ⁇ I d and ⁇ I q calculated by the subtraction units 107a and 107b, respectively.
  • a control determination signal S jq is output.
  • the control gain change unit 113 causes the voltage command calculation unit 108 to execute the d-axis voltage command V
  • the d- axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq used for the calculation of the d * and q-axis voltage command V q * are calculated, and the d-axis current control gain is calculated according to these calculation results.
  • the values of ⁇ cd and q-axis current control gain ⁇ cq are changed. Details of the control state determination unit 112 and the control gain change unit 113 will be described later.
  • the main components of the motor drive device 100 according to the present embodiment are as described above. Next, details of the voltage command calculation performed by the voltage command calculation unit 108 will be described.
  • FIG. 2 shows the internal configuration of the voltage command calculation unit 108.
  • the voltage command calculation unit 108 includes a d-axis current control PI controller 200 and an addition unit 201 used for calculation of the d-axis voltage command V d * , and a q-axis voltage command V q * .
  • a q-axis current control PI controller 202 and an adder 203 are used for calculation.
  • d-axis current control PI controller 200 is composed of a P controller 204 and the I controller 205 to calculate a d-axis control value V PId * based on the difference [Delta] d.
  • the d-axis control value V PId * is calculated as follows.
  • d-axis current control PI controller 200 the P controller 204, by performing the calculation shown in the following equation (1) based on the difference [Delta] I d, and calculates the d-axis proportional control value V Pd *.
  • K Pd represents a predetermined d-axis side proportional control gain.
  • V Pd * K Pd ⁇ ⁇ cd ⁇ ⁇ I d (1)
  • the d-axis current control PI controller 200 the I controller 205, by performing the calculation shown in (2) below based on the difference [Delta] I d, and calculates a d-axis integral control value V Id * .
  • K Id represents a predetermined d-axis side integral control gain.
  • V Id * K Id ⁇ ⁇ cd ⁇ ⁇ I d dt (2)
  • the d-axis current control PI controller 200 After calculating the d-axis proportional control value V Pd * and the d-axis integral control value V Id * in the P control unit 204 and the I control unit 205, the d-axis current control PI controller 200 performs these calculations in the adding unit 206.
  • the d-axis current control gain ⁇ cd is Has been multiplied. Accordingly, the d-axis current control PI controller 200, the response speed up to the difference [Delta] I d converges to zero, it can be adjusted by changing the d-axis current control gains omega cd. However, in this embodiment, the d-axis current control gain ⁇ cd is multiplied in both the P control unit 204 and the I control unit 205, but only in one of the P control unit 204 and the I control unit 205. , D-axis current control gain ⁇ cd may be multiplied.
  • the voltage command calculator 108 adds the d-axis side non-interference control command V to the d-axis control value V PId * by the adder 201.
  • the d-axis side non-interference control command V DECd * is obtained by, for example, calculation shown in the following equation (3).
  • L qc represents a set value of the q-axis inductance.
  • V DECd * ⁇ ⁇ 1 ⁇ L qc ⁇ I qc (3)
  • the d-axis voltage command V d * is calculated as described above.
  • the d-axis side non-interference control command V DECd * may be calculated.
  • the d-axis side non-interference control is performed by using the q-axis current command I q * instead of the q-axis actual current I qc or using the calculation result of the d-axis integral control value V Id * by the I control unit 205.
  • the command V DECd * may be calculated.
  • the q-axis voltage command V q * is calculated by the same method as that of the d-axis current control PI controller 200 and the adder 201, respectively. That is, the q-axis current control PI controller 202 includes a P control unit 207 and an I control unit 208, and calculates a q-axis control value V PIq * based on the difference ⁇ I q . Specifically, for example, the q-axis control value V PIq * is calculated as follows.
  • the PI controller 202 for q-axis current control calculates the q-axis proportional control value V Pq * by performing the calculation shown in the following equation (4) based on the difference ⁇ I q in the P control unit 207.
  • K Pq represents a predetermined q-axis side proportional control gain.
  • V Pq * K Pq ⁇ ⁇ cq ⁇ ⁇ I q (4)
  • the q-axis current control PI controller 202 calculates the q-axis integral control value V Iq * by performing the calculation shown in the following equation (5) based on the difference ⁇ I q in the I control unit 208. .
  • KIq represents a predetermined q-axis side integral control gain.
  • V Iq * K Iq ⁇ ⁇ cq ⁇ ⁇ I q dt ⁇ (5)
  • the q-axis current control PI controller 202 After calculating the q-axis proportional control value V Pq * and the q-axis integral control value V Iq * in the P control unit 207 and the I control unit 208, the q-axis current control PI controller 202 performs these calculations in the adding unit 209.
  • the q-axis side non-interference control command V DECq * is obtained, for example, by calculation shown in the following equation (6).
  • L dc represents a set value of d-axis inductance
  • K Ec represents a set value of induced voltage constant.
  • V DECq * ⁇ 1 ⁇ (L dc ⁇ I dc + K Ec ) (6)
  • the q-axis voltage command V q * is calculated as described above.
  • the example in which the q-axis side non-interference control command V DECq * is calculated using the d-axis actual current I dc has been described.
  • the q-axis side non-interference control command V DECq * may be calculated.
  • the q-axis side non-interference control is performed by using the d-axis current command I d * instead of the d-axis actual current I dc , or using the calculation result of the q-axis integral control value V Iq * by the I control unit 208.
  • the command V DECq * may be calculated.
  • FIG. 3 shows a determination signal-current deviation characteristic in the control state determination unit 112, which is a feature of the present invention.
  • the horizontal axis shows the value of the difference [Delta] I d is the current deviation of the d-axis
  • control the vertical axis state determination unit 112 indicates the value of the d-axis current control judgment signal S jd to be output.
  • the control gain changing unit 113 can determine the control state of the power conversion circuit 103 by the controller 102 based on the determination signal S jd for d-axis current control.
  • the determination signal-current deviation characteristic shown in FIG. 3 shows an example in which the values S jd_p and S jd_n of the d-axis current control determination signal S jd representing the transient state on the positive side and the negative side are different from each other.
  • Control state determination unit 112 based on the difference [Delta] I d which represents the current deviation of the d-axis, and outputs the d-axis current control judgment signal S jd having characteristics as described above.
  • This makes it possible to output a determination signal S jd for d-axis current control as a determination signal corresponding to the control state of the power conversion circuit 103 for the d-axis.
  • the q-axis current control determination signal S jq can also be output with the same characteristics as the d-axis current control determination signal S jd based on the difference ⁇ I q representing the q-axis current deviation. Thereby, it is possible to output the determination signal S jq for q-axis current control as a determination signal according to the control state of the power conversion circuit 103 with respect to the q-axis.
  • FIG. 4 shows an internal configuration of the control gain changing unit 113 that is a feature of the present invention.
  • the control gain changing unit 113 calculates the d-axis side control gain changing unit 400 used for calculating and changing the d-axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq .
  • a q-axis side control gain changing unit 401 used for the change.
  • the d-axis side control gain changing unit 400 includes a gain setting unit 402 and a low pass filter 403 with reset.
  • the gain setting unit 402 determines the d-axis side control gain ⁇ cd_pre before the filter process based on the determination signal S jd for d-axis current control, and outputs it to the low pass filter 403 with reset. Specifically, for example, as shown in FIG. 5, the gain setting unit 402 holds a two-dimensional lookup table 500, and by referring to the lookup table 500, the d-axis current control determination signal S jd The d-axis side control gain ⁇ cd_pre before filter processing corresponding to is determined.
  • the value of the d-axis current control determination signal S jd and the d-axis side control gain ⁇ cd_pre before filter processing for each control gain change condition (condition A, condition B, condition C,). are associated in two dimensions.
  • the gain setting unit 402 can determine the value of the d-axis side control gain ⁇ cd_pre before the filter processing according to the d-axis current control determination signal S jd .
  • FIG. 5 shows an example of a two-dimensional lookup table that determines the value of the d-axis side control gain ⁇ cd_pre before the filter processing from the determination signal S jd for d-axis current control.
  • a multi-dimensional lookup table may be added to determine the value of the d-axis side control gain ⁇ cd_pre before the filter processing using the multi-dimensional lookup table. Specifically, for example, it is conceivable to add the motor speed ⁇ 1 or the carrier frequency of the PWM control in the power conversion circuit 103 as the control gain change condition.
  • the gain setting unit 402 can suppress the current pulsation that is steadily generated by performing the current control in the steady state by the high gain setting.
  • the condition A is “ ⁇ cd_pA ⁇ cd_pnA ” or “ ⁇ cd_nA ⁇ cd_pnA ”
  • the high gain setting can be applied.
  • the condition B if “ ⁇ cd_pB ⁇ cd_pnB ” or “ ⁇ cd_nB ⁇ cd_pnB ”, the high gain setting can be applied.
  • the low-pass filter 403 with reset is a low-pass filter having a predetermined time constant, and transmits the pre-filtering d-axis side control gain ⁇ cd_pre calculated by the gain setting unit 402 with a delay time corresponding to the time constant.
  • the d-axis current control gain ⁇ cd is calculated. That is, the value of the d-axis current control gain ⁇ cd used when the voltage command calculation unit 108 calculates the d-axis voltage command V d * is determined according to the delay time element of the reset low-pass filter 403. The Therefore, stable current control can be realized even in a disturbance occurrence state. Details will be described later.
  • the output value is reset when it changes to S jd_n representing the transient state of the side. That is, the low pass filter 403 with reset changes the setting of the d-axis current control gain ⁇ cd from the high gain setting according to the steady state to the transient state when the control state of the power conversion circuit 103 shifts from the steady state to the transient state. Return to the normal setting according to the situation immediately.
  • the q-axis side control gain changing unit 401 has the same configuration as the d-axis side control gain changing unit 400.
  • the q-axis side control gain changing unit 401 includes a gain setting unit 404 and a low pass filter with reset 405.
  • the gain setting unit 404 determines the q-axis side control gain ⁇ cq_pre before the filter process based on the q-axis current control determination signal S jq , and outputs it to the low pass filter with reset 405.
  • the low-pass filter with reset 405 is a low-pass filter having a predetermined time constant, and transmits the q-axis side control gain ⁇ cq_pre before filter processing calculated by the gain setting unit 404 with a delay time corresponding to the time constant.
  • Q-axis current control gain ⁇ cq is calculated.
  • FIG. 6 shows an example of operation waveforms at the normal time of the motor drive device 100 according to the first embodiment.
  • the control gain is set according to the look-up table 500 described with reference to FIG. 5, and the current control is set to the high gain only in the steady state so that the steadily generated current pulsation is suppressed. It is assumed that the control gain changing unit 113 operates as described above. Further, in the operation waveform of FIG. 6, it is assumed that the control gain changing condition shown in FIG.
  • condition A is switched from the condition A to the condition B when the current control changes from the steady state to the next steady state through the transient state. Specifically, the elapsed time from control start and t, the time the transition to a transient state from the initial steady state and t 2, 0 ⁇ t ⁇ t 2 the condition A shown in FIG. 5 is selected, t For 2 ⁇ t, condition B shown in FIG. 5 is selected.
  • the value of q-axis current control judgment signal S jq is changed to S Jq_pn from S Jq_p at time t 1, it is maintained until time t 2.
  • the value of q-axis current control gains omega cq for outputting the control gain changing section 113 at this time, as shown in the middle of FIG. 6, is changed with a certain delay time from the omega Cq_pA to ⁇ cq_pnA (high gain setting). Thereby, the current pulsation which generate
  • the value of the q-axis current command I q * changes stepwise from the previous command value I qA * to another command value I qB * . Then, as shown in the upper part of FIG. 6, the q-axis actual current I qc that has been maintained in the steady state decreases toward I qB * , but the value of the difference ⁇ I q becomes smaller during the period of t 2 ⁇ t ⁇ t 3. Large in the negative direction, ⁇ I q ⁇ I q_n .
  • the setting value omega Cq_nB the q-axis current control gains omega cq at this time is a value different from the set value omega Cq_pA the q-axis current control gains omega cq in the period 0 ⁇ t ⁇ t 1 of the aforementioned .
  • the value of q-axis current control judgment signal S jq at time t 3 is changed again to S Jq_pn from S Jq_n, it is maintained thereafter.
  • the value of q-axis current control gains omega cq for outputting the control gain changing section 113 at this time, as shown in the middle of FIG. 6, is changed with a certain delay time from the omega Cq_nB to ⁇ cq_pnB (high gain setting).
  • the current control can be set to a high gain only during a steady state by determining the control state of the power conversion circuit 103 from the value of the difference ⁇ I q . Therefore, it is possible to suppress current pulsations that occur constantly without affecting the performance during transient response.
  • FIG. 7 shows an example of operation waveforms when the disturbance of the motor driving apparatus 100 according to the first embodiment occurs.
  • the control gain is set according to the look-up table 500 described with reference to FIG. 5, and the current control is performed only in the steady state so that the steadily generated current pulsation is suppressed.
  • the control gain changing unit 113 operates so that is set to high gain.
  • the value of the q-axis current command I q * is constant, and the control gain changing condition shown in FIG.
  • the influence of disturbance is promoted, and the operation may become unstable.
  • the motor driving apparatus 100 includes the low-pass filters 403 and 405 with reset, in which the control gain changing unit 113 acts as a delay time element, and when switching from the normal setting to the high gain setting, these are passed.
  • the value of q-axis current control gains omega cq for outputting the control gain changing section 113 at this time, as shown in the middle of FIG. 7, is changed with a certain delay time from the omega Cq_pA to ⁇ cq_pnA (high gain setting).
  • the value of the q-axis current control determination signal S jq is changed based on the difference ⁇ I q between the q-axis current command I q * and the q-axis actual current I qc.
  • the value of the q-axis current control gain ⁇ cq is changed, but the value of the d-axis current control gain ⁇ cd can also be changed by the same method.
  • the motor drive device 100 includes a power conversion circuit 103 that drives the AC motor 101 and a controller 102 that controls the power conversion circuit 103. Based on the differences ⁇ I d and ⁇ I q between the d-axis current command I d * , the q-axis current command I q * and the d-axis actual current I dc flowing through the AC motor 101 and the q-axis actual current I qc , Based on the voltage command calculation unit 108 for calculating the d-axis voltage command V d * and the q-axis voltage command V q * for operating the power conversion circuit 103 and the differences ⁇ I d and ⁇ I q , the control of the power conversion circuit 103 is performed.
  • a control state determination unit 112 that outputs a determination signal S jd for d-axis current control and a determination signal S jq for q-axis current control according to the state, a determination signal S jd for d-axis current control, and a determination signal for q-axis current control Based on S jq , the voltage command calculation unit 108 calculates the d-axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq used for the calculation of the d-axis voltage command V d * and the q-axis voltage command V q * , respectively. Change And a control gain changing section 113.
  • the control gain changing unit 113 is configured such that the d-axis current control determination signal S jd and the q-axis current control determination signal S jq output from the control state determination unit 112 are steady.
  • the determination signal indicating the state is switched to the determination signal indicating the transient state, the d-axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq are set to normal setting values corresponding to the determination signal indicating the transient state. And change immediately.
  • the d-axis current control determination signal S jd and the q-axis current control determination signal S jq output from the control state determination unit 112 are each switched from a determination signal representing a transient state to a determination signal representing a steady state. Then, the d-axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq are changed to a high gain setting value corresponding to a determination signal representing a steady state with a predetermined delay time. Since it did in this way, the stable current control can be implemented also at the time of disturbance generation, suppressing the electric current pulsation which generate
  • the control gain changing unit 113 includes low-pass filters 403 and 405 with reset, and the delay time is realized by using the low-pass filters 403 and 405 with reset. Since it did in this way, the delay time at the time of changing the d-axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq from the normal setting value to the high gain setting value can be easily realized.
  • the control gain changing unit 113 holds at least a two-dimensional lookup table 500 and uses the lookup table 500 to determine the d-axis current control determination signal S jd and the q-axis current control determination signal S.
  • d-axis current control gains omega cd corresponding to jq, with gain setting unit 402 and 404 to determine the value of q-axis current control gains omega cq. Since this is done, the values of the d-axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq can be easily determined.
  • FIG. 8 shows the configuration of the motor drive device according to the second embodiment of the present invention.
  • the motor driving apparatus 100 includes a control gain changing unit 800 provided in the controller 102 instead of the control gain changing unit 113 of FIG. 1 described in the first embodiment. Yes.
  • Other components are the same as those in the first embodiment.
  • FIG. 9 shows an internal configuration of the control gain changing unit 800 which is a feature of the present invention.
  • the control gain changing unit 800 includes a d-axis side control gain changing unit 900 used for calculating and changing the d-axis current control gain ⁇ cd and a q-axis current control gain ⁇ cq . And a q-axis side control gain changing unit 901 used for the change.
  • the d-axis side control gain changing unit 900 includes a noise removal filter 902, an absolute value calculating unit 903, a signal processing unit 904, an integrator 905 with reset, a gain change permission signal generating unit 906, a multiplying unit 907, and an output limiting unit 908. Is done.
  • Noise removal filter 902 removes harmonic noise contained in the difference [Delta] I d which represents the current deviation of the d-axis input to the control gain changing section 800, and outputs the absolute value calculation unit 903. Note that the noise removal filter 902 is used only for removing harmonic noise, and the delay of the control gain changing unit 113 is similar to the low-pass filter with reset 403 and the low-pass filter with reset 405 in the first embodiment. It does not function as a time element.
  • Absolute value calculation unit 903 the absolute value of the difference [Delta] I d after the noise removal inputted from the noise removal filter 902
  • the signal processing unit 904 performs signal processing for removing components less than a predetermined threshold from the absolute value
  • FIG. 10 shows the input / output characteristics of the signal processing unit 904.
  • the signal processing unit 904 sets the signal processing result
  • FIG. 10 shows the input / output characteristics of the signal processing unit 904.
  • from the signal processing unit 904 becomes zero in the range of 0 ⁇
  • is output as it is from the signal processing unit 904 as the output
  • the resettable integrator 905 By executing such processing in the signal processing unit 904, the resettable integrator 905, the absolute value of the difference ⁇ I d
  • is executed.
  • a minute current pulsation component caused by harmonic noise or the like can be ignored in calculation. Therefore, unnecessary integration calculation in the integrator 905 with reset can be avoided.
  • the integrator 905 with reset integrates the output
  • the value of the d-axis side control gain ⁇ cd_int obtained by the integration calculation of the integrator 905 with reset increases with a predetermined delay time due to the characteristics of the integration calculation.
  • the d-axis side control gain ⁇ cd_int is changed from a normal setting value to a relatively large high gain setting value with a predetermined delay time.
  • the integrator 905 with reset has an initial value ⁇ cd_ini set for the d-axis side control gain ⁇ cd_int , and resets the output according to the d-axis current control determination signal S jd .
  • the d-axis current control determination signal S jd represents a transient state on the positive side from S jd_pn representing a steady state.
  • the initial value ⁇ cd_ini is preferably set to a control gain that can totally satisfy control response performance such as an overshoot amount in a transient state, that is, a control gain value according to a normal setting.
  • the integrator 905 with reset when the control state of the power conversion circuit 103 shifts from the steady state to the transient state, similarly to the low pass filter 403 with reset described in the first embodiment.
  • the value of the d-axis current control gain ⁇ cd based on the gain ⁇ cd_int can be immediately returned from the high gain setting according to the steady state to the normal setting according to the transient state.
  • the d-axis current control determination signal S jd is changed from S jd_pn to S jd_p as in the first embodiment.
  • the control gain after reset may be a different value depending on whether it has changed to S jd_n or not.
  • the gain change permission signal generation unit 906 Based on the d-axis current control determination signal S jd , the gain change permission signal generation unit 906 generates a d-axis side gain change permission signal S pd for permitting or prohibiting the integration calculation by the integrator 905 with reset.
  • the gain change permission signal generation unit 906, for example, according to the permission signal-determination signal characteristic shown in FIG. 11, sets the d-axis side gain change permission signal S pd to 0 or 1 depending on the value of the determination signal S jd for d-axis current control. Is generated.
  • FIG. 11 shows permission signal-determination signal characteristics in the gain change permission signal generation unit 906.
  • the multiplication unit 907 multiplies the output
  • of the signal processing unit 904 becomes the input value from the multiplication unit 907 to the integrator 905 with reset, and the integration operation by the integrator 905 with reset is permitted.
  • the output limiting unit 908 limits the value of the d-axis side control gain ⁇ cd_int obtained by the integrator 905 with reset between a predetermined minimum value ⁇ cd_min and a predetermined maximum value ⁇ cd_max . Then, the value of the limited d-axis side control gain ⁇ cd_int is output as the d-axis current control gain ⁇ cd .
  • the signal processing of the output limiting unit 908 it is possible to avoid the d-axis current control gain ⁇ cd from diverging according to the integration result of the integrator 905 with reset.
  • the q-axis side control gain changing unit 901 has the same configuration as the d-axis side control gain changing unit 900. That is, the q-axis side control gain changing unit 901 includes a noise removal filter 909, an absolute value calculating unit 910, a signal processing unit 911, an integrator with reset 912, a gain change permission signal generating unit 913, a multiplying unit 914, and an output limiting unit 915. Consists of.
  • the noise removal filter 909 removes harmonic noise included in the difference ⁇ I q input to the control gain changing unit 800 and outputs the harmonic noise to the absolute value calculation unit 910.
  • the absolute value calculator 910 calculates the absolute value
  • the signal processing unit 911 removes a component less than a predetermined threshold from the absolute value
  • the integrator 912 with reset integrates the signal processing result
  • the gain change permission signal generation unit 913 generates a q-axis side gain change permission signal S pq that becomes 0 or 1 according to the value of the q-axis current control determination signal S jq .
  • the multiplication unit 914 multiplies the output
  • the integration calculation by the integrator 912 with reset is permitted or prohibited according to the value of the q-axis side gain change permission signal Spq .
  • Output limiting unit 915 limits the value of the q-axis side control gain omega Cq_int obtained in integral operation of resettable integrator 912 within a predetermined range, and outputs a q-axis current control gains omega cq.
  • FIG. 12 shows an example of operation waveforms of the motor driving apparatus 100 according to the second embodiment at normal times.
  • the output limiting unit 915 limits the value of the q-axis side control gain ⁇ cq_int obtained by the integration calculation of the integrator 912 with reset within the range of 0 ⁇ ⁇ cq_int ⁇ ⁇ cq_max. , And output as q-axis current control gain ⁇ cq .
  • the control state determination unit 112 determines that the control state of the power conversion circuit 103 is a transient state, and is output from the control state determination unit 112.
  • the control state determination unit 112 determines that the control state of the power conversion circuit 103 is a steady state, and is output from the control state determination unit 112.
  • the value of q-axis current control judgment signal S jq is changed to S Jq_pn from S Jq_p at time t 6, it is maintained until time t 7.
  • the value of the q-axis side gain change permission signal Spq output from the gain change permission signal generation unit 913 becomes 1, as shown in the lower part of FIG. 12, and in response to this, the integrator 912 with reset
  • the value of the q-axis current control gain ⁇ cq output from the control gain changing unit 800 is increased by integration of
  • the q-axis actual current I qc substantially coincides with the command value I qA1 *, and the absolute value
  • ⁇ I qth with respect to the threshold value ⁇ I qth of the output
  • the q-axis current control gain ⁇ cq is maintained at a constant value in the subsequent period.
  • the control state determination unit 112 determines that the control state of the power conversion circuit 103 is a transient state, and is output from the control state determination unit 112.
  • the value of q-axis current control judgment signal S jq at time t 8 is changed again to S Jq_pn from S Jq_n, it is maintained thereafter.
  • the value of the q-axis side gain change permission signal Spq output from the gain change permission signal generation unit 913 becomes 1, as shown in the lower part of FIG. 12, and in response to this, the integrator 912 with reset
  • the value of the q-axis current control gain ⁇ cq output from the control gain changing unit 800 is equal to
  • control gain changing unit 800 in the second embodiment has the same delay time element as the control gain changing unit 113 described in the first embodiment, the operation at the time of occurrence of disturbance is also the same. . Therefore, similarly to the first embodiment, the second embodiment can realize a stable operation even when a disturbance occurs.
  • description is abbreviate
  • control gain determined offline is stored in a lookup table as shown in FIG.
  • second embodiment is different in that the control gain is automatically determined online as shown in FIG.
  • the control gain changing unit 800 includes integrators 905 and 912 with reset, and realizes a delay time using the integrators 905 and 912 with reset. As described above, as in the first embodiment, the delay time when the d-axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq are changed from the normal setting value to the high gain setting value. Can be realized easily.
  • the control gain changing unit 800 includes a difference ⁇ I d between the d-axis current command I d * , the q-axis current command I q * , the d-axis actual current I dc flowing through the AC motor 101, and the q-axis actual current I qc ,
  • the d-axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq are determined based on values obtained by integrating the absolute values
  • the values of the d-axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq can be automatically determined online.
  • the integrators 905 and 912 with reset are set to 0 when the absolute values
  • are larger than a predetermined value, the absolute values
  • the control gain changing unit 800 includes the d-axis current control determination signal S jd and q-axis output from the control state determining unit 112 by the action of the gain change permission signal generating units 906 and 913 and the multiplying units 907 and 914.
  • the normal setting value and the high gain setting value in the d-axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq are easily determined using the integrators 905 and 912 with reset. can do.
  • the setting of the d-axis current control gain ⁇ cd and the q-axis current control gain ⁇ cq is set according to the steady state.
  • the high gain setting can be immediately restored to the normal setting corresponding to the transient state.
  • FIG. 13 shows a configuration of an electric vehicle system equipped with a motor drive device according to the third embodiment of the present invention.
  • the electric vehicle system 1300 includes a motor driving device 100 and an AC motor 101, an axle 1301, a wheel 1302, a wheel 1303, an axle 1304, a wheel 1305, a wheel 1306, and a driving battery 1307. Is provided.
  • the motor driving device 100 and the AC motor 101 are the same as those described in the first and second embodiments.
  • an axle 1301 is pivotally supported on one of the front and rear sides of the vehicle, and wheels 1302 and 1303 are disposed at both ends thereof. Also on the other side, an axle 1304 is pivotally supported, and wheels 1305 and 1306 are disposed at both ends thereof.
  • An axle 1301 that is a drive shaft is mechanically connected to the AC motor 101.
  • the rotational power of AC motor 101 driven by motor drive device 100 is transmitted to wheels 1302 and 1303 that are drive wheels via axle 1301.
  • the motor driving apparatus 100 uses the power supplied from the driving battery 1307 to drive the AC motor 101 in response to a torque command ⁇ * generated by a host system (not shown).
  • the current control calculation as described in the first and second embodiments is performed by the controller 102 included in the motor driving device 100.
  • the controller 102 included in the motor driving device 100 As a result, current pulsation that occurs constantly is suppressed, so that vibration and noise in AC motor 101 are reduced. Therefore, high riding comfort can be realized in the electric vehicle system 1300.
  • a disturbance that causes the wheels to slip into the locked state or the locked state may occur unintentionally, but in the present embodiment, these are performed by the processing of the controller 102 included in the motor driving device 100. Stable operation can be realized even in the state where the disturbance occurs.
  • the motor drive device 100 is applied to the electric vehicle system 1300.
  • the motor drive device 100 is applied to other systems such as home appliances and railways.
  • the present invention can be applied to any motor drive device having feedback-type current control.
  • DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Motor drive device 101 ... AC motor 102 ... Controller 103 ... Power conversion circuit 104 ... Position sensor 105 ... Current sensor 106 ... Current command calculation part 107a ... Subtraction part 107b ... Subtraction part 108 ... Voltage command calculation unit, 109 ... rotor position / motor speed generation unit, 110 ... dq / 3 phase conversion unit, 111 ... 3 phase / dq conversion unit, 200 ... d-axis current control PI controller, 201 ... addition unit, 202 ... PI controller for q-axis current control, 203 ... adder, 204 ... P controller, 205 ... I controller, 206 ... adder, 207 ...

Landscapes

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Abstract

定常的に発生する電流脈動を抑制しつつ、外乱発生時においても安定した電流制御を実施する。モータ駆動装置１００は、交流モータ１０１を駆動する電力変換回路１０３と、電力変換回路１０３を制御するコントローラ１０２とを備える。コントローラ１０２は、電圧指令演算部１０８と、制御状態判定部１１２と、制御ゲイン変更部１１３と、を有する。制御ゲイン変更部１１３は、制御状態判定部１１２から出力される判定信号が定常状態を表す判定信号から過渡状態を表す判定信号に切り替えられると、制御ゲインを通常設定の値へと即時に変更し、制御状態判定部１１２から出力される判定信号が過渡状態を表す判定信号から定常状態を表す判定信号に切り替えられると、制御ゲインをハイゲイン設定の値へと所定の遅れ時間をもって変更する。

Description

モータ駆動装置、コントローラ、電動車両システム
　本発明は、モータ駆動装置、コントローラ、および電動車両システムに関する。
　モータ駆動においては、インバータのＰＷＭ制御等に起因する電流脈動が定常的に発生する。電流が脈動すると振動や騒音が発生し、モータを搭載した機器において快適性の悪化等の弊害を招くため、電流脈動の効果的な対策が求められている。
　電流脈動の対策としては、例えば、電流制御における制御ゲインを通常よりも高めたハイゲイン設定を適用して制御応答性を高める方法が知られている。これにより、定常的に発生する電流脈動を抑制することが可能となる。しかしその一方で、制御ゲインを高くすると、コントローラの演算遅れやパラメータ設定誤差等が電流制御結果に及ぼす影響が大きくなるため、過渡応答時ではオーバーシュート量の増加等を招き、かえって制御応答性が劣化してしまう可能性がある。そのため、制御状態に応じて電流制御のゲイン設定を適切に切り替えることが必要となる。
　電流制御のゲイン設定を切り替える手法としては、例えば下記の特許文献１に記載されている方法がある。特許文献１には、三相交流回転電機に流れるＵ、Ｖ、Ｗの各相の電流に基づいて電流経路に設けられたスイッチング素子を制御する回転電機のインバータ制御装置であって、ｄ軸指令電流値とｄ軸実電流値の差を小さくすべくｄ軸の比例項およびｄ軸の積分項に基づいて制御値を演算する第１の比例積分制御部と、ｑ軸指令電流値とｑ軸実電流値の差を小さくすべくｑ軸の比例項およびｑ軸の積分項に基づいて制御値を演算する第２の比例積分制御部と、ｄ軸の比例項、ｄ軸の積分項、ｑ軸の比例項、ｑ軸の積分項のうち少なくとも１つの項について変動量が大きい時に、当該変動量が大きい項のゲインを減少させるゲイン調整手段と、を備えることを特徴とする回転電機のインバータ制御装置が開示されている。
特開２０１５－１５４６８９号公報
　特許文献１に開示されたゲイン調整方法では、外乱によって電流が意図せず急峻に変化する外乱発生時において、電流制御のゲインを適切に設定することが困難となる。したがって、外乱発生時には安定した電流制御を実施することができない。
　本発明によるモータ駆動装置は、交流モータを駆動する電力変換回路と、前記電力変換回路を制御するコントローラと、を備え、前記コントローラは、電流指令と前記交流モータに流れる実電流との差分である電流偏差に基づいて、前記電力変換回路を動作させるための電圧指令を演算する電圧指令演算部と、前記電流偏差に基づいて、前記電力変換回路の制御状態に応じた判定信号を出力する制御状態判定部と、前記判定信号に基づいて、前記電圧指令演算部が前記電圧指令の演算に用いる制御ゲインを変更する制御ゲイン変更部と、を有し、前記制御状態判定部は、前記電流偏差が所定の範囲条件を満たす場合は第１の判定信号を出力し、前記電流偏差が前記範囲条件を満たさない場合は第２の判定信号を出力し、前記制御ゲイン変更部は、前記制御状態判定部から出力される判定信号が前記第１の判定信号から前記第２の判定信号に切り替えられると、前記制御ゲインを前記第２の判定信号に応じた値へと即時に変更し、前記制御状態判定部から出力される判定信号が前記第２の判定信号から前記第１の判定信号に切り替えられると、前記制御ゲインを前記第１の判定信号に応じた値へと所定の遅れ時間をもって変更する。
　本発明によるコントローラは、交流モータを駆動する電力変換回路を制御するものであって、電流指令と前記交流モータに流れる実電流との差分に応じた電流偏差に基づいて、前記電力変換回路を動作させるための電圧指令を演算する電圧指令演算部と、前記電流偏差に基づいて、前記電力変換回路の制御状態に応じた判定信号を出力する制御状態判定部と、前記判定信号に基づいて、前記電圧指令演算部が前記電圧指令の演算に用いる制御ゲインを変更する制御ゲイン変更部と、を備え、前記制御状態判定部は、前記電流偏差が所定の範囲条件を満たす場合は第１の判定信号を出力し、前記電流偏差が前記範囲条件を満たさない場合は第２の判定信号を出力し、前記制御ゲイン変更部は、前記制御状態判定部から出力される判定信号が前記第１の判定信号から前記第２の判定信号に切り替えられると、前記制御ゲインを前記第２の判定信号に応じた値へと即時に変更し、前記制御状態判定部から出力される判定信号が前記第２の判定信号から前記第１の判定信号に切り替えられると、前記制御ゲインを前記第１の判定信号に応じた値へと所定の遅れ時間をもって変更する。
　本発明による電動車両システムは、上記のモータ駆動装置と、前記交流モータと、軸支されて前記交流モータと機械的に接続される車軸と、前記車軸に固定される車輪と、前記モータ駆動装置に電源を供給する駆動用バッテリと、を備える。
　本発明によれば、定常的に発生する電流脈動を抑制しつつ、外乱発生時においても安定した電流制御を実施することができる。
本発明の第一の実施形態によるモータ駆動装置の構成を示す図 電圧指令演算部の内部構成を示す図 制御状態判定部における判定信号－電流偏差特性を示す図 第一の実施形態における制御ゲイン変更部の内部構成を示す図 ゲイン設定部のゲイン設定値ルックアップテーブルを示す図 第一の実施形態によるモータ駆動装置の通常時における動作波形例を示す図 第一の実施形態によるモータ駆動装置の外乱発生時における動作波形例を示す図 本発明の第二の実施形態によるモータ駆動装置の構成を示す図 第二の実施形態における制御ゲイン変更部の内部構成を示す図 信号処理部の入出力特性を示す図 ゲイン変更許可信号生成部における許可信号－判定信号特性を示す図 第二の実施形態によるモータ駆動装置の通常時における動作波形例を示す図 本発明の第三の実施形態によるモータ駆動装置を搭載した電動車両システムの構成を示す図
　本発明は要するに、過渡状態と定常状態を判定した上で電流制御のゲイン設定を切り替える動作において、外乱発生状態では過渡状態で適用される通常設定に即時にリセットすることによって、安定な電流制御を実現するものである。このことから、遅れ時間要素を実現する手段毎に、実施可能な形態を構成できる。以下に、本発明に関わる代表的な実施の形態について説明する。
[第一の実施形態]
　図１は、本発明の第一の実施形態によるモータ駆動装置の構成を示している。図１に示すように、本実施形態によるモータ駆動装置１００は、コントローラ１０２と、交流モータ１０１を駆動する電力変換回路１０３と、を備える。交流モータ１０１には位置センサ１０４が取り付けられており、電力変換回路１０３には電流センサ１０５が取り付けられている。交流モータ１０１は、モータ駆動装置１００から出力される交流電力によって回転駆動されるモータであり、例えば三相同期モータである。また、電力変換回路１０３は、コントローラ１０２の制御に応じて直流電力を交流電力に変換して交流モータ１０１へ出力する回路であり、例えば複数の半導体素子を用いて構成された三相フルブリッジインバータである。
　コントローラ１０２は、ベクトル制御を基本構成とした電流制御演算を行うことで、電力変換回路１０３から交流モータ１０１へ出力される交流電力の電流を制御し、交流モータ１０１のトルク制御を行う。コントローラ１０２は、外部からトルク指令τ＊が入力され、三相電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊を電力変換回路１０３へ出力する。電力変換回路１０３は、コントローラ１０２から出力される三相電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊に基づいて動作し、直流電力から交流電力への電力変換を行う。
　コントローラ１０２は、電流指令演算部１０６、減算部１０７ａ，１０７ｂ、電圧指令演算部１０８、回転子位置／モータ速度生成部１０９、ｄｑ／３相変換部１１０、３相／ｄｑ変換部１１１、制御状態判定部１１２、および制御ゲイン変更部１１３の各機能ブロックを有する。コントローラ１０２は、これらの機能ブロックを、マイクロコンピュータで実行される所定のプログラムや、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現することができる。
　電流指令演算部１０６は、コントローラ１０２に入力されたトルク指令τ＊に基づいて、ｄ軸電流指令Ｉｄ ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ ＊を算出する。電流指令演算部１０６は、例えばトルク指令τ＊と、ｄ軸電流指令Ｉｄ ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ ＊とが対応付けられたルックアップテーブルで構成される。
　減算部１０７ａは、電流指令演算部１０６により算出されるｄ軸電流指令Ｉｄ ＊と、３相／ｄｑ変換部１１１から出力されるｄ軸実電流Ｉｄｃとの差分ΔＩｄを算出する。減算部１０７ｂは、電流指令演算部１０６により算出されるｑ軸電流指令Ｉｑ ＊と、３相／ｄｑ変換部１１１から出力されるｑ軸実電流Ｉｑｃとの差分ΔＩｑを算出する。なお、減算部１０７ａ，１０７ｂによってそれぞれ算出される差分ΔＩｄ，ΔＩｑは、コントローラ１０２が行う電流制御演算において用いられる電流偏差を示すものであり、トルク指令τ＊に対応する電流指令（ｄ軸電流指令Ｉｄ ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ ＊）が交流モータ１０１において実際に流れている電流（ｄ軸実電流Ｉｄｃ、ｑ軸実電流Ｉｑｃ）に対してどの程度差があるかを表している。
　電圧指令演算部１０８は、減算部１０７ａ，１０７ｂによってそれぞれ算出される差分ΔＩｄ，ΔＩｑと、３相／ｄｑ変換部１１１から出力されるｄ軸実電流Ｉｄｃおよびｑ軸実電流Ｉｑｃと、回転子位置／モータ速度生成部１０９により算出されるモータ速度ω１とに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊を算出する。このとき電圧指令演算部１０８は、制御ゲイン変更部１１３によって決定されるｄ軸電流制御用ゲインωｃｄおよびｑ軸電流制御用ゲインωｃｑを用いて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊を算出するための電圧指令演算を行う。なお、電圧指令演算部１０８が行う電圧指令演算の詳細については後述する。
　位置センサ１０４は、例えばエンコーダやレゾルバであり、交流モータ１０１の回転子の回転に応じた信号を出力する。回転子位置／モータ速度生成部１０９は、位置センサ１０４の出力信号から、交流モータ１０１の回転速度を表すモータ速度ω１と、交流モータ１０１の回転子位置θｄｃとを算出する。
　ｄｑ／３相変換部１１０は、回転子位置／モータ速度生成部１０９により算出される交流モータ１０１の回転子位置θｄｃに基づいて、電圧指令演算部１０８が算出したｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊を、三相電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊に変換する。３相／ｄｑ変換部１１１は、回転子位置θｄｃに基づいて、電流センサ１０５が検出した交流モータ１０１の各相に流れる三相実電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを、ｄ軸実電流Ｉｄｃおよびｑ軸実電流Ｉｑｃに変換する。
　制御状態判定部１１２は、減算部１０７ａ，１０７ｂによってそれぞれ算出される差分ΔＩｄ，ΔＩｑに基づいて、電力変換回路１０３の制御状態に応じたｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄおよびｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑを出力する。制御ゲイン変更部１１３は、制御状態判定部１１２から出力されるｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄおよびｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑに基づいて、電圧指令演算部１０８がｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊の演算にそれぞれ用いるｄ軸電流制御用ゲインωｃｄおよびｑ軸電流制御用ゲインωｃｑを算出し、これらの算出結果に応じて、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄおよびｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値を変更する。なお、制御状態判定部１１２および制御ゲイン変更部１１３の詳細については後述する。
　本実施形態によるモータ駆動装置１００の主要な構成要素は、以上説明したとおりである。続いて、電圧指令演算部１０８が行う電圧指令演算の詳細について説明する。
　図２は、電圧指令演算部１０８の内部構成を示している。図２に示すように、電圧指令演算部１０８は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊の演算に使用されるｄ軸電流制御用ＰＩ制御器２００および加算部２０１と、ｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊の演算に使用されるｑ軸電流制御用ＰＩ制御器２０２および加算部２０３とを備える。
　ｄ軸電流制御用ＰＩ制御器２００は、Ｐ制御部２０４とＩ制御部２０５で構成されており、差分ΔＩｄに基づいてｄ軸制御値ＶＰＩｄ ＊を算出する。具体的には、例えば以下のようにして、ｄ軸制御値ＶＰＩｄ ＊を算出する。
　ｄ軸電流制御用ＰＩ制御器２００は、Ｐ制御部２０４において、差分ΔＩｄに基づいて下記の（１）式に示す演算を行うことにより、ｄ軸比例制御値ＶＰｄ ＊を算出する。（１）式において、ＫＰｄは所定のｄ軸側比例制御ゲインを表している。
　ＶＰｄ ＊＝ＫＰｄ・ωｃｄ・ΔＩｄ　　・・・（１）
　また、ｄ軸電流制御用ＰＩ制御器２００は、Ｉ制御部２０５において、差分ΔＩｄに基づいて下記の（２）式に示す演算を行うことにより、ｄ軸積分制御値ＶＩｄ ＊を算出する。（２）式において、ＫＩｄは所定のｄ軸側積分制御ゲインを表している。
　ＶＩｄ ＊＝ＫＩｄ・ωｃｄ・∫ΔＩｄｄｔ　　・・・（２）
　Ｐ制御部２０４およびＩ制御部２０５においてｄ軸比例制御値ＶＰｄ ＊とｄ軸積分制御値ＶＩｄ ＊をそれぞれ算出したら、ｄ軸電流制御用ＰＩ制御器２００は、加算部２０６においてこれらの演算結果を合計することにより、ｄ軸制御値ＶＰＩｄ ＊を算出する。すなわち、ｄ軸制御値ＶＰＩｄ ＊は、ＶＰＩｄ ＊＝ＶＰｄ ＊＋ＶＩｄ ＊として算出される。
　なお、上記（１）式、（２）式で示されるように、ｄ軸比例制御値ＶＰｄ ＊およびｄ軸積分制御値ＶＩｄ ＊の演算では、いずれもｄ軸電流制御用ゲインωｃｄが乗算されている。したがって、ｄ軸電流制御用ＰＩ制御器２００において、差分ΔＩｄがゼロに収束するまでの応答速度は、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄを変更することによって調整できる。ただし本実施形態では、Ｐ制御部２０４とＩ制御部２０５の両者においてｄ軸電流制御用ゲインωｃｄが乗算されることとしたが、Ｐ制御部２０４とＩ制御部２０５のいずれか一方においてのみ、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄを乗算する構成としてもよい。
　ｄ軸電流制御用ＰＩ制御器２００においてｄ軸制御値ＶＰＩｄ ＊を算出できたら、電圧指令演算部１０８は、加算部２０１において、ｄ軸制御値ＶＰＩｄ ＊にｄ軸側非干渉制御指令ＶＤＥＣｄ ＊を加算することにより、ｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊を算出する。すなわち、ｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊は、Ｖｄ ＊＝ＶＰＩｄ ＊＋ＶＤＥＣｄ ＊として算出される。
　上記のｄ軸側非干渉制御指令ＶＤＥＣｄ ＊は、例えば下記の（３）式に示す演算によって得られる。（３）式において、Ｌｑｃはｑ軸インダクタンスの設定値を表している。
　ＶＤＥＣｄ ＊＝－ω１・Ｌｑｃ・Ｉｑｃ　　・・・（３）
　ｄ軸電流制御用ＰＩ制御器２００および加算部２０１では、以上説明したようにして、ｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊の演算が行われる。
　なお、本実施形態では、上記（３）式で示されるように、ｑ軸実電流Ｉｑｃを用いてｄ軸側非干渉制御指令ＶＤＥＣｄ ＊を演算する例を説明したが、他の方法でｄ軸側非干渉制御指令ＶＤＥＣｄ ＊を演算してもよい。例えば、ｑ軸実電流Ｉｑｃの代わりにｑ軸電流指令Ｉｑ ＊を用いたり、Ｉ制御部２０５によるｄ軸積分制御値ＶＩｄ ＊の演算結果を用いたりして、ｄ軸側非干渉制御指令ＶＤＥＣｄ ＊を演算する構成としてもよい。
　ｑ軸電流制御用ＰＩ制御器２０２および加算部２０３でも、ｄ軸電流制御用ＰＩ制御器２００および加算部２０１とそれぞれ同様の手法により、ｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊の演算が行われる。すなわち、ｑ軸電流制御用ＰＩ制御器２０２は、Ｐ制御部２０７とＩ制御部２０８で構成されており、差分ΔＩｑに基づいてｑ軸制御値ＶＰＩｑ ＊を算出する。具体的には、例えば以下のようにして、ｑ軸制御値ＶＰＩｑ ＊を算出する。
　ｑ軸電流制御用ＰＩ制御器２０２は、Ｐ制御部２０７において、差分ΔＩｑに基づいて下記の（４）式に示す演算を行うことにより、ｑ軸比例制御値ＶＰｑ ＊を算出する。（４）式において、ＫＰｑは所定のｑ軸側比例制御ゲインを表している。
　ＶＰｑ ＊＝ＫＰｑ・ωｃｑ・ΔＩｑ　　・・・（４）
　また、ｑ軸電流制御用ＰＩ制御器２０２は、Ｉ制御部２０８において、差分ΔＩｑに基づいて下記の（５）式に示す演算を行うことにより、ｑ軸積分制御値ＶＩｑ ＊を算出する。（５）式において、ＫＩｑは所定のｑ軸側積分制御ゲインを表している。
　ＶＩｑ ＊＝ＫＩｑ・ωｃｑ・∫ΔＩｑｄｔ　　・・・（５）
　Ｐ制御部２０７およびＩ制御部２０８においてｑ軸比例制御値ＶＰｑ ＊とｑ軸積分制御値ＶＩｑ ＊をそれぞれ算出したら、ｑ軸電流制御用ＰＩ制御器２０２は、加算部２０９においてこれらの演算結果を合計することにより、ｑ軸制御値ＶＰＩｑ ＊を算出する。すなわち、ｑ軸制御値ＶＰＩｑ ＊は、ＶＰＩｑ ＊＝ＶＰｑ ＊＋ＶＩｑ ＊として算出される。
　なお、上記（４）式、（５）式で示されるように、ｑ軸比例制御値ＶＰｑ ＊およびｑ軸積分制御値ＶＩｑ ＊の演算では、いずれもｑ軸電流制御用ゲインωｃｑが乗算されている。したがって、ｑ軸電流制御用ＰＩ制御器２０２において、差分ΔＩｑがゼロに収束するまでの応答速度は、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑを変更することによって調整できる。ただし本実施形態では、Ｐ制御部２０７とＩ制御部２０８の両者においてｑ軸電流制御用ゲインωｃｑが乗算されることとしたが、Ｐ制御部２０７とＩ制御部２０８のいずれか一方においてのみ、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑを乗算する構成としてもよい。
　ｑ軸電流制御用ＰＩ制御器２０２においてｑ軸制御値ＶＰＩｑ ＊を算出できたら、電圧指令演算部１０８は、加算部２０３において、ｑ軸制御値ＶＰＩｑ ＊にｑ軸側非干渉制御指令ＶＤＥＣｑ ＊を加算することにより、ｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊を算出する。すなわち、ｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊は、Ｖｑ ＊＝ＶＰＩｑ ＊＋ＶＤＥＣｑ ＊として算出される。
　上記のｑ軸側非干渉制御指令ＶＤＥＣｑ ＊は、例えば下記の（６）式に示す演算によって得られる。（６）式において、Ｌｄｃはｄ軸インダクタンスの設定値、ＫＥｃは誘起電圧定数の設定値をそれぞれ表している。
　ＶＤＥＣｑ ＊＝ω１・（Ｌｄｃ・Ｉｄｃ＋ＫＥｃ）　　・・・（６）
　ｑ軸電流制御用ＰＩ制御器２０２および加算部２０３では、以上説明したようにして、ｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊の演算が行われる。
　なお、本実施形態では、上記（６）式で示されるように、ｄ軸実電流Ｉｄｃを用いてｑ軸側非干渉制御指令ＶＤＥＣｑ ＊を演算する例を説明したが、他の方法でｑ軸側非干渉制御指令ＶＤＥＣｑ ＊を演算してもよい。例えば、ｄ軸実電流Ｉｄｃの代わりにｄ軸電流指令Ｉｄ ＊を用いたり、Ｉ制御部２０８によるｑ軸積分制御値ＶＩｑ ＊の演算結果を用いたりして、ｑ軸側非干渉制御指令ＶＤＥＣｑ ＊を演算する構成としてもよい。
　次に、制御状態判定部１１２の詳細について説明する。図３は、本発明の特徴である制御状態判定部１１２における判定信号－電流偏差特性を示している。図３では、横軸にｄ軸の電流偏差である差分ΔＩｄの値を示し、縦軸に制御状態判定部１１２が出力するｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄの値を示している。
　図３において、差分ΔＩｄがΔＩｄ＿ｎ≦ΔＩｄ≦ΔＩｄ＿pの範囲条件を満たす場合、すなわち電流偏差が小さく電力変換回路１０３の制御状態が定常状態とみなせる場合には、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄの値は、定常状態であることを表すＳｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｐｎとなる。一方、差分ΔＩｄが上記の範囲条件を満たさず、ΔＩｄ＿p＜ΔＩｄ（正側）またはΔＩｄ＜ΔＩｄ＿ｎ（負側）である場合、すなわち電流偏差が大きく電力変換回路１０３の制御状態が過渡状態とみなせる場合には、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄの値は、過渡状態であることをそれぞれ表すものとして、正側ではＳｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｐ、負側ではＳｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｎとなる。このように、定常状態におけるｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄの値Ｓｊｄ＿ｐｎに対して、過渡状態におけるｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄの値Ｓｊｄ＿ｐ，Ｓｊｄ＿ｎをそれぞれ異なる値とすることで、制御ゲイン変更部１１３では、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄに基づいてコントローラ１０２による電力変換回路１０３の制御状態を判定できる。
　なお、図３に示した判定信号－電流偏差特性では、正側と負側の過渡状態をそれぞれ表すｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄの値Ｓｊｄ＿ｐ，Ｓｊｄ＿ｎが互いに異なる例を示しているが、制御状態判定部１１２をよりシンプルな構成とするために、これらの値を等しくしてＳｊｄ＿ｐ＝Ｓｊｄ＿ｎとしてもよい。また、過渡状態と定常状態を判別するための差分ΔＩｄの閾値ΔＩｄ＿ｎ，ΔＩｄ＿pについても同様に、図３ではこれらの絶対値が互いに異なる例を示しているが、制御状態判定部１１２をよりシンプルな構成とするために、｜ΔＩｄ＿ｎ｜＝｜ΔＩｄ＿p｜としてもよい。
　制御状態判定部１１２は、ｄ軸の電流偏差を表す差分ΔＩｄに基づき、以上説明したような特性を有するｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄを出力する。これにより、ｄ軸に対する電力変換回路１０３の制御状態に応じた判定信号としてのｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄを出力することが可能となる。なお、ｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑについても、ｑ軸の電流偏差を表す差分ΔＩｑに基づき、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄと同様の特性で出力することができる。これにより、ｑ軸に対する電力変換回路１０３の制御状態に応じた判定信号としてのｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑを出力することが可能となる。
　図４は、本発明の特徴である制御ゲイン変更部１１３の内部構成を示している。図４に示すように、制御ゲイン変更部１１３は、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄの算出および変更に使用されるｄ軸側制御ゲイン変更部４００と、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの算出および変更に使用されるｑ軸側制御ゲイン変更部４０１とを備える。
　ｄ軸側制御ゲイン変更部４００は、ゲイン設定部４０２とリセット付きローパスフィルタ４０３で構成されている。
　ゲイン設定部４０２は、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄに基づいてフィルタ処理前のｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｐｒｅを決定し、リセット付きローパスフィルタ４０３へ出力する。具体的には、例えば図５に示すように、ゲイン設定部４０２において２次元ルックアップテーブル５００を保持しておき、このルックアップテーブル５００を参照することで、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄに対応するフィルタ処理前のｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｐｒｅを決定する。ルックアップテーブル５００では、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄの値と、制御ゲイン変更条件（条件Ａ、条件Ｂ、条件Ｃ、・・・）ごとのフィルタ処理前のｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｐｒｅとが、２次元で対応付けられている。ゲイン設定部４０２は、このルックアップテーブル５００を用いることで、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄに応じたフィルタ処理前のｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｐｒｅの値を決定することができる。
　なお、図５では、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄからフィルタ処理前のｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｐｒｅの値を決定する２次元ルックアップテーブルの例を示したが、他のゲイン変更条件を追加して多次元ルックアップテーブルとし、この多次元ルックアップテーブルを用いてフィルタ処理前のｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｐｒｅの値を決定してもよい。具体的には、例えばモータ速度ω１や、電力変換回路１０３におけるＰＷＭ制御のキャリア周波数などを、制御ゲイン変更条件として追加することが考えられる。
　ここで、ゲイン設定部４０２では先に述べたように、定常状態における電流制御をハイゲイン設定により実施することで、定常的に発生する電流脈動を抑制できる。例えば図５のルックアップテーブル５００において、条件Ａでは「ωｃｄ＿ｐＡ＜ωｃｄ＿ｐｎＡ」もしくは「ωｃｄ＿ｎＡ＜ωｃｄ＿ｐｎＡ」とすれば、ハイゲイン設定を適用できる。同様に、条件Ｂでは「ωｃｄ＿ｐＢ＜ωｃｄ＿ｐｎＢ」もしくは「ωｃｄ＿ｎＢ＜ωｃｄ＿ｐｎＢ」とすれば、ハイゲイン設定を適用できる。他の条件でも同様である。
　リセット付きローパスフィルタ４０３は、所定の時定数を有するローパスフィルタであり、この時定数に応じた遅れ時間をもってゲイン設定部４０２が算出したフィルタ処理前のｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｐｒｅを伝達することで、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄを算出する。すなわち、電圧指令演算部１０８がｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊を算出する際に用いられるｄ軸電流制御用ゲインωｃｄの値は、このリセット付きローパスフィルタ４０３が有する遅れ時間要素に応じて決定される。そのため、外乱発生状態であっても安定した電流制御を実現できる。詳細は後述する。
　また、リセット付きローパスフィルタ４０３は、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄが定常状態を表すＳｊｄ＿ｐｎから正側の過渡状態を表すＳｊｄ＿ｐへと変化するとき、もしくは定常状態を表すＳｊｄ＿ｐｎから負側の過渡状態を表すＳｊｄ＿ｎへと変化するときに、出力値のリセットを実施する。すなわち、リセット付きローパスフィルタ４０３は、電力変換回路１０３の制御状態が定常状態から過渡状態へと移行するときには、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄの設定を、定常状態に応じたハイゲイン設定から過渡状態に応じた通常設定へと即時に戻すようにする。
　ｑ軸側制御ゲイン変更部４０１も、ｄ軸側制御ゲイン変更部４００と同様の構成を有している。すなわち、ｑ軸側制御ゲイン変更部４０１は、ゲイン設定部４０４とリセット付きローパスフィルタ４０５で構成されている。ゲイン設定部４０４は、ｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑに基づいてフィルタ処理前のｑ軸側制御ゲインωｃｑ＿ｐｒｅを決定し、リセット付きローパスフィルタ４０５へ出力する。リセット付きローパスフィルタ４０５は、所定の時定数を有するローパスフィルタであり、この時定数に応じた遅れ時間をもってゲイン設定部４０４が算出したフィルタ処理前のｑ軸側制御ゲインωｃｑ＿ｐｒｅを伝達することで、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑを算出する。
　次に、本実施形態によるモータ駆動装置１００の具体的な動作例について説明する。まず、外乱等が発生しない通常時における動作例について、図６を参照して説明する。図６は、第一の実施形態によるモータ駆動装置１００の通常時における動作波形例を示している。なお、図６の動作波形では、制御ゲインの設定は図５で説明したルックアップテーブル５００に従い、定常的に発生する電流脈動が抑制されるように、定常状態でのみ電流制御がハイゲイン設定とされるように制御ゲイン変更部１１３が動作するものとする。また、図６の動作波形では、電流制御が定常状態から過渡状態を経て次の定常状態に移行するときに、図５に示す制御ゲイン変更条件が条件Ａから条件Ｂに切り替えられるものとする。具体的には、制御開始からの経過時間をｔとし、最初の定常状態から過渡状態に移行した時刻をｔ２とすると、０≦ｔ＜ｔ２では図５に示す条件Ａが選択され、ｔ２≦ｔでは図５に示す条件Ｂが選択される。
　まず、ｔ＝０では、コントローラ１０２に対するトルク指令τ＊の入力が開始されることで、ｑ軸電流指令Ｉｑ ＊の値が０からトルク指令τ＊に応じた所定の指令値ＩｑＡ ＊へとステップ状に変化する。すると、図６の上段に示すようにｑ軸実電流Ｉｑｃが０からＩｑＡ ＊に向かって急激に増加するが、０≦ｔ＜ｔ１の期間では差分ΔＩｑの値が正方向に大きく、ΔＩｑ＿p＜ΔＩｑである。そのため、電力変換回路１０３の制御状態は過渡状態であると制御状態判定部１１２が判断し、制御状態判定部１１２から出力されるｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値は、図６の下段に示すようにＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐとなる。したがって、制御ゲイン変更部１１３が出力するｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値は、図６の中段に示すように、過渡状態に応じた通常設定の値であるωｃｑ＝ωｃｑ＿ｐＡに維持される。
　その後、差分ΔＩｑの値が閾値ΔＩｑ＿pに一致した時刻をｔ１とすると、ｔ１≦ｔ＜ｔ２の期間では、ΔＩｑ＿ｎ≦ΔＩｑ≦ΔＩｑ＿ｐとなる。そのため、電力変換回路１０３の制御状態は定常状態であると制御状態判定部１１２が判断し、制御状態判定部１１２から出力されるｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値は、図６の下段に示すようにＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐｎとなる。すなわち、時刻ｔ１においてｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値がＳｊｑ＿ｐからＳｊｑ＿ｐｎへと変化し、そのまま時刻ｔ２まで維持される。このとき制御ゲイン変更部１１３が出力するｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値は、図６の中段に示すように、ある遅れ時間をもってωｃｑ＿ｐＡからωｃｑ＿ｐｎＡ（ハイゲイン設定）へと変更される。これにより、定常状態では定常的に発生する電流脈動が抑制される。
　ｔ＝ｔ２では、ｑ軸電流指令Ｉｑ ＊の値が、それまでの指令値ＩｑＡ ＊から別の指令値ＩｑＢ ＊へとステップ状に変化する。すると、図６の上段に示すように定常状態で維持されていたｑ軸実電流ＩｑｃがＩｑＢ ＊に向かって減少するが、ｔ２≦ｔ＜ｔ３の期間では差分ΔＩｑの値が負方向に大きく、ΔＩｑ＜ΔＩｑ＿ｎである。そのため、電力変換回路１０３の制御状態は過渡状態であると制御状態判定部１１２が判断し、制御状態判定部１１２から出力されるｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値は、図６の下段に示すようにＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｎとなる。すなわち、ｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑが定常状態を表すＳｊｑ＿ｐｎから負側の過渡状態を表すＳｊｑ＿ｎへと変化すると、図６の下段に示すようにｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑにおいて立ち上がりエッジが生じる。この立ち上がりエッジが検出されると、前述のようにリセット付きローパスフィルタ４０５の出力がリセットされることで、制御ゲイン変更部１１３が出力するｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値は、図６の中段に示すように、ハイゲイン設定の値であるωｃｑ＿ｐｎＡから、過渡状態に応じた通常設定の値であるであるωｃｑ＝ωｃｑ＿ｎＢへと即時に変更される。なお、このときのｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの設定値ωｃｑ＿ｎＢは、前述の０≦ｔ＜ｔ１の期間におけるｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの設定値ωｃｑ＿ｐＡとは異なる値である。
　その後、差分ΔＩｑの値が閾値ΔＩｑ＿ｎに一致した時刻をｔ３とすると、ｔ３≦ｔの期間では、再びΔＩｑ＿ｎ≦ΔＩｑ≦ΔＩｑ＿ｐとなる。そのため、電力変換回路１０３の制御状態は定常状態であると制御状態判定部１１２が判断し、制御状態判定部１１２から出力されるｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値は、図６の下段に示すようにＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐｎとなる。すなわち、時刻ｔ３においてｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値がＳｊｑ＿ｎから再びＳｊｑ＿ｐｎへと変化し、それ以降も維持される。このとき制御ゲイン変更部１１３が出力するｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値は、図６の中段に示すように、ある遅れ時間をもってωｃｑ＿ｎＢからωｃｑ＿ｐｎＢ（ハイゲイン設定）へと変更される。これにより、前述のｔ１≦ｔ＜ｔ２の期間と同様に、定常的に発生する電流脈動が抑制される。
　以上のように、外乱等が発生しない通常時の動作では、差分ΔＩｑの値から電力変換回路１０３の制御状態を判定することによって、定常時にのみ電流制御をハイゲインに設定できる。そのため、過渡応答時の性能に影響を与えずに、定常的に発生する電流脈動を抑制できる。
　続いて、意図しない外乱が発生する外乱発生時における動作例について、図７を参照して説明する。図７は、第一の実施形態によるモータ駆動装置１００の外乱発生時における動作波形例を示している。なお、図７の動作波形でも図６と同様に、制御ゲインの設定は図５で説明したルックアップテーブル５００に従い、定常的に発生する電流脈動が抑制されるように、定常状態でのみ電流制御がハイゲイン設定とされるように制御ゲイン変更部１１３が動作するものとする。一方、図７の動作波形では図６とは異なり、ｑ軸電流指令Ｉｑ ＊の値が一定であり、図５に示す制御ゲイン変更条件は常に条件Ａに設定されるものとする。すなわち、ｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値が過渡状態を表すとき、具体的にはＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐもしくはＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｎとなるときに、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値がωｃｑ＝ωｃｑ＿ｐＡ（＝ωｃｑ＿ｎＡ）に設定されるものとする。
　まず、０≦ｔ＜ｔ４の期間では、ΔＩｑ＿ｎ≦ΔＩｑ≦ΔＩｑ＿ｐとなる。そのため、電力変換回路１０３の制御状態は定常状態であると制御状態判定部１１２が判断し、制御状態判定部１１２から出力されるｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値は、図７の下段に示すようにＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐｎとなる。したがって、このときのｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値は、図７の中段に示すようにωｃｑ＿ｐｎＡ（ハイゲイン設定）に維持される。これにより、定常状態では定常的に発生する電流脈動が抑制される。
　ｔ＝ｔ４において外乱が発生すると、ｑ軸電流指令Ｉｑ ＊の値が所定の指令値ＩｑＡ ＊に維持されているにも関わらず、図７の上段に示すように、外乱に応じてｑ軸実電流Ｉｑｃが大きく変動し始める。その結果、ｔ４＜ｔ＜ｔ５の期間では、外乱によるｑ軸実電流Ｉｑｃの変動に伴って、制御状態判定部１１２による制御状態の判定結果が定常状態と過渡状態の間を行き来することとなり、制御状態判定部１１２から出力されるｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値が短時間のうちに変動する。具体的には図７の下段に示すように、外乱発生時におけるｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値は、Ｓｊｑ＿ｐｎ→Ｓｊｑ＿ｎ→Ｓｊｑ＿ｐｎ→Ｓｊｑ＿ｐと順次変化する。
　上記のようなｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの変化に応じて、従来のようにｑ軸電流制御用ゲインωｃｑを即時に変化させてしまうと、通常設定（ωｃｑ＝ωｃｑ＿ｐＡ）とハイゲイン設定（ωｃｑ＝ωｃｑ＿ｐｎＡ）が短期間のうちに切り替えられることとなる。その結果、外乱の影響が助長されてしまい、動作が不安定となる可能性がある。しかしながら、本実施形態によるモータ駆動装置１００は、制御ゲイン変更部１１３が遅れ時間要素として作用するリセット付きローパスフィルタ４０３，４０５を有しており、通常設定からハイゲイン設定に切り替える際には、これらを通してｄ軸電流制御用ゲインωｃｄおよびｑ軸電流制御用ゲインωｃｑが変更される。したがって図７の中段に示すように、外乱発生中のｔ４＜ｔ＜ｔ５の期間では、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑが通常設定の値（ωｃｑ＝ωｃｑ＿ｐＡ）におおよそ維持されるため、安定な動作を実現することができる。
　その後、ｔ５≦ｔの期間では、再びΔＩｑ＿ｎ≦ΔＩｑ≦ΔＩｑ＿ｐとなる。そのため、電力変換回路１０３の制御状態は定常状態であると制御状態判定部１１２が判断し、制御状態判定部１１２から出力されるｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値は、図７の下段に示すようにＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐｎとなる。このとき制御ゲイン変更部１１３が出力するｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値は、図７の中段に示すように、ある遅れ時間をもってωｃｑ＿ｐＡからωｃｑ＿ｐｎＡ（ハイゲイン設定）へと変更される。これにより、前述の０≦ｔ＜ｔ４の期間と同様に、定常的に発生する電流脈動が抑制される。
　なお、以上説明した図６、図７の動作例では、ｑ軸電流指令Ｉｑ ＊とｑ軸実電流Ｉｑｃとの差分ΔＩｑに基づいてｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値を変化させることで、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値を変更する例を説明したが、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄの値についても同様の手法で変更することができる。すなわち、ｄ軸電流指令Ｉｄ ＊とｄ軸実電流Ｉｄｃとの差分ΔＩｄに基づいてｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄの値を変化させることで、定常的に発生する電流脈動を抑制しつつ外乱発生時には安定して動作するように、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄの値を変更することが可能である。
　以上説明した本発明の第一の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）モータ駆動装置１００は、交流モータ１０１を駆動する電力変換回路１０３と、電力変換回路１０３を制御するコントローラ１０２とを備える。コントローラ１０２は、ｄ軸電流指令Ｉｄ ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ ＊と交流モータ１０１に流れるｄ軸実電流Ｉｄｃ、ｑ軸実電流Ｉｑｃとの差分ΔＩｄ、ΔＩｑに基づいて、電力変換回路１０３を動作させるためのｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊を演算する電圧指令演算部１０８と、差分ΔＩｄ、ΔＩｑに基づいて、電力変換回路１０３の制御状態に応じたｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄおよびｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑを出力する制御状態判定部１１２と、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄ、ｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑに基づいて、電圧指令演算部１０８がｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊の演算にそれぞれ用いるｄ軸電流制御用ゲインωｃｄおよびｑ軸電流制御用ゲインωｃｑを変更する制御ゲイン変更部１１３と、を有する。制御状態判定部１１２は、差分ΔＩｄ、ΔＩｑがそれぞれ所定の範囲条件を満たす場合は、定常状態を表す判定信号として、Ｓｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｐｎ、Ｓｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐｎをそれぞれ出力し、差分ΔＩｄ、ΔＩｑがそれぞれ当該範囲条件を満たさない場合は、過渡状態を表す判定信号として、Ｓｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｐ（またはＳｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｎ）、Ｓｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐ（またはＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｎ）をそれぞれ出力する。制御ゲイン変更部１１３は、図６、図７に示したように、制御状態判定部１１２から出力されるｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄ、ｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑがそれぞれ、定常状態を表す判定信号から過渡状態を表す判定信号に切り替えられると、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄ、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑを、過渡状態を表す判定信号に応じた通常設定の値へと即時に変更する。反対に、制御状態判定部１１２から出力されるｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄ、ｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑがそれぞれ、過渡状態を表す判定信号から定常状態を表す判定信号に切り替えられると、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄ、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑを、定常状態を表す判定信号に応じたハイゲイン設定の値へと所定の遅れ時間をもって変更する。このようにしたので、定常的に発生する電流脈動を抑制しつつ、外乱発生時においても安定した電流制御を実施することができる。
（２）制御ゲイン変更部１１３はリセット付きローパスフィルタ４０３，４０５を有し、このリセット付きローパスフィルタ４０３，４０５を用いて遅れ時間を実現する。このようにしたので、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄ、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑを通常設定の値からハイゲイン設定の値へと変更する際の遅れ時間を容易に実現できる。
（３）制御ゲイン変更部１１３は、少なくとも２次元以上のルックアップテーブル５００を保持し、このルックアップテーブル５００を用いて、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄやｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑに応じたｄ軸電流制御用ゲインωｃｄ、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値を決定するゲイン設定部４０２，４０４を有する。このようにしたので、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄやｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値を容易に決定することができる。
（４）制御ゲイン変更部１１３は、図６に示したように、差分ΔＩｑが正の値である場合の過渡状態を表す判定信号に応じたｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値、すなわちＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐであるときの設定値ωｃｑ＝ωｃｑ＿ｐＡと、差分ΔＩｑが負の値である場合の過渡状態を表す判定信号に応じたｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値、すなわちＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｎであるときの設定値ωｃｑ＝ωｃｑ＿ｎＢとを、互いに異ならせる。このようにしたので、交流モータ１０１の電流を増加させる場合と減少させる場合とで、それぞれにおいて適切な制御ゲインを設定することができる。
[第二の実施形態]
　前述の第一の実施形態では、本発明に関するモータ駆動装置のうち、制御ゲイン変更時の遅れ時間要素を制御ゲイン変更部１１３のローパスフィルタで実現する例を説明した。これに対して、以下では本発明の第二の実施形態として、制御ゲイン変更時の遅れ時間要素を積分器で実現する例を説明する。
　図８は、本発明の第二の実施形態によるモータ駆動装置の構成を示している。図８に示すように、本実施形態によるモータ駆動装置１００は、第一の実施形態で説明した図１の制御ゲイン変更部１１３の代わりに、制御ゲイン変更部８００がコントローラ１０２内に設けられている。その他の構成要素は、第一の実施形態と同一である。
　図９は、本発明の特徴である制御ゲイン変更部８００の内部構成を示している。図９に示すように、制御ゲイン変更部８００は、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄの算出および変更に使用されるｄ軸側制御ゲイン変更部９００と、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの算出および変更に使用されるｑ軸側制御ゲイン変更部９０１とを備える。
　ｄ軸側制御ゲイン変更部９００は、ノイズ除去フィルタ９０２、絶対値演算部９０３、信号処理部９０４、リセット付き積分器９０５、ゲイン変更許可信号生成部９０６、乗算部９０７、出力制限部９０８で構成される。
　ノイズ除去フィルタ９０２は、制御ゲイン変更部８００に入力されるｄ軸の電流偏差を表す差分ΔＩｄに含まれる高調波ノイズを除去し、絶対値演算部９０３へ出力する。なお、このノイズ除去フィルタ９０２は、あくまで高調波ノイズの除去に用いられるものであり、第一の実施形態におけるリセット付きローパスフィルタ４０３やリセット付きローパスフィルタ４０５のように、制御ゲイン変更部１１３の遅れ時間要素として機能するものではない。
　絶対値演算部９０３は、ノイズ除去フィルタ９０２から入力されるノイズ除去後の差分ΔＩｄの絶対値｜ΔＩｄ１｜を算出する。
　信号処理部９０４は、絶対値演算部９０３により算出された絶対値｜ΔＩｄ１｜から、所定の閾値未満の成分を除去する信号処理を行う。具体的には、例えば以下で説明するような信号処理を信号処理部９０４において実施する。
　図１０は、信号処理部９０４の入出力特性を示している。信号処理部９０４は、絶対値演算部９０３により算出された差分ΔＩｄの絶対値｜ΔＩｄ１｜が所定の閾値よりも小さい場合は、絶対値｜ΔＩｄ１｜に対する信号処理結果｜ΔＩｄ２｜としてゼロを出力し、閾値以上であれば、絶対値｜ΔＩｄ１｜に対する信号処理結果｜ΔＩｄ２｜として、入力された絶対値｜ΔＩｄ１｜をそのまま出力する。例えば図１０に示すように、信号処理部９０４の閾値をΔＩｄｔｈとした場合に、０≦｜ΔＩｄ１｜＜ΔＩｄｔｈの範囲では、信号処理部９０４からの出力｜ΔＩｄ２｜がゼロとなる。一方、ΔＩｄｔｈ≦｜ΔＩｄ１｜の範囲では、信号処理部９０４の出力｜ΔＩｄ２｜として、入力された絶対値｜ΔＩｄ１｜がそのまま信号処理部９０４から出力される処理となる。このような処理を信号処理部９０４において実行することにより、リセット付き積分器９０５において、差分ΔＩｄの絶対値｜ΔＩｄ１｜が所定値よりも小さい場合は積分が行われず、差分ΔＩｄの絶対値｜ΔＩｄ１｜が所定値よりも大きい場合は絶対値｜ΔＩｄ１｜を積分する演算処理が実行される。その結果、ｄ軸側制御ゲイン変更部９００が行うｄ軸電流制御用ゲインωｃｄの算出において、高調波ノイズ等に起因する微小な電流脈動成分を演算上無視することができる。そのため、リセット付き積分器９０５における不要な積分演算を回避できる。
　リセット付き積分器９０５は、信号処理部９０４の出力｜ΔＩｄ２｜を積分し、その積分演算による積分値をｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｉｎｔとして出力する。リセット付き積分器９０５の積分演算によって求められるｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｉｎｔの値は、積分演算の特性上、所定の遅れ時間をもって増加する。これにより、電力変換回路１０３の制御状態が定常状態のときには、ｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｉｎｔが通常設定の値から相対的に大きいハイゲイン設定の値へと所定の遅れ時間をもって変更される。
　また、リセット付き積分器９０５には、ｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｉｎｔに対して初期値ωｃｄ＿ｉｎｉが設定されており、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄに応じて出力のリセットを実施する。具体的には、第一の実施形態で説明した図４のリセット付きローパスフィルタ４０３と同様に、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄが定常状態を表すＳｊｄ＿ｐｎから正側の過渡状態を表すＳｊｄ＿ｐへと変化するとき、もしくは定常状態を表すＳｊｄ＿ｐｎから負側の過渡状態を表すＳｊｄ＿ｎへと変化するときに、それまで得られた積分演算の結果をリセットして、ｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｉｎｔの値を初期値ωｃｄ＿ｉｎｉへと即時に戻すようにする。なお、この初期値ωｃｄ＿ｉｎｉは、過渡状態においてオーバーシュート量等の制御応答性能を総合的に満足できる制御ゲイン、すなわち通常設定に応じた制御ゲインの値を設定することが好ましい。これにより、リセット付き積分器９０５は、第一の実施形態で説明したリセット付きローパスフィルタ４０３と同様に、電力変換回路１０３の制御状態が定常状態から過渡状態へと移行するときには、ｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｉｎｔに基づくｄ軸電流制御用ゲインωｃｄの値を、定常状態に応じたハイゲイン設定から過渡状態に応じた通常設定へと即時に戻すことができる。また、正側の過渡状態と負側の過渡状態で互いに異なる初期値を設定しておくことで、第一の実施形態と同様に、ｄ軸電流制御用判定信号ＳｊｄがＳｊｄ＿ｐｎからＳｊｄ＿ｐに変化した場合とＳｊｄ＿ｎに変化した場合とで、リセット後の制御ゲインを異なる値としてもよい。
　ゲイン変更許可信号生成部９０６は、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄに基づいて、リセット付き積分器９０５による積分演算を許可または禁止するためのｄ軸側ゲイン変更許可信号Ｓｐｄを生成する。ゲイン変更許可信号生成部９０６は、例えば図１１に示す許可信号－判定信号特性に従って、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄの値に応じて０もしくは１となるｄ軸側ゲイン変更許可信号Ｓｐｄを生成する。
　図１１は、ゲイン変更許可信号生成部９０６における許可信号－判定信号特性を示している。図１１に示すように、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄの値が過渡状態を表す場合、すなわちＳｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｐもしくはＳｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｎの場合には、ｄ軸側ゲイン変更許可信号Ｓｐｄの値をＳｐｄ＝０とする。一方、ｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄの値が定常状態を表す場合、すなわちＳｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｐｎの場合には、ｄ軸側ゲイン変更許可信号Ｓｐｄの値をＳｐｄ＝１とする。
　乗算部９０７は、信号処理部９０４の出力｜ΔＩｄ２｜と、ゲイン変更許可信号生成部９０６から出力されるｄ軸側ゲイン変更許可信号Ｓｐｄとを乗算し、その乗算結果をリセット付き積分器９０５に出力する。前述のようにｄ軸側ゲイン変更許可信号Ｓｐｄの値は、過渡状態の場合はＳｐｄ＝０であり、定常状態の場合はＳｐｄ＝１である。したがって、過渡状態の場合には、信号処理部９０４の出力｜ΔＩｄ２｜に関わらず乗算部９０７からリセット付き積分器９０５への入力値が０となり、リセット付き積分器９０５による積分演算が禁止される。一方、定常状態の場合には、信号処理部９０４の出力｜ΔＩｄ２｜がそのまま乗算部９０７からリセット付き積分器９０５への入力値となり、リセット付き積分器９０５による積分演算が許可される。
　出力制限部９０８は、リセット付き積分器９０５によって求められたｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｉｎｔの値を、所定の最小値ωｃｄ＿ｍｉｎから所定の最大値ωｃｄ＿ｍａｘまでの間に制限する。そして、制限後のｄ軸側制御ゲインωｃｄ＿ｉｎｔの値をｄ軸電流制御用ゲインωｃｄとして出力する。この出力制限部９０８の信号処理によって、リセット付き積分器９０５の積分結果に従ってｄ軸電流制御用ゲインωｃｄが発散することを回避できる。
　ｑ軸側制御ゲイン変更部９０１も、ｄ軸側制御ゲイン変更部９００と同様の構成を有している。すなわち、ｑ軸側制御ゲイン変更部９０１は、ノイズ除去フィルタ９０９、絶対値演算部９１０、信号処理部９１１、リセット付き積分器９１２、ゲイン変更許可信号生成部９１３、乗算部９１４、出力制限部９１５で構成される。ノイズ除去フィルタ９０９は、制御ゲイン変更部８００に入力される差分ΔＩｑに含まれる高調波ノイズを除去し、絶対値演算部９１０へ出力する。絶対値演算部９１０は、入力されたノイズ除去後の差分ΔＩｑの絶対値｜ΔＩｑ１｜を算出する。信号処理部９１１は、絶対値演算部９１０により算出された絶対値｜ΔＩｑ１｜から所定の閾値未満の成分を除去し、絶対値｜ΔＩｑ１｜に対する信号処理結果｜ΔＩｑ２｜を出力する。リセット付き積分器９１２は、信号処理部９１１による信号処理結果｜ΔＩｑ２｜を積分し、その積分演算による積分値をｑ軸側制御ゲインωｃｑ＿ｉｎｔとして出力する。ゲイン変更許可信号生成部９１３は、ｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値に応じて０もしくは１となるｑ軸側ゲイン変更許可信号Ｓｐｑを生成する。乗算部９１４は、信号処理部９１１の出力｜ΔＩｑ２｜と、ゲイン変更許可信号生成部９１３から出力されるｑ軸側ゲイン変更許可信号Ｓｐｑとを乗算し、その乗算結果をリセット付き積分器９１２に出力することで、リセット付き積分器９１２による積分演算をｑ軸側ゲイン変更許可信号Ｓｐｑの値に応じて許可または禁止する。出力制限部９１５は、リセット付き積分器９１２の積分演算で求められたｑ軸側制御ゲインωｃｑ＿ｉｎｔの値を所定の範囲内に制限し、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑとして出力する。
　次に、本実施形態によるモータ駆動装置１００の具体的な動作例について説明する。まず、外乱等が発生しない通常時における動作例について、図１２を参照して説明する。図１２は、第二の実施形態によるモータ駆動装置１００の通常時における動作波形例を示している。なお、図１２の動作波形では、出力制限部９１５は、リセット付き積分器９１２の積分演算によって求められたｑ軸側制御ゲインωｃｑ＿ｉｎｔの値を０≦ωｃｑ＿ｉｎｔ≦ωｃｑ＿ｍａｘの範囲内で制限し、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑとして出力するものとする。
　まず、ｔ＝０では、コントローラ１０２に対するトルク指令τ＊の入力が開始されることで、ｑ軸電流指令Ｉｑ ＊の値が０からトルク指令τ＊に応じた所定の指令値ＩｑＡ１ ＊へとステップ状に変化する。すると、図１２の上段に示すようにｑ軸実電流Ｉｑｃが０からＩｑＡ１ ＊に向かって急激に増加するが、０≦ｔ＜ｔ６の期間では差分ΔＩｑの値が正方向に大きく、ΔＩｑ＿p＜ΔＩｑである。そのため、第一の実施形態で説明した図６の場合と同様に、電力変換回路１０３の制御状態は過渡状態であると制御状態判定部１１２が判断し、制御状態判定部１１２から出力されるｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値は、図１２の中段下側に示すようにＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐとなる。したがって、ゲイン変更許可信号生成部９１３から出力されるｑ軸側ゲイン変更許可信号Ｓｐｑの値は、図１２の下段に示すように０となり、リセット付き積分器９１２への入力値（｜ΔＩｑ２｜×Ｓｐｑ）が０となるため、リセット付き積分器９１２による積分演算が禁止される。その結果、制御ゲイン変更部８００が出力するｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値は、図１２の中段上側に示すように、過渡状態に応じた通常設定の初期値であるωｃｑ＝ωｃｑ＿ｉｎｉに維持される。
　その後、差分ΔＩｑの値が閾値ΔＩｑ＿pに一致した時刻をｔ６とすると、ｔ６≦ｔ＜ｔ７の期間では、ΔＩｑ＿ｎ≦ΔＩｑ≦ΔＩｑ＿ｐとなる。そのため、第一の実施形態で説明した図６の場合と同様に、電力変換回路１０３の制御状態は定常状態であると制御状態判定部１１２が判断し、制御状態判定部１１２から出力されるｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値は、図１２の中段下側に示すようにＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐｎとなる。すなわち、時刻ｔ６においてｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値がＳｊｑ＿ｐからＳｊｑ＿ｐｎへと変化し、そのまま時刻ｔ７まで維持される。このとき、ゲイン変更許可信号生成部９１３から出力されるｑ軸側ゲイン変更許可信号Ｓｐｑの値は、図１２の下段に示すように１となり、これに応じてリセット付き積分器９１２へ｜ΔＩｑ２｜が入力されることで、リセット付き積分器９１２による積分演算が許可される。その結果、制御ゲイン変更部８００が出力するｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値は、図１２の中段上側に示すように、｜ΔＩｑ２｜が積分されることによって増加していき、所定の遅れ時間をもってωｃｑ＿ｉｎｉからハイゲイン設定へと変更される。これにより、定常状態では定常的に発生する電流脈動が抑制される。
　なお、ｔ６≦ｔ＜ｔ７の期間において、ｑ軸実電流Ｉｑｃが指令値ＩｑＡ１ ＊とほぼ一致して差分ΔＩｑの絶対値｜ΔＩｄ１｜が十分に小さくなり、信号処理部９１１の閾値ΔＩｑｔｈに対して｜ΔＩｄ１｜＜ΔＩｑｔｈとなると、信号処理部９１１からの出力｜ΔＩｑ２｜が常にゼロとなることで、リセット付き積分器９１２による積算演算が停止する。その結果、それ以降の期間では、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑは一定の値に維持される。
　ｔ＝ｔ７では、ｑ軸電流指令Ｉｑ ＊の値が、それまでの指令値ＩｑＡ１ ＊から別の指令値ＩｑＡ２ ＊へとステップ状に変化する。すると、図１２の上段に示すように定常状態で維持されていたｑ軸実電流ＩｑｃがＩｑＡ２ ＊に向かって減少するが、ｔ７≦ｔ＜ｔ８の期間では差分ΔＩｑの値が負方向に大きく、ΔＩｑ＜ΔＩｑ＿ｎである。そのため、第一の実施形態で説明した図６の場合と同様に、電力変換回路１０３の制御状態は過渡状態であると制御状態判定部１１２が判断し、制御状態判定部１１２から出力されるｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値は、図１２の中段下側に示すようにＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｎとなる。すなわち、ｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑが定常状態を表すＳｊｑ＿ｐｎから負側の過渡状状態を表すＳｊｑ＿ｎへと変化すると、図１２の下段に示すようにｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑにおいて立ち上がりエッジが生じる。この立ち上がりエッジが検出されると、前述のようにリセット付き積分器９１２の出力がリセットされることで、制御ゲイン変更部８００が出力するｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値は、図１２の中段上側に示すように、ハイゲイン設定から過渡状態に応じた通常設定の初期値であるωｃｑ＝ωｃｑ＿ｉｎｉへと即時に変更される。
　その後、差分ΔＩｑの値が閾値ΔＩｑ＿ｎに一致した時刻をｔ８とすると、ｔ８≦ｔの期間では、再びΔＩｑ＿ｎ≦ΔＩｑ≦ΔＩｑ＿ｐとなる。そのため、電力変換回路１０３の制御状態は定常状態であると制御状態判定部１１２が判断し、制御状態判定部１１２から出力されるｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値は、図１２の中段下側に示すようにＳｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐｎとなる。すなわち、時刻ｔ８でｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑの値がＳｊｑ＿ｎから再びＳｊｑ＿ｐｎへと変化し、それ以降も維持される。このとき、ゲイン変更許可信号生成部９１３から出力されるｑ軸側ゲイン変更許可信号Ｓｐｑの値は、図１２の下段に示すように１となり、これに応じてリセット付き積分器９１２へ｜ΔＩｑ２｜が入力されることで、リセット付き積分器９１２による積分演算が許可される。その結果、前述のｔ６≦ｔ＜ｔ７の期間と同様に、制御ゲイン変更部８００が出力するｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値は、図１２の中段上側に示すように、｜ΔＩｑ２｜が積分されることによって増加していき、所定の遅れ時間をもってωｃｑ＿ｉｎｉからイゲイン設定へと変更される。これにより、定常状態では定常的に発生する電流脈動が抑制される。
　なお、ｔ８≦ｔの期間において、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値が出力制限部９１５における所定の最大値ωｃｑ＿ｍａｘに到達すると、リセット付き積分器９１２による積分演算の実行条件であるΔＩｑｔｈ＜｜ΔＩｄ１｜を満たしていても、出力制限部９１５によってｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの増加が制限される。その結果、それ以降の期間では、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑは最大値ωｃｑ＿ｍａｘに維持される。
　以上のように、第二の実施形態でも第一の実施形態と同様に、外乱等が発生しない通常時の動作では、差分ΔＩｑの値から電力変換回路１０３の制御状態を判定することによって、定常時にのみ電流制御をハイゲインに設定できる。そのため、過渡応答時の性能に影響を与えずに、定常的に発生する電流脈動を抑制できる。
　また、第二の実施形態における制御ゲイン変更部８００は、第一の実施形態で説明した制御ゲイン変更部１１３と同様の遅れ時間要素を有しているため、外乱発生時における動作も同様である。したがって、第二の実施形態でも第一の実施形態と同様に、外乱発生時においても安定な動作を実現できる。なお、外乱発生時における動作の具体例については説明を省略する。
　第一の実施形態では、オフラインで決定された制御ゲインを、図５に示すようにルックアップテーブルに保存する。一方、第二の実施形態では、図１２に示すようにオンラインで自動的に制御ゲインが決定される点が異なっている。
　以上説明した本発明の第二の実施形態によれば、第一の実施形態で説明した（１）と同様の作用効果に加えて、以下の作用効果を奏する。
（５）制御ゲイン変更部８００はリセット付き積分器９０５，９１２を有し、このリセット付き積分器９０５，９１２を用いて遅れ時間を実現する。このようにしたので、第一の実施形態と同様に、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄ、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑを通常設定の値からハイゲイン設定の値へと変更する際の遅れ時間を容易に実現できる。
（６）制御ゲイン変更部８００は、ｄ軸電流指令Ｉｄ ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ ＊と交流モータ１０１に流れるｄ軸実電流Ｉｄｃ、ｑ軸実電流Ｉｑｃとの差分ΔＩｄ、ΔＩｑの絶対値｜ΔＩｄ１｜、｜ΔＩｑ１｜をリセット付き積分器９０５，９１２でそれぞれ積分した値に基づいて、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄ、ｑ軸電流制御用ゲインωｃｑを決定する。このようにしたので、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄやｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの値をオンラインで自動的に決定することができる。
（７）リセット付き積分器９０５，９１２は、信号処理部９０４，９１１の作用により、差分ΔＩｄ、ΔＩｑの絶対値｜ΔＩｄ１｜、｜ΔＩｑ１｜が所定値よりも小さい場合は０を積分し、絶対値｜ΔＩｄ１｜、｜ΔＩｑ１｜が所定値よりも大きい場合は当該絶対値｜ΔＩｄ１｜、｜ΔＩｑ１｜をそれぞれ積分する。このようにしたので、高調波ノイズ等に起因する微小な電流脈動成分を演算上無視して、不要な積分演算を回避することができる。
（８）制御ゲイン変更部８００は、ゲイン変更許可信号生成部９０６，９１３および乗算部９０７，９１４の作用により、制御状態判定部１１２から出力されるｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄ、ｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑが定常状態をそれぞれ表す判定信号の場合、すなわちＳｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｐｎ、Ｓｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐｎである場合は、リセット付き積分器９０５，９１２による積分演算を許可する。一方、制御状態判定部１１２から出力されるｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄ、ｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑが過渡状態をそれぞれ表す判定信号の場合、すなわちＳｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｐ（もしくはＳｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｎ）の場合や、Ｓｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐ（もしくはＳｊｑ＝Ｓｊｄ＿ｎ）の場合は、リセット付き積分器９０５，９１２による積分演算を禁止する。このようにしたので、リセット付き積分器９０５，９１２を用いて、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄやｑ軸電流制御用ゲインωｃｑにおける通常設定の値とハイゲイン設定の値とをそれぞれ容易に決定することができる。
（９）制御ゲイン変更部８００は、制御状態判定部１１２から出力されるｄ軸電流制御用判定信号Ｓｊｄ、ｑ軸電流制御用判定信号Ｓｊｑが、定常状態を表す値（Ｓｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｐｎ、Ｓｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐｎ）から過渡状態を表す値（Ｓｊｄ＝Ｓｊｄ＿ｐまたはＳｊｄ＿ｎ、Ｓｊｑ＝Ｓｊｑ＿ｐまたはＳｊｑ＿ｎ）に切り替えられると、リセット付き積分器９０５，９１２による積算演算の結果をリセットして所定の初期値ωｃｄ＿ｉｎｉ、ωｃｑ＿ｉｎｉに戻す。このようにしたので、電力変換回路１０３の制御状態が定常状態から過渡状態へと移行するときには、ｄ軸電流制御用ゲインωｃｄやｑ軸電流制御用ゲインωｃｑの設定を、定常状態に応じたハイゲイン設定から過渡状態に応じた通常設定へと即時に戻すことができる。
[第三の実施形態]
　前述の第一、第二の実施形態では、本発明に関するモータ駆動装置１００を説明した。これに対して、以下では本発明の第三の実施形態として、モータ駆動装置１００を電動車両システムに搭載した例を説明する。
　図１３は、本発明の第三の実施形態によるモータ駆動装置を搭載した電動車両システムの構成を示している。図１３に示すように、本実施形態による電動車両システム１３００は、モータ駆動装置１００および交流モータ１０１と、車軸１３０１、車輪１３０２、車輪１３０３、車軸１３０４、車輪１３０５、車輪１３０６、駆動用バッテリ１３０７とを備える。なお、モータ駆動装置１００および交流モータ１０１は、第一、第二の実施形態でそれぞれ説明したものと同様である。
　電動車両システム１３００において、車両の前方または後方の一方側には車軸１３０１が軸支されており、その両端には車輪１３０２と車輪１３０３がそれぞれ配置されている。また他方側においても、車軸１３０４が軸支されており、その両端には車輪１３０５と車輪１３０６がそれぞれ配置されている。駆動軸である車軸１３０１は、交流モータ１０１と機械的に接続されている。モータ駆動装置１００によって駆動される交流モータ１０１の回転動力は、車軸１３０１を介して、駆動輪である車輪１３０２と車輪１３０３に伝達される。モータ駆動装置１００は、駆動用バッテリ１３０７から供給される電源を用いて、不図示の上位システムで生成されたトルク指令τ＊を受けて交流モータ１０１を駆動させる。
　本実施形態では、モータ駆動装置１００が有するコントローラ１０２により、第一、第二の実施形態で説明したような電流制御演算が行われる。その結果、定常的に発生する電流脈動が抑制されるため、交流モータ１０１における振動や騒音が低減される。したがって、電動車両システム１３００において高い乗り心地を実現することができる。また、電動車両システム１３００では、意図せずに車輪がスリップ状態もしくはロック状態に陥るような外乱が発生することがあるが、本実施形態では、モータ駆動装置１００が有するコントローラ１０２の処理により、これらの外乱が発生する状態であっても安定な動作を実現できる。
　なお、以上説明した本発明の第三の実施形態では、モータ駆動装置１００を電動車両システム１３００において適用した場合を説明したが、他のシステム、例えば家電製品や鉄道などにおいてモータ駆動装置１００を適用しても、同様の効果が得られる。要するに、フィードバック形の電流制御を備えるモータ駆動装置であれば、本発明を適用することが可能である。
　以上説明した各実施形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。
１００…モータ駆動装置、１０１…交流モータ、１０２…コントローラ、１０３…電力変換回路、１０４…位置センサ、１０５…電流センサ、１０６…電流指令演算部、１０７ａ…減算部、１０７ｂ…減算部、１０８…電圧指令演算部、１０９…回転子位置／モータ速度生成部、１１０…ｄｑ／３相変換部、１１１…３相／ｄｑ変換部、２００…ｄ軸電流制御用ＰＩ制御器、２０１…加算部、２０２…ｑ軸電流制御用ＰＩ制御器、２０３…加算部、２０４…Ｐ制御部、２０５…Ｉ制御部、２０６…加算部、２０７…Ｐ制御部、２０８…Ｉ制御部、２０９…加算部、４００…ｄ軸側制御ゲイン変更部、４０１…ｑ軸側制御ゲイン変更部、４０２…ゲイン設定部、４０３…リセット付きローパスフィルタ、４０４…ゲイン設定部、４０５…リセット付きローパスフィルタ、８００…制御ゲイン変更部、９００…ｄ軸側制御ゲイン変更部、９０１…ｑ軸側制御ゲイン変更部、９０２…ノイズ除去フィルタ、９０３…絶対値演算部、９０４…信号処理部、９０５…リセット付き積分器、９０６…ゲイン変更許可信号生成部、９０７…乗算部、９０８…出力制限部、９０９…ノイズ除去フィルタ、９１０…絶対値演算部、９１１…信号処理部、９１２…リセット付き積分器、９１３…ゲイン変更許可信号生成部、９１４…乗算部、９１５…出力制限部、１３００…電動車両システム、１３０１…車軸、１３０２…車輪、１３０３…車輪、１３０４…車軸、１３０５…車輪、１３０６…車輪、１３０７…駆動用バッテリ

Claims (11)

  1. 　交流モータを駆動する電力変換回路と、
    　前記電力変換回路を制御するコントローラと、を備え、
    　前記コントローラは、
    　電流指令と前記交流モータに流れる実電流との差分である電流偏差に基づいて、前記電力変換回路を動作させるための電圧指令を演算する電圧指令演算部と、
    　前記電流偏差に基づいて、前記電力変換回路の制御状態に応じた判定信号を出力する制御状態判定部と、
    　前記判定信号に基づいて、前記電圧指令演算部が前記電圧指令の演算に用いる制御ゲインを変更する制御ゲイン変更部と、を有し、
    　前記制御状態判定部は、前記電流偏差が所定の範囲条件を満たす場合は第１の判定信号を出力し、前記電流偏差が前記範囲条件を満たさない場合は第２の判定信号を出力し、
    　前記制御ゲイン変更部は、
    　前記制御状態判定部から出力される判定信号が前記第１の判定信号から前記第２の判定信号に切り替えられると、前記制御ゲインを前記第２の判定信号に応じた値へと即時に変更し、
    　前記制御状態判定部から出力される判定信号が前記第２の判定信号から前記第１の判定信号に切り替えられると、前記制御ゲインを前記第１の判定信号に応じた値へと所定の遅れ時間をもって変更するモータ駆動装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ駆動装置において、
    　前記制御ゲイン変更部はローパスフィルタを有し、前記ローパスフィルタを用いて前記遅れ時間を実現するモータ駆動装置。
  3. 　請求項２に記載のモータ駆動装置において、
    　前記制御ゲイン変更部は、少なくとも２次元以上のルックアップテーブルを保持し、前記ルックアップテーブルを用いて前記判定信号に応じた前記制御ゲインの値を決定するゲイン設定部を有するモータ駆動装置。
  4. 　請求項１に記載のモータ駆動装置において、
    　前記制御ゲイン変更部は積分器を有し、前記積分器を用いて前記遅れ時間を実現するモータ駆動装置。
  5. 　請求項４に記載のモータ駆動装置において、
    　前記制御ゲイン変更部は、前記電流偏差の絶対値を前記積分器で積分した値に基づいて前記制御ゲインの値を決定するモータ駆動装置。
  6. 　請求項４または５に記載のモータ駆動装置において、
    　前記積分器は、前記電流偏差の絶対値が所定値よりも小さい場合は０を積分し、前記電流偏差の絶対値が前記所定値よりも大きい場合は前記電流偏差の絶対値を積分するモータ駆動装置。
  7. 　請求項４から請求項６のいずれか一項に記載のモータ駆動装置において、
    　前記制御ゲイン変更部は、
    　前記制御状態判定部から出力される判定信号が前記第１の判定信号である場合は、前記積分器による積分演算を許可し、
    　前記制御状態判定部から出力される判定信号が前記第２の判定信号である場合は、前記積分器による積分演算を禁止するモータ駆動装置。
  8. 　請求項４から請求項７のいずれか一項に記載のモータ駆動装置において、
    　前記制御ゲイン変更部は、前記制御状態判定部から出力される判定信号が前記第１の判定信号から前記第２の判定信号に切り替えられると、前記積分器による積算演算の結果をリセットして所定の初期値に戻すモータ駆動装置。
  9. 　請求項１から請求項８のいずれか一項に記載のモータ駆動装置において、
    　前記制御ゲイン変更部は、前記電流偏差が正の値である場合の前記第２の判定信号に応じた前記制御ゲインの値と、前記電流偏差が負の値である場合の前記第２の判定信号に応じた前記制御ゲインの値とを、互いに異ならせるモータ駆動装置。
  10. 　交流モータを駆動する電力変換回路を制御するコントローラであって、
    　電流指令と前記交流モータに流れる実電流との差分に応じた電流偏差に基づいて、前記電力変換回路を動作させるための電圧指令を演算する電圧指令演算部と、
    　前記電流偏差に基づいて、前記電力変換回路の制御状態に応じた判定信号を出力する制御状態判定部と、
    　前記判定信号に基づいて、前記電圧指令演算部が前記電圧指令の演算に用いる制御ゲインを変更する制御ゲイン変更部と、を備え、
    　前記制御状態判定部は、前記電流偏差が所定の範囲条件を満たす場合は第１の判定信号を出力し、前記電流偏差が前記範囲条件を満たさない場合は第２の判定信号を出力し、
    　前記制御ゲイン変更部は、
    　前記制御状態判定部から出力される判定信号が前記第１の判定信号から前記第２の判定信号に切り替えられると、前記制御ゲインを前記第２の判定信号に応じた値へと即時に変更し、
    　前記制御状態判定部から出力される判定信号が前記第２の判定信号から前記第１の判定信号に切り替えられると、前記制御ゲインを前記第１の判定信号に応じた値へと所定の遅れ時間をもって変更するコントローラ。
  11. 　請求項１から請求項９のいずれか一項に記載のモータ駆動装置と、
    　前記交流モータと、
    　軸支されて前記交流モータと機械的に接続される車軸と、
    　前記車軸に固定される車輪と、
    　前記モータ駆動装置に電源を供給する駆動用バッテリと、を備える電動車両システム。
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